JP2002058253A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JP2002058253A JP2002058253A JP2000239336A JP2000239336A JP2002058253A JP 2002058253 A JP2002058253 A JP 2002058253A JP 2000239336 A JP2000239336 A JP 2000239336A JP 2000239336 A JP2000239336 A JP 2000239336A JP 2002058253 A JP2002058253 A JP 2002058253A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- circuit
- voltage
- inverter
- inverter device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
- H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、インバータ出力端子電圧Ｖαの位
相とＶβの位相とが同位相成分を持つことがあるような
場合においても、同位相成分を濾波し、負荷としてラジ
オ等を接続した時でも、コモンモードノイズを低減でき
るようにすることを目的としている。 【解決手段】 スイッチング素子群の出力段でＰＷＭ搬
送波成分を除去するフィルタ回路を備えてなるインバー
タ装置において、フィルタ回路が、チョークコイルと、
コンデンサとを持つと共に、負荷側端子の少なくとも１
つと直流電源回路の少なくとも１つとの間に１つまたは
複数の同位相成分濾波コンデンサを持つよう構成した。
相とＶβの位相とが同位相成分を持つことがあるような
場合においても、同位相成分を濾波し、負荷としてラジ
オ等を接続した時でも、コモンモードノイズを低減でき
るようにすることを目的としている。 【解決手段】 スイッチング素子群の出力段でＰＷＭ搬
送波成分を除去するフィルタ回路を備えてなるインバー
タ装置において、フィルタ回路が、チョークコイルと、
コンデンサとを持つと共に、負荷側端子の少なくとも１
つと直流電源回路の少なくとも１つとの間に１つまたは
複数の同位相成分濾波コンデンサを持つよう構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置に
おけるコモンモードノイズを低減するようにしたインバ
ータ装置に関する。
おけるコモンモードノイズを低減するようにしたインバ
ータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７はインバータ装置の構成例を示す。
図中の符号２２は交流発電機、３３は整流回路（又は直
流電源回路）、３４は平滑用コンデンサ、３７はスイッ
チング素子群、３８はフィルタ回路、３５と３６とは夫
々負荷側端子、５３と５４とは夫々交番電圧出力端子、
Ｆは負荷を表している。
図中の符号２２は交流発電機、３３は整流回路（又は直
流電源回路）、３４は平滑用コンデンサ、３７はスイッ
チング素子群、３８はフィルタ回路、３５と３６とは夫
々負荷側端子、５３と５４とは夫々交番電圧出力端子、
Ｆは負荷を表している。
【０００３】図７図示の如き構成において、夫々の側の
スイッチング素子群３７は、図示していないＰＷＭ制御
部からのオン・オフ信号によってスイッチング制御が行
われ、いわば矩形波状の交番電圧を出力する。そして、
フィルタ回路３８は、端子５３と端子３５との間ならび
に端子５４と端子３６との間に挿入された２つのチョー
クコイルをそなえると共に、例えば端子３５と端子３６
との間に挿入されたコンデンサをそなえている。言うま
でもなく、フィルタ回路３８は、スイッチング素子群３
７から出力された矩形波状の交番電圧を濾波して、所望
する例えば５０Ｈｚの正弦波状電圧を負荷に導くように
働く。
スイッチング素子群３７は、図示していないＰＷＭ制御
部からのオン・オフ信号によってスイッチング制御が行
われ、いわば矩形波状の交番電圧を出力する。そして、
フィルタ回路３８は、端子５３と端子３５との間ならび
に端子５４と端子３６との間に挿入された２つのチョー
クコイルをそなえると共に、例えば端子３５と端子３６
との間に挿入されたコンデンサをそなえている。言うま
でもなく、フィルタ回路３８は、スイッチング素子群３
７から出力された矩形波状の交番電圧を濾波して、所望
する例えば５０Ｈｚの正弦波状電圧を負荷に導くように
働く。
【０００４】負荷Ｆにラジオ等の受信機を接続した場
合、図８の等価回路に示すごとく、インバータ装置と大
地との間および負荷Ｆ（ラジオ受信機）と大地との間に
漂遊容量ＣS1，ＣS2が存在し、太線のようなループによ
ってコモンモードノイズが発生し、負荷Ｆ（ラジオ受信
機）の受信周波数と同じ周波数帯に重なれば受信障害が
発生するおそれがある。
合、図８の等価回路に示すごとく、インバータ装置と大
地との間および負荷Ｆ（ラジオ受信機）と大地との間に
漂遊容量ＣS1，ＣS2が存在し、太線のようなループによ
ってコモンモードノイズが発生し、負荷Ｆ（ラジオ受信
機）の受信周波数と同じ周波数帯に重なれば受信障害が
発生するおそれがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図９および図１０はイ
ンバータを制御する第１の態様を説明する図である。図
中の符号３５，３６は負荷側端子、４５ないし４８はト
ランジスタ、４９ないし５２はダイオード、５３，５４
は交番電圧出力端子、５５Ａ，５５Ｂは夫々フィルタを
構成するチョークコイル、５６はフィルタを構成するコ
ンデンサを表している。
ンバータを制御する第１の態様を説明する図である。図
中の符号３５，３６は負荷側端子、４５ないし４８はト
ランジスタ、４９ないし５２はダイオード、５３，５４
は交番電圧出力端子、５５Ａ，５５Ｂは夫々フィルタを
構成するチョークコイル、５６はフィルタを構成するコ
ンデンサを表している。
【０００６】インバータを構成するトランジスタ４５な
いし４８は、一般に、ＰＷＭ回路（図示せず───後述
される）によって夫々ゲート信号を与えるようにされ
る。即ち、図１０の最上段に示す如く、正弦波基準信号
Ｖsin と例えば１６ｋＨｚの三角波からなる搬送波Ｓｃ
（図面では便宜上周波数を極端に落とした波形としてい
る）とから、周知のように、各トランジスタ４５（Ｔｒ
Ａ），４６（ＴｒＣ），４７（ＴｒＢ），４８（Ｔｒ
Ｄ）に対するゲート信号ＡないしＤを用意して、図１０
の下段に示すタイミングで夫々の対応するトランジスタ
４５ないし４８をオン・オフする。
いし４８は、一般に、ＰＷＭ回路（図示せず───後述
される）によって夫々ゲート信号を与えるようにされ
る。即ち、図１０の最上段に示す如く、正弦波基準信号
Ｖsin と例えば１６ｋＨｚの三角波からなる搬送波Ｓｃ
（図面では便宜上周波数を極端に落とした波形としてい
る）とから、周知のように、各トランジスタ４５（Ｔｒ
Ａ），４６（ＴｒＣ），４７（ＴｒＢ），４８（Ｔｒ
Ｄ）に対するゲート信号ＡないしＤを用意して、図１０
の下段に示すタイミングで夫々の対応するトランジスタ
４５ないし４８をオン・オフする。
【０００７】このようなゲート信号ＡないしＤを与える
ことによって、図１０に示す期間ｐには、トランジスタ
４５とトランジスタ４８とがオンして図９に太線矢印で
示すように負荷電流が流れる。また同様に期間ｑには、
逆に、トランジスタ４７とトランジスタ４６とがオンす
る。
ことによって、図１０に示す期間ｐには、トランジスタ
４５とトランジスタ４８とがオンして図９に太線矢印で
示すように負荷電流が流れる。また同様に期間ｑには、
逆に、トランジスタ４７とトランジスタ４６とがオンす
る。
【０００８】各トランジスタ４５ないし４８がオン・オ
フされる状態は、図１０において矩形波で表している
が、負荷に印加される電圧はチョークコイル５５Ａ，５
５Ｂとコンデンサ５６とによって高周波成分が除去され
て、上記の正弦波基準信号Ｖsin に見合う周波数をもつ
正弦波形となる。
フされる状態は、図１０において矩形波で表している
が、負荷に印加される電圧はチョークコイル５５Ａ，５
５Ｂとコンデンサ５６とによって高周波成分が除去され
て、上記の正弦波基準信号Ｖsin に見合う周波数をもつ
正弦波形となる。
【０００９】上記図９および図１０を参照して示したイ
ンバータを制御する第１の態様に関して、図１０の下段
に示す如き電圧波形の高周波成分をより良く除去するた
めに、図１０に示す期間ｐ内で、図９に示す太線矢印の
負荷電流を断続させるようにする制御態様（第２の態
様）が用いられることがある。
ンバータを制御する第１の態様に関して、図１０の下段
に示す如き電圧波形の高周波成分をより良く除去するた
めに、図１０に示す期間ｐ内で、図９に示す太線矢印の
負荷電流を断続させるようにする制御態様（第２の態
様）が用いられることがある。
【００１０】図１１および図１２はインバータを制御す
る第２の態様を説明する図である。図中の符号は図９や
図１０に対応している。
る第２の態様を説明する図である。図中の符号は図９や
図１０に対応している。
【００１１】当該第２の態様においては、図１２の最上
段に示すように、互いに逆位相関係にある２つの正弦波
基準信号Ｖsin1とＶsin2と上述の搬送波Ｓｃとを用い
て、各トランジスタ４５（ＴｒＡ），４６（ＴｒＣ），
４７（ＴｒＢ），４８（ＴｒＤ）に対して、ゲート信号
を用意し、図１２の下段に示す如く夫々の対応するトラ
ンジスタ４５ないし４８をオン・オフする。
段に示すように、互いに逆位相関係にある２つの正弦波
基準信号Ｖsin1とＶsin2と上述の搬送波Ｓｃとを用い
て、各トランジスタ４５（ＴｒＡ），４６（ＴｒＣ），
４７（ＴｒＢ），４８（ＴｒＤ）に対して、ゲート信号
を用意し、図１２の下段に示す如く夫々の対応するトラ
ンジスタ４５ないし４８をオン・オフする。
【００１２】即ち、図１２に示す期間においては図１
１において太線矢印で示す如く負荷電流を流し、期間
においては図１１における太線矢印の如く負荷電流
を流し、期間においては図１１における太線矢印の
如く負荷電流を流し、期間においては図１１における
太線矢印の如く負荷電流を流す。
１において太線矢印で示す如く負荷電流を流し、期間
においては図１１における太線矢印の如く負荷電流
を流し、期間においては図１１における太線矢印の
如く負荷電流を流し、期間においては図１１における
太線矢印の如く負荷電流を流す。
【００１３】図１１および図１２に関連して説明した第
２の態様を用いることによって、図１１に示す太線矢印
の電流と太線矢印の電流とが、図９および図１０に
示した第１の態様の場合に連続して流れていた（切れ目
なしに流れていた）のに対して、太線矢印の電流と太
線矢印の電流との間に、図１１に示す太線矢印の電
流が流れる期間が介在することとなる。即ち、トランジ
スタ４５ないし４８でつくる矩形波出力の周波数成分が
増大する。このために、図９におけるチョークコイル５
５Ａ，５５Ｂとコンデンサ５６とによるフィルタと、図
１１におけるチョークコイル５５Ａ，５５Ｂとコンデン
サ５６とによるフィルタとが同じレベルのフィルタ機能
をもつものである場合でも、図１１および図１２に関連
して説明した第２の態様の方が、高周波成分がより除去
されることになる。
２の態様を用いることによって、図１１に示す太線矢印
の電流と太線矢印の電流とが、図９および図１０に
示した第１の態様の場合に連続して流れていた（切れ目
なしに流れていた）のに対して、太線矢印の電流と太
線矢印の電流との間に、図１１に示す太線矢印の電
流が流れる期間が介在することとなる。即ち、トランジ
スタ４５ないし４８でつくる矩形波出力の周波数成分が
増大する。このために、図９におけるチョークコイル５
５Ａ，５５Ｂとコンデンサ５６とによるフィルタと、図
１１におけるチョークコイル５５Ａ，５５Ｂとコンデン
サ５６とによるフィルタとが同じレベルのフィルタ機能
をもつものである場合でも、図１１および図１２に関連
して説明した第２の態様の方が、高周波成分がより除去
されることになる。
【００１４】しかし、当該第２の態様の場合において
は、新しく次の課題が生じることが判明した。
は、新しく次の課題が生じることが判明した。
【００１５】図１３は第１の態様の場合においてインバ
ータ出力端子間に現れる電圧波形を説明する図である。
また図１４は第２の態様の場合においてインバータ出力
端子間に現れる電圧波形を説明する図である。
ータ出力端子間に現れる電圧波形を説明する図である。
また図１４は第２の態様の場合においてインバータ出力
端子間に現れる電圧波形を説明する図である。
【００１６】第１の態様の場合においては、図１０の下
段に示した如く各トランジスタ４５ないし４８がオン・
オフされる。このことから、インバータの端子５３の電
位Ｖαと端子５４の電位Ｖβとは、図１３に示される如
く時間的に変化する。
段に示した如く各トランジスタ４５ないし４８がオン・
オフされる。このことから、インバータの端子５３の電
位Ｖαと端子５４の電位Ｖβとは、図１３に示される如
く時間的に変化する。
【００１７】図１３に示す如く、第１の態様の場合に
は、期間ｐや期間ｑにおいて、端子５３の電位Ｖαの変
動と端子５４の電位Ｖβの変動とが、互いに逆位相関係
にある。即ち、全期間において逆位相関係にある。この
ような逆位相関係の下で変動する場合には、図７に示し
た如きフィルタ回路３８の構成の下で、可成り十分なレ
ベルに高周波成分を除去することができていた。
は、期間ｐや期間ｑにおいて、端子５３の電位Ｖαの変
動と端子５４の電位Ｖβの変動とが、互いに逆位相関係
にある。即ち、全期間において逆位相関係にある。この
ような逆位相関係の下で変動する場合には、図７に示し
た如きフィルタ回路３８の構成の下で、可成り十分なレ
ベルに高周波成分を除去することができていた。
【００１８】当該第１の態様に対して、第２の態様の場
合には、図１２の下段に示した如く各トランジスタ４５
ないし４８がオン・オフされる。このことから、インバ
ータの端子５３の電位Ｖα’と端子５４の電位Ｖβ’と
は、図１４に示される如く時間的に変化する。
合には、図１２の下段に示した如く各トランジスタ４５
ないし４８がオン・オフされる。このことから、インバ
ータの端子５３の電位Ｖα’と端子５４の電位Ｖβ’と
は、図１４に示される如く時間的に変化する。
【００１９】図１４に示す如く、第２の態様の場合に
は、期間、、’、’…において、端子電圧Ｖ
α’と端子電位Ｖβ’とは逆位相の関係にあるが、期間
、、’、’…において、端子電圧Ｖα’と端子
電位Ｖβ’とは同位相の関係にある。
は、期間、、’、’…において、端子電圧Ｖ
α’と端子電位Ｖβ’とは逆位相の関係にあるが、期間
、、’、’…において、端子電圧Ｖα’と端子
電位Ｖβ’とは同位相の関係にある。
【００２０】第２の態様の場合に生じる、端子電圧Ｖ
α’と端子電位Ｖβ’とが上記の如く同位相で変動する
場合の同位相成分については、図７に示したフィルタ回
路の場合には十分に除去され得ない。
α’と端子電位Ｖβ’とが上記の如く同位相で変動する
場合の同位相成分については、図７に示したフィルタ回
路の場合には十分に除去され得ない。
【００２１】本発明は、インバータ出力端子電圧Ｖαの
位相とＶβの位相とが同位相成分を持つことがあるよう
な場合においても、同位相成分を濾波し、負荷としてラ
ジオ等を接続した時でも、コモンモードノイズを低減で
きるインバータを提供することを目的としている。
位相とＶβの位相とが同位相成分を持つことがあるよう
な場合においても、同位相成分を濾波し、負荷としてラ
ジオ等を接続した時でも、コモンモードノイズを低減で
きるインバータを提供することを目的としている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の場合のフ
ィルタ回路をもつ一実施例構成を示している。図中の符
号３５，３６は負荷側端子、３７はスイッチング素子
群、３８はフィルタ回路、４５ないし４８はトランジス
タ、４９ないし５２はダイオード、５３，５４は交番電
圧出力端子、５５Ａ，５５Ｂはフィルタを構成するチョ
ークコイル、５６はフィルタを構成するコンデンサ、１
００はインバータ装置の部分の対地ストレー容量、１０
１は本発明においてもうけられる同位相成分濾波コンデ
ンサを表している。
ィルタ回路をもつ一実施例構成を示している。図中の符
号３５，３６は負荷側端子、３７はスイッチング素子
群、３８はフィルタ回路、４５ないし４８はトランジス
タ、４９ないし５２はダイオード、５３，５４は交番電
圧出力端子、５５Ａ，５５Ｂはフィルタを構成するチョ
ークコイル、５６はフィルタを構成するコンデンサ、１
００はインバータ装置の部分の対地ストレー容量、１０
１は本発明においてもうけられる同位相成分濾波コンデ
ンサを表している。
【００２３】図１においては、スイッチング素子群３７
の例えばトランジスタ４６や４８のエミッタと端子３６
と同電位パワーラインとの間に対地高周波成分濾波コン
デンサ１０１をもうけるようにしている。なお、対地ス
トレー容量１００は必然的に存在する容量である。また
同位相成分濾波コンデンサ１０１の容量は、同位相成分
を濾波し、ラジオノイズ等の高周波を低減するものであ
ることからコンデンサ５６にくらべて例えば数１０分の
１程度で足りる。
の例えばトランジスタ４６や４８のエミッタと端子３６
と同電位パワーラインとの間に対地高周波成分濾波コン
デンサ１０１をもうけるようにしている。なお、対地ス
トレー容量１００は必然的に存在する容量である。また
同位相成分濾波コンデンサ１０１の容量は、同位相成分
を濾波し、ラジオノイズ等の高周波を低減するものであ
ることからコンデンサ５６にくらべて例えば数１０分の
１程度で足りる。
【００２４】端子３６に現れる同位相成分はチョークコ
イル５５Ｂとコンデンサ１０１とによって濾波される。
また端子３５に現れる同位相成分は、チョークコイル５
５Ａと、コンデンサ５６と１０１との直列容量（実質上
コンデンサ１０１の容量に等しい）とによって、濾波さ
れる。
イル５５Ｂとコンデンサ１０１とによって濾波される。
また端子３５に現れる同位相成分は、チョークコイル５
５Ａと、コンデンサ５６と１０１との直列容量（実質上
コンデンサ１０１の容量に等しい）とによって、濾波さ
れる。
【００２５】以下、本発明のインバータ装置を携帯用交
流発電装置に適用した構成について説明する。
流発電装置に適用した構成について説明する。
【００２６】まず、図２においては、例えば１００Ｖ・
５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電源を発生する携帯用
交流発電装置２１の電気的構成を示している。この携帯
用交流発電装置２１は、図示しないエンジンにより駆動
される三相の交流発電機２２と、その後段に接続される
単相のインバータユニット２３とから構成されている。
５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電源を発生する携帯用
交流発電装置２１の電気的構成を示している。この携帯
用交流発電装置２１は、図示しないエンジンにより駆動
される三相の交流発電機２２と、その後段に接続される
単相のインバータユニット２３とから構成されている。
【００２７】交流発電機２２は、回転子と電機子（何れ
も図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）
供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するための
ステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ
結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２
６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２
７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバ
ータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと
入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。
も図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）
供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するための
ステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ
結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２
６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２
７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバ
ータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと
入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。
【００２８】一方、インバータユニット２３は、以下の
ように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２
９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回
路３３が接続されている。直流電源線３１と３２との間
には平滑用のコンデンサ３４が接続され、直流電源線３
１、３２と出力端子３５、３６との間にはスイッチング
素子群３７とフィルタ回路３８とが縦続接続されてい
る。なお、整流回路３３が、本発明における直流電源回
路に相当する。
ように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２
９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回
路３３が接続されている。直流電源線３１と３２との間
には平滑用のコンデンサ３４が接続され、直流電源線３
１、３２と出力端子３５、３６との間にはスイッチング
素子群３７とフィルタ回路３８とが縦続接続されてい
る。なお、整流回路３３が、本発明における直流電源回
路に相当する。
【００２９】整流回路３３は、サイリスタ３９〜４１と
ダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの
形態に接続された構成を備えており、スイッチング素子
群３７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子
に相当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフル
ブリッジの形態に接続された構成を備えている。
ダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの
形態に接続された構成を備えており、スイッチング素子
群３７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子
に相当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフル
ブリッジの形態に接続された構成を備えている。
【００３０】フィルタ回路３８は、スイッチング素子群
３７の出力端子５３とインバータユニット２３の出力端
子３５との間に介在するリアクトル（チョーク）５５
と、インバータユニット２３の出力端子３５と３６との
間に接続されたコンデンサ５６とから構成されている。
スイッチング素子群３７の出力端子５４からフィルタ回
路３８に至る電流経路には出力電流を検出するための変
流器５７が設けられている。
３７の出力端子５３とインバータユニット２３の出力端
子３５との間に介在するリアクトル（チョーク）５５
と、インバータユニット２３の出力端子３５と３６との
間に接続されたコンデンサ５６とから構成されている。
スイッチング素子群３７の出力端子５４からフィルタ回
路３８に至る電流経路には出力電流を検出するための変
流器５７が設けられている。
【００３１】フィルタ回路３８内におけるコンデンサ１
０１は、図１に示す同位相成分濾波コンデンサである。
当該同位相成分濾波コンデンサ１０１は、端子３６とト
ランジスタ４８のエミッタと同電位のパワーラインとの
間に接続されており、図１を参照して説明した如く、同
位相成分は濾波される。
０１は、図１に示す同位相成分濾波コンデンサである。
当該同位相成分濾波コンデンサ１０１は、端子３６とト
ランジスタ４８のエミッタと同電位のパワーラインとの
間に接続されており、図１を参照して説明した如く、同
位相成分は濾波される。
【００３２】さらに、インバータユニット２３は、制御
電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備え
ている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０
ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧
を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作する
ための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成
するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起され
る交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制
御回路５９にも入力されている。
電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備え
ている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０
ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧
を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作する
ための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成
するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起され
る交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制
御回路５９にも入力されている。
【００３３】制御回路５９は、マイクロコンピュータ６
１（以下、マイコン６１と称す）、直流電源検出回路６
２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出回路６４およ
びＰＷＭ回路６５から構成されている。マイコン６１
は、具体的には図示しないがＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、
入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ回路、発振回
路や、Ｄ／Ａコンバータが、ワンチップＩＣ化された構
成を有している。
１（以下、マイコン６１と称す）、直流電源検出回路６
２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出回路６４およ
びＰＷＭ回路６５から構成されている。マイコン６１
は、具体的には図示しないがＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、
入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ回路、発振回
路や、Ｄ／Ａコンバータが、ワンチップＩＣ化された構
成を有している。
【００３４】直流電源検出回路６２は、直流電源線３１
と３２との間の直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出直流
電圧を直流電圧検出信号としてマイコン６１に出力する
ようになっている。この場合マイコン６１は、この直流
電圧検出信号に基づいて、前記直流電圧Ｖｄｃが所定電
圧例えば１８０Ｖとなるようにサイリスタ３９〜４１を
制御するようになっている。
と３２との間の直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出直流
電圧を直流電圧検出信号としてマイコン６１に出力する
ようになっている。この場合マイコン６１は、この直流
電圧検出信号に基づいて、前記直流電圧Ｖｄｃが所定電
圧例えば１８０Ｖとなるようにサイリスタ３９〜４１を
制御するようになっている。
【００３５】出力電圧検出回路６３は、スイッチング素
子群３７の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分
圧回路を備えて構成されており、その検出出力電圧Ｖｓ
を出力電圧検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回
路６５に出力するようになっている。
子群３７の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分
圧回路を備えて構成されており、その検出出力電圧Ｖｓ
を出力電圧検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回
路６５に出力するようになっている。
【００３６】また、出力電流検出回路６４（出力電流検
出手段に相当）は、変流器５７により検出された出力電
流を所定の電圧レベルに変換し、その検出出力電流Ｉｓ
を出力電流検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回
路６５に出力するように構成されている。
出手段に相当）は、変流器５７により検出された出力電
流を所定の電圧レベルに変換し、その検出出力電流Ｉｓ
を出力電流検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回
路６５に出力するように構成されている。
【００３７】ＰＷＭ回路６５は、ＰＷＭ制御を実行して
トランジスタ４５〜４８に対する駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を
生成するものである。駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれ
駆動回路６０を介してトランジスタ４５〜４８のベース
に与えられるようになっている。
トランジスタ４５〜４８に対する駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を
生成するものである。駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれ
駆動回路６０を介してトランジスタ４５〜４８のベース
に与えられるようになっている。
【００３８】マイコン６１には、図示しないスイッチ入
力部からのスイッチ入力により出力周波数を５０Ｈｚ・
６０Ｈｚのいずれかに設定できるようになっており、例
えば５０Ｈｚ・１００Ｖの交流電源を発生すべきときに
は、設定された出力周波数と同じ周波数の正弦波基準信
号Ｖsin をＰＷＭ回路６５に与えるようになっている。
ただし、この正弦波基準信号Ｖsin は、出力電圧検出回
路６３の検出出力電圧Ｖｓが１００Ｖ出力相当となるよ
うに調整されるようになっており、つまり出力電圧帰還
制御がなされるようになっている。
力部からのスイッチ入力により出力周波数を５０Ｈｚ・
６０Ｈｚのいずれかに設定できるようになっており、例
えば５０Ｈｚ・１００Ｖの交流電源を発生すべきときに
は、設定された出力周波数と同じ周波数の正弦波基準信
号Ｖsin をＰＷＭ回路６５に与えるようになっている。
ただし、この正弦波基準信号Ｖsin は、出力電圧検出回
路６３の検出出力電圧Ｖｓが１００Ｖ出力相当となるよ
うに調整されるようになっており、つまり出力電圧帰還
制御がなされるようになっている。
【００３９】なお、図２に示す構成においては、図１を
参照して説明した差動増幅器Ａは、図２に示す出力電圧
検出回路６３に該当している。
参照して説明した差動増幅器Ａは、図２に示す出力電圧
検出回路６３に該当している。
【００４０】図３、図４、図５、図６は夫々、本発明の
場合のフィルタ回路をもつ実施例構成を示す。図３ない
し図６は、図１に示した構成に対応しており、図中の符
号は図１に対応している。
場合のフィルタ回路をもつ実施例構成を示す。図３ない
し図６は、図１に示した構成に対応しており、図中の符
号は図１に対応している。
【００４１】図３においては、同位相成分濾波コンデン
サ１０２が端子３５とトランジスタ４７のコレクタと同
電位パワーラインとの間に接続されている。
サ１０２が端子３５とトランジスタ４７のコレクタと同
電位パワーラインとの間に接続されている。
【００４２】図４においては、同位相成分濾波コンデン
サ１０１が端子３６とトランジスタ４８のエミッタと同
電位パワーラインとの間に接続されかつ同位相成分濾波
コンデンサ１０２が端子３５とトランジスタ４７のコレ
クタと同電位パワーラインとの間に接続されている。
サ１０１が端子３６とトランジスタ４８のエミッタと同
電位パワーラインとの間に接続されかつ同位相成分濾波
コンデンサ１０２が端子３５とトランジスタ４７のコレ
クタと同電位パワーラインとの間に接続されている。
【００４３】図５においては、同位相成分濾波コンデン
サ１０３が端子３５とトランジスタ４８のエミッタと同
電位パワーラインとの間に接続されている。
サ１０３が端子３５とトランジスタ４８のエミッタと同
電位パワーラインとの間に接続されている。
【００４４】図６においては、同位相成分濾波コンデン
サ１０４が端子３６とトランジスタ４７のコレクタと同
電位パワーラインとの間に接続されている。
サ１０４が端子３６とトランジスタ４７のコレクタと同
電位パワーラインとの間に接続されている。
【００４５】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、負
荷としてラジオ等の受信機を接続しても受信障害を低減
するインバータ装置を提供することができる。
荷としてラジオ等の受信機を接続しても受信障害を低減
するインバータ装置を提供することができる。
【図１】本発明の場合のフィルタ回路をもつ一実施例構
成図である。
成図である。
【図２】本発明のインバータ装置を携帯用交流発電装置
に適用した構成を示す。
に適用した構成を示す。
【図３】本発明の場合のフィルタ回路をもつ実施例構成
を示す。
を示す。
【図４】本発明の場合のフィルタ回路をもつ実施例構成
を示す。
を示す。
【図５】本発明の場合のフィルタ回路をもつ実施例構成
を示す。
を示す。
【図６】本発明の場合のフィルタ回路をもつ実施例構成
を示す。
を示す。
【図７】インバータ装置の構成例を示す。
【図８】ノイズ等価回路を示す。
【図９】インバータを制御する第１の態様を説明する図
である。
である。
【図１０】インバータを制御する第１の態様を説明する
図である。
図である。
【図１１】インバータを制御する第２の態様を説明する
図である。
図である。
【図１２】インバータを制御する第２の態様を説明する
図である。
図である。
【図１３】第１の態様の場合においてインバータ出力端
子間に現れる電圧波形を説明する図である。
子間に現れる電圧波形を説明する図である。
【図１４】第２の態様の場合においてインバータ出力端
子間に現れる電圧波形を説明する図である。
子間に現れる電圧波形を説明する図である。
２１：携帯用交流発電装置（インバータ装置） ２２：交流発電機 ２３：インバータユニット ３３：整流回路（直流電源回路） ３５，３６：負荷側端子 ３７：スイッチング素子群 ３８：フィルタ回路 ５３，５４：交番電圧出力端子 ５９：制御回路 ６３：出力電圧検出回路（差動増幅器Ａ） １００：対地ストレー容量 １０１：同位相成分濾波コンデンサ １０２：同位相成分濾波コンデンサ １０３：同位相成分濾波コンデンサ １０４：同位相成分濾波コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 滝本 等 愛知県瀬戸市穴田町991番地 株式会社東 芝愛知工場内 Ｆターム(参考） 5H007 AA01 CA01 CB02 CB05 CC12 CC23 CD03 DA06 DB07 DC02 DC05 EA02
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源回路と、前記直流電源回路の出
力をＰＷＭ制御するスイッチング素子群と前記スイッチ
ング素子群の出力段でＰＷＭ搬送波成分を除去するフィ
ルタ回路とを備えてなるインバータ装置において、 前記フィルタ回路が、 前記スイッチング素子群と負荷側端子との間に夫々直列
に設けられたチョークコイルと、 負荷側端子間に設けられたコンデンサと、 負荷側端子の少なくとも１つと前記直流電源回路の少な
くとも１つとの間に設けられた１つまたは複数の同位相
成分濾波コンデンサとを持つことを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項２】 前記スイッチング素子群はブリッジの４
つの辺に夫々挿入されてなるフルブリッジの形態に接続
され、 かつブリッジの４つの辺において、互いに対向する２つ
の辺に夫々挿入されている２つのスイッチング素子の一
方のスイッチング素子が時間的に連続してオンされてい
る時間帯に他方のスイッチング素子が一時的にオフされ
る期間を少なくとも１回もつように制御されることを特
徴とする請求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000239336A JP2002058253A (ja) | 2000-08-08 | 2000-08-08 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000239336A JP2002058253A (ja) | 2000-08-08 | 2000-08-08 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002058253A true JP2002058253A (ja) | 2002-02-22 |
Family
ID=18730892
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000239336A Pending JP2002058253A (ja) | 2000-08-08 | 2000-08-08 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002058253A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009148162A (ja) * | 2009-03-30 | 2009-07-02 | Toshiba Corp | ノイズフィルタ |
| JP2012039857A (ja) * | 2010-07-16 | 2012-02-23 | Japan Superconductor Technology Inc | 超電導コイルの電源装置 |
| WO2013001898A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 新電元工業株式会社 | インバータ装置および電源システム |
| JP5256432B1 (ja) * | 2012-06-27 | 2013-08-07 | 東洋システム株式会社 | フルブリッジ電力変換装置 |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03218270A (ja) * | 1990-01-22 | 1991-09-25 | Hitachi Ltd | 電力変換装置および無停電電源装置 |
| JPH09233854A (ja) * | 1996-02-23 | 1997-09-05 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍインバータ装置 |
| JPH09308263A (ja) * | 1996-05-16 | 1997-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | 系統連系インバータ装置 |
| JPH10106786A (ja) * | 1996-09-25 | 1998-04-24 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| JPH10295089A (ja) * | 1997-04-18 | 1998-11-04 | Sanyo Electric Co Ltd | インバータ回路 |
| JPH1141912A (ja) * | 1997-07-11 | 1999-02-12 | Sanyo Electric Co Ltd | インバータ回路 |
-
2000
- 2000-08-08 JP JP2000239336A patent/JP2002058253A/ja active Pending
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03218270A (ja) * | 1990-01-22 | 1991-09-25 | Hitachi Ltd | 電力変換装置および無停電電源装置 |
| JPH09233854A (ja) * | 1996-02-23 | 1997-09-05 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍインバータ装置 |
| JPH09308263A (ja) * | 1996-05-16 | 1997-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | 系統連系インバータ装置 |
| JPH10106786A (ja) * | 1996-09-25 | 1998-04-24 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| JPH10295089A (ja) * | 1997-04-18 | 1998-11-04 | Sanyo Electric Co Ltd | インバータ回路 |
| JPH1141912A (ja) * | 1997-07-11 | 1999-02-12 | Sanyo Electric Co Ltd | インバータ回路 |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009148162A (ja) * | 2009-03-30 | 2009-07-02 | Toshiba Corp | ノイズフィルタ |
| JP2012039857A (ja) * | 2010-07-16 | 2012-02-23 | Japan Superconductor Technology Inc | 超電導コイルの電源装置 |
| WO2013001898A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 新電元工業株式会社 | インバータ装置および電源システム |
| JP5256432B1 (ja) * | 2012-06-27 | 2013-08-07 | 東洋システム株式会社 | フルブリッジ電力変換装置 |
| WO2014002590A1 (ja) * | 2012-06-27 | 2014-01-03 | 東洋システム株式会社 | フルブリッジ電力変換装置 |
| CN103688457A (zh) * | 2012-06-27 | 2014-03-26 | 东洋系统股份有限公司 | 全桥电力变换装置 |
| KR20150035349A (ko) * | 2012-06-27 | 2015-04-06 | 도요시스템 가부시키가이샤 | 풀브릿지 전력 변환 장치 |
| US9112412B2 (en) | 2012-06-27 | 2015-08-18 | Toyo System Co., Ltd. | Full-bridge power converter |
| EP2869446A4 (en) * | 2012-06-27 | 2016-02-17 | Toyo System Co Ltd | POWER CONVERTER WITH COMPLETE BRIDGE |
| CN103688457B (zh) * | 2012-06-27 | 2017-08-08 | 东洋系统股份有限公司 | 全桥电力变换装置 |
| KR101971648B1 (ko) * | 2012-06-27 | 2019-04-23 | 도요시스템 가부시키가이샤 | 풀브릿지 전력 변환 장치 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0471421B1 (en) | Stabilizing power source apparatus | |
| US5768111A (en) | Converter comprising a piezoelectric transformer and a switching stage of a resonant frequency different from that of the transformer | |
| KR950010310A (ko) | 전력변환장치 | |
| JPH0851790A (ja) | 誘導性負荷用制御回路 | |
| WO1986004750A1 (en) | Harmonic-resonant power supply | |
| JPH09215337A (ja) | 高出力電気負荷へのエネルギ供給用の電圧変換回路装置 | |
| JPH02184267A (ja) | 無損失スナッバ・リセット部品を有する直列共振インバータ | |
| JP2002034160A (ja) | インバータ並列運転装置 | |
| US5880944A (en) | Resonant converters | |
| JPH02266868A (ja) | 電源装置の制御方式 | |
| US6900996B2 (en) | Method and apparatus for controlling a DC-DC converter | |
| JPH0767334A (ja) | プッシュプル共振型スイッチング電源回路 | |
| JP2002058253A (ja) | インバータ装置 | |
| JP3127979B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| EP1460752A1 (en) | A parallel feed-forward compensating type power factor correction circuit for a three-phase power source | |
| JP2002078349A (ja) | インバータ装置 | |
| JP3493273B2 (ja) | 三相整流器の力率改善回路 | |
| US6816394B2 (en) | Approximated sinusoidal waveform inverter | |
| JP3163655B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPS61244275A (ja) | Ｐｗｍ制御電圧形インバ−タ装置 | |
| JP3615668B2 (ja) | 電流供給回路 | |
| JPH0652998B2 (ja) | 交流電動機給電用３相インバ−タの制御電圧を制御する方法及び装置 | |
| JPH0787746A (ja) | インバータ装置 | |
| SU1716593A1 (ru) | Полумостовой транзисторный преобразователь с широтно-импульсной модул цией | |
| JP2001309664A (ja) | インバータ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20040322 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20040322 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070725 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100223 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100629 |