TWI434506B - 三相換流器的控制方法 - Google Patents

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TWI434506B TW100106934A TW100106934A TWI434506B TW I434506 B TWI434506 B TW I434506B TW 100106934 A TW100106934 A TW 100106934A TW 100106934 A TW100106934 A TW 100106934A TW I434506 B TWI434506 B TW I434506B
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Chih Hao Chang
Li Chiun Lin
yu kai Chen
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Description

三相換流器的控制方法
本發明有關於電流控制方法，特別是有關於電流控制方法的三相換流器控制方法及其裝置。
綠色能源中的太陽能是取之不竭、用之不盡的能源，因此與太陽能相關的技術正如火如荼的發展。當太陽能發電裝置(例如：太陽能板)取得太陽能而轉變成電能後，此電能可直接併入市內配電網(local distribution network)或以電池儲存能量。但電池的壽命有限，成本也相對較高。若採取換流器，將太陽能經過換流器直接併入市內配電網，可以減少傳輸中的消耗能量，並降低電力的損失，致使發電系統更加有效率。除此之外，也可以將換流器設計為具有雙向功能，使太陽能能直接供給直流負載，而不需要經過併入市內配電網後才再度轉換為直流，據此可以進一步減少約8%的能源浪費。而在雙向換流器的選擇上，十千瓦(10 kW)以上的系統主要以三相為主，如圖1A以及圖1B所示，可分為△接和Y接兩種，這也比較符合未來供電需求以及系統的擴充。因此，三相換流器的控制與可靠度是未來研究重要課題。
傳統的三相控制方法，主要為空間向量脈寬調變(Space Voltage Pulse Width Modulation,SVPWM)為基礎而發展的電流控制器，依據參考文獻，「M. P. Kazmierkowski and L. Malesani,“Current Control Techniques for Three-Phase Voltage-Source PWM Converters: A Survey,”IEEE Trans. on Industrial Electronics ,vol. 45,no. 5,pp. 691-703,Oct. 1998」。然而，依據參考文獻，「S. Fukuda and R. Imamura,“Application of A Sinusoidal Internal Model to Current Control of Three-Phase Utility-Interface Converters,”IEEE Trans .on Industrial Electronics ,vol. 52,no. 2,pp. 420-426,March. 2005」以及「Q. Zeng and L. Chang,“An Advanced SVPWM-Based Predictive Current Control for Three-Phase Inverters in Distribution Generation Systems,”IEEE Trans .on Industrial Electronics ,vol. 55,no. 3,pp. 1235-1246,March. 2008」，空間向量脈寬調變是建立在三相電壓平衡的情況下，利用電流誤差補償來克服市電諧波造成的失真以及取樣延遲的控制問題等。此外，依據參考文獻，「K. M. Smedley and C. Qiao,“Unified constant-frequency integration control of three-phase power factor corrected rectifiers,active power filters and grid-connected inverters,”U.S. Patent 6545887,Apr. 8,2003」，由K. M. Smedley提出雙降壓(dual-buck)的控制方式來簡化傳統空間向量脈寬調變的複雜推導，而此推導的過程仍然是建立在三相電感值相等的情況下。
然而，三相之電感值並不是固定不變的，請參照圖2，圖2為十千瓦之三相系統的鐵鎳鉬磁芯(Magnetic Molypermalloy Powder core，MPP core)所繞製的電感其電感值隨電流變化之曲線圖為電感值隨電流變化的曲線圖。由圖2可知，在功率越大的系統中，電流越大會使得感值變得越小。由於空間向量脈寬調變本身是以三相電感相等的條件來推導控制法則，當電感隨著電流變化而改變時，以空間向量脈寬調變推導之控制法則就不成立。
倘若控制器沒有將電感變化納入考量，勢必要用極大的補償量來克服電感值的不足，這會將使得系統存在發散的風險。因此，將電感變化加入控制法則是不可或缺的。接著，在一般換流器的控制器中，往往因為開關切換的雜訊干擾到回授取樣，而造成控制器震盪或誤動作。雖然可以使用類比濾波器濾除高頻雜訊，卻會造成回授訊號延遲與系統響應變慢，而使得換流器的交流輸出失真。因此，近年來產學界採用數位單晶片(Digital Signal Processor，DSP)來作脈寬調變控制，藉由在一個切換週期內取樣多點回授訊號來平均，達到減少高頻雜訊的影響。但是，多點取樣並無法真正使得回授電流值匹配到參考電流值，反而增加單晶片執行與運算的時間。
為了解決上述電感變化與回授取樣的問題，本發明提出一種三相預測式電流控制法，此控制法考量電感變化，且進一步簡化傳統空間向量脈寬調變的開關切換方式，在0~360°等六個相位區間，全橋式開關之每一腿(leg)都只需要一臂(arm)切換，取代原來空間向量脈寬調變的每一腿之上下臂互補切換的方式。
本發明實施例提供一種三相換流器控制方法，執行於三相換流器控制裝置內，三相換流器控制裝置用以控制三相換流器，且三相換流器具有分別位於第一相、第二相以及第三相之第一電感、第二電感以及第三電感，三相換流器的控制方法包含以下步驟。首先，將分別代表預測該三相換流器之三相電源端在下一切換週期以及目前切換週期之電流的第一參考電流信號與第二參考電流信號相減而得到預測變化量。再來，將第二參考電流信號延遲一個切換週期，並將延遲一個切換週期之第二參考電流信號與代表三相換流器之三相電源端在上一切換周期之回授電流信號相減而得到電流誤差量。然後，將電流誤差量乘上誤差量係數後，再加上預測變化量而得到電流變化量。最後，依據電流變化量、第一電感值、第二電感值以及第三電感值得到三相換流器之複數開關之責任比。其中三相換流器依據複數開關之責任比將電力在直流端與三相電源端之間轉換。
本發明實施例還提供一種三相換流器控制裝置，用以控制三相換流器，且三相換流器具有分別位於第一相、第二相以及第三相之第一電感、第二電感以及第三電感，三相換流器控制裝置包括驅動電路、第一回授電路、第二回授電路以及微控制器。驅動電路用以驅動三相換流器。第一回授電路用以接收三相換流器之三相電源端之電流以及電壓，其中第一回授電路依據三相電源端之電流產生回授電流信號。第二回授電路用以接收三相換流器之直流端之電壓。微控制器接收回授電流信號、三相電源端之電壓以及直流端之電壓。微控制器更將分別代表預測三相換流器之三相電源端在下一切換週期以及目前切換週期之電流的第一參考電流信號與第二參考電流信號相減而得到預測變化量。微控制器更將第二參考電流信號延遲一個切換週期，並將延遲一個切換週期之第二參考電流信號與代表三相換流器之三相電源端在上一切換周期之回授電流信號相減而得到一電流誤差量。微控制器更將電流誤差量乘上誤差量係數後，再加上預測變化量而得到電流變化量。微控制器更依據電流變化量、第一電感值、第二電感值以及第三電感值得到三相換流器之複數開關之責任比。其中三相換流器依據複數開關之責任比將電力在直流端與三相電源端之間轉換。
綜上所述，本發明實施例所提供之三相換流器控制方法以及裝置將三相換流器各相位的電感之電感值變化納入考量，且能減少單晶片執行與運算的時間。
為使能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。
本發明實施例之三相換流器控制方法，執行於三相換流器控制裝置內，三相換流器控制裝置用以控制三相換流器。為了方便說明，在詳述本發明之三相換流器控制方法前，先說明用以控制三相換流器的特徵方程式。請同時參照圖1以及圖3，圖3為在一個市電周期(例如：60 Hz)內之三相電感之電流之波形圖。依據三相電流的零交越，可將0°~360°的相位分為六個相位區間，分別為區間0°~60°、60°~120°、120°~180°、180°~240°、240°~300°以及300°~360°，而特徵方程式即以此六個區間來做區隔。
而且由於本發明之三相換流器控制方法具有兩種模式，分別為市電並聯模式以及整流兼功因校正模式。市電並聯模式是將電力由直流端提供至三相電源端(此三相電源端耦接至市電網路)，即電力由圖1A以及圖1B之直流電壓VDC 轉換至三相電源端R、S、T；整流兼功因校正模式是將三相電源端的電力提供至直流端，即電力由圖1A以及圖1B之三相電源端R、S、T轉換至直流電壓VDC 。市電並聯模式以及整流兼功因校正模式分別對應至下述的第一特徵方程式(A)以及第二特徵方程式(B)。
第一特徵方程式(A)：
在區間0°~60°，；在區間60°~120°，；在區間120°~180°，；在區間180°~240°，；在區間240°~300°，； 在區間300°~360°，。
第二特徵方程式(B)：
在區間0°~60°，；在區間60°~120°，；在區間120°~180°，； 在區間180°~240°，；在區間240°~300°，；在區間300°~360°，，其中△i L 為電流變化量，T S 為切換週期。
為了便於說明，在詳述本發明實施例之三相換流器控制方法之前，請同時參照圖4、第一特徵方程式(A)以及第二特徵方程式(B)，以了解本發明實施例之三相換流器控制方法的基本概念。圖4為本發明實施例之三相換流器控制裝置之方塊圖。三相換流器控制裝置4包括三相換流器41、市電網路42、微控制器(microprocessor)43、第一回授電路44、第二回授電路45以及驅動電路46。三相換流器41包括形成全橋式架構之開關 S1 ~S6 、耦接至開關之直流端VDC 、三相端電源端R、S、T以及分別對應於三相電源端S、R、T之電感LR 、LS 、LT 。
三相換流器41將電力在直流端VDC 與三相電源端R、S、T之間轉換。三相換流器41的開關S1 ~S6 的責任比分別為第一特徵方程式以及第二特徵方程式中之DRH 、DRL 、DSH 、DSL 、DTH 以及DTL 。驅動電路46傳送控制信號MRH 、MRL 、MSH 、MSL 、MTH 以及MTL 至開關S1 ~S6 ，以驅動三相換流器41。第一回授電路44用以接收三相換流器41之三相電源端R、S、T之電流i R 、i S 、i T 以及電壓VRS 、VST 、VTR ，並將電流i R 、i S 、i T 以及電壓VRS 、VST 、VTR 傳送至微控制器43，且第一回授電路44依據電流i R 、i S 、i T 產生回授電流信號I fb (n) (未圖示)。第二回授電路45用以接收三相換流器41之直流端電壓VDC 。微控制器43接收回授電流信號I fb (n) 、電壓VRS 、VST 、VTR 以及直流端電壓VDC 。須要注意的是，電感LR 、LS 、LT 之電感值不為定值。
復參照第一特徵方程式(A)以及第二特徵方程式(B)，在第一特徵方程式(A)以及第二特徵方程式(B)中的電流變化量△i L 包含一個切換週期內的預測變化量(I ref (n +1) -I ref (n) )與誤差量(I ref (n -1) -I fb (n) )，如下述的方程式(C)：
復參照圖4，在市電並聯模式，當太陽能板將所取得的電力儲存於負載(未圖示，此負載可為一個電池)時，負載可透過三相換流器41之直流端VDC 以及三相電源端R、S、T提供電力至市電網路42。換句話說，當要將電力由三相換流器41之直流端VDC 轉換至三相電源端R、S、T時，將電流變化量△i L 帶 入第一特徵方程式(A)而得到三相換流器41之開關S1 ~S6 之責任比DRH 、DRL 、DSH 、DSL 、DTH 以及DTL ，並據此控制三相換流器41。
同樣地，在整流兼功因校正模式，市電網路42的電力可透過三相換流器41傳送至直流端VDC 的所連接的負載。換句話說，當要將電力由三相換流器41之三相電源端R、S、T轉換至直流端VDC 時，將電流變化量△i L 帶入第二特徵方程式(B)而得到三相換流器41之開關S1 ~S6 之責任比DRH 、DRL 、DSH 、DSL 、DTH 以及DTL ，並據此控制三相換流器41。
值得注意的是，依據第一特徵方程式(A)以及第二特徵方程式(B)，在任一個相位區間中，全橋式結構之兩腿(leg，分別對應其中兩個相位)的上或下臂(arm)之開關切換，而另一腿(對應於第三個相位)的上或下臂開關維持導通。以第一特徵方程式(A)之相位區間0°~60°為例來說明，在全橋式結構中，開關S1 以及S5 分別對應相位R以及相位T的上臂，且開關S1 以及S5 依據控制信號MRH 以及MTH 切換。換句話說，開關S1 以及S5 的責任週期DRH 以及DTH 如第一特徵方程式(A)所示。而對應於相位S的下臂之開關S4 則依據控制信號MSL 而維持在導通狀態，即第一特徵方程式(A)所示的，在區間0°~60°，DSL =1。
接著，請同時參照圖4以及圖5，圖5為本發明實施例之三相電感之電流之波形圖。微控制器43以三角波為切換周期之時脈信號，且對應不同相位的參考電流I ref 儲存於微控制器43內的查找表(Look-Up-Table)。據此開關S1 ~S6 的責任時間就會以三角波的中心點(峰值)呈對稱分布，且使得在一切換週期內的電感電流i R 、i S 、i T 的平均值就會剛好等於參考電流I ref 。因此，只要在三角波的峰值處取樣回授電流I fb ，就可以讓回授 電流I fb 準確地匹配參考電流I ref ，而且只需要一次取樣即可。此外，在三角波的中心點取樣，也可以讓取樣點避開開關導通與截止之切換雜訊。然而，在實務方面，由於回授取樣會因第一回授電路44內之類比濾波器(未圖示)而造成取樣點的延遲，因此必須設計類比濾波器讓取樣點剛好延遲一個切換週期的時間。所以，以切換週期的觀點來看，電流誤差量就是I ref (n -1)-I fb (n )。依據以上的說明，可以將本發明實施例之三相換流器控制方法整理成如圖6所示之方塊圖。
請同時照圖4以及圖6，首先，利用加法器62將第一參考電流信號I ref (n +1) 與第二參考電流信號I ref (n) 相減而得到預測變化量i v(˙) (n +1) 。第一參考電流信號I ref (n +1) 代表預測電感LR 、LS 、LT 於下一切換週期(n +1) 之電流i R 、i S 、i T ，且第二參考電流信號I ref (n) 代表預測電感LR 、LS 、LT 於目前切換週期n之電流i R 、i S 、i T 。然後，利用加法器63將延遲一個切換周期(利用時間延遲器61)之第二參考電流信號I ref (n -1) 與回授電流信號I fb (n) 相減而得到電流誤差量i e (n) ，其中依據前述的實務上的考量，回授電流信號I fb (n) 產生的方式是，回授電流信號I fb (n-1) (未圖示)利用乘法器68乘上回授係數K f 後，再延遲一個切換週期。然後，利用乘法器64將預測變化量i v(˙) (n +1) 乘上預測量係數K p 之而得到預測量d v (n +1) 。接下來，利用乘法器65、66將誤差量係數G C 以及預測量係數K p 乘上回授電流信號I fb (n) 而得到誤差量d e (n +1) 。
復同時照圖4以及圖6，然後，利用加法器67將預測量d v (n +1) 與誤差量d e (n +1) 之和再加上固定量D(n +1 )而得到總修正量d(n +1) ，其中固定量D(n +1) 是在特徵方程式(A)以及(B)的等號右邊的第二項，換句話說，固定量D(n +1) 是將圖4中 之電感電流i L (n +1) ，其中電感電流i L (n +1) 即為在切換週期(n+1)時之三相電源端R、S、T之電感電流i R 、i S 、i T ，而轉移函數G p 代表三相換流器41依據開關責任比(由第一特徵方程式(A)以及第二特徵方程式(B)得到)來操作而得到下一個切換週期之電感電流i L (n +1)。 換句話說，轉移函數G p 將總修正量d(n +1) 做運算的過程即為特徵方程式(A)以及特徵方程式(B)。
此外，全橋式結構之不同臂的開關可以採用交錯式切換(inter-leaving)。以圖7A以及圖7B為例，圖7A顯示相位R以及相位T之上臂接收責任時間在不同時間點的控制信號MRH 以及MTH ，而圖7B顯示電感電流i R 、i T 為互補之關係。因為對應相位R以及相位T的電感電流i R 、i T 的互補之關係，使得相位S的電感電流i S 之漣波降低。同理，為使相位R的電感電流i R 之漣波降低，可控制相位S以及相位T之上臂接收責任時間在不同時間點的控制信號。為使相位T的電感電流i T 之漣波降低，可控制相位R以及相位S之上臂接收責任時間在不同時間點的控制信號。換句話說，控制全橋式結構任兩臂的開關，可使對應至第三臂之相位之電感電流的漣波降低。
根據本發明實施例，上述的三相換流器控制方法允許三相換流器各相位的電感之電感值變化，且簡化傳統空間向量脈寬調變的開關切換方式，在0~360°等六個相位區間，全橋式開關之每一腿都只需要一臂切換，取代原來空間向量脈寬調變的每一腿之上下臂互補切換。且在一個責任週期內僅需一次取樣就能有效取得回授電流的平均值，減少數位單晶片執行與運算的時間，同時也可避開開關導通與截止之切換雜訊，使系統達到較高的穩定度。此外，所使用的交錯式切換法，可應用在多相換流器系統，達到降低電流漣波的效果。
以上所述僅為本發明之實施例，其並非用以侷限本發明之專利範圍。
S1 ~S6 ‧‧‧開關
LR 、LS 、LT ‧‧‧電感
4‧‧‧三相換流器控制裝置
41‧‧‧三相換流器
42‧‧‧市電網路
43‧‧‧微控制器
44‧‧‧第一回授電路
45‧‧‧第二回授電路
46‧‧‧驅動電路
61‧‧‧時間延遲器
45‧‧‧第二回授電路
46‧‧‧驅動電路
61‧‧‧時間延遲器
62、63、67‧‧‧加法器
64、65、66、68、69‧‧‧乘法器
圖1A為△接之三相換流器之電路圖。
圖1B為Y接之三相換流器之電路圖。
圖2為十千瓦之三相系統的鐵鎳鉬磁芯所繞製的電感其電感值隨電流變化之曲線圖。
圖3為在一個市電周期內之三相電感之電流之波形圖。
圖4為本發明實施例之三相換流器控制裝置之方塊圖。
圖5為本發明實施例之三相電感之電流之波形圖。
圖6為本發明實施例之三相換流器控制方法之方塊圖。
圖7A為本發明實施例之三相換流器控制裝置於一個切換週期內的三相開關之時序圖。
圖7B為本發明實施例之三相換流器控制裝置於一個切換週期內的三相電感之電流之波形圖。
61．．．時間延遲器
62、63、67．．．加法器
64、65、66、68、69．．．乘法器

Claims (10)

  1. 一種三相換流器控制方法，執行於一三相換流器控制裝置內，該三相換流器控制裝置用以控制一三相換流器，且該三相換流器具有分別位於一第一相、一第二相以及一第三相之一第一電感、一第二電感以及一第三電感，該三相換流器的控制方法包含：將分別代表預測該三相換流器之一三相電源端在下一切換週期以及目前切換週期之電流的一第一參考電流信號與一第二參考電流信號相減而得到一預測變化量；將該第二參考電流信號延遲一切換週期，並將延遲該切換週期之該第二參考電流信號與代表該三相換流器之該三相電源端在上一切換周期之一回授電流信號相減而得到一電流誤差量；將該電流誤差量乘上一誤差量係數後，再加上該預測變化量而得到一電流變化量；以及依據該電流變化量、該第一電感值、該第二電感值以及該第三電感值得到該三相換流器之複數開關之責任比；其中該三相換流器依據該複數開關之責任比將電力在一直流端與該三相電源端之間轉換。
  2. 如申請專利範圍第1項之三相換流器控制方法，其中依據該電流變化量、該第一電感值、該第二電感值以及該第三電感值得到該三相換流器之複數開關之責任比的方式是將該電流變化量帶入一第一特徵方程式或一第二特徵方程式。
  3. 如申請專利範圍第1項之三相換流器控制方法，其中該三相換流器之該複數開關為全橋式結構，且該三相換流器控制方法更包括： 依據該第一或該第二特徵方程式，在同一相位區間內該三相換流器切換每一腿(leg)之一臂(arm)之開關。
  4. 如申請專利範圍第1項之三相換流器控制方法，該三相換流器控制方法更包括：使該三相換流器之該第一相、該第二相之複數開關以交錯式切換(inter-leaving)，致使該第三電感之電流漣波降低。
  5. 如申請專利範圍第1項之三相換流器控制方法，該三相換流器控制方法更包括：使用三角波產生該切換週期，且在該三角波之峰值時取樣該回授電流信號，其中該回授電流信號代表該切換週期內之該第一電感、該第二電感或該第三電感之電流之平均值。
  6. 一種三相換流器控制裝置，用以控制一三相換流器，且該三相換流器具有分別位於一第一相、一第二相以及一第三相之一第一電感、一第二電感以及一第三電感，該三相換流器控制裝置包括：一驅動電路，用以驅動該三相換流器；一第一回授電路，用以接收該三相換流器之一三相電源端之電流以及電壓，其中該第一回授電路依據該三相電源端之電流產生一回授電流信號；一第二回授電路，用以接收該三相換流器之一直流端之電壓；以及一微控制器，接收該回授電流信號、該三相電源端之電壓以及該直流端之電壓；該微控制器更將分別代表預測該三相換流器之一三相電源端在下一切換週期以及目前切換週期之電流的一第一參考電流信號與一第二參考電流信號相減而得到一預測變化量；該微控制器更將該第二參考電流信號延遲一切 換週期，並將延遲該切換週期之該第二參考電流信號與代表該三相換流器之該三相電源端在上一切換周期之一回授電流信號相減而得到一電流誤差量；該微控制器更將電流誤差量乘上誤差量係數後，再加上預測變化量而得到電流變化量；該微控制器更依據該電流變化量、該第一電感值、該第二電感值以及該第三電感值得到該三相換流器之複數開關之責任比；其中該三相換流器依據該複數開關之責任比將電力在該直流端與該三相電源端之間轉換。
  7. 如申請專利範圍第6項之三相換流器控制裝置，其中該微控制器依據該電流變化量、該第一電感值、該第二電感值以及該第三電感值得到該三相換流器之複數開關之責任比的方式是將該電流變化量帶入一第一特徵方程式或一第二特徵方程式。
  8. 如申請專利範圍第6項之三相換流器控制裝置，其中該三相換流器之該複數開關為全橋式結構，且依據該第一或該第二特徵方程式，在同一相位區間內該微控制器透過該驅動電路切換每一腿之一臂之開關。
  9. 如申請專利範圍第6項之三相換流器控制裝置，該三相換流器控制裝置透過該驅動電路控制該三相換流器之該第一相、該第二相之複數開關之切換方式為交錯式切換，使得該第三電感之電流漣波降低。
  10. 如申請專利範圍第6項之三相換流器控制裝置，該三相換流器控制裝置使用三角波產生該切換週期，且在該三角波之峰值時取樣該回授電流信號，其中該回授電流信號代表該切換週期內之該第一電感、該第二電感或該第三電感之電流之平均值。
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