TW201401736A - 全橋式電力轉換裝置 - Google Patents

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Hideki Shoji
Seiji Kawaberi
Shigeki Nakajima
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Abstract

本發明提供一種全橋式電力轉換裝置，用以抑制全橋式電路操作時所產生的漣波電流及共模雜訊。控制單元30產生各開關單元的控制信號以控制開關單元11~14的導通/不導通，開關單元11與開關單元12交錯導通/不導通，開關單元13與開關單元14交錯導通/不導通，由全橋式電路10輸出用以提供至負載3之供給電流。在供給電流輸出的期間，開關單元11與開關單元13導通以藉由釋放蓄積於電感16、17的電能來流出慣性電流，濾波電容19、20吸收電感16與輸出電容18所連接之輸出線以及電感17與輸出電容18所連接之輸出線所產生之共模雜訊的電荷。

Description

全橋式電力轉換裝置
本發明係有關於一種直流轉換輸出之全橋式電力轉換裝置。
在利用全橋式電路進行電力轉換的狀況中，當上述全橋式電路的輸入端連接至絕緣電源(isolated power)，且上述全橋式電路的輸出端連接至負載時，其輸入端以及輸出端不接地而在電位浮接狀態下進行操作(例如，用於驅動馬達時)。此稱為浮接操作。
第5圖係表示利用浮接方式之一傳統全橋式電力轉換裝置的電路連接示意圖。在第5圖中，全橋式電力轉換裝置101的輸入端連接至絕緣電源102，輸出端連接至負載103。此外，輸入電容111耦接於全橋式電力轉換裝置101的二個輸入端子之間。
全橋式電路110包括四個開關單元S1~S4。其中，開關單元S1與開關單元S2串聯，而開關單元S3與開關單元S4串聯。
絕緣電源102為具有直流電源輸出之電源裝置，其電源的輸出端子為絕緣式輸出，且具有Y電容Cy耦接於其輸出端子與接地端之間。
開關單元S1以及開關單元S3的接點耦接至上述全橋式電力轉換裝置101的其中一個輸入端子。
開關單元S2以及開關單元S4的接點耦接至上述全橋式電力轉換裝置101的另一個輸入端子。
此外，開關單元S1以及開關單元S2的接點耦接至電感112之一端，而開關單元S3以及開關單元S4的接點耦接至電感113之另一端。
電感112之另一端與電感113的另一端之間耦接一輸出電容114，該輸出電容114的二端耦接至述全橋式電力轉換裝置101的輸出端子。
在圖示中省略了用於控制全橋式電路110的各開關單元S1~S4操作的控制單元，其控制單元用以控制當開關單元S1、S4導通時，開關單元S2、S3不導通，而當開關單元S2、S3導通時，開關單元S1、S4不導通。
藉由絕緣電源102所提供之直流電壓，全橋式電力轉換裝置101輸出電位浮動之浮動電源至負載103。此時，全橋式電路110的各個開關單元於導通/不導通之間反覆切換，藉由此切換的操作可控制輸出至負載103的電壓電流的值或是極性。
此外，在共模下進行電源轉換的狀況下，例如，專利文件1中所揭露之橋式電路所輸出的電源，其藉由於一次線圈與二次線圈之間絕緣的變壓器輸出至負載。因此，藉由變壓器等的中介，可以減少由橋式電路等所產生的共同模式雜訊並輸出電源。
先前技術文獻 專利文件
專利文件1：日本特開2011-050134號公報
傳統利用全橋式電路的電源轉換裝置的結構如前述段落，以二段式輸出地操作各開關單元。此切換的操作使輸出電流產生漣波的部分，因此為了吸收此漣波電流(Ripple Current)，需要可承受漣波的平滑電容。
特別是在輸入端，為了產生具有與直流輸出電流相同等效值之相當大的漣波電流，變得需要增加電容並聯的數量，而造成裝置體積變大以及成本提高的問題。
為了解決上述問題，雖已有利用共同模式操作全橋式電路的技術，然而此操作方式會產生較大的共同模式雜訊，輸入端所連接之絕緣式電源的絕緣性必需要高，Y電容等必需要有高阻抗。然而，高阻抗之下，反而增加了絕緣電源內的產生的雜訊，因此並非實際的解決方法。結果在處理大的漣波電流情況下，浮接地使用輸出電源是唯一有效的方法，然而仍有無法耦接至接地的問題。
本發明為了解決上述的問題，提供一全橋式電源轉換裝置用以抑制全橋式電路操作時所產生的漣波電流以及共通模式雜訊。
根據本發明之一種全橋式電源轉換裝置，包括： 一全橋式電路，具有一第一開關單元、一第二開關單元、一第三開關單元以及一第四開關單元，其中，上述第一開關單元的一第一端與上述第二開關單元的一第一端串聯連接，上述第三開關單元的一第一端與上述第四開關單元的一第一端串聯接，以及串聯之上述第一開關單元以及上述第二開關單元與串聯之上述第三開關單元以及上述第四開關單元並聯連接；一控制單元，控制各上述第一開關單元、上述第二開關單元、上述第三開關單元以及上述第四開關單元的導通/不導通的操作；一輸入電容，耦接於一第一接點以及一第二接點之間，其中上述第一接點耦接至上述第一開關單元的一第二端以及上述第三開關單元的一第二端，而上述第二接點耦接至上述第二開關單元的一第二端以及上述第四開關單元的一第二端；一第一電感，具有一第一端耦接至一第三接點，上述第三接點耦接至上述第一開關單元之上述第一端以及上述第二開關之上述第一端；一第二電感，耦接至一第四接點，上述第四接點耦接至上述第三開關單元之上述第一端以及上述第四開關之上述第一端；一輸出電容，耦接至上述第一電感之一第二端以及上述第二電感之一第二端之間；一第一濾波電容，耦接至上述第一電感之上述第二端以及上述第一接點之間；以及一第二濾波電容，耦接至上述第二電感之上述第二端以及上述第二接點之間，其中，上述輸入電容的二端連接至輸出直流電壓的電源，上述輸出電容的二端耦接至一負載；其中，上述控制單元產生一控制信號用以控制各上述第一開關單元、上述第二開關單元、上述第三開關單元以及上述第四開關單元的導通/不導通 的操作；將上述第一開關單元以及上述第二開關單元交錯導通與不導通，上述第三開關單元以及上述第四開關單元交錯導通與不導通，以從上述全橋式電路輸出一供給電流以提供至上述負載；當未輸出上述供給電流的期間，藉由導通上述第一開關單元以及上述第三開關單元，不導通上述第二開關單元以及上述第四開關單元，以耦接上述第三接點以及上述第四接點之間，將上述第一電感以及上述第二電感所儲存的能量釋放以流出一慣性電流；以及於一驅動重疊率Rd在50%以上100%以下控制上述第一開關單元、第二開關單元、第三開關單元以及第四開關單元的操作，其中，上述第一開關單元以及上述第三開關單元中導通狀態的時間寬度較窄的為時間寬度Tm，導通狀態的時間寬度較寬的開關單元其導通/不導通狀態與上述導通狀態的時間寬度較窄的開關單元之導通/不導通狀態的重疊週期為重疊週期Td，而表示上述時間寬度Tm與上述重疊週期Td之比例之上述驅動重疊率為Rd=(Td/Tm)×100%，其中，上述第一濾波電容耦接至上述第一電感以及上述輸出電容之一第一輸出線，而上述第二濾波電容耦接至上述第二電感以及上述輸出電容之一第二輸出線，其中，上述第一濾波電容以及上述第二濾波電容具有儲存上述第一輸出線以及上述第二輸出線所產生之共模雜訊的電荷的電容值，以及其中，於上述第一開關單元以及上述第三開關單元導通且上述第二開關單元以及第四開關單元不導通時，上述第一濾波電容以及上述第二濾波電容吸收所產生之上述共模雜訊。
此外，輸入至上述全橋式電路之電壓為Vin，被抑 制的共模雜訊的頻率為f，上述第一電感以及上述第二電感的電感值為L，上述共模雜訊的電荷為Q=Vin/(32Lf2)，其中，當上述共通模式雜訊的電壓振幅抑制在峰對峰電壓值Vpp以下時，上述第一濾波電容以及上述第二濾波電容具有Q/Vpp以上的電容量。
藉由本發明可抑制漣波電流並減少輸出電源所包含的共模雜訊。
1、101‧‧‧全橋式電力轉換裝置
2、102‧‧‧絕緣電源
3、103‧‧‧負載
10、110‧‧‧全橋式電路
11、12、13、14、Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2、S3、S4‧‧‧開關單元
15、111‧‧‧輸入電容
16、17、112、113‧‧‧電感
18、114‧‧‧輸出電容
19、20‧‧‧濾波電容
30‧‧‧控制單元
A、B‧‧‧狀態轉換
Cf‧‧‧濾波電容
Cy‧‧‧Y電容
Td‧‧‧重疊週期
Tm‧‧‧時間寬度
Rd‧‧‧驅動重疊率
第1圖係顯示根據本發明之全橋式電力轉換裝置之一實施例之概略電路圖；第2A-2C圖係顯示如第1圖所示之全橋式電力轉換裝置的各開關單元操作的示意圖；第3A-3B圖係顯示如第1圖所示之全橋式電力轉換裝置的操作的示意圖；第4圖係顯示如第1圖之全橋式電力轉換裝置的等校電路圖；以及第5圖係顯示傳統利用浮接方式的全橋式電力轉換裝置的電路圖。
第5圖係顯示全橋式電力轉換裝置具有一般的全橋式電路，此全橋式電路輸出線之間的電壓(一般模式的輸出電壓)藉由電感112、113來取得平滑的直流電源。
上述全橋式電路的輸出電壓在共模(相對於接地電壓)觀測下，全橋式電路的二個輸出線的電壓，分別為方波且具有輸入至該電路的直流電壓值的振幅。
上述的全橋式電路在進行一般的二階輸出時，對稱地進行切換的操作，反相地轉換在二個輸出線所產生的電壓。因此，抑制了二個輸出線之間的共模電壓互相抵消的發生。
全橋式電路所使用的開關單元，具有一般的寄生二極體，在不同的開關元件中此二極體的特性並不相同。因此，藉由上述不同的特性，上述共模電壓的互相抵消變得不完全，產生了具有直流電壓的切換波型的共模電壓。當全橋式電路進行一般的二階輸出操作時，並未預期有上述共模電壓的產生。
根據本發明之全橋式電力轉換裝置，為了使全橋式電路操作於三階輸出，此全橋式電路的各個開關單元破壞對稱性的操作。在此，破壞上述對稱性的操作被稱為共模操作。
由於共模操作用以破壞對稱性地操作全橋式電路，必然會產生共模電壓。由於具有相當於上述全橋式電路的輸入電壓之振幅，在考慮輸出電壓雜訊的狀況下，共模電壓具有相當大的值。
根據本發明之全橋式電路操作於三階輸出的情況下，所產生的共模電壓以全橋式電路的切換速度相同或是相關的頻率來產生。
由於轉換共模電壓的頻率至低於高頻雜訊，減少設置於全橋式電路的輸出線上的電感相當困難。
此外，所產生的共模電壓如前述具有較大的振幅，由於電能變動大而從輸出線傳播至其他的電流路徑，例如，從輸出端子所耦接的Y電容的接地節點侵入至機殼接地端，而變成包括裝置各單元的接地電壓的共模雜訊。
本發明之全橋式電力轉換裝置具有濾波電容器，用以減少三階輸出所產生的共模雜訊。
以下根據圖式說明本發明之實施例。
實施例
第1圖係顯示根據本發明之全橋式電力轉換裝置之概略電路圖。圖式中的全橋式電力轉換裝置1具有以四個開關單元11~14構成的全橋式電路10，而全橋式電路10的輸入點耦接至絕緣電源2。
四個開關單元11~14，如功率金氧半場效電晶體(power MOSFET)等，可利用具有足夠的電流容量或適當的切換特性的雙極性電晶體或絕緣閘極雙極性電晶體(IGBT)來完成。
在全橋式電路10中，開關單元11與開關單元12串聯連接，開關單元13與開關單元14串聯連接。
此外，全橋式電路10中，開關單元11的開關接點的第一端點耦接至開關單元13的開關接點的第一端點。在此實施例中，此連接點作為全橋式電路10的第一接點。
此外，全橋式電路10中，開關單元12的開關接點的第一端點耦接至開關單元14的開關接點的第一端點。在此實施例中，此連接點作為全橋式電路10的第二接點。
再者，在此實施例中，開關單元11的開關接點的第二端點與開關單元12的開關接點的第二端點的連接點作為全橋式電路10的第三接點，而開關單元13的開關接點的第二端點與開關單元14的開關接點的第二端點的連接點作為全橋式電路10的第四接點。
第一接點耦接至輸入電容15的一端以及絕緣電源2的第一輸出端。第二接點耦接至輸入電容15的另一端以及絕緣電源2的第二輸出端。
第三接點耦接至電感16的一端。第四接點耦接至電感17的一端。電感16的另一端耦接至輸出電容18的一端，電感17的另一端耦接至輸出電容18的另一端。
再者，第一接點耦接至濾波電容19的一端，而電感16與輸出電容18的接點耦接至濾波電容19的另一端。
第二接點耦接至濾波電容20的一端，而電感17與輸出電容18的接點耦接至濾波電容20的另一端。
輸出電容18與濾波電容19的接點為全橋式電力轉換裝置1的第一輸出端，而輸出電容18與濾波電容20的接點為全橋式電力轉換裝置1的第二輸出端。第一輸出端與第二輸出端之間耦接負載3。
舉例來說，當輸入交流電源以轉換至既定電壓的直流電源時，絕緣電源2用以從第一輸出端輸出高電位端的電壓，而從第二輸出端輸出低電位端的電壓，其中用以輸出低電位端的電壓之第二輸出端並非連接至接地端。
再者，絕緣電源2具有Y電容Cy耦接於上述第一輸 出端以及上述第二輸出端。Y電容Cy由串聯連接之二個平滑電容所構成，且二平滑電容中間之接點電性連接至接地端(機殼接地)以固定在0V。
舉例來說，在全橋式電路10中，開關單元11~14藉由N通道MOSFET來完成的情況下，開關單元11以及開關單元13之汲極共同耦接在一起，而開關單元11的源極耦接至開關單元12的汲極。此外，開關單元13的源極耦接至開關單元14的汲極，而開關單元12以及開關單元14之源極共同耦接在一起。
各開關單元11~14的閘極分別耦接至控制單元30。
開關單元11~14的汲極與源極之間，即接點之間具有寄生二極體，當於後述中提及的慣性電流流過時，而該寄生二極體的回復特性不足的情況下，適當的額定二極體耦接至各開關單元的接點之間。
為了控制各開關單元11~14的閘極電壓，控制單元30藉由處理器、儲存控制程式等之記憶體所組成。再者，為了對應負載3的種類或提供電力的目的，控制單元30也可以從外部對開關單元11~14的操作進行設定。
負載3可為在所儲存電力使用之後進行充電並可重覆的使用的二次電池，具體來說可為用於車輛、能量儲存系統(energy storage system)等的電池單元、電池模組、或電池組等。
再者，其他裝置的直流排線藉由負載3耦接至全橋式電力轉換裝置1。
接著對其操作進一步說明。
第2A-2C圖係表示根據第1圖所示之全橋式電力轉換裝置之各開關單元的操作說明圖。此圖用以表示根據第1圖所示之全橋式電路10之操作實施例，其中，開關單元11以Q1表示，開關單元12以Q2表示，開關單元13以Q3表示，而開關單元14以Q4表示，用以表示開關單元操作時序的時序圖。在圖中，在高位準的期間為導通狀態，在低位準的期間為不導通狀態。
第2A圖係表示各開關單元11~14(Q1~Q4)的工作週期為50%的情形。
第2B圖係表示開關單元11(Q1)的工作週期大於50%的情況下，各個開關單元的操作。詳細來說，與開關單元11(Q1)相同之開關單元14(Q4)的工作週期大於50%，而開關單元12(Q2)與開關單元13(Q3)的工作週期小於50%的情況下的操作。
第2C圖係表示開關單元11(Q1)的工作週期小於50%的情況下，各個開關單元的操作。詳細來說，與開關單元11(Q1)相同之開關單元14(Q4)的工作週期小於50%，而開關單元12(Q2)與開關單元13(Q3)的工作週期大於50%的情況下的操作。
在全橋式電路10操作時，為了防止貫通電流流過第一接點與第二接點之間(全橋式電路10的輸入節點之間)，切換操作更設置了失效時間。
舉例來說，在第2A圖中，失效時間為開關單元12 (Q2)轉換為不導通狀態後將開關單元11(Q1)轉換為導通狀態前所增加的延遲時間，此由於開關單元的切換速度，需避免串聯的二個開關單元同時為導通狀態。
再者，在本實施例中，雖全橋式電路10的開關操作設置了失效時間，然而在表示本發明切換操作之技術特徵情況下，失效時間相當小，故在第2圖中並未顯示。此外，在操作說明中省略了關於失效時間的說明。
第2A圖，第2B圖、以及第2C圖所示之切換操作，設置了在高電位端的輸入電壓施加於開關單元11(Q1)以及開關單元13(Q3)以共同導通的狀態期間。此外，亦設置了在低電位端的輸入電壓施加於開關單元12(Q2)以及開關單元14(Q4)以共同導通的狀態期間。
此外，不具有開關單元11(Q1)以及開關單元12(Q2)為共同導通狀態的期間，亦不具有開關單元13(Q3)以及開關單元14(Q4)為共同導通狀態的期間。此外，為了提供電力至負載3，可進行如第2B圖所示的切換操作，如第2C圖所示的切換操作，或是第2B圖以及2C圖所示的切換操作的組合。
如第2A圖所示，操作週期為50%時，各個狀態皆轉換的時間點(全部開關單元從導通轉換為不導通狀態以及不導通轉換至導通狀態)，全橋式電路10的二個輸出端點之間變成沒有電位差，即使有電流在流動，此時全橋式電路10沒有輸出電源。此時，電感16事先所儲存的電能為W=1/2．LI2，接著，儲存在電感17中的電能W釋放所產生的慣性電流，以及電池等 (負載3)所產生的電流流出。其中，上述的電感值L為電感16以及電感17所合成的電感，電流I為電感16、17所流出的電流。
如第2B圖以及第2C圖所示，由絕緣電源2所輸入的電源傳送至全橋式電路10時，開關單元11、12(Q1、Q2)，開關單元13、14(Q3、Q4)分別由導通轉換為不導通，由不導通轉換為導通，或是將各開關單元操作的轉換時間點皆不同步。
如第2B圖所示之開關操作中，串聯連接的開關單元11(Q1)與開關單元12(Q2)同步且相反地切換導通/不導通狀態，此外，串聯連接的開關單元13(Q3)與開關單元14(Q4)同步且相反地切換導通/不導通狀態。
此外，上述切換的操作中，開關單元11(Q1)與開關單元13(Q3)由不導通轉換為導通的狀態為同步的，而開關單元12(Q2)與開關單元14(Q4)由導通轉換為不導通的狀態為同步的。
此外，上述切換的操作中，開關單元11(Q1)轉換至不導通的狀態與開關單元12(Q2)轉換至導通的狀態為同步的。而開關單元13(Q3)轉換至不導通的狀態與開關單元14(Q4)轉換至導通的狀態為同步的。再者，開關單元11(Q1)轉換至不導通狀態與開關單元13(Q3)轉換至不導通狀態並不同步。該些切換操作為正電壓輸出狀況下進行。
控制單元30在上述正電壓輸出的狀況下，將開關單元11(Q1)的操作週期設置為大於開關單元13(Q3)的操作週期，然而在後述段落提到負電壓輸出的情況下則相反。
上述各開關單元的操作控制方式中，例如，第2B圖中的「傳送期間」表示為開關單元11(Q1)以及開關單元14(Q4)共同導通的狀態，另一方面，開關單元12(Q2)以及開關單元13(Q3)共同不導通的狀態。
舉例來說，各開關單元利用N通道MOSFET來完成，從絕緣電源2輸出的高電位端電壓施加於開關單元11(Q1)以及開關單元13(Q3)的接點(第一接點)，此外，從絕緣電源2輸出的低電位端電壓施加於開關單元12(Q2)以及開關單元14(Q4)的接點(第二接點)。如第2B圖所示的「傳送期間」時各開關單元的導通/不導通的時候，電流從開關單元11(Q1)的汲極流至從開關單元11(Q1)與開關單元12(Q2)的接點(全橋式電路10的第三接點)，並藉由電感16流入供給電流至負載3。此外，從負載3所返回的電流藉由電感17流入至開關單元13(Q3)與開關單元14(Q4)的接點(全橋式電路10的第四接點)，接著流到開關單元14(Q4)的源極。
第2C圖所示的切換操作與第2B圖所示的切換操作相同，串聯連接的開關單元11(Q1)與開關單元12(Q2)同步且相反地切換導通/不導通狀態，此外，串聯連接的開關單元13(Q3)與開關單元14(Q4)同步且相反地切換導通/不導通狀態。
此外，開關單元11(Q1)與開關單元13(Q3)由導通轉換為不導通的狀態為同步的，而開關單元12(Q2)與開關單元14(Q4)由不導通轉換為不導通的狀態為同步的。
此外，上述切換的操作中，開關單元11(Q1)轉 換至不導通的狀態與開關單元12(Q2)轉換至導通的狀態為同步的。而開關單元13(Q3)轉換至不導通的狀態與開關單元14(Q4)轉換至導通的狀態為同步的。再者，開關單元11(Q1)轉換至不導通狀態與開關單元13(Q3)轉換至不導通狀態並不同步。
控制單元30控制上述各開關單元的切換操作時，將開關單元13(Q3)的操作週期設置為大於開關單元11(Q1)的操作週期。此時，輸出電壓為負電壓。
上述各開關單元的操作控制方式中，例如，第2C圖中的「傳送期間」表示為開關單元11(Q1)以及開關單元14(Q4)共同不導通的狀態，另一方面，開關單元12(Q2)以及開關單元13(Q3)共同導通的狀態。
此實施例中，將絕緣電源2輸出的高電位端電壓施加於開關單元11(Q1)以及開關單元13(Q3)的接點，將從絕緣電源2輸出的低電位端電壓施加於開關單元12(Q2)以及開關單元14(Q4)的接點。如第2C圖所示的「傳送期間」時各開關單元的導通/不導通的時候，電流從開關單元13(Q3)的汲極流至從開關單元13(Q3)與開關單元14(Q4)的接點(全橋式電路10的第四接點)，並藉由電感17由此接點流入供給電流至負載3。此外，從負載3所返回的電流藉由電感16流入至開關單元11(Q1)與開關單元12(Q2)的接點(全橋式電路10的第三接點)，接著流到開關單元12(Q2)的源極。
在全橋式電力轉換裝置1中，如上述之第2B圖以及第2C圖所示之「傳送期間」，利用絕緣電源2的輸出電壓從全 橋式電路10的輸出端(第三接點以及第四接點)輸出電流。該從全橋式電路10的輸出端所輸出的電流，藉由電感16、17的阻流(choke)作用變成直流電流，而藉由輸出電容18平滑化以輸出至負載3。
在傳統二階輸出的全橋式電路操作的情況下，在輸入電容流動的漣波電流的有效值Irms與輸出電流相同。例如，輸出電流為500A的情況下，漣波電流的有效值Irms亦為500A。相對於此，根據本發明之全橋式電路10的三階輸出操作的狀況下，漣波電流的有效值Irms已壓縮至傳送期間的比例(傳送期間/切換操作的一週期)。
本實施例的全橋式電源轉換裝置1以三階輸出的操作，且如前述正電壓以及負電壓輸出時，即使電壓為0時仍有電流流出。詳細來說，第2B圖以及第2C圖所示的「停止期間」中，開關單元11(Q1)以及開關單元13(Q3)共同為導通狀態，且開關單元12(Q2)以及開關單元14(Q4)共同為不導通狀態的期間，全橋式電路10的輸出端點之間沒有電位差。而利用如第2圖所述之電感16、17儲存的電能W的釋放以流出慣性電流。
在第2B圖所示的操作中，上述慣性電流從電感16往負載3流動，從該負載3透過電感17流向導通狀態的開關單元13(Q3)，接著從開關單元13(Q3)透過導通狀態的開關單元11(Q1)流向電感16。
此外，在第2C圖所示的操作中，上述慣性電流從電感17往負載3流動，從該負載3透過電感16流向導通狀態的開 關單元11(Q1)，接著從開關單元11(Q1)透過導通狀態的開關單元13(Q3)流向電感17。
此外，在第2B圖以及第2C圖所示的停止期間中，開關單元11(Q1)以及開關單元13(Q3)共同為不導通的狀態，且開關單元12(Q2)以及開關單元14(Q4)共同導通的狀態的期間，全橋式電路10的輸出端點間不具有電位差，藉由前述的電感16、17所儲存的電能W的釋放以流出慣性電流。此時的慣性電流從導通狀態的開關單元12(Q2)以及開關單元14(Q4)流過，其他的電流路徑與前述的說明相同。
第3圖係表示如第1圖所示之全橋式電力轉換裝置的操作的說明圖。在此圖中，係顯示了全橋式電路10的各開關單元的導通/不導通狀態的時序圖，狀態轉換A表示一個開關單元的操作示意圖，以及狀態轉換B表示另外一個開關單元的操作示意圖。
第3圖所示的各狀態，高位準的部分係表示導通，低位準的部分係表示不導通。
此外，舉例來說，狀態轉換A係表示為開關單元11(Q1)的導通/不導通的操作，而狀態轉換B係表示為開關單元13(Q3)的導通/不導通的操作。
在此狀態轉換A與狀態轉換B中，導通狀態的期間較短(時間寬度較窄)的狀態變化之時間寬度表示為Tm，而狀態轉換A的導通狀態與狀態轉換B的導通狀態重疊之時間重疊期間表示為Td。其中，時間重疊期間Td除以時間寬度Tm係為驅動重疊率Rd(Rd=Td/Tm)。在第3圖的例子中，狀態轉換 A係為窄的一個狀態(在此為導通狀態)的時間寬度，而狀態轉換B係為寬的一個狀態(在此為導通狀態)的時間寬度。
第3A圖係表示過去所進行的一般的切換操作，例如，狀態轉換A表示為開關單元11(Q1)的操作示意圖，而狀態轉換B表示為開關單元13(Q3)的操作示意圖。
在第3A圖所示的切換操作中，各開關單元從導通狀態轉換為不導通狀態的時候，以及從不導通狀態轉換為導通狀態的時候所產生的延遲時間(前述的無效時間)相當小，可視作為0的大小。在此，狀態轉換A中低位準的期間與狀態轉換B中高位準的期間皆為Tm，而Td被視作0時，由於驅動重疊率Rd的Td/Tm=0，並未發生電感16、17的慣性電流流動的期間。
第3B圖係表示根據本發明之全橋式電路10的切換操作之實施例。與第3A圖相同，第3B圖的狀態轉換A表示為開關單元11(Q1)的操作示意圖，而狀態轉換B表示為開關單元13(Q3)的操作示意圖。
在第3B圖，狀態轉換B在高電位的時間寬度比起狀態轉換A狹窄。此外，狀態轉換A在低電位的時間寬度比起狀態轉換B狹窄。因此，具有較為狹窄的時間寬度Tm。此外，在時間寬度Tm中的狀態轉換B為高位準，且狀態轉換A在高位準的期間表示為Td。此外，在時間寬度Tm中的狀態轉換A為低位準，且狀態轉換B在低位準的期間亦為Td。由於前述的慣性電流在期間Td內流動，驅動重疊率Rd較大，慣性電流流動的時間較長。
此外，利用對稱的絕緣電源2的輸出電壓所輸出的 電流輸出的期間變短。換句話說，狀態轉換A在導通狀態且狀態轉換B在不導通狀態的期間，以及狀態轉換A在不導通狀態且狀態轉換B在導通狀態的期間變短。
在此實施例中，絕緣電源2的輸出電壓切換地輸出電流的期間抑制漣波的大部分，此外，不進行電流輸出的期間產生慣性電流，以維持流入至負載3的直流電電流。
舉例來說，在10kW以上的電源輸出至負載3的狀況下，控制單元30中的全橋式電路10的各開關單元在20kHz以下的頻率切換，在負載3較輕的情況下則於數百kHz的頻率下切換。此外，為了對應較大的輸出電源以調整開關單元的操作週期，產生控制信號以控制各開關單元於前述的驅動重疊率Rd=Td/Tm×100%(例如於50%以上)，來操作全橋式電路10。
在此實施例中，全橋式電源轉換裝置1的輸出電流為I時，在如第3A圖所示的驅動重疊率Rd為0%的操作下，在輸入電容15流動的漣波電容有效值Irms=輸出電流值I。
此外，當電流輸出的操作週期為D時，驅動重疊率Rd為100%(Td=Tm)的操作下，漣波電容有效值Irms變為I×(1-2D)。
舉例來說，當輸入40V的電壓至全橋式電路10，而在負載3的二端產生4V的電壓的操作時，控制單元30控制各開關單元在操作週期為D為45%。此操作中，Rd=100%的狀況下的漣波電流的有效值為Rd=0%的狀況下的1/10。
如此一來，藉由以Rd=50~100%進行切換操作，可以有效的減少漣波電流。
此外，在過去以Rd=0%進行操作下，輸入電容15(平滑電容)漣波承受度必需有360A，然而以Rd=100%進行操作下，其漣波承受度可僅有36A的程度。
當全橋式電力轉換裝置1在操作時，由於全橋式電路10的切換操作而產生電壓變化(雜訊)。
全橋式電路10在抑制漣波電流的操作時，全橋式電路10的輸出端點之間沒有電位差，而該輸出端相對於機殼接地端具有正電壓或負電壓。具體來說，例如開關單元11與開關單元13在導通狀態的時候，從絕緣電源2輸出的高電位的電壓施加於開關單元11、13。因此，全橋式電路10的第三接點與第四接點產生了共模電壓。
舉例來說，全橋式電路10的第三接點(第一輸出端)的相對於機殼接地端具有電壓V1，而全橋式電路10的第四接點(第二輸出端)的相對於機殼接地端具有電壓V2，輸出電容18的二端或全橋式電力轉換裝置1的輸出端子之間產生(V1+V2)/2的共模電壓。
共模電壓(V1+V2)/2表示由各開關單元的導通/不導通的操作產生的雜訊大小，而包括此雜訊的共模雜訊中，在全橋式電路10的第一輸出端以及第二輸出端之間為耦接的狀態下，存在於電感16與全橋式電力轉換裝置1的第一輸出端子之間的輸出線，以及電感17與全橋式電力轉換裝置1的第二輸出端子之間的輸出線。
第4圖係顯示如第1圖之全橋式電力轉換裝置的等校電路圖。在第4圖中，雜訊源為全橋式電路10的各開關單元， 阻流(choke)為電感16(或是電感17)、Cy為絕緣電源2的輸出端之間耦接的Y電容。此外，阻流的輸出端與全橋式電力轉換裝置1的輸入端之間耦接一電容CF相當於第1圖中的濾波電容19(或是濾波電容20)。
全橋式電力轉換裝置1的輸出線產生的共模雜訊，透過其裝置的電源電路(圖式中省略)的接地端或外殼的機殼接地端，從絕緣電源2的交流接地端(例如，絕緣電源2的Y電容的接地點)侵入至絕緣電源2的電路，接著從絕緣電源2的輸出端回到全橋式電力轉換裝置1的輸入端而在上述的輸出線上增大。
此時，濾波電容Cf與阻流所構成的低通濾波器抽出輸出線所產生的共模雜訊，並吸收至濾波電容Cf中。
相當於上述濾波電容Cf，如第1圖中的濾波電容19的兩端電壓，係為接地端(或機殼接地端)與全橋式電力轉換裝置1的輸出端之間的電壓。
共模雜訊的大小可以表示為前述之(V1+V2)/2，而此電能相當於，全橋式電力轉換裝置1操作於負載電流360A、輸出電壓0V(電感最小的狀況下)下，而提供至全橋式電力轉換裝置1的輸入電壓Vin以操作週期50%下的輸出狀態。
於第1圖所示的全橋式電路10的高電位端以及低電端的各輸入端，濾波電容19與濾波電容20分別在電路上對稱的連接，具有相同的容量以及作用。在此，以濾波電容19作為例子來說明。
含有共模雜訊的電流(從全橋式電路10透過電感 16輸出的電流)為I時，該電流的波型為三角波。該波型的斜率表示為dI/dt=Vin/2L，振幅Ipp表示為Ipp=(dI/dt)×(1/2f)=Vin/(4fL)。濾波電容19、20分別儲存的電荷Q，為上述的電流波型的一個三角波(1/2週期)的面積，可根據Q=(Ipp/2)×(1/(2f))×(1/2)來求得，可表示為Q=Vin/(32Lf2)。此外，上述L為電感16或是電感17的各電感值，f為共模雜訊成分的任意頻率(例如，全橋式電路10的切換頻率。)此外，電荷Q為上述共模雜訊所形成的電荷。
因此，共模雜訊的電壓振幅的峰對峰值表示為Vpp，由於Vpp=Q/C，共模雜訊的電壓振幅為電壓峰對峰值Vpp所需要的濾波電容19、20的容量值Cf可表示為Cf=Q/Vpp。當共模雜訊的大小(電壓振幅)抑制於Vpp以下時，濾波電容19、20的容量值Cf大小必須大於Q/Vpp。換句話說，藉由設置少於Q/Vpp容量的濾波電容19、20，可以將共模雜訊的頻率f的成分降低到電壓峰對峰值Vpp。
舉例來說，Vin=60V、f=20kHz、L=30μH的情況下，Q=156μC。因此，例如在濾波電容19的容量在156μF的情況下，濾波電容19二端的電壓為1VO-P。
假設需將共模雜訊的電壓振幅抑制為千分之一，則各濾波電容19、20的電荷Q需具備有約1000倍的容量。
在上述的實施例中，為了將濾波電容19的二端電壓，即，共模雜訊的電壓峰對峰值降低到1mV的程度，濾波電容19的容量則必須有15000μF以上。此時，在濾波電容19流動的電流為156μC×2f=6A。
此外，根據全橋式電力轉換裝置1所連接的負載3的種類，或全橋式電力轉換裝置1的輸出電力的使用目的，可決定該裝置的輸出電源所包括的共模雜訊的容許值大小。濾波電容19、20，依據其負載3的種類或使用目的容許值大小，具有可降低共模雜訊的容量值。
濾波電容19、20可利用化學電容器以具有相當於如前述的容量值。此外，亦可利用複數的電容器來連接以完成目標的容量值。
此外，共模雜訊中除了由前述的切換操作的電壓變動之外，由於包括各種原因所產生的高頻率部分，濾波電容19、20可由包括對應該些高頻率部分的容量之電容來組成。
如第1圖所示，濾波電容19與電感16構成低通濾波器，且濾波電容20與電感17亦構成低通濾波器。
全橋式電路10的第三接點與全橋式電力轉換裝置1的第一輸出端之間的輸出線上產生之共模雜訊，藉由包括濾波電容19之低通濾波器來濾波，抑制共模雜訊以使第一輸出端流出的電流穩定。
此外，全橋式電路10的第四接點與全橋式電力轉換裝置1的第二輸出端之間的輸出線上產生之共模雜訊，藉由包括濾波電容20之低通濾波器來濾波，抑制共模雜訊以使第二輸出端流出的電流穩定。
在較大的前述驅動重疊濾Rd下操作全橋式電路10，可減少漣波電流，且全橋式電路10的二個輸出點之間耦接在一起的期間變長。
在該期間中，僅絕緣電源2一端的輸出端耦接至全橋式電力轉換裝置1的輸出線，不具有返回至絕緣電源2的電流。因此，輸出線藉由從絕緣電源2一端的輸出端所施加的電壓儲存電能，該輸出線產生相當大的共模雜訊。
在全橋式電力轉換裝置1中，全橋式電路10的二個輸出端耦接而有慣性電流流動時，並將滯留於輸出線上的電能吸收至濾波電容19、20中，從而在減少漣波電流的操作下減少共模雜訊的增加。
如上所述，根據本實施例中的全橋式電力轉換裝置，利用絕緣電源2的輸出電壓縮短全橋式電路10進行電流輸出的期間，而藉由絕緣電源2的輸出電壓的電流在沒有輸出的期間，利用電感16以及電感17所儲存的電能來產生慣性電流，可抑制以減少全橋式電路10的輸出電流包含的漣波電流，以輸出高精確度的電流。
此外，由於可抑制在全橋式電路10的輸入端所產生的漣波電流，因此可使用漣波承受度較小的輸入電容15，此更減少了周邊電路的成本，可減少功率損耗以提升效率，以實現裝置的小型化。
此外，為對應去除共模雜訊成分的頻率，更具有可儲存共模雜訊成分的電荷之容量之濾波電容19、20，故可減少全橋式電力轉換裝置1的輸出線所產生的共模雜訊。
特別是，設置驅動重疊率為50%以上來操作全橋式電路10時，可抑制連波電流以及共模雜訊以產生高精密度的電力輸出。
產業利用可能性
根據本發明之全橋式電力轉換裝置，由於可以抑制連波電流以及共模雜訊以輸出電源，因此可適用於需要高準確度的施加電壓或電流供給的二次電池之充電，或判斷二次電池的充放電特性時的電力轉換。
1‧‧‧全橋式電力轉換裝置
2‧‧‧絕緣電源
3‧‧‧負載
10‧‧‧全橋式電路
11、12、13、14‧‧‧開關單元
15‧‧‧輸入電容
16、17‧‧‧電感
18‧‧‧輸出電容
19、20‧‧‧濾波電容
30‧‧‧控制單元

Claims (2)

  1. 一種全橋式電源轉換裝置，包括：一全橋式電路，具有一第一開關單元、一第二開關單元、一第三開關單元以及一第四開關單元，其中，上述第一開關單元的一第一端與上述第二開關單元的一第一端串聯連接，上述第三開關單元的一第一端與上述第四開關單元的一第一端串聯接，以及串聯之上述第一開關單元以及上述第二開關單元與串聯之上述第三開關單元以及上述第四開關單元並聯連接；一控制單元，控制各上述第一開關單元、上述第二開關單元、上述第三開關單元以及上述第四開關單元的導通/不導通的操作；一輸入電容，耦接於一第一接點以及一第二接點之間，其中上述第一接點耦接至上述第一開關單元的一第二端以及上述第三開關單元的一第二端，而上述第二接點耦接至上述第二開關單元的一第二端以及上述第四開關單元的一第二端；一第一電感，耦接至一第三接點，上述第三接點耦接至上述第一開關單元之上述第一端以及上述第二開關單元之上述第一端；一第二電感，耦接至一第四接點，上述第四接點耦接至上述第三開關單元之上述第一端以及上述第四開關單元之上述第一端；一輸出電容，耦接至上述第一電感之一第二端以及上述第 二電感之一第二端之間；一第一濾波電容，耦接至上述第一電感之上述第二端以及上述第一接點之間；以及一第二濾波電容，耦接至上述第二電感之上述第二端以及上述第二接點之間，其中，上述輸入電容的二端連接至輸出直流電壓的電源，上述輸出電容的二端耦接至一負載；其中，上述控制單元產生一控制信號用以控制各上述第一開關單元、上述第二開關單元、上述第三開關單元以及上述第四開關單元的導通/不導通的操作；將上述第一開關單元以及上述第二開關單元交錯導通與不導通，上述第三開關單元以及上述第四開關單元交錯導通與不導通，以從上述全橋式電路輸出一供給電流以提供至上述負載；當未輸出上述供給電流的期間，藉由導通上述第一開關單元以及上述第三開關單元，不導通上述第二開關單元以及上述第四開關單元，以耦接上述第三接點以及上述第四接點，將上述第一電感以及上述第二電感所儲存的能量釋放以流出一慣性電流；以及於一驅動重疊率Rd在50%以上100%以下控制上述第一開關單元、第二開關單元、第三開關單元以及第四開關單元的操作，其中，上述第一開關單元以及上述第三開關單元中導通狀態的時間寬度較窄的為時間寬度Tm，導通狀態的 時間寬度較寬的開關單元其導通/不導通狀態與上述導通狀態的時間寬度較窄的開關單元之導通/不導通狀態的重疊週期為重疊週期Td，而表示上述時間寬度Tm與上述重疊週期Td之比例之上述驅動重疊率為Rd=(Td/Tm)×100%，其中，上述第一濾波電容耦接至上述第一電感以及上述輸出電容之一第一輸出線，而上述第二濾波電容耦接至上述第二電感以及上述輸出電容之一第二輸出線，其中，上述第一濾波電容以及上述第二濾波電容具有儲存上述第一輸出線以及上述第二輸出線所產生之共模雜訊的電荷的電容值，以及其中，於上述第一開關單元以及上述第三開關單元導通且上述第二開關單元以及上述第四開關單元不導通時，上述第一濾波電容以及上述第二濾波電容吸收所產生之上述共模雜訊。
  2. 如申請專利範圍第1項之全橋式電源轉換裝置，其中，輸入至上述全橋式電路之電壓為Vin，被抑制的共模雜訊的頻率為f，上述第一電感以及上述第二電感的電感值為L，上述共模雜訊的電荷為Q=Vin/(32Lf2)，其中，當上述共通模式雜訊的電壓振幅抑制在峰對峰電壓值Vpp以下時，上述第一濾波電容以及上述第二濾波電容具有Q/Vpp以上的電容量。
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