JP3615668B2 - 電流供給回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通常作動時における主電流回路およびスタンバイ作動時における補助電流回路の給電のための電流供給回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＰＣ，ＦＡＸまたはＴＶ機器のような今日の機器は通例、スタンバイまたは準備機能を有している。ＴＶ機ではスタンバイ作動において機器は「スイッチオフ」されているが例えば遠隔操作によって再び通常作動に切り換えることができる。ファックス機では、機器は受信準備状態にありかつ例えば到来するファックス信号によってスイッチインされる。それ故に異なった機器状態「スタンバイ作動」または「通常作動」は電流装置に対してしばしば別個の要求を有している。スタンバイ作動では電流消費はできるだけ僅かであるべきである。その際殊に、迅速な使用準備に対して必要でありかつ例えば遠隔操作の赤外線信号またはファックスモードの受信信号のようなスタート信号の検出に対して必要であるような機器機能だけに給電するようにしたい。ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）を介してスイッチインおよびスイッチオフすべきである将来のＰＣ機器に対して、補助電流供給装置は高い効率を有していなければならない。機器の作動状態に対するできるだけ高い効率を考慮して、電流供給装置は今日通例、通常負荷／最大負荷に対する主電流供給装置およびそれが例えばＰＣ機器のスタンバイ作動において必要であるような最小負荷に対する付加的な補助電流供給装置が設けられるように構成される。技術的／経済的に考慮しかつ迫っている国内および国際規格および規則を充足するために、主電流供給装置は将来、周知の、機器の主電流供給装置に対してパルス幅変調に基づいて動作するＤＣ／ＤＣコンバータの他に、別のＡＣ／ＤＣコンバータ、所謂ＰＦＣコンバータ（ＰＦＣ＝Ｐｏｗｅｒ−Ｆａｃｔｏｒ−Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）も含んでいることが多い。ＰＦＣコンバータは、従来のパルス幅変調コンバータが変換および電源分離を行うのに対して、力率の規定の改善のために用いられる。力率は、消費される有効電力と消費される皮相電力との比として定義されている。理想的には、力率は１に等しい。この場合、無効電力はない。典型的には、ＰＦＣコンバータはコスト上の理由から、また非常に高い効率に基づいてステップアップコントローラ（Ｈｏｃｈｓｅｔｚｓｔｅｌｌｅｒ）として実現される。択一的に、ＰＦＣコンバータは例えば、ブロッキングないしフライバックコンバータ（Ｓｐｅｒｒｗａｎｄｌｅｒ）として実現されていてもよい。
【０００３】
そこで、機器ないしパルス幅変調コンバータがスイッチオフされている場合、ＰＦＣコンバータをスタンバイ作動に対する電流供給装置として使用しかつこれにより別個の補助電流供給装置を省略すると有利ということになる。スイッチング電源回路部のこの形式の電流供給装置は例えば、“Ｐｏｗｅｒ−Ｆａｃｔｏｒ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ＴＤＡ ４８１５／１９ ｖｅｒｂｅｓｓｅｒｔ Ｌｅｉｓｔｕｎｇｓｆａｋｔｏｒ ｖｏｎ Ｓｃｈａｌｔｎｅｔｚｔｅｉｌｅｎ”（Ｗｅｒｎｅｒ Ｓｃｈｏｔｔ， ｉｎ Ｓｉｍｅｎｓ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ３１（１９９３））、第２冊、第４６ないし第５０頁に記載されている。更に今問題にしている形式の電流供給装置は例えばＴｏｋｏ社のモジュールＴＫ８８１９に対するデータ紙、Ｌｉｎｅａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ社のモジュールＬＴ１５０９に対するデータ紙およびＭｉｃｒｏｌｉｎｅａｒ社のモジュールＭＬ８４２に対するデータ紙に記載されている。しかしその際、ＰＦＣコンバータの作動のために、入力電圧および出力電圧が高ければ高い程、ますます大きくなっていく基本負荷が必要である点は不都合である。これでは非常に不都合な効率しか実現されない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
それ故に本発明の課題は、スタンバイ作動の際に一層高い効率を実現する、通常作動時の主電流回路に給電しかつスタンバイ作動時に補助電流回路に給電するための電流供給回路を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
この課題は、請求項１の電流供給回路によって解決される。本発明の思想の実現例および改良例はその他の請求項に記載されている。
【０００６】
本発明の電流供給回路は殊に、入力電圧と主電流回路との間に接続されておりかつチョーク、制御可能なスイッチ、第１の整流器ユニットおよびこのスイッチに対する制御ユニットを有しているクロック制御されるパワーコンバータを含んでいる。更に、チョークを介して降下する電圧を減結合するための第２の整流器ユニットが補助電流回路に設けられており、その際スタンバイ作動において、制御ユニットはスイッチを、クロック制御されるパワーコンバータが共振モードにおいて作動されるように制御する。共振作動によって、クロック制御されるパワーコンバータのスイッチング損は最小化される。しかしこれにより全体としても、電流供給回路の効率は著しく高められる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
共振モードを実現するために、有利にも、スタンバイ作動において、スイッチは制御ユニットによって、先行するスイッチング過程の減衰振動過程に基づいて、スイッチにおける電圧が零に等しいときにだけスイッチインされる。ステップアップスイッチングレギュレータ（Ｈｏｃｈｓｅｔｚｓｈａｌｔｒｅｇｌｅｒ）ＰＦＣを使用する場合には更に、ステップアップスイッチングレギュレータの出力電圧がその入力電圧の少なくとも２倍の大きさであることが必要である。それ故に本発明によれば、補助電流の供給のために、ステップアップスイッチングレギュレータは共振モードにおいて、電源側に加わる正弦半波の経過に相応して、入力電圧の瞬時値がステップアップスイッチングレギュレータの出力電圧より小さい時間区間においてだけ作動される。入力電圧がパワーコンバータの定格出力電圧の１／２より高ければ、スイッチはスイッチインされない。
【０００８】
本発明の実施の形態によれば、チョークと第１の整流器ユニットの間にコンデンサが接続されている。第２の整流器ユニットの容量結合の際、高い作動周波数に基づいて共振モードにおいて比較的高い電力が伝送されるので、バースト作動が可能になる。第２の整流器ユニットにおける整流コンデンサは、バーストパルス間の休止時に十分なエネルギーを蓄積する。バーストパルスは、最も有利には、入力電圧の瞬時値がパワーコンバータの出力直流電圧の約１／２に高さである時点に生じる。この作動形式において、パワーコンバータの出力側、ひいては主電流回路への電力の伝送は行われないので、いずれにせよ、最小限度の基本負荷しか必要でない。
【０００９】
その際第２の整流器ユニットにおける出力電圧の調整は例えば、バーストパルスの幅の変調によって行うことができる。これにより、僅かな手段によって補助電流回路における給電電圧の調整が実現される。
【００１０】
チョークを介する電圧はチョークに誘導結合されている補助巻線を用いて取り出される。これにより、補助電流回路の、チョークに対する最適なインピーダンス整合が可能である。
【００１１】
有利には、パワーコンバータはスタンバイ作動において、チョークインダクタンスとこれに並列に接続されているすべての容量の和とから成る共振周波数に実質的に等しい周波数によって作動される。その際通常作動およびスタンバイ作動に対する作動周波数は同じであってよいが、相互に異なっていてもよい。
【００１２】
【実施例】
次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に説明する。
【００１３】
図１の実施例において、正弦波形状の電源電圧Ｕがブリッジ整流器３の２つの入力ノード１および２に印加される。ブリッジ整流器の出力ノード４および５にはこれに応じて脈動する直流電圧Ｎが取り出される。出力ノード５には、チョーク６の一方の接続端子が接続されている。チョークの他方の接続端子は、ｎチャネル型のＭＯＳ電界効果トランジスタ７のドレイン端子並びにダイオード８の一方の接続端子に接続されている。制御されるスイッチとして用いられるＭＯＳ電界効果トランジスタ７のソース端子は、平滑コンデンサ９の接続端子と同様に、ブリッジ整流器３の出力ノード４に接続されている。平滑コンデンサ９の他方の接続端子は、ダイオード８の他方の接続端子に接続されている。平滑コンデンサ９を介して降下する電圧は、平滑コンデンサ９に後置接続されているスイッチング電源回路部１０を用いて主電流回路に給電するために用いられる。スイッチング電源回路部の出力側には、主電流回路の詳しく図示されていない別の回路部分に給電するための電圧Ｍが現れる。ＭＯＳ電界効果トランジスタ７の制御は、ゲート側においてドライバ回路１１を用いて行われる。ドライバ回路の方は、ＰＦＣ制御回路によって制御される。ＰＦＣ制御回路１２の入力側は、ブリッジ整流器３の出力ノード５に接続されている。ＰＦＣ制御回路１２は、チョーク６と、ＭＯＳ電界効果トランジスタ７と、ダイオード８と、平滑コンデンサ９と接続されて周知のようにステップアップコントローラとして作用かつ後置接続された、スイッチング電源回路部１０に対する能動的な高調波フィルタとして用いられる。
【００１４】
図示されていない補助電流回路は、平滑コンデンサ１３を介して降下する電圧Ａによって給電される。その際電圧Ａは、チョーク６に誘導結合されている補助巻線１４と、結合コンデンサ１５を介してこの補助巻線１４に後置接続されていて、それには更に平滑コンデンサ１３が後置接続されているブリッジ整流器１６とを用いて発生される。
【００１５】
スタンバイ作動においてスイッチ７の制御は発振器１７を用いて行われる。発振器はバースト発生器１９によって制御される。その際発振器１７を制御するためのバースト発生器１８のバースト信号は、電圧Ａ並びに整流器３における電圧Ｎに依存して発生される。２つの作動形式を切り換えるために、切換スイッチ１９が設けられている。この切換スイッチを用いて、ドライバ回路１１の入力側は制御信号Ｅに依存して選択的に、ＰＦＣ制御回路１２の出力側か発振器１７の出力側に接続される。更に、制御信号Ｅによってスイッチ２０を用いてスイッチング電源回路部１０はスタンバイ作動に遮断可能である。
【００１６】
それ故にスタンバイ作動におけるスイッチング損は本発明の電流供給回路においては最小である。というのは、入力部は共振モードにおいて作動されるからである。このことは例えば、先行するスイッチング過程の減衰振動過程に基づいてスイッチ７における電圧が０に等しい時点においてのみスイッチインされるようにしたことによって実現される。このための前提条件は、例えばステップアップスイッチングレギュレータのようなＰＦＣレギュレータの場合、出力電圧が入力電圧の少なくとも２倍の高さであるということである。それ故に本発明によれば、補助電流供給回路としてのＰＦＣレギュレータは共振モードにおいて、電源側に印加される正弦半波の経過において、入力電圧の瞬時値がＰＦＣレギュレータの出力直流電圧より小さい時間区間においてのみ作動される。更に、補助巻線１４の、整流器１６に対する容量結合の際に作動周波数が高い場合共振モードにおいて比較的高い電力が伝送されるので、バースト作動のみが必要である。その際平滑コンデンサ１３は、バーストパルス間の休止期間に十分なエネルギーを蓄積する。その際バーストパルスは最も好都合には、入力電圧の瞬時値がＰＦＣ直流電圧のほぼ１／２の高さである時点において生じる。この場合、平滑コンデンサ９における電力はＰＦＣレギュレータの出力側に伝送されないので、精々、最小の基本負荷が必要なだけである。補助電流供給回路の出力電圧の調整は、例えば、バーストパルスの幅の変調によって行うことができる。
【００１７】
即ち、スタンバイ作動においてＰＦＣレギュレータは、チョークインダクタンスと、例えばチョークの漂遊キャパシタンスのような重要なキャパシタンスと、スイッチおよび整流器１６の障壁層キャパシタンスとから成る共振周波数に近似的に等しい周波数に基づいて動作する。その際ＰＦＣレギュレータは、電源電圧がＰＦＣレギュレータの定格過渡電圧の１／２より明らかに高いときには、電源電圧の瞬時値に依存して動作しない。スタンバイ作動において、発振器１７はスイッチ７を、スイッチ電圧が最小値に達するときにスイッチインする。更に、バースト発生器１８は発振器１７を、電源電圧に依存してかつ補助出力電圧Ａに依存して作動したり遮断したりする。
【００１８】
図２には、ａ）で、脈動直流電圧Ｎが時間に関して示されており、その際電圧Ｎは整流器３の出力接続端子４と５との間で取り出されかつ従って電源電圧Ｕから整流によって生じたものである。このことから通常作動において、ＰＦＣ制御回路１２によってスイッチ７は、脈動直流電圧Ｎに相応するパルス幅変調された矩形信号がスイッチ７を介して生じるように制御される。時間ｔに依存するスイッチ７を介する電圧Ｖの経過は図２のｂ）に示されている。更に図２のｃ）には、スタンバイ作動における電圧Ｖの経過が示されている。電圧Ｎが所定の電圧値、例えば電圧Ｎのピーク値の１／２に達すると、その都度所定の持続時間の間、バーストパルスはスイッチ７を用いて発生される。その際制御は、発生器１７および前置されているバースト発生器１８を用いて行われる。その際バーストパルスは、バーストパルスの持続時間の間、高周波の、例えば正弦波形状の振動列から成っている。図２には、ｄ）で、バーストパルスの振動列が時間的にｘ倍に伸張されて示されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電流供給回路の実施例のブロック回路略図である。
【図２】図１の電流供給回路の選択された信号の経過を時間に関して示す波形図である。
【符号の説明】
Ｕ 電源電圧、 Ｅ 制御信号、 Ｎ 脈動直流電圧、 Ｖ スイッチ電圧、Ａ 補助電流回路用電圧、 Ｍ 主電流回路用電圧、 ３，１６ ブリッジ整流器、 ６ チョーク、 ７ ＭＯＳ電界効果型スイッチ、 ９，１３ 平滑コンデンサ、 １０ スイッチング電源回路部、 １１ ドライバ回路、 １２ ＰＦＣレギュレータ、 １５ 結合コンデンサ、 １７ 発振器、 １８ バースト発生器、 １９ 切換スイッチ、 ２０ スイッチ

Claims (10)

1. 通常作動時における主電流回路およびスタンバイ作動時における補助電流回路の給電のための電流供給回路において、
   入力電圧と前記主電流回路との間に接続されているスイッチングされるパワーコンバータを備え、該パワーコンバータは、チョーク（６）と、制御可能なスイッチ（７）と、第１の整流ユニット（８）と、前記スイッチに対する制御ユニット（１１，１２，１７，１８，１９）とを有しており、かつ
   前記チョーク（６）を介して降下する電圧を前記補助電流回路に入力結合するための第２の整流ユニット（１６）を備え、
   スタンバイ作動において、前記制御ユニット（１１，１２，１７，１８，１９）は前記スイッチ（７）を、前記スイッチングされるパワーコンバータが共振モードにおいて作動されるように制御し、ここで前記チョークは漂遊キャパシタンスを有し、前記スイッチおよび第２の整流器はそれぞれ障壁キャパシタンスを有しており、これらキャパシタンスが前記共振のために使用される
   ことを特徴とする電流供給装置。
2. スタンバイ作動において、前記制御ユニット（１１，１２，１７，１８，１９）は前記スイッチ（７）を、該スイッチにおける電圧が近似的に零であるときにのみスイッチインする
   請求項１記載の電流供給装置。
3. 前記チョーク（６）と第２の整流ユニット（１６）との間にコンデンサ（１５）が接続されている
   請求項１または２記載の電流供給装置。
4. 前記チョーク（６）における電圧は該チョーク（６）に誘導結合されている補助巻線（１４）を用いて取り出される
   請求項１から３までのいずれか１項記載の電流供給装置。
5. 前記パワーコンバータはスタンバイ作動において、チョークインダクタンスとこれに並列に接続されているすべてのキャパシタンスの和とからなる共振周波数に実質的に等しい周波数によって作動される
   請求項１から４までのいずれか１項記載の電流供給装置。
6. スタンバイ作動において前記スイッチ（７）は前記制御ユニット（１１，１２，１７，１８，１９）によって、入力電圧が前記パワーコンバータの定格出力電圧の１／２より高いときはスイッチインされない
   請求項１から５までのいずれか１項記載の電流供給装置。
7. 前記スイッチングされるパワーコンバータはステップアップコントローラである
   請求項１から６までのいずれか１項記載の電流供給装置。
8. スタンバイ作動において前記スイッチ（７）は前記制御ユニットによって短時間のパルス列の形においてスイッチインされる
   請求項１から７までのいずれか１項記載の電流供給装置。
9. 前記パルス列は、入力電圧の瞬時値が実質的に、補助電流回路における電圧の１／２である時点に生じる
   請求項８記載の電流供給装置。
10. 前記制御装置は補助電流回路における電圧に依存して列内のパルス数を調整する
    請求項８または９記載の電流供給装置。

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