JPH09308263A - 系統連系インバータ装置 - Google Patents
系統連系インバータ装置Info
- Publication number
- JPH09308263A JPH09308263A JP8121731A JP12173196A JPH09308263A JP H09308263 A JPH09308263 A JP H09308263A JP 8121731 A JP8121731 A JP 8121731A JP 12173196 A JP12173196 A JP 12173196A JP H09308263 A JPH09308263 A JP H09308263A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- power
- voltage side
- current
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電波雑音が少なく効率の良い系統連系インバ
ータ装置を得る。 【解決手段】 フルブリッジに接続されたスイッチング
素子の出力にリアクトルとコンデンサからなるフィルタ
ー回路を接続し、そのコンデンサの一端をリアクトル
に、もう一端を直流電源の低電圧側または高電圧側に接
続し、フルブリッジに接続されたスイッチング素子の一
方のアームはＰＷＭ動作し、もう一方のアームは電源に
同期してスイッチング動作を行う。
ータ装置を得る。 【解決手段】 フルブリッジに接続されたスイッチング
素子の出力にリアクトルとコンデンサからなるフィルタ
ー回路を接続し、そのコンデンサの一端をリアクトル
に、もう一端を直流電源の低電圧側または高電圧側に接
続し、フルブリッジに接続されたスイッチング素子の一
方のアームはＰＷＭ動作し、もう一方のアームは電源に
同期してスイッチング動作を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、太陽電池等の直
流電源を交流電力系統へ連系するための系統連系インバ
ータ装置に関するものである。
流電源を交流電力系統へ連系するための系統連系インバ
ータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２４に、例えば特開平７−２９８６２
６号公報に示されている従来の太陽電池と連系する系統
連系インバータ装置回路を示す。この構成においてフル
ブリッジの高電圧側と低電圧側のスイッチング素子の接
続点にリアクトル６を接続して各々のリアクトル６のも
う一方の端子間にコンデンサ７を接続しフイルタ５を構
成している。このフイルタ５と商用電力系統３の間にて
電力系統の電圧を検出し、これと同期する電流が流れる
ようにインバータを制御回路４にて制御している。
６号公報に示されている従来の太陽電池と連系する系統
連系インバータ装置回路を示す。この構成においてフル
ブリッジの高電圧側と低電圧側のスイッチング素子の接
続点にリアクトル６を接続して各々のリアクトル６のも
う一方の端子間にコンデンサ７を接続しフイルタ５を構
成している。このフイルタ５と商用電力系統３の間にて
電力系統の電圧を検出し、これと同期する電流が流れる
ようにインバータを制御回路４にて制御している。
【０００３】また、系統連系インバータ装置として、例
えば特開平７−２４５８７６号公報の例を図２６に示
す。この構成において系統の電圧を電圧検出器１０検出
してこれと同相の電流が流れるようにインバータをフィ
ードバック制御している。
えば特開平７−２４５８７６号公報の例を図２６に示
す。この構成において系統の電圧を電圧検出器１０検出
してこれと同相の電流が流れるようにインバータをフィ
ードバック制御している。
【０００４】また、特開昭６３−２４０３７７号公報に
記載されているパルス幅補正ＰＷＭ電力変換装置では、
図２８に示すインバータ２のＡ，Ｄの組とＢ、Ｃの組を
切り替える際にアーム短絡が発生しないよう全てのスイ
ッチング素子にオフ期間を設け、このデッドタイムによ
り出力電流が少なくなるので予めこのデッドタイム分を
補うように電流指令値を補正している。
記載されているパルス幅補正ＰＷＭ電力変換装置では、
図２８に示すインバータ２のＡ，Ｄの組とＢ、Ｃの組を
切り替える際にアーム短絡が発生しないよう全てのスイ
ッチング素子にオフ期間を設け、このデッドタイムによ
り出力電流が少なくなるので予めこのデッドタイム分を
補うように電流指令値を補正している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の系統連系インバ
ータ装置、例えば、図２４は、特開平７−２９８６２６
号公報に示されている回路であるが、フルブリッジの各
々のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイ
ッチング素子の接続点にリアクトルを接続して、各々の
リアクトルのもう一方の端子間にコンデンサを接続し、
フィルタを構成している。しかしながら、このフィルタ
構成には、以下の問題点がある。図２５（ａ）は、直流
回路で一般に広く使用されているリアクトルとコンデン
サからなる高周波をカットするためのＬＣフィルタであ
る。このフィルタの原理は、入力が高周波になるほど、
リアクトルのインピーダンスＺLが増加、コンデンサの
インピーダンスＺCが減少する。出力はＺC／（ＺL＋Ｚ
C）で決まるので、高周波分ほど入力に対する出力の分
圧比が大きくなり、出力には高周波分が現れない。系統
連系インバータ装置のような交流回路においては、正負
の両極に対して、上記のようなフィルタを構成するの
で、特開平７−２９８６２６号公報に示すようなフィル
タ構成となるが、電流が流れる回路として図２５（ｂ）
のように、反対側のアームのリアクトルがコンデンサに
直列に接続されてしまうため、出力と入力の分圧比は｜
ＺL−ＺC｜／（２ＺL＋ＺC）となり、図２５（ｃ）に示
すように高周波分をカットする能力が妨げられてしま
う。この為、直流電源からの不要輻射すなわち電波雑音
が多くなり、系統連系インバータ装置の発生する電波雑
音が多くなると言う問題点がある。また、特開平７−２
９８６２６号公報では、低出力時には、ＰＷＭのスイッ
チング周波数を下げることで、スイッチング損失を減ら
して、インバータの変換効率を高める方法が提案されて
いるが、スイッチング周波数を下げた場合、波形が歪ん
でしまうという問題がある。このため従来のインバータ
装置では、波形が歪んでしまうため電力品質が悪くなる
ため効率を上げることが出来なかった。また、効率を上
げることが出来ないためインバータ内部の発熱が多くな
り小型化等が困難であった。
ータ装置、例えば、図２４は、特開平７−２９８６２６
号公報に示されている回路であるが、フルブリッジの各
々のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイ
ッチング素子の接続点にリアクトルを接続して、各々の
リアクトルのもう一方の端子間にコンデンサを接続し、
フィルタを構成している。しかしながら、このフィルタ
構成には、以下の問題点がある。図２５（ａ）は、直流
回路で一般に広く使用されているリアクトルとコンデン
サからなる高周波をカットするためのＬＣフィルタであ
る。このフィルタの原理は、入力が高周波になるほど、
リアクトルのインピーダンスＺLが増加、コンデンサの
インピーダンスＺCが減少する。出力はＺC／（ＺL＋Ｚ
C）で決まるので、高周波分ほど入力に対する出力の分
圧比が大きくなり、出力には高周波分が現れない。系統
連系インバータ装置のような交流回路においては、正負
の両極に対して、上記のようなフィルタを構成するの
で、特開平７−２９８６２６号公報に示すようなフィル
タ構成となるが、電流が流れる回路として図２５（ｂ）
のように、反対側のアームのリアクトルがコンデンサに
直列に接続されてしまうため、出力と入力の分圧比は｜
ＺL−ＺC｜／（２ＺL＋ＺC）となり、図２５（ｃ）に示
すように高周波分をカットする能力が妨げられてしま
う。この為、直流電源からの不要輻射すなわち電波雑音
が多くなり、系統連系インバータ装置の発生する電波雑
音が多くなると言う問題点がある。また、特開平７−２
９８６２６号公報では、低出力時には、ＰＷＭのスイッ
チング周波数を下げることで、スイッチング損失を減ら
して、インバータの変換効率を高める方法が提案されて
いるが、スイッチング周波数を下げた場合、波形が歪ん
でしまうという問題がある。このため従来のインバータ
装置では、波形が歪んでしまうため電力品質が悪くなる
ため効率を上げることが出来なかった。また、効率を上
げることが出来ないためインバータ内部の発熱が多くな
り小型化等が困難であった。
【０００６】また、従来の系統連系インバータ装置で
は、図２６の構成の如く、直流電源の直流電力はインバ
ータブリッジ２により交流電力に変換され、この交流電
力はリアクトル６とコンデンサ７からなるフィルタ５に
て高周波分が除去されて負荷に供給される。一方、交流
電力系統３から交流電力が負荷９に供給されており、イ
ンバータの出力電力は交流電力系統３と同期するように
運転する。負荷に供給される交流電圧は、電圧検出器１
０によって検出され、バンドパスフィルタ１６を介して
電流基準回路に電流位相基準ＶＳとして入力される。電
流基準発生器１３は増幅器１１から出力される制御信号
ＶＣと内部に持つ正弦波基準を乗算して電流位相基準と
位相が一致するように電流基準Ｉ＊を出力する。この電
流基準Ｉ＊と電流検出器で検出されたインバータの出力
電流Ｉが、増幅器１３に入力されＰＷＭ制御部１４、駆
動部１５を介して電流基準Ｉ＊と電流偏差がゼロになる
ようにインバータ２をＰＷＭ制御する。しかしながら、
上記従来の系統連系インバータ装置には以下の様な問題
点がある。交流電力系統から系統連系インバータ装置の
フィルタのコンデンサに流れ込む電流が存在するので、
図２７に示すようにこの電流により、フィルタの前で電
流が系統電圧と一致するように制御したとしても、フィ
ルタ後の出力電流すなわち系統電流は系統電圧よりも遅
れた位相となってしまう。この為、系統連系インバータ
装置の出力する電力は力率が１とならず無効電力が発生
し効率が悪い。
は、図２６の構成の如く、直流電源の直流電力はインバ
ータブリッジ２により交流電力に変換され、この交流電
力はリアクトル６とコンデンサ７からなるフィルタ５に
て高周波分が除去されて負荷に供給される。一方、交流
電力系統３から交流電力が負荷９に供給されており、イ
ンバータの出力電力は交流電力系統３と同期するように
運転する。負荷に供給される交流電圧は、電圧検出器１
０によって検出され、バンドパスフィルタ１６を介して
電流基準回路に電流位相基準ＶＳとして入力される。電
流基準発生器１３は増幅器１１から出力される制御信号
ＶＣと内部に持つ正弦波基準を乗算して電流位相基準と
位相が一致するように電流基準Ｉ＊を出力する。この電
流基準Ｉ＊と電流検出器で検出されたインバータの出力
電流Ｉが、増幅器１３に入力されＰＷＭ制御部１４、駆
動部１５を介して電流基準Ｉ＊と電流偏差がゼロになる
ようにインバータ２をＰＷＭ制御する。しかしながら、
上記従来の系統連系インバータ装置には以下の様な問題
点がある。交流電力系統から系統連系インバータ装置の
フィルタのコンデンサに流れ込む電流が存在するので、
図２７に示すようにこの電流により、フィルタの前で電
流が系統電圧と一致するように制御したとしても、フィ
ルタ後の出力電流すなわち系統電流は系統電圧よりも遅
れた位相となってしまう。この為、系統連系インバータ
装置の出力する電力は力率が１とならず無効電力が発生
し効率が悪い。
【０００７】また、従来の系統連系インバータ装置で
は、特開昭６３−２４０３７７号公報のようなデッドタ
イムの補正を行う制御装置では、図２８に示す如く直流
電源１の電力はインバータ・ブリッジ２により交流電力
に変換され、フィルタ５により高周波成分が除去された
後、図示しない負荷に接続されている。インバータ・ブ
リッジ２は４個のスイッチ素子Ａ〜Ｄにより構成され、
図示しない駆動手段によりＰＷＭ制御され交流正弦波を
出力する。４個のスイッチ素子の内ＡとＢ又はＣとＤが
同時にオンすると直流電源１は短絡され、スイッチ素子
の故障を招く。また、スイッチ素子Ａ〜Ｄは、その駆動
信号の変化につれて、オン又はオフするまでの時間遅れ
があるため、スイッチの駆動信号にはあらかじめＡとＢ
又はＣとＤが共にオフの期間いわゆるデッドタイムを設
ける。しかしながらこの期間は、直流電源１の電圧が、
負荷に接続されるかどうかが、インバータ・ブロックの
出力電流の極性によって変化するため、駆動パルスと出
力電圧の関係に誤差を生じるようになる。これを防ぐた
め前もって駆動パルスの幅を変えておくこと、すなわち
Ｔｄ補正を行う。一般的にＴｄ補正は、インバータ・ブ
ロックの出力電流の極性を検知して、デッドタイムに相
当するパルス幅をあらかじめ加算又は減算することによ
り行う。
は、特開昭６３−２４０３７７号公報のようなデッドタ
イムの補正を行う制御装置では、図２８に示す如く直流
電源１の電力はインバータ・ブリッジ２により交流電力
に変換され、フィルタ５により高周波成分が除去された
後、図示しない負荷に接続されている。インバータ・ブ
リッジ２は４個のスイッチ素子Ａ〜Ｄにより構成され、
図示しない駆動手段によりＰＷＭ制御され交流正弦波を
出力する。４個のスイッチ素子の内ＡとＢ又はＣとＤが
同時にオンすると直流電源１は短絡され、スイッチ素子
の故障を招く。また、スイッチ素子Ａ〜Ｄは、その駆動
信号の変化につれて、オン又はオフするまでの時間遅れ
があるため、スイッチの駆動信号にはあらかじめＡとＢ
又はＣとＤが共にオフの期間いわゆるデッドタイムを設
ける。しかしながらこの期間は、直流電源１の電圧が、
負荷に接続されるかどうかが、インバータ・ブロックの
出力電流の極性によって変化するため、駆動パルスと出
力電圧の関係に誤差を生じるようになる。これを防ぐた
め前もって駆動パルスの幅を変えておくこと、すなわち
Ｔｄ補正を行う。一般的にＴｄ補正は、インバータ・ブ
ロックの出力電流の極性を検知して、デッドタイムに相
当するパルス幅をあらかじめ加算又は減算することによ
り行う。
【０００８】モータを負荷とするインバータでは、イン
バータ・ブリッジの出力にモータが接続されるが、モー
タ自体が大きなインダクタとなっているため、インバー
タ・ブリッジの出力電流はほとんど正弦波状となり、ス
イッチングによるリップル電流は小さく、出力電流は正
弦波の半周期毎にほぼ１点で極性が変化する。これに対
し系統連系インバータでのフィルタ５は、一般的に形
状、効率及びコストの制約によりインバータ・ブリッジ
のパルス出力を完全には平滑しきれないため、インバー
タ・ブリッジ２の出力電流にはリップルを生じる。フィ
ルタ５の出力電流は概ね正弦波なので、インバータ・ブ
リッジ２の出力電流は正弦波に前記リップル電流が重畳
された形となり、電流が０に近い付近では、何度も電流
の極性が変化する場合がある。この部分は本来Ｔｄ補正
の要らない部分であり、この部分について従来と同様な
Ｔｄ補正を行うと、出力電圧及び電流波形が歪むという
問題点があった。
バータ・ブリッジの出力にモータが接続されるが、モー
タ自体が大きなインダクタとなっているため、インバー
タ・ブリッジの出力電流はほとんど正弦波状となり、ス
イッチングによるリップル電流は小さく、出力電流は正
弦波の半周期毎にほぼ１点で極性が変化する。これに対
し系統連系インバータでのフィルタ５は、一般的に形
状、効率及びコストの制約によりインバータ・ブリッジ
のパルス出力を完全には平滑しきれないため、インバー
タ・ブリッジ２の出力電流にはリップルを生じる。フィ
ルタ５の出力電流は概ね正弦波なので、インバータ・ブ
リッジ２の出力電流は正弦波に前記リップル電流が重畳
された形となり、電流が０に近い付近では、何度も電流
の極性が変化する場合がある。この部分は本来Ｔｄ補正
の要らない部分であり、この部分について従来と同様な
Ｔｄ補正を行うと、出力電圧及び電流波形が歪むという
問題点があった。
【０００９】この発明は、系統連系インバータ装置の上
記のような課題を解決するためになされたものであり、
効率が良く信頼性が高い装置を得ることが目的である。
また、インバータ出力波形の良好な高性能で、かつ他へ
の影響のない出力が可能な装置を得ようと言うものであ
る。
記のような課題を解決するためになされたものであり、
効率が良く信頼性が高い装置を得ることが目的である。
また、インバータ出力波形の良好な高性能で、かつ他へ
の影響のない出力が可能な装置を得ようと言うものであ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る系統連系インバータ装置は、交流電力系統に接続さ
れ、直流電力をフルブリッジ構成のスイッチング素子に
よりスイッチングし、コンデンサとリアクトルからなる
フィルタにて高周波成分を除去して交流電力に変換し出
力する電力変換手段と、電力変換手段に交流電力系統の
系統電圧に同期した交流電力を発生させる制御手段と、
を備えた系統連系インバータ装置において、フルブリッ
ジの各々のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧
側スイッチング素子の間にリアクトルの一方を接続し
て、リアクトルの他方に各々コンデンサを接続して、こ
のコンデンサの他方をフルブリッジ入力の高電圧側また
は、低電圧側の少なくとも一方に接続するフィルタと、
交流電力系統の高電圧側になった方のアームは所定の出
力電流が得られるように、高電圧側スイッチング素子を
ＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチング素子を高電圧側
スイッチング素子に対し反転駆動させるとともに、反対
側のアームの高電圧側スイッチング素子をオフ、低電圧
側スイッチング素子をオンする制御手段と、を備えたも
のである。
る系統連系インバータ装置は、交流電力系統に接続さ
れ、直流電力をフルブリッジ構成のスイッチング素子に
よりスイッチングし、コンデンサとリアクトルからなる
フィルタにて高周波成分を除去して交流電力に変換し出
力する電力変換手段と、電力変換手段に交流電力系統の
系統電圧に同期した交流電力を発生させる制御手段と、
を備えた系統連系インバータ装置において、フルブリッ
ジの各々のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧
側スイッチング素子の間にリアクトルの一方を接続し
て、リアクトルの他方に各々コンデンサを接続して、こ
のコンデンサの他方をフルブリッジ入力の高電圧側また
は、低電圧側の少なくとも一方に接続するフィルタと、
交流電力系統の高電圧側になった方のアームは所定の出
力電流が得られるように、高電圧側スイッチング素子を
ＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチング素子を高電圧側
スイッチング素子に対し反転駆動させるとともに、反対
側のアームの高電圧側スイッチング素子をオフ、低電圧
側スイッチング素子をオンする制御手段と、を備えたも
のである。
【００１１】この発明の請求項２に係る系統連系インバ
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をフル
ブリッジ構成のスイッチング素子によりスイッチング
し、コンデンサとリアクトルからなるフィルタにて高周
波成分を除去して交流電力に変換し出力する電力変換手
段と、この電力変換手段に交流電力系統の系統電圧に同
期した交流電力を発生させる制御手段と、を備えた系統
連系インバータ装置において、前記フルブリッジの各々
のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッ
チング素子の間にリアクトルの一方を接続して、各々の
リアクトルの他方にコンデンサを接続して、リアクトル
とコンデンサの間からフルブリッジ入力の低電圧側に、
電流が流れるようにスイッチング素子を各々接続したフ
ィルタと、交流電力系統の高電圧側になった方のアーム
は所定の出力電流が得られるように、高電圧側スイッチ
ング素子をＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチング素子
を高電圧側スイッチング素子に対し反転駆動させるとと
に、反対側のアームの高電圧側スイッチング素子をオ
フ、低電圧側スイッチング素子をオンし、かつ、ＰＷＭ
駆動していない方のアームのリアクトルとコンデンサの
間とフルブリッジ入力の低電圧側とに設けられたスイッ
チング素子をオン、もう一方のスイッチング素子をオフ
とする制御手段と、を備えたものである。
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をフル
ブリッジ構成のスイッチング素子によりスイッチング
し、コンデンサとリアクトルからなるフィルタにて高周
波成分を除去して交流電力に変換し出力する電力変換手
段と、この電力変換手段に交流電力系統の系統電圧に同
期した交流電力を発生させる制御手段と、を備えた系統
連系インバータ装置において、前記フルブリッジの各々
のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッ
チング素子の間にリアクトルの一方を接続して、各々の
リアクトルの他方にコンデンサを接続して、リアクトル
とコンデンサの間からフルブリッジ入力の低電圧側に、
電流が流れるようにスイッチング素子を各々接続したフ
ィルタと、交流電力系統の高電圧側になった方のアーム
は所定の出力電流が得られるように、高電圧側スイッチ
ング素子をＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチング素子
を高電圧側スイッチング素子に対し反転駆動させるとと
に、反対側のアームの高電圧側スイッチング素子をオ
フ、低電圧側スイッチング素子をオンし、かつ、ＰＷＭ
駆動していない方のアームのリアクトルとコンデンサの
間とフルブリッジ入力の低電圧側とに設けられたスイッ
チング素子をオン、もう一方のスイッチング素子をオフ
とする制御手段と、を備えたものである。
【００１２】この発明の請求項３に係る系統連系インバ
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をスイ
ッチング素子によりスイッチングし、コンデンサとリア
クトルからなるフィルタにて高周波成分を除去して交流
電力に変換し出力する電力変換手段と、この電力変換手
段に交流電力系統の系統電圧に同期した交流電力を発生
させる制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置に
おいて、直流電力の出力に接続したアームに直列にスイ
ッチング素子を設けたハーフブリッジと、このハーフブ
リッジの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチ
ング素子の間にリアクトルの一方を接続して、このリア
クトルの他方と直流電力の低電圧側との間にコンデンサ
を接続したフィルタと、コンデンサの両端に接続された
複数のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側ス
イッチング素子の間と交流電力系統を接続したフルブリ
ッジと、を備え、所定の出力電流が得られるように、ハ
ーフブリッジの高電圧側スイッチング素子をＰＷＭ駆動
して、低電圧側スイッチング素子を高電圧側スイッチン
グ素子に対し反転駆動させるとともに、交流電力系統の
高電圧側になった方のアームの高電圧側スイッチング素
子をオン、低電圧側スイッチング素子をオフ、反対側の
アームの高電圧側スイッチング素子をオフ、低電圧側ス
イッチング素子をオンにするものである。
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をスイ
ッチング素子によりスイッチングし、コンデンサとリア
クトルからなるフィルタにて高周波成分を除去して交流
電力に変換し出力する電力変換手段と、この電力変換手
段に交流電力系統の系統電圧に同期した交流電力を発生
させる制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置に
おいて、直流電力の出力に接続したアームに直列にスイ
ッチング素子を設けたハーフブリッジと、このハーフブ
リッジの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチ
ング素子の間にリアクトルの一方を接続して、このリア
クトルの他方と直流電力の低電圧側との間にコンデンサ
を接続したフィルタと、コンデンサの両端に接続された
複数のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側ス
イッチング素子の間と交流電力系統を接続したフルブリ
ッジと、を備え、所定の出力電流が得られるように、ハ
ーフブリッジの高電圧側スイッチング素子をＰＷＭ駆動
して、低電圧側スイッチング素子を高電圧側スイッチン
グ素子に対し反転駆動させるとともに、交流電力系統の
高電圧側になった方のアームの高電圧側スイッチング素
子をオン、低電圧側スイッチング素子をオフ、反対側の
アームの高電圧側スイッチング素子をオフ、低電圧側ス
イッチング素子をオンにするものである。
【００１３】この発明の請求項４に係る系統連系インバ
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をフル
ブリッジ構成のスイッチング素子によりスイッチング
し、コンデンサとリアクトルからなるフィルタにて高周
波成分を除去して交流電力に変換し出力する電力変換手
段と、この電力変換手段に交流電力系統の系統電圧に同
期した交流電力を発生させる制御手段と、を備えた系統
連系インバータ装置において、フルブリッジの各々のア
ームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチン
グ素子の間にリアクトルの一方を接続して、リアクトル
の他方に各々コンデンサの一方を接続して、コンデンサ
の他方をフルブリッジ入力の高電圧側もしくは、低電圧
側の少なくとも一方に接続するようにフィルタを形成す
るか、または、フルブリッジの各々のアームの高電圧側
スイッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリ
アクトルの一方を接続して、各々のリアクトルの他方に
コンデンサを接続して、リアクトルとコンデンサの間か
らフルブリッジ入力の低電圧側に電流が流れるようにス
イッチング素子を接続してフィルタを形成し、フルブリ
ッジの一方のアームの高電圧側スイッチング素子と低電
圧側スイッチング素子の間からリアクタに流れる電流
と、他方のアームに接続されたフィルタのコンデンサに
流れる電流との電流を検出する電流検出器を備えたもの
である。
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をフル
ブリッジ構成のスイッチング素子によりスイッチング
し、コンデンサとリアクトルからなるフィルタにて高周
波成分を除去して交流電力に変換し出力する電力変換手
段と、この電力変換手段に交流電力系統の系統電圧に同
期した交流電力を発生させる制御手段と、を備えた系統
連系インバータ装置において、フルブリッジの各々のア
ームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチン
グ素子の間にリアクトルの一方を接続して、リアクトル
の他方に各々コンデンサの一方を接続して、コンデンサ
の他方をフルブリッジ入力の高電圧側もしくは、低電圧
側の少なくとも一方に接続するようにフィルタを形成す
るか、または、フルブリッジの各々のアームの高電圧側
スイッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリ
アクトルの一方を接続して、各々のリアクトルの他方に
コンデンサを接続して、リアクトルとコンデンサの間か
らフルブリッジ入力の低電圧側に電流が流れるようにス
イッチング素子を接続してフィルタを形成し、フルブリ
ッジの一方のアームの高電圧側スイッチング素子と低電
圧側スイッチング素子の間からリアクタに流れる電流
と、他方のアームに接続されたフィルタのコンデンサに
流れる電流との電流を検出する電流検出器を備えたもの
である。
【００１４】この発明の請求項５に係る系統連系インバ
ータ装置は、直流電力の高圧側と低圧側に流れる差電流
を検出する電流検出器を設け、この電流検出器の出力が
所定値以上の場合は、フルブリッジまたはハーフブリッ
ジのスイッチング素子の駆動を停止するものである。
ータ装置は、直流電力の高圧側と低圧側に流れる差電流
を検出する電流検出器を設け、この電流検出器の出力が
所定値以上の場合は、フルブリッジまたはハーフブリッ
ジのスイッチング素子の駆動を停止するものである。
【００１５】この発明の請求項６に係る系統連系インバ
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をスイ
ッチング素子によりスイッチングし、コンデンサとリア
クトルからなるフィルタにて高周波成分を除去して交流
電力に変換し出力する電力変換手段と、この電力変換手
段に交流電力系統の系統電圧に同期した交流電力を発生
させる制御手段とを備えた系統連系インバータ装置にお
いて、フィルタによる位相遅れ分を演算し、位相遅れ分
を相殺できるように、系統電圧波形より位相を進めた目
標電流信号を生成し、スイッチング素子とフィルタとの
間に設けられた電流検出手段で検出される出力電流が目
標電流と一致するように制御するものである。
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力をスイ
ッチング素子によりスイッチングし、コンデンサとリア
クトルからなるフィルタにて高周波成分を除去して交流
電力に変換し出力する電力変換手段と、この電力変換手
段に交流電力系統の系統電圧に同期した交流電力を発生
させる制御手段とを備えた系統連系インバータ装置にお
いて、フィルタによる位相遅れ分を演算し、位相遅れ分
を相殺できるように、系統電圧波形より位相を進めた目
標電流信号を生成し、スイッチング素子とフィルタとの
間に設けられた電流検出手段で検出される出力電流が目
標電流と一致するように制御するものである。
【００１６】この発明の請求項７に係る系統連系インバ
ータ装置は、フィルタによる位相遅れ分は出力電流に応
じて設定する手段を備えたものである。
ータ装置は、フィルタによる位相遅れ分は出力電流に応
じて設定する手段を備えたものである。
【００１７】この発明の請求項８に係る系統連系インバ
ータ装置は、フィルタによる位相遅れ分は系統電圧と予
め記憶されているフィルタのコンデンサ容量からコンデ
ンサに流れる電流を演算し、この値と出力電流から遅れ
分を演算する手段を備えたものである。
ータ装置は、フィルタによる位相遅れ分は系統電圧と予
め記憶されているフィルタのコンデンサ容量からコンデ
ンサに流れる電流を演算し、この値と出力電流から遅れ
分を演算する手段を備えたものである。
【００１８】この発明の請求項９に係る系統連系インバ
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力を複数
のアームのスイッチング素子によりスイッチングして交
流電力に変換し出力する電力変換手段と、アームに直列
に接続されたスイッチング素子が同時にオン状態になら
ないように、一方のスイッチング素子がオンからオフに
なった後、所定の時間をおいてもう一方のスイッチング
素子をオフからオンにするデッドタイムを設けるデッド
タイム設定手段と、交流電力系統電圧と同極性の電流を
出力する場合は、高電圧側スイッチング素子のオン時間
をデッドタイム分長くし、系統電圧と逆極性の電流を出
力する場合は、低電圧側スイッチング素子のオン時間を
デッドタイム分長くするデッドタイム補正手段と、前記
インバータの出力電流に重畳しているリップル電流を計
算もしくは検出して求めるリップル電流検出手段と、前
記インバータの出力電流の平均値検出手段を介して読み
込まれた出力電流の平均値に前記リップル電流検出手段
にて検出されたリップルのプラス側ピーク値を加算した
値と、出力電流の平均値にリップル電流のマイナス側ピ
ーク値を減算した値とが異なる極性か、同一の極性かを
判別するとともに、判別された極性に応じて、デッドタ
イム補正の有無を弁別する補正弁別手段と、を備えたも
のである。また請求項１０に係わるこの発明は、出力電
流の平均値にリップル電流のプラス側ピーク値を加算し
た値と、出力電流の平均値にリップル電流のマイナス側
ピーク値を減算した値とが異なる極性の場合は、デッド
タイム補正は行わず、同極性の場合は、デッドタイム補
正を行う手段を備えたものである。また請求項１１に係
わるこの発明は、リアクトルとコンデンサの間からフル
ブリッジ入力の低電圧側に接続されるスイッチング素子
が前記リアクトルの電力系統側に接続される接続点より
も前記交流電力側であって、かつ前記コンデンサがリア
クトルから前記交流系統につながる回路に接続される接
続点よりもリアクトル側に、電流を検出する電流検出器
を設けたものである。
ータ装置は、交流電力系統に接続され、直流電力を複数
のアームのスイッチング素子によりスイッチングして交
流電力に変換し出力する電力変換手段と、アームに直列
に接続されたスイッチング素子が同時にオン状態になら
ないように、一方のスイッチング素子がオンからオフに
なった後、所定の時間をおいてもう一方のスイッチング
素子をオフからオンにするデッドタイムを設けるデッド
タイム設定手段と、交流電力系統電圧と同極性の電流を
出力する場合は、高電圧側スイッチング素子のオン時間
をデッドタイム分長くし、系統電圧と逆極性の電流を出
力する場合は、低電圧側スイッチング素子のオン時間を
デッドタイム分長くするデッドタイム補正手段と、前記
インバータの出力電流に重畳しているリップル電流を計
算もしくは検出して求めるリップル電流検出手段と、前
記インバータの出力電流の平均値検出手段を介して読み
込まれた出力電流の平均値に前記リップル電流検出手段
にて検出されたリップルのプラス側ピーク値を加算した
値と、出力電流の平均値にリップル電流のマイナス側ピ
ーク値を減算した値とが異なる極性か、同一の極性かを
判別するとともに、判別された極性に応じて、デッドタ
イム補正の有無を弁別する補正弁別手段と、を備えたも
のである。また請求項１０に係わるこの発明は、出力電
流の平均値にリップル電流のプラス側ピーク値を加算し
た値と、出力電流の平均値にリップル電流のマイナス側
ピーク値を減算した値とが異なる極性の場合は、デッド
タイム補正は行わず、同極性の場合は、デッドタイム補
正を行う手段を備えたものである。また請求項１１に係
わるこの発明は、リアクトルとコンデンサの間からフル
ブリッジ入力の低電圧側に接続されるスイッチング素子
が前記リアクトルの電力系統側に接続される接続点より
も前記交流電力側であって、かつ前記コンデンサがリア
クトルから前記交流系統につながる回路に接続される接
続点よりもリアクトル側に、電流を検出する電流検出器
を設けたものである。
【００１９】
実施の形態１ 図１はこの発明の実施の形態１である系統連系インバー
タ装置の構成図であり、１は太陽電池、２は半導体スイ
ッチング素子がフルブリッジをなすインバータ回路、３
は商用電力系統であり、負荷は省略してある。４はイン
バータ回路を駆動して直流電源からの直流を交流電力系
統に合わせて交流を出力させる制御回路、５はリアクト
ル６とコンデンサ７からなるフィルタである。
タ装置の構成図であり、１は太陽電池、２は半導体スイ
ッチング素子がフルブリッジをなすインバータ回路、３
は商用電力系統であり、負荷は省略してある。４はイン
バータ回路を駆動して直流電源からの直流を交流電力系
統に合わせて交流を出力させる制御回路、５はリアクト
ル６とコンデンサ７からなるフィルタである。
【００２０】制御回路４は系統電圧を検出してゼロ点を
検出するゼロ点電圧検出手段３１、系統電圧実効値や系
統周波数を系統電圧から演算する系統データ演算手段３
２、電流センサ４０からの信号を使用し、地絡電流を検
出し所定値以上検出した場合はインバータを停止させる
保護装置３３、直流電流・直流電圧の検出値と基準値か
ら太陽電池の目標電圧を演算する目標値演算手段３４、
比較器３５、目標出力電流ＩOUTを決める目標電流設定
手段３６、正弦波信号発生手段３７、正弦波と目標電流
を乗じて信号とする乗算手段３８、ＰＷＭ信号生成手段
３９、から構成されている。
検出するゼロ点電圧検出手段３１、系統電圧実効値や系
統周波数を系統電圧から演算する系統データ演算手段３
２、電流センサ４０からの信号を使用し、地絡電流を検
出し所定値以上検出した場合はインバータを停止させる
保護装置３３、直流電流・直流電圧の検出値と基準値か
ら太陽電池の目標電圧を演算する目標値演算手段３４、
比較器３５、目標出力電流ＩOUTを決める目標電流設定
手段３６、正弦波信号発生手段３７、正弦波と目標電流
を乗じて信号とする乗算手段３８、ＰＷＭ信号生成手段
３９、から構成されている。
【００２１】図１は直流電力源として太陽電池を用いた
例であるが、直流電源なら何でも良い。まず太陽電池の
出力電流と出力電圧から太陽電池の目標動作電圧を演算
する。目標動作電圧と実際の太陽電池電圧とを比較し
て、インバータの目標出力電流ＩOUTを決定する。次
に、交流電力系統電圧のゼロ点を検出して、交流電力系
統電圧と同期した正弦波信号を生成する。これに目標出
力電流ＩOUTを乗じて、インバータの出力電流と比較
し、両者が一致するようにＰＷＭ信号を発生する。図１
において、フィルタのコンデンサを２個にして、各々の
リアクトルに個々にコンデンサを接続し、コンデンサの
もう一方の端子をフルブリッジの入力の低電圧側に接続
し、かつ、図２の様に、フルブリッジの半導体スイッチ
ング素子を駆動する。図２は交流電力系統電圧と同期し
た正弦波信号に応じたＰＷＭ信号によりスイッチング素
子のオンオフしている状況を示す動作説明図であり、ス
イッチング素子Ａ、Ｂのアームは最初の半波でＰＷＭ信
号に応じたスイッチングを行い直流電圧を交流電圧に変
換するが、スイッチング素子Ａに対しスイッチング素子
Ｂは、ＡのＰＷＭ信号と反転した信号で制御を行ってい
る。一方この区間、スイッチング素子Ｃはオフ状態のま
まであり、スイッチング素子Ｄはオン状態のままであ
る。
例であるが、直流電源なら何でも良い。まず太陽電池の
出力電流と出力電圧から太陽電池の目標動作電圧を演算
する。目標動作電圧と実際の太陽電池電圧とを比較し
て、インバータの目標出力電流ＩOUTを決定する。次
に、交流電力系統電圧のゼロ点を検出して、交流電力系
統電圧と同期した正弦波信号を生成する。これに目標出
力電流ＩOUTを乗じて、インバータの出力電流と比較
し、両者が一致するようにＰＷＭ信号を発生する。図１
において、フィルタのコンデンサを２個にして、各々の
リアクトルに個々にコンデンサを接続し、コンデンサの
もう一方の端子をフルブリッジの入力の低電圧側に接続
し、かつ、図２の様に、フルブリッジの半導体スイッチ
ング素子を駆動する。図２は交流電力系統電圧と同期し
た正弦波信号に応じたＰＷＭ信号によりスイッチング素
子のオンオフしている状況を示す動作説明図であり、ス
イッチング素子Ａ、Ｂのアームは最初の半波でＰＷＭ信
号に応じたスイッチングを行い直流電圧を交流電圧に変
換するが、スイッチング素子Ａに対しスイッチング素子
Ｂは、ＡのＰＷＭ信号と反転した信号で制御を行ってい
る。一方この区間、スイッチング素子Ｃはオフ状態のま
まであり、スイッチング素子Ｄはオン状態のままであ
る。
【００２２】これらの素子を駆動する信号は、ＰＷＭ信
号生成手段３９により乗算手段３８の出力とインバータ
の出力電流を比較し、両者が一致するように発生したＰ
ＷＭ信号を基に生成される。すなわちスイッチング素子
Ａは発生したＰＷＭ信号と同じ信号で駆動し、スイッチ
ング素子Ｂは発生したＰＷＭ信号を反転した信号で駆動
する。またスイッチング素子Ｃには駆動信号を出力せ
ず、スイッチング素子Ｄは半波の区間全て駆動する信号
を出力する。
号生成手段３９により乗算手段３８の出力とインバータ
の出力電流を比較し、両者が一致するように発生したＰ
ＷＭ信号を基に生成される。すなわちスイッチング素子
Ａは発生したＰＷＭ信号と同じ信号で駆動し、スイッチ
ング素子Ｂは発生したＰＷＭ信号を反転した信号で駆動
する。またスイッチング素子Ｃには駆動信号を出力せ
ず、スイッチング素子Ｄは半波の区間全て駆動する信号
を出力する。
【００２３】以上の動作を次の半波の区間ではアーム
Ａ、ＢとアームＣ、Ｄを逆転させて行う。すなわちアー
ムＡ、Ｂのスイッチング素子ＡとアームＣ、Ｄのスイッ
チング素子Ｃは交互に同一の動作を繰り返し、素子Ｂと
素子Ｄも同様である。これによって出力波形は交流系統
電圧し略等しい電圧となるようなＰＷＭ波形となりイン
バータ回路２より系統電圧に同期した電流が出力され
る。
Ａ、ＢとアームＣ、Ｄを逆転させて行う。すなわちアー
ムＡ、Ｂのスイッチング素子ＡとアームＣ、Ｄのスイッ
チング素子Ｃは交互に同一の動作を繰り返し、素子Ｂと
素子Ｄも同様である。これによって出力波形は交流系統
電圧し略等しい電圧となるようなＰＷＭ波形となりイン
バータ回路２より系統電圧に同期した電流が出力され
る。
【００２４】一方、インバータ回路の各アームに接続さ
れるリアクトル各６は、それぞれコンデンサ７を介して
低電圧側に直接接続されるように構成されており、これ
によりコンデンサ７はリアクトル６を介さずに低電圧側
に直接接続されるので、高周波分をカットする能力が高
められ、太陽電池からの不要輻射を減らすことができ
る。また、ＰＷＭ駆動しているアームの反対側の低電圧
側スイッチング素子は、常時オンとなっているので、こ
の部分はスイッチング損失がなくなり、インバータの変
換効率が高められ、出力波形が歪むこともない。さら
に、図３の様にコンデンサの端点をフルブリッジ入力の
高電圧側に接続した場合でも、図４の様に片方のコンデ
ンサの端点をフルブリッジ入力の低電圧側、もう一方の
コンデンサの端点をフルブリッジ入力の高電圧側に接続
した場合でも、また図５の様に各リアクトル間をコンデ
ンサで接続し、このコンデンサの両端近傍からインバー
タ回路の低電圧側へそれぞれ別々のコンデンサで直接接
続した場合でも同様の効果が望める。
れるリアクトル各６は、それぞれコンデンサ７を介して
低電圧側に直接接続されるように構成されており、これ
によりコンデンサ７はリアクトル６を介さずに低電圧側
に直接接続されるので、高周波分をカットする能力が高
められ、太陽電池からの不要輻射を減らすことができ
る。また、ＰＷＭ駆動しているアームの反対側の低電圧
側スイッチング素子は、常時オンとなっているので、こ
の部分はスイッチング損失がなくなり、インバータの変
換効率が高められ、出力波形が歪むこともない。さら
に、図３の様にコンデンサの端点をフルブリッジ入力の
高電圧側に接続した場合でも、図４の様に片方のコンデ
ンサの端点をフルブリッジ入力の低電圧側、もう一方の
コンデンサの端点をフルブリッジ入力の高電圧側に接続
した場合でも、また図５の様に各リアクトル間をコンデ
ンサで接続し、このコンデンサの両端近傍からインバー
タ回路の低電圧側へそれぞれ別々のコンデンサで直接接
続した場合でも同様の効果が望める。
【００２５】図６は従来のようにフルブリッジの高電圧
側と低電圧側のスイッチング素子の間から出力線２本を
とり各リアクトルを介してリアクトル間にコンデンサを
入れたフィルターであるが、コンデンサ両端の近傍から
それぞれスイッチング素子Ｅ、Ｆをインバータ回路の低
電圧側に接続し、低電圧側へリアクトルから電流が流れ
るようにこのスイッチング素子を制御する。図７にこの
制御方法をしめす。
側と低電圧側のスイッチング素子の間から出力線２本を
とり各リアクトルを介してリアクトル間にコンデンサを
入れたフィルターであるが、コンデンサ両端の近傍から
それぞれスイッチング素子Ｅ、Ｆをインバータ回路の低
電圧側に接続し、低電圧側へリアクトルから電流が流れ
るようにこのスイッチング素子を制御する。図７にこの
制御方法をしめす。
【００２６】図７は交流電力系統電圧と同期した正弦波
信号に応じたＰＷＭ信号によりスイッチング素子のオン
オフしている状態を示す動作説明図であり、スイッチン
グ素子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの動作は図２の場合と同様であ
る。スイッチング素子Ｅは、最初の半波の区間つまりス
イッチング素子Ａ、ＢがＰＷＭ信号に応じてスイッチン
グを行っている区間ではオフしており、次の半波の区間
つまりスイッチング素子Ｃ、ＤがＰＷＭ信号に応じてス
イッチングを行っている区間ではオンする。また、スイ
ッチング素子Ｆは、スイッチング素子Ｅの反転動作つま
り最初の半波の区間ではオン、次の半波の区間ではオフ
するように動作する。
信号に応じたＰＷＭ信号によりスイッチング素子のオン
オフしている状態を示す動作説明図であり、スイッチン
グ素子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの動作は図２の場合と同様であ
る。スイッチング素子Ｅは、最初の半波の区間つまりス
イッチング素子Ａ、ＢがＰＷＭ信号に応じてスイッチン
グを行っている区間ではオフしており、次の半波の区間
つまりスイッチング素子Ｃ、ＤがＰＷＭ信号に応じてス
イッチングを行っている区間ではオンする。また、スイ
ッチング素子Ｆは、スイッチング素子Ｅの反転動作つま
り最初の半波の区間ではオン、次の半波の区間ではオフ
するように動作する。
【００２７】以上のようにスイッチング素子Ｅ、Ｆによ
り直接低電圧側に接続され電流はリアクトルを介さずに
流れるので、高周波分をカットする能力が高められ、太
陽電池からの不要輻射を減らすことができる。また、Ｐ
ＷＭ駆動しているアームの反対側の低電圧側スイッチン
グ素子は、常時オンとなっているので、この部分はスイ
ッチング損失がなくなり、インバータの変換効率が高め
られ、出力波形が歪むこともない。さらに、図３の様に
コンデンサの端点をフルブリッジ入力の高電圧側に接続
した場合でも、図４の様に片方のコンデンサの端点をフ
ルブリッジ入力の低電圧側、もう一方のコンデンサの端
点をフルブリッジ入力の高電圧側に接続した場合でも、
また図５の様に各リアクトル間をコンデンサで接続し、
このコンデンサの両端近傍からインバータ回路の低電圧
側へそれぞれ別々のコンデンサで直接接続した場合でも
同様の効果が望める。
り直接低電圧側に接続され電流はリアクトルを介さずに
流れるので、高周波分をカットする能力が高められ、太
陽電池からの不要輻射を減らすことができる。また、Ｐ
ＷＭ駆動しているアームの反対側の低電圧側スイッチン
グ素子は、常時オンとなっているので、この部分はスイ
ッチング損失がなくなり、インバータの変換効率が高め
られ、出力波形が歪むこともない。さらに、図３の様に
コンデンサの端点をフルブリッジ入力の高電圧側に接続
した場合でも、図４の様に片方のコンデンサの端点をフ
ルブリッジ入力の低電圧側、もう一方のコンデンサの端
点をフルブリッジ入力の高電圧側に接続した場合でも、
また図５の様に各リアクトル間をコンデンサで接続し、
このコンデンサの両端近傍からインバータ回路の低電圧
側へそれぞれ別々のコンデンサで直接接続した場合でも
同様の効果が望める。
【００２８】図８は高速のスイッチング素子Ａ、Ｂによ
りハーフブリッジ構成とし、その出力にリアクタ６とコ
ンデンサ７によるフィルタ５を接続し、コンデンサ７の
一端は直接低電圧側に接続される。また、フィルタ５の
出力は、低速のスイッチング素子Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆにより
フルブリッジ構成としたインバータのスイッチング素子
Ｃ、Ｅに接続されスイッチング素子Ｄ、Ｆは直接低電圧
に接続される。
りハーフブリッジ構成とし、その出力にリアクタ６とコ
ンデンサ７によるフィルタ５を接続し、コンデンサ７の
一端は直接低電圧側に接続される。また、フィルタ５の
出力は、低速のスイッチング素子Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆにより
フルブリッジ構成としたインバータのスイッチング素子
Ｃ、Ｅに接続されスイッチング素子Ｄ、Ｆは直接低電圧
に接続される。
【００２９】図９は上記構成での各スイッチング素子の
オンオフしている状態を示す動作説明図である。スイッ
チング素子ＡはＰＷＭ生成手段３９により乗算手段３８
の出力とインバータの出力電流を比較し、両者が一致す
るように発生したＰＷＭ信号を基に駆動されスイッチン
グ素子Ｂは、発生したＰＷＭ信号を反転した信号にて駆
動される。スイッチング素子Ａ、Ｂを駆動する信号は、
最初の半波の区間では前述の図２、図７の場合と同じで
あるが次の半波の区間でも最初の半波の区間と同じ信号
にて駆動される。一方スイッチング素子Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ
は、ＰＷＭ生成手段３９からの駆動信号により最初の半
波の区間は、Ｃ、Ｆがオン状態となりスイッチング素子
Ｄ、Ｅがオフ状態となる。次の半波の区間では、最初の
半波区間とは逆にスイッチング素子Ｄ、Ｅがオン状態
に、スイッチング素子Ｃ、Ｆがオフ状態となる。
オンオフしている状態を示す動作説明図である。スイッ
チング素子ＡはＰＷＭ生成手段３９により乗算手段３８
の出力とインバータの出力電流を比較し、両者が一致す
るように発生したＰＷＭ信号を基に駆動されスイッチン
グ素子Ｂは、発生したＰＷＭ信号を反転した信号にて駆
動される。スイッチング素子Ａ、Ｂを駆動する信号は、
最初の半波の区間では前述の図２、図７の場合と同じで
あるが次の半波の区間でも最初の半波の区間と同じ信号
にて駆動される。一方スイッチング素子Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ
は、ＰＷＭ生成手段３９からの駆動信号により最初の半
波の区間は、Ｃ、Ｆがオン状態となりスイッチング素子
Ｄ、Ｅがオフ状態となる。次の半波の区間では、最初の
半波区間とは逆にスイッチング素子Ｄ、Ｅがオン状態
に、スイッチング素子Ｃ、Ｆがオフ状態となる。
【００３０】以上のように動作することによりスイッチ
ング素子Ａ、Ｂにより交流系統電圧の半周期と略等しい
電圧を発生し、その出力を次のスイッチング素子Ｃ、
Ｄ、Ｅ、Ｆで構成されたフルブリッジにより交流系統電
圧に合うようにスイッチング素子を動作させ交流系統電
圧に同期した電流が出力させる。このような構成、動作
によりフィルタ５のコンデンサ７は、リアクトルを介さ
ずに低電圧側に直接接続されるので高周波分をカットす
る能力が高められ太陽電池からの不要輻射を減らすこと
ができ装置を安価に構成することができる。また、低速
のスイッチング素子は一般にオン電圧を低くすることが
出来るのでスイッチング素子の損失を減らすことができ
インバータの変換効率を高めることができる。
ング素子Ａ、Ｂにより交流系統電圧の半周期と略等しい
電圧を発生し、その出力を次のスイッチング素子Ｃ、
Ｄ、Ｅ、Ｆで構成されたフルブリッジにより交流系統電
圧に合うようにスイッチング素子を動作させ交流系統電
圧に同期した電流が出力させる。このような構成、動作
によりフィルタ５のコンデンサ７は、リアクトルを介さ
ずに低電圧側に直接接続されるので高周波分をカットす
る能力が高められ太陽電池からの不要輻射を減らすこと
ができ装置を安価に構成することができる。また、低速
のスイッチング素子は一般にオン電圧を低くすることが
出来るのでスイッチング素子の損失を減らすことができ
インバータの変換効率を高めることができる。
【００３１】すなわち、図８のように、フルブリッジで
直流電力を交流電力に変換する前にフィルタを設けて、
図９の様なスイッチングを行う。この構成でもコンデン
サは常にフルブリッジ入力の低圧側に接続されているの
で、高周波分をカットする能力が高められ、太陽電池か
らの不要輻射を減らすことができる。さらに、この構成
は、リアクトルとコンデンサが１個で構成できるので小
型にすることができる。また、フルブリッジ回路は交流
電力系統の周波数と同じ低周波で駆動しているので、ス
イッチング損失が少なく、インバータの変換効率が高め
られ、出力波形が歪むこともない。
直流電力を交流電力に変換する前にフィルタを設けて、
図９の様なスイッチングを行う。この構成でもコンデン
サは常にフルブリッジ入力の低圧側に接続されているの
で、高周波分をカットする能力が高められ、太陽電池か
らの不要輻射を減らすことができる。さらに、この構成
は、リアクトルとコンデンサが１個で構成できるので小
型にすることができる。また、フルブリッジ回路は交流
電力系統の周波数と同じ低周波で駆動しているので、ス
イッチング損失が少なく、インバータの変換効率が高め
られ、出力波形が歪むこともない。
【００３２】次に図１の回路の電流センサＣＴ４０を図
１０により説明する。図１の様にフィルタ部に、接続点
からリアクタに流れる電流と、反対側アームに接続され
たフィルタのコンデンサに流れる電流を検出できるよう
に電流検出器４０を取り付けると、インバータの出力電
流の極性に関係なく、電流検出器４０の検出する電流は
コンデンサに流れる電流と交流電力系統に出力される電
流との和となる。すなわち、図１０において、半導体ス
イッチング素子Ｃ，ＤがＰＷＭ駆動している場合は、電
流センサの検出電流は、○１の電流を検出する。この電
流は○２の交流電力系統に流れる電流と○３のフィルタ
のコンデンサに流れる電流の和である。一方、半導体ス
イッチング素子Ａ，ＢがＰＷＭ駆動している場合は、電
流センサの検出電流は、○５の交流電力系統に流れる電
流と○６のフィルタのコンデンサに流れる電り○４の電
流を検出していることになる。これにより、図２におい
て、Ａ，Ｂが高周波でスイッチングしている場合でも、
Ｃ，Ｄが高周波でスイッチングしている場合でも、検出
電流はコンデンサに流れる電流と交流電力系統に出力さ
れる電流との和であるので、同じ制御ゲインで制御する
ので、制御性を損なうことがない。すなわち、いずれか
一方のリアクトルと他方のコンデンサに流れる電流を計
測すれば精度の良い電流を計測できる。また、図３、図
４、図５の場合も上記と全く同じ構成となるが図６の場
合はスイッチング素子ＥとＦの間の電流を計測すれば前
述と全く同じ効果が期待できる。また、図８の場合はリ
アクタ６に流れる電流を計測すればよい。
１０により説明する。図１の様にフィルタ部に、接続点
からリアクタに流れる電流と、反対側アームに接続され
たフィルタのコンデンサに流れる電流を検出できるよう
に電流検出器４０を取り付けると、インバータの出力電
流の極性に関係なく、電流検出器４０の検出する電流は
コンデンサに流れる電流と交流電力系統に出力される電
流との和となる。すなわち、図１０において、半導体ス
イッチング素子Ｃ，ＤがＰＷＭ駆動している場合は、電
流センサの検出電流は、○１の電流を検出する。この電
流は○２の交流電力系統に流れる電流と○３のフィルタ
のコンデンサに流れる電流の和である。一方、半導体ス
イッチング素子Ａ，ＢがＰＷＭ駆動している場合は、電
流センサの検出電流は、○５の交流電力系統に流れる電
流と○６のフィルタのコンデンサに流れる電り○４の電
流を検出していることになる。これにより、図２におい
て、Ａ，Ｂが高周波でスイッチングしている場合でも、
Ｃ，Ｄが高周波でスイッチングしている場合でも、検出
電流はコンデンサに流れる電流と交流電力系統に出力さ
れる電流との和であるので、同じ制御ゲインで制御する
ので、制御性を損なうことがない。すなわち、いずれか
一方のリアクトルと他方のコンデンサに流れる電流を計
測すれば精度の良い電流を計測できる。また、図３、図
４、図５の場合も上記と全く同じ構成となるが図６の場
合はスイッチング素子ＥとＦの間の電流を計測すれば前
述と全く同じ効果が期待できる。また、図８の場合はリ
アクタ６に流れる電流を計測すればよい。
【００３３】次にインバータ回路と交流電力系統の間に
この発明のようなフィルタ５を設けてスイッチング素子
によりＰＷＭ動作を行った場合の太陽電池の地絡検出を
行う例を図１、図２、図１１にて説明する。図１に示す
構成で図２に示す動作を行った場合、最初の半波の区間
ではスイッチング素子Ｄがオンしているため交流系統の
一端が直流母線の低電圧側すなわち太陽電池１の低電圧
側に接続される。また、次の半波の区間ではスイッチン
グ素子Ｂがオンしているため交流系統の他の一端が直流
母線の低電圧側すなわち太陽電池１の低電圧側に接続さ
れる。したがって交流系統は、スイッチング素子Ｄおよ
びＢによりどちらか一端が必ず太陽電池１の低電圧側に
接続されるため太陽電池の対地電圧は図１１に示すよう
な太陽電池の電圧に交流系統の２倍の周波数成分が重畳
された波形となる。ただし、ここで交流系統電源は単相
３線式の電気方式とし、その中性線は接地されているも
のとする。
この発明のようなフィルタ５を設けてスイッチング素子
によりＰＷＭ動作を行った場合の太陽電池の地絡検出を
行う例を図１、図２、図１１にて説明する。図１に示す
構成で図２に示す動作を行った場合、最初の半波の区間
ではスイッチング素子Ｄがオンしているため交流系統の
一端が直流母線の低電圧側すなわち太陽電池１の低電圧
側に接続される。また、次の半波の区間ではスイッチン
グ素子Ｂがオンしているため交流系統の他の一端が直流
母線の低電圧側すなわち太陽電池１の低電圧側に接続さ
れる。したがって交流系統は、スイッチング素子Ｄおよ
びＢによりどちらか一端が必ず太陽電池１の低電圧側に
接続されるため太陽電池の対地電圧は図１１に示すよう
な太陽電池の電圧に交流系統の２倍の周波数成分が重畳
された波形となる。ただし、ここで交流系統電源は単相
３線式の電気方式とし、その中性線は接地されているも
のとする。
【００３４】一方、電流センサ４１には、太陽電池１の
低電圧側、高電圧側を一括して電流を流すように構成さ
れているので高電圧側と低電圧側に流れる電流が等しい
場合はお互いに打ち消し合い電流センサの出力にはなに
も出力されない。ここで、例えば太陽電池の高圧側があ
るインピーダンスをもって地絡すると地絡電流は太陽電
池の高電圧側の対地電圧に比例した電流が流れ電流セン
サ４１には低電圧側と高電圧側に流れる電流の差つまり
地絡電流が検出される。なお、一般的にこのような用途
に用いる電流センサは特に零相変流器（ＺＣＴ）と呼ば
れ、特に高感度の特性を有しているものの直流分は検出
できない。したがって地絡電流は実際には直流成分と交
流成分を有するが、直流成分と交流成分には強い相関が
あるので地絡電流は交流成分のみを検出することにより
検出できる。したがって、電流センサの交流系統の２倍
の周波数の交流成分が所定値以上であれば地絡事故が発
生したと判断し、インバータを停止することにより簡単
に地絡事故を検出できインバータの安全性が向上する。
なお、低電圧側が地絡事故した場合でも動作は全く同一
である。
低電圧側、高電圧側を一括して電流を流すように構成さ
れているので高電圧側と低電圧側に流れる電流が等しい
場合はお互いに打ち消し合い電流センサの出力にはなに
も出力されない。ここで、例えば太陽電池の高圧側があ
るインピーダンスをもって地絡すると地絡電流は太陽電
池の高電圧側の対地電圧に比例した電流が流れ電流セン
サ４１には低電圧側と高電圧側に流れる電流の差つまり
地絡電流が検出される。なお、一般的にこのような用途
に用いる電流センサは特に零相変流器（ＺＣＴ）と呼ば
れ、特に高感度の特性を有しているものの直流分は検出
できない。したがって地絡電流は実際には直流成分と交
流成分を有するが、直流成分と交流成分には強い相関が
あるので地絡電流は交流成分のみを検出することにより
検出できる。したがって、電流センサの交流系統の２倍
の周波数の交流成分が所定値以上であれば地絡事故が発
生したと判断し、インバータを停止することにより簡単
に地絡事故を検出できインバータの安全性が向上する。
なお、低電圧側が地絡事故した場合でも動作は全く同一
である。
【００３５】実施の形態２ 図１２は、この発明の実施の形態２である系統連系イン
バータ装置の構成図であり、１は太陽電池、２は半導体
スイッチング素子がフルブリッジをなすインバータ回
路、３は商用電力系統であり、負荷は省略してある。４
はインバータ回路を駆動して直流電源からの直流を交流
電力系統に合わせて交流を出力させる制御回路、６はリ
アクタ、７はコンデンサである。
バータ装置の構成図であり、１は太陽電池、２は半導体
スイッチング素子がフルブリッジをなすインバータ回
路、３は商用電力系統であり、負荷は省略してある。４
はインバータ回路を駆動して直流電源からの直流を交流
電力系統に合わせて交流を出力させる制御回路、６はリ
アクタ、７はコンデンサである。
【００３６】制御回路４は系統電圧を検出してゼロ点を
検出するゼロ点電圧検出手段３１、系統電圧実効値や系
統周波数を系統電圧から演算する系統データ演算手段３
２、系統の電圧、周波数よりコンデンサ７に流れる電流
Ｉｃを演算するコンデンサ電流演算手段４２、直流電流
・直流電圧の検出値と基準値から太陽電池の目標電圧を
演算する目標値演算手段３４、比較器３５、目標出力電
流ＩOUTを決める目標電流設定手段３６、目標出力電流
ＩOUTとコンデンサに流れる電流Ｉｃより位相補正量θ
を演算する位相補正量演算手段４３、ゼロ点検出手段３
１により検出したゼロ点よりθだけ位相を進めた正弦波
信号を発生させる正弦波信号発生手段４４、正弦波と目
標電流を乗じて信号とする乗算手段３７、ＰＷＭ信号生
成手段３９から構成されている。
検出するゼロ点電圧検出手段３１、系統電圧実効値や系
統周波数を系統電圧から演算する系統データ演算手段３
２、系統の電圧、周波数よりコンデンサ７に流れる電流
Ｉｃを演算するコンデンサ電流演算手段４２、直流電流
・直流電圧の検出値と基準値から太陽電池の目標電圧を
演算する目標値演算手段３４、比較器３５、目標出力電
流ＩOUTを決める目標電流設定手段３６、目標出力電流
ＩOUTとコンデンサに流れる電流Ｉｃより位相補正量θ
を演算する位相補正量演算手段４３、ゼロ点検出手段３
１により検出したゼロ点よりθだけ位相を進めた正弦波
信号を発生させる正弦波信号発生手段４４、正弦波と目
標電流を乗じて信号とする乗算手段３７、ＰＷＭ信号生
成手段３９から構成されている。
【００３７】図１３は系統電圧ＶKと系統電流ＩKおよび
インバータ出力電流ＩOUTの波形およびベクトル図を示
す説明図で、図のように系統電圧ＶKと系統電流ＩKの位
相を等しくするためにはコンデンサ電流ＩCとインバー
タ出力電流ＩOUTにより求められるθだけ系統電圧ＶKに
対してインバータ出力電流ＩOUTを進めて出力すれば良
い。
インバータ出力電流ＩOUTの波形およびベクトル図を示
す説明図で、図のように系統電圧ＶKと系統電流ＩKの位
相を等しくするためにはコンデンサ電流ＩCとインバー
タ出力電流ＩOUTにより求められるθだけ系統電圧ＶKに
対してインバータ出力電流ＩOUTを進めて出力すれば良
い。
【００３８】この発明は、コンデンサに流れる電流によ
る遅れ分を相殺できるように予めインバータの出力電流
の位相を進ませる。進ませる量は、インバータの出力電
流と系統電圧とコンデンサの容量により下式の様に演算
する。 θ＝ＡＲＣ ＳＩＮ (ＩC／ＩOUT） ＩOUT：出力電流 ＩC：コンデンサ電流でＩC＝ＶK／２πｆＣで計算され
る。 ＶK：系統電圧実効値 ｆ ：系統電圧周波数 Ｃ ：コンデンサ容量 π ：円周率 すなわち、図１２は直流電力源として太陽電池を用いた
例である。太陽電池の出力電流と出力電圧から太陽電池
の目標動作電圧を演算する。目標動作電圧と実際の太陽
電池電圧とを比較して、インバータの目標出力電流ＩOU
Tを決定する。一方、交流電力系統電圧の実効値ＶKと周
波数ｆを演算して、この値からコンデンサ電流ＩCを演
算する。演算式は、 ＩC＝ＶK／２πｆＣ である。ここでＣはコンデンサの容量で、この値は予め
制御手段に記憶されている。次に、目標出力電流ＩOUT
とコンデンサ電流ＩCから位相補正量θを演算する。演
算式は θ＝ＡＲＣ ＳＩＮ (ＩC／ＩOUT） である。交流電力系統電圧のゼロ点を検出して、これよ
りも位相がθだけ進んでいる正弦波信号を生成する。こ
れに目標出力電流ＩOUTを乗じて、インバータの出力電
流と比較し、両者が一致するようにＰＷＭ信号を発生す
る。以上の制御により、各部の波形およびそのベクトル
は図１３の様になり系統電圧ＶKと系統電流ＩKの位相を
等しくすることができる。この発明により系統連系イン
バータ装置の出力電流が交流電力系統の位相と完全に一
致でき、従来０.９８から０.９９程度であった力率を１
にできる。これにより、出力電力に含まれる無効電力が
なくなり、変換効率の高い系統連系インバータ装置を実
現できる。また、ここでは、位相をθ進めるように説明
したが例えば（２π−θ）ラジアン遅らせても同様であ
る。
る遅れ分を相殺できるように予めインバータの出力電流
の位相を進ませる。進ませる量は、インバータの出力電
流と系統電圧とコンデンサの容量により下式の様に演算
する。 θ＝ＡＲＣ ＳＩＮ (ＩC／ＩOUT） ＩOUT：出力電流 ＩC：コンデンサ電流でＩC＝ＶK／２πｆＣで計算され
る。 ＶK：系統電圧実効値 ｆ ：系統電圧周波数 Ｃ ：コンデンサ容量 π ：円周率 すなわち、図１２は直流電力源として太陽電池を用いた
例である。太陽電池の出力電流と出力電圧から太陽電池
の目標動作電圧を演算する。目標動作電圧と実際の太陽
電池電圧とを比較して、インバータの目標出力電流ＩOU
Tを決定する。一方、交流電力系統電圧の実効値ＶKと周
波数ｆを演算して、この値からコンデンサ電流ＩCを演
算する。演算式は、 ＩC＝ＶK／２πｆＣ である。ここでＣはコンデンサの容量で、この値は予め
制御手段に記憶されている。次に、目標出力電流ＩOUT
とコンデンサ電流ＩCから位相補正量θを演算する。演
算式は θ＝ＡＲＣ ＳＩＮ (ＩC／ＩOUT） である。交流電力系統電圧のゼロ点を検出して、これよ
りも位相がθだけ進んでいる正弦波信号を生成する。こ
れに目標出力電流ＩOUTを乗じて、インバータの出力電
流と比較し、両者が一致するようにＰＷＭ信号を発生す
る。以上の制御により、各部の波形およびそのベクトル
は図１３の様になり系統電圧ＶKと系統電流ＩKの位相を
等しくすることができる。この発明により系統連系イン
バータ装置の出力電流が交流電力系統の位相と完全に一
致でき、従来０.９８から０.９９程度であった力率を１
にできる。これにより、出力電力に含まれる無効電力が
なくなり、変換効率の高い系統連系インバータ装置を実
現できる。また、ここでは、位相をθ進めるように説明
したが例えば（２π−θ）ラジアン遅らせても同様であ
る。
【００３９】実施の形態３ 図１４は、本発明の実施の形態３である系統連系インバ
ータ装置の構成図であり、１は直流電源である太陽電
池、２はスイッチング素子Ａ〜Ｄからなるフルブリッジ
のインバータ・ブリッジ回路、３は交流電力系統であり
負荷は省略してある。４はインバータ回路を駆動する制
御回路、５は、リアクトル６、コンデンサ７からなるフ
ィルタである。
ータ装置の構成図であり、１は直流電源である太陽電
池、２はスイッチング素子Ａ〜Ｄからなるフルブリッジ
のインバータ・ブリッジ回路、３は交流電力系統であり
負荷は省略してある。４はインバータ回路を駆動する制
御回路、５は、リアクトル６、コンデンサ７からなるフ
ィルタである。
【００４０】制御回路４は系統電圧のゼロクロス点を検
出するゼロ点電圧検出手段３１、系統電圧の実効値を検
出する系統データ演算手段３２、系統電圧の実効値から
インバータ出力電流の目標力率を計算する目標力率演算
手段４６、太陽電池の出力電流と電圧から太陽電池の目
標動作電圧を演算する目標値演算手段３４、太陽電池の
目標動作電圧と太陽電池電圧を比較する比較器３５、比
較器の出力によりインバータの目標出力電流を決定する
目標電流設定手段３６、インバータ出力電流の目標力率
及び系統電圧のゼロクロス点信号から、系統電圧に対し
てθだけ進相した正弦波信号を発生する進相正弦波信号
発生手段４７、目標出力電流と正弦波信号の積を求める
ことにより出力目標電流の瞬時値を計算する乗算手段３
８、ＣＴで検出したインバータ・ブリッジの出力電流か
らリプルを取り除いた出力電流の平均値を検出する電流
平均値検出手段４８、出力目標電流の瞬時値と出力電流
平均値からＰＷＭ制御の元となる基本ＰＷＭ信号を生成
する基本ＰＷＭ信号生成手段４９、系統電圧からインバ
ータ・ブリッジ２の出力電流リップル成分を求める、電
流リップル演算手段４５、基本ＰＷＭ信号と出力電流平
均値ならびに出力電流リップル成分からＴｄ補正したＰ
ＷＭ信号を生成するＴｄ補正手段５０、Ｔｄ補正された
ＰＷＭ信号からデッドタイム信号を生成するデッドタイ
ム生成手段５１、Ｔｄ補正されたＰＷＭ信号とデッドタ
イム信号からスイッチング素子Ａ〜Ｄの駆動信号を生成
する、スイッチング信号生成手段５２、とにより構成さ
れる。
出するゼロ点電圧検出手段３１、系統電圧の実効値を検
出する系統データ演算手段３２、系統電圧の実効値から
インバータ出力電流の目標力率を計算する目標力率演算
手段４６、太陽電池の出力電流と電圧から太陽電池の目
標動作電圧を演算する目標値演算手段３４、太陽電池の
目標動作電圧と太陽電池電圧を比較する比較器３５、比
較器の出力によりインバータの目標出力電流を決定する
目標電流設定手段３６、インバータ出力電流の目標力率
及び系統電圧のゼロクロス点信号から、系統電圧に対し
てθだけ進相した正弦波信号を発生する進相正弦波信号
発生手段４７、目標出力電流と正弦波信号の積を求める
ことにより出力目標電流の瞬時値を計算する乗算手段３
８、ＣＴで検出したインバータ・ブリッジの出力電流か
らリプルを取り除いた出力電流の平均値を検出する電流
平均値検出手段４８、出力目標電流の瞬時値と出力電流
平均値からＰＷＭ制御の元となる基本ＰＷＭ信号を生成
する基本ＰＷＭ信号生成手段４９、系統電圧からインバ
ータ・ブリッジ２の出力電流リップル成分を求める、電
流リップル演算手段４５、基本ＰＷＭ信号と出力電流平
均値ならびに出力電流リップル成分からＴｄ補正したＰ
ＷＭ信号を生成するＴｄ補正手段５０、Ｔｄ補正された
ＰＷＭ信号からデッドタイム信号を生成するデッドタイ
ム生成手段５１、Ｔｄ補正されたＰＷＭ信号とデッドタ
イム信号からスイッチング素子Ａ〜Ｄの駆動信号を生成
する、スイッチング信号生成手段５２、とにより構成さ
れる。
【００４１】制御回路４の動作を図１４を用いて説明す
る。まず太陽電池の出力電流と出力電圧から太陽電池の
目標動作電圧を演算する。目標動作電圧と実際の太陽電
池電圧とを比較して、インバータの目標出力電流ＩOUT
を決定する。次に、交流電圧のゼロクロス点を検出す
る。また、交流電圧の実効値を検出して、この実効値に
応じてインバータ出力電流の目標力率を計算する。イン
バータ出力電流の目標力率及び交流電圧のゼロクロス点
信号から、交流電圧に対してθだけ進相した正弦波信号
を発生し、この正弦波信号と目標出力電流Ｉoutの積を
求めることで出力目標電流の瞬時値を算出する。次に、
出力電流からリプルを取り除いた出力電流平均値を検出
し、前記出力目標電流の瞬時値と前記出力平均電流とを
比較し、両者が一致するようにＰＷＭ制御の元となる基
本ＰＷＭ信号を生成する。次に系統電圧からインバータ
・ブリッジ２の出力電流リップル成分を求め、基本ＰＷ
Ｍ信号と出力電流平均値ならびに出力電流リップル成分
からＴｄ補正したＰＷＭ信号を生成する。次に、Ｔｄ補
正されたＰＷＭ信号からデッドタイム信号を生成し、Ｔ
ｄ補正されたＰＷＭ信号とデッドタイム信号からスイッ
チング素子Ａ〜Ｄの駆動信号を生成する。スイッチング
素子Ａ〜Ｄの駆動信号はそれぞれインバータブリッジの
対応する素子Ａ〜Ｄを駆動し、フィルタ５により高周波
成分が除去されて交流電力系統に電力を送出する。
る。まず太陽電池の出力電流と出力電圧から太陽電池の
目標動作電圧を演算する。目標動作電圧と実際の太陽電
池電圧とを比較して、インバータの目標出力電流ＩOUT
を決定する。次に、交流電圧のゼロクロス点を検出す
る。また、交流電圧の実効値を検出して、この実効値に
応じてインバータ出力電流の目標力率を計算する。イン
バータ出力電流の目標力率及び交流電圧のゼロクロス点
信号から、交流電圧に対してθだけ進相した正弦波信号
を発生し、この正弦波信号と目標出力電流Ｉoutの積を
求めることで出力目標電流の瞬時値を算出する。次に、
出力電流からリプルを取り除いた出力電流平均値を検出
し、前記出力目標電流の瞬時値と前記出力平均電流とを
比較し、両者が一致するようにＰＷＭ制御の元となる基
本ＰＷＭ信号を生成する。次に系統電圧からインバータ
・ブリッジ２の出力電流リップル成分を求め、基本ＰＷ
Ｍ信号と出力電流平均値ならびに出力電流リップル成分
からＴｄ補正したＰＷＭ信号を生成する。次に、Ｔｄ補
正されたＰＷＭ信号からデッドタイム信号を生成し、Ｔ
ｄ補正されたＰＷＭ信号とデッドタイム信号からスイッ
チング素子Ａ〜Ｄの駆動信号を生成する。スイッチング
素子Ａ〜Ｄの駆動信号はそれぞれインバータブリッジの
対応する素子Ａ〜Ｄを駆動し、フィルタ５により高周波
成分が除去されて交流電力系統に電力を送出する。
【００４２】次に、図１５のインバータ構成図、図１６
の波形説明図、図１７の制御動作説明図を用いてデッド
タイム補正について説明する。
の波形説明図、図１７の制御動作説明図を用いてデッド
タイム補正について説明する。
【００４３】図１５において交流電力系統３は図１６
（１）の系統電圧で示す電圧波形となっており、太陽電
池の直流電圧１をスイッチ素子Ａ〜Ｄをオン／オフ制御
し、フィルタ５を介して接続した交流電力系統３に図１
６（１）の出力電流で示す電流を流すものである。
（１）の系統電圧で示す電圧波形となっており、太陽電
池の直流電圧１をスイッチ素子Ａ〜Ｄをオン／オフ制御
し、フィルタ５を介して接続した交流電力系統３に図１
６（１）の出力電流で示す電流を流すものである。
【００４４】図１６は系統電圧と同位相の電流をインバ
ータから出力した場合の系統電圧、出力電流及びインバ
ータブリッジの各スイッチ素子Ａ〜Ｄのオン／オフのタ
イミングを示した。正弦波で示した系統電圧を元にし
て、系統電圧が負の半周期では、スイッチ素子Ａ，Ｂを
図で示すように高速でＰＷＭ動作させるとともに、スイ
ッチ素子Ｃはオフ、スイッチＤはオン状態として、破線
の正弦波（１）で示した出力電流を流すように制御す
る。一方、系統電圧が正の半周期では、スイッチ素子
Ｃ，Ｄを図のように高速でＰＷＭ動作させるとともに、
スイッチ素子Ａはオフ、スイッチＢはオン状態として、
破線の正弦波で示した出力電流を流すように制御する。
インバータ・ブリッジ２の出力電流はスイッチ素子Ａ〜
Ｄのスイッチング動作にともない図１６（２）で示すよ
うにリップル電流を含む波形となる。この例では、系統
電圧と出力電流の位相が一致しているためインバータ・
ブリッジの出力電流は系統電圧とほぼ同じ時点で極性が
反転している。
ータから出力した場合の系統電圧、出力電流及びインバ
ータブリッジの各スイッチ素子Ａ〜Ｄのオン／オフのタ
イミングを示した。正弦波で示した系統電圧を元にし
て、系統電圧が負の半周期では、スイッチ素子Ａ，Ｂを
図で示すように高速でＰＷＭ動作させるとともに、スイ
ッチ素子Ｃはオフ、スイッチＤはオン状態として、破線
の正弦波（１）で示した出力電流を流すように制御す
る。一方、系統電圧が正の半周期では、スイッチ素子
Ｃ，Ｄを図のように高速でＰＷＭ動作させるとともに、
スイッチ素子Ａはオフ、スイッチＢはオン状態として、
破線の正弦波で示した出力電流を流すように制御する。
インバータ・ブリッジ２の出力電流はスイッチ素子Ａ〜
Ｄのスイッチング動作にともない図１６（２）で示すよ
うにリップル電流を含む波形となる。この例では、系統
電圧と出力電流の位相が一致しているためインバータ・
ブリッジの出力電流は系統電圧とほぼ同じ時点で極性が
反転している。
【００４５】図１６において、低電圧側のスイッチ素子
Ｂは、高電圧側のスイッチ素子Ａの逆論理で駆動してお
り、低電圧側のスイッチ素子Ｄは、高電圧側のスイッチ
素子Ｃの逆論理で駆動している。従ってスイッチ素子Ａ
がオンのときＢは必ずオフとなる。しかしながら、たと
えば、スイッチ素子Ａがオフからオンになる時に、同時
にＢをオンからオフにすると、各スイッチ素子の動作速
度のばらつき、低電圧側スイッチ素子の駆動回路の遅れ
により、スイッチ素子Ａ及びＢが同時にオンの状態とな
り、短絡電流がスイッチ素子Ａ，Ｂ間を流れスイッチ素
子を破壊してしまう恐れがある。これを防止するため、
通常は、Ｂをオンからオフにしてから、所定時間待って
Ａをオフからオンにしている。この時間のことをＴｄす
なわちデッドタイムと呼んでいる。
Ｂは、高電圧側のスイッチ素子Ａの逆論理で駆動してお
り、低電圧側のスイッチ素子Ｄは、高電圧側のスイッチ
素子Ｃの逆論理で駆動している。従ってスイッチ素子Ａ
がオンのときＢは必ずオフとなる。しかしながら、たと
えば、スイッチ素子Ａがオフからオンになる時に、同時
にＢをオンからオフにすると、各スイッチ素子の動作速
度のばらつき、低電圧側スイッチ素子の駆動回路の遅れ
により、スイッチ素子Ａ及びＢが同時にオンの状態とな
り、短絡電流がスイッチ素子Ａ，Ｂ間を流れスイッチ素
子を破壊してしまう恐れがある。これを防止するため、
通常は、Ｂをオンからオフにしてから、所定時間待って
Ａをオフからオンにしている。この時間のことをＴｄす
なわちデッドタイムと呼んでいる。
【００４６】図１７は図１６の内、系統電圧の負の半周
期の一部を拡大したもので、基本ＰＷＭ信号を元に、ス
イッチ素子駆動パルスを生成するタイミングの詳細を示
している。図において、基本ＰＷＭ信号（１）の状態の
変化点から一定時間Ｔｄだけ高レベルとなるデッドタイ
ム・パルス（２）を発生する。スイッチ素子Ａは図中
（３）で示すように、基本ＰＷＭ信号（１）が高レベル
でしかもデッドタイム・パルス（２）が低レベルの時だ
けオンするように制御する。また、スイッチ素子Ｂは図
中（４）で示すように、基本ＰＷＭ信号（１）が低レベ
ルでしかもデッドタイム・パルス（２）が低レベルの時
だけオンするように制御する。
期の一部を拡大したもので、基本ＰＷＭ信号を元に、ス
イッチ素子駆動パルスを生成するタイミングの詳細を示
している。図において、基本ＰＷＭ信号（１）の状態の
変化点から一定時間Ｔｄだけ高レベルとなるデッドタイ
ム・パルス（２）を発生する。スイッチ素子Ａは図中
（３）で示すように、基本ＰＷＭ信号（１）が高レベル
でしかもデッドタイム・パルス（２）が低レベルの時だ
けオンするように制御する。また、スイッチ素子Ｂは図
中（４）で示すように、基本ＰＷＭ信号（１）が低レベ
ルでしかもデッドタイム・パルス（２）が低レベルの時
だけオンするように制御する。
【００４７】これにより、高電圧側と低電圧側のスイッ
チ素子が同時にオンしてしまうという事故は防止される
ようになったが、図１５のＰ，Ｑ間に印加されるインバ
ータ・ブリッジ出力電圧は、Ｑを通過する電流の向によ
り図１７の（５）及び（６）で示すように変化する。す
なわち、図１５においてインバータ・ブリッジ出力電流
がＱからＳの方向に流れている場合は、スイッチ素子Ａ
がオンしない限り太陽電池電圧１はＱ点に接続されない
ため、インバータ・ブリッジの出力電圧が−Ｖとなる時
間幅は図１７（５）で示す様にｔ１となり、基本ＰＷＭ
信号よりＴｄ分だけ短くなる。一方、図１５においてイ
ンバータ・ブリッジ出力電流がＳからＱの方向に流れて
いる場合は、スイッチ素子Ｂがオフしている間は太陽電
池電圧１はＱ点に接続されるため、インバータ・ブリッ
ジの出力電圧が−Ｖとなる時間幅は図１７（６）で示す
様にｔ２となり、基本ＰＷＭ信号よりＴｄ分だけ長くな
る。つまりインバータ・ブリッジを制御する基本ＰＷＭ
パルスに対して実際にインバータ・ブリッジから太陽電
池電圧１が出力される時間は、インバータ・ブリッジの
出力電流の向きによってＴｄ分だけ大きくなったり、小
さくなったりするために、インバータ・ブリッジの等価
的な出力電圧も変化してしまう。
チ素子が同時にオンしてしまうという事故は防止される
ようになったが、図１５のＰ，Ｑ間に印加されるインバ
ータ・ブリッジ出力電圧は、Ｑを通過する電流の向によ
り図１７の（５）及び（６）で示すように変化する。す
なわち、図１５においてインバータ・ブリッジ出力電流
がＱからＳの方向に流れている場合は、スイッチ素子Ａ
がオンしない限り太陽電池電圧１はＱ点に接続されない
ため、インバータ・ブリッジの出力電圧が−Ｖとなる時
間幅は図１７（５）で示す様にｔ１となり、基本ＰＷＭ
信号よりＴｄ分だけ短くなる。一方、図１５においてイ
ンバータ・ブリッジ出力電流がＳからＱの方向に流れて
いる場合は、スイッチ素子Ｂがオフしている間は太陽電
池電圧１はＱ点に接続されるため、インバータ・ブリッ
ジの出力電圧が−Ｖとなる時間幅は図１７（６）で示す
様にｔ２となり、基本ＰＷＭ信号よりＴｄ分だけ長くな
る。つまりインバータ・ブリッジを制御する基本ＰＷＭ
パルスに対して実際にインバータ・ブリッジから太陽電
池電圧１が出力される時間は、インバータ・ブリッジの
出力電流の向きによってＴｄ分だけ大きくなったり、小
さくなったりするために、インバータ・ブリッジの等価
的な出力電圧も変化してしまう。
【００４８】この問題点を解決するために、デッド・タ
イムを付加することで変化してしまう分だけ、基本ＰＷ
Ｍ信号のパルス幅をあらかじめ調整しておき、その後デ
ッド・タイムを付加して高電圧側、及び低電圧側のスイ
ッチ素子の駆動波形を作り出すデッドタイム補正という
方法がある。図１８はこの一例を示している。図１７
（５）で示したスイッチＡの駆動パルス幅が小さくなっ
てしまう場合を示しており、図１８（２）で基本パルス
幅をＴｈ分だけ長くする。その後、デッド・タイム
（３）を付加してスイッチＡの駆動パルス（４）、スイ
ッチＢの駆動パルス（５）を生成する。インバータ・ブ
リッジの出力電圧が−Ｖとなる時間幅ｔ３はＴｄ分小さ
くなるが、あらかじめＴｈ分だけ幅が広げられているた
め、ｔ３＝ｔ０＋Ｔｈ−Ｔｄとなり、ＴｈをＴｄと等し
くすればｔ３はｔ０となり基本ＰＷＭ信号で指定した電
圧をインバータ・ブロックから出力することができる。
イムを付加することで変化してしまう分だけ、基本ＰＷ
Ｍ信号のパルス幅をあらかじめ調整しておき、その後デ
ッド・タイムを付加して高電圧側、及び低電圧側のスイ
ッチ素子の駆動波形を作り出すデッドタイム補正という
方法がある。図１８はこの一例を示している。図１７
（５）で示したスイッチＡの駆動パルス幅が小さくなっ
てしまう場合を示しており、図１８（２）で基本パルス
幅をＴｈ分だけ長くする。その後、デッド・タイム
（３）を付加してスイッチＡの駆動パルス（４）、スイ
ッチＢの駆動パルス（５）を生成する。インバータ・ブ
リッジの出力電圧が−Ｖとなる時間幅ｔ３はＴｄ分小さ
くなるが、あらかじめＴｈ分だけ幅が広げられているた
め、ｔ３＝ｔ０＋Ｔｈ−Ｔｄとなり、ＴｈをＴｄと等し
くすればｔ３はｔ０となり基本ＰＷＭ信号で指定した電
圧をインバータ・ブロックから出力することができる。
【００４９】通常、系統連系インバータ装置は、図１６
で示したように系統電圧と出力電流の位相が一致する様
に運転するが、系統電圧が高い場合には、インバータか
らの出力電流によって系統電圧が一定値以上に上昇しな
いように、インバータは系統電圧に対して進み位相の電
流を出力する。この時の各部の波形を示したのが図１９
である。インバータ・ブリッジの出力電流（２）には、
リップル成分が含まれるが、図１６（２）で示した場合
と異なり電流の極性が変化する辺りでのリップルも大き
く、リップルによって何度も極性が変わっている。
で示したように系統電圧と出力電流の位相が一致する様
に運転するが、系統電圧が高い場合には、インバータか
らの出力電流によって系統電圧が一定値以上に上昇しな
いように、インバータは系統電圧に対して進み位相の電
流を出力する。この時の各部の波形を示したのが図１９
である。インバータ・ブリッジの出力電流（２）には、
リップル成分が含まれるが、図１６（２）で示した場合
と異なり電流の極性が変化する辺りでのリップルも大き
く、リップルによって何度も極性が変わっている。
【００５０】図２０に、この部分についての詳細な波形
を示した。基本ＰＷＭ信号（１）として、スイッチング
周期Ｔの内ｔ０の時間だけインバータ・ブリッジの出力
に電源電圧Ｖを出力しようとした場合、デッド・タイム
（２）によりスイッチ素子Ａの駆動波形は（３）とな
り、スイッチ素子Ｂの波形は（４）となる。インバータ
・ブリッジの出力電流は（５）で示すようにスイッチ素
子Ａ及びＢのオン／オフに従って上昇／下降を繰り返
し、電流値ゼロを通過する。この時のインバータ・ブリ
ッジ出力電圧は（６）で示したようになる。図よりイン
バータ・ブリッジの出力電圧が−Ｖとなる時間幅は、Ｘ
の部分すなわちリップルを含めたインバータ・ブリッジ
出力電流が負の場合にはｔ０−ＴｄとＴｄだけ短くな
り、Ｙの部分すなわちインバータ・ブリッジ出力電流が
そのリップルによって正／負を行き来する場合にはｔ０
と基本ＰＷＭ信号と同等となり、Ｚの部分すなわちリッ
プルを含めたインバータ・ブリッジ出力電流が正の場合
にはｔ０＋ＴｄとＴｄだけ長くなる。
を示した。基本ＰＷＭ信号（１）として、スイッチング
周期Ｔの内ｔ０の時間だけインバータ・ブリッジの出力
に電源電圧Ｖを出力しようとした場合、デッド・タイム
（２）によりスイッチ素子Ａの駆動波形は（３）とな
り、スイッチ素子Ｂの波形は（４）となる。インバータ
・ブリッジの出力電流は（５）で示すようにスイッチ素
子Ａ及びＢのオン／オフに従って上昇／下降を繰り返
し、電流値ゼロを通過する。この時のインバータ・ブリ
ッジ出力電圧は（６）で示したようになる。図よりイン
バータ・ブリッジの出力電圧が−Ｖとなる時間幅は、Ｘ
の部分すなわちリップルを含めたインバータ・ブリッジ
出力電流が負の場合にはｔ０−ＴｄとＴｄだけ短くな
り、Ｙの部分すなわちインバータ・ブリッジ出力電流が
そのリップルによって正／負を行き来する場合にはｔ０
と基本ＰＷＭ信号と同等となり、Ｚの部分すなわちリッ
プルを含めたインバータ・ブリッジ出力電流が正の場合
にはｔ０＋ＴｄとＴｄだけ長くなる。
【００５１】図２１に、図２０で示した状況に従来のＴ
ｄ補正を行った場合を示す。図中（２）で示したＴｄ補
正の＋の時は基本ＰＷＭ信号（１）の高レベルの時間を
縮小し、−の時は基本ＰＷＭ信号（１）の高レベルの時
間を拡大する方向に補正することを示している。従来の
ように、インバータ・ブリッジ出力電流（７）のうち、
一点鎖線で示すインバータ・ブリッジ出力電流の平均値
すなわちリップルを除いた信号の正または負で、（２）
で示すようにＴｄ補正の極性を変更して、（３）で示す
補正ＰＷＭ信号を得て、デッド・タイム（４）を付加す
ると、スイッチ素子Ａの駆動パルスは（５）となり、ス
イッチ素子Ｂの駆動パルスは（６）となる。（７）の実
線で示したインバータ・ブリッジ出力電流の極性が何度
か変化するため、インバータ・ブリッジ出力電圧が−Ｖ
となる時間幅は○１〜○４となり、ＴｈとＴｄを等しく
したとしても、○２及び○３の部分に於いて時間幅が目
的のｔ０に対してＴｈ分大きいまたは小さくなってお
り、うまくＴｄの補正ができないため、結果として出力
電圧及び電流に歪を生じる。
ｄ補正を行った場合を示す。図中（２）で示したＴｄ補
正の＋の時は基本ＰＷＭ信号（１）の高レベルの時間を
縮小し、−の時は基本ＰＷＭ信号（１）の高レベルの時
間を拡大する方向に補正することを示している。従来の
ように、インバータ・ブリッジ出力電流（７）のうち、
一点鎖線で示すインバータ・ブリッジ出力電流の平均値
すなわちリップルを除いた信号の正または負で、（２）
で示すようにＴｄ補正の極性を変更して、（３）で示す
補正ＰＷＭ信号を得て、デッド・タイム（４）を付加す
ると、スイッチ素子Ａの駆動パルスは（５）となり、ス
イッチ素子Ｂの駆動パルスは（６）となる。（７）の実
線で示したインバータ・ブリッジ出力電流の極性が何度
か変化するため、インバータ・ブリッジ出力電圧が−Ｖ
となる時間幅は○１〜○４となり、ＴｈとＴｄを等しく
したとしても、○２及び○３の部分に於いて時間幅が目
的のｔ０に対してＴｈ分大きいまたは小さくなってお
り、うまくＴｄの補正ができないため、結果として出力
電圧及び電流に歪を生じる。
【００５２】これに対し、本発明として図１４の構成に
対する制御内容を図２２、２３を用いて説明する。図１
４においてまた、系統電圧の実効値を演算して、系統電
圧が所定値以上の場合は、出力力率を１とせずに、進み
電流が流れるようにθだけ位相が進んでいる正弦波信号
を生成する。これに目標電流を乗じた信号を生成し、こ
の目標電流が出力されるような基本ＰＷＭを演算する。
続いて、フルブリッジの入力電圧Ｖｉ、系統電圧瞬時値
Ｖｏ、フィルタのリアクトルのリアクタンス値Ｌ、基本
ＰＷＭ信号のオン時間Ｔｏｎから下式の様にリップル電
流Ｉｒを電流リップル演算手段４５にて計算する。 Ｉｒ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ｔｏｎ／Ｌ 検出される出力電流は電流平均値検出手段４８を通して
いるので、図２２の検出電流で示すようにリップル電流
は取り除かれているが、インバータ・ブリッジの出力電
流には、前記計算式で求めたＩｒで示すリップル電流が
重畳されている。次に図２３で示すように、検出電流に
Ｉｒのプラス側ピーク値を加算したものをＩａとし、検
出電流からＩｒのマイナス側ピーク値を減算したものを
Ｉｂとする。この演算はＴｄ補正手段５０にて行う。続
いて、交流電圧系統の極性とインバータが出力しようと
する極性とＩａとＩｂの極性を判別してからデッドタイ
ムの補正を表１に従って行う。すなわち、ＩａとＩｂの
極性が等しく、しかも検出電圧と検出電流の極性が等し
い場合には、出力電圧の絶対値が大きくなるように基本
ＰＷＭパルス幅にＴｄ補正分を加算する。ＩａとＩｂの
極性が等しく、しかも検出電圧と検出電流の極性が異な
る場合には、出力電圧の絶対値が小さくなるように基本
ＰＷＭパルス幅からＴｄ補正分を減算する。ＩａとＩｂ
の極性が異なる場合には、基本ＰＷＭパルス幅にＴｄ補
正をしない。極性の判別や補正の有無の弁別はマイコン
を使用した演算装置であるＴｄ補正手段で行う。
対する制御内容を図２２、２３を用いて説明する。図１
４においてまた、系統電圧の実効値を演算して、系統電
圧が所定値以上の場合は、出力力率を１とせずに、進み
電流が流れるようにθだけ位相が進んでいる正弦波信号
を生成する。これに目標電流を乗じた信号を生成し、こ
の目標電流が出力されるような基本ＰＷＭを演算する。
続いて、フルブリッジの入力電圧Ｖｉ、系統電圧瞬時値
Ｖｏ、フィルタのリアクトルのリアクタンス値Ｌ、基本
ＰＷＭ信号のオン時間Ｔｏｎから下式の様にリップル電
流Ｉｒを電流リップル演算手段４５にて計算する。 Ｉｒ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ｔｏｎ／Ｌ 検出される出力電流は電流平均値検出手段４８を通して
いるので、図２２の検出電流で示すようにリップル電流
は取り除かれているが、インバータ・ブリッジの出力電
流には、前記計算式で求めたＩｒで示すリップル電流が
重畳されている。次に図２３で示すように、検出電流に
Ｉｒのプラス側ピーク値を加算したものをＩａとし、検
出電流からＩｒのマイナス側ピーク値を減算したものを
Ｉｂとする。この演算はＴｄ補正手段５０にて行う。続
いて、交流電圧系統の極性とインバータが出力しようと
する極性とＩａとＩｂの極性を判別してからデッドタイ
ムの補正を表１に従って行う。すなわち、ＩａとＩｂの
極性が等しく、しかも検出電圧と検出電流の極性が等し
い場合には、出力電圧の絶対値が大きくなるように基本
ＰＷＭパルス幅にＴｄ補正分を加算する。ＩａとＩｂの
極性が等しく、しかも検出電圧と検出電流の極性が異な
る場合には、出力電圧の絶対値が小さくなるように基本
ＰＷＭパルス幅からＴｄ補正分を減算する。ＩａとＩｂ
の極性が異なる場合には、基本ＰＷＭパルス幅にＴｄ補
正をしない。極性の判別や補正の有無の弁別はマイコン
を使用した演算装置であるＴｄ補正手段で行う。
【００５３】
【表１】
【００５４】以上により、図２０のＸで示した部分につ
いては基本ＰＷＭ信号のパルス幅をＴｄ分増加させる方
向にＴｄ補正されインバータ・ブリッジの出力に電圧−
Ｖが出力されている時間は本来出力しようとしているｔ
０となる。また図２０Ｙで示した部分については基本Ｐ
ＷＭ信号のパルス幅が変更されないのでインバータ・ブ
リッジの出力に電圧−Ｖが出力されている時間は本来出
力しようとしているｔ０となる。また図２０のＺで示し
た部分については基本ＰＷＭ信号のパルス幅をＴｄ分減
少させる方向にＴｄ補正されインバータ・ブリッジの出
力に電圧−Ｖが出力されている時間は本来出力しようと
しているｔ０となる。つまりいずれの場合に於いてもデ
ッド・タイムの影響によるインバータ・ブリッジの出力
電圧の誤差を補正できる。
いては基本ＰＷＭ信号のパルス幅をＴｄ分増加させる方
向にＴｄ補正されインバータ・ブリッジの出力に電圧−
Ｖが出力されている時間は本来出力しようとしているｔ
０となる。また図２０Ｙで示した部分については基本Ｐ
ＷＭ信号のパルス幅が変更されないのでインバータ・ブ
リッジの出力に電圧−Ｖが出力されている時間は本来出
力しようとしているｔ０となる。また図２０のＺで示し
た部分については基本ＰＷＭ信号のパルス幅をＴｄ分減
少させる方向にＴｄ補正されインバータ・ブリッジの出
力に電圧−Ｖが出力されている時間は本来出力しようと
しているｔ０となる。つまりいずれの場合に於いてもデ
ッド・タイムの影響によるインバータ・ブリッジの出力
電圧の誤差を補正できる。
【００５５】ここで平均値検出手段は、リップルを含む
インバータ・ブリッジの出力電流のうち、平均値をよぎ
る部分はインバータ・ブリッジの各スイッチ素子のオン
／オフタイミングと常に一定の時間関係を持つので、リ
ップル電流が平均値をよぎる部分をサンプリングするこ
とにより検出遅れがほとんどない平均値の検出ができる
が、低域通過フィルタ等を通して得ることもできる。ま
た本実施例では出力電流の平均値を検出し、リップル電
流成分を計算にて求める方法を取ったが、平均値をサン
プリングで得たのと同様に、インバータ・ブリッジから
出力されるリップルを含む電流の極大、極小部分をサン
プリングすることにより得て、Ｔｄ補正に使用しても同
様の効果が得られる。すなわちリップルを演算で求めて
も計測で求めても良い。
インバータ・ブリッジの出力電流のうち、平均値をよぎ
る部分はインバータ・ブリッジの各スイッチ素子のオン
／オフタイミングと常に一定の時間関係を持つので、リ
ップル電流が平均値をよぎる部分をサンプリングするこ
とにより検出遅れがほとんどない平均値の検出ができる
が、低域通過フィルタ等を通して得ることもできる。ま
た本実施例では出力電流の平均値を検出し、リップル電
流成分を計算にて求める方法を取ったが、平均値をサン
プリングで得たのと同様に、インバータ・ブリッジから
出力されるリップルを含む電流の極大、極小部分をサン
プリングすることにより得て、Ｔｄ補正に使用しても同
様の効果が得られる。すなわちリップルを演算で求めて
も計測で求めても良い。
【００５６】
【発明の効果】請求項１に係るこの発明の系統連系イン
バータ装置は、フルブリッジの各々のアームの高電圧側
スイッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリ
アクトルの一方を接続して、リアクトルの他方に各々コ
ンデンサの一方を接続して、この各コンデンサの他方を
フルブリッジ入力の高電圧側または、低電圧側の少なく
とも一方に接続するフィルタと、前記交流電力系統の高
電圧側になった方のアームは所定の出力電流が得られる
ように、高電圧側スイッチング素子をＰＷＭ駆動して、
低電圧側スイッチング素子を高電圧側スイッチング素子
に対し反転駆動させるとともに、反対側のアームの高電
圧側スイッチング素子をオフ、低電圧側スイッチング素
子をオンする制御手段と、を備えたので太陽電池からの
不要輻射を減らすことができ、インバータの変換効率の
高い性能の良い装置が得られる。
バータ装置は、フルブリッジの各々のアームの高電圧側
スイッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリ
アクトルの一方を接続して、リアクトルの他方に各々コ
ンデンサの一方を接続して、この各コンデンサの他方を
フルブリッジ入力の高電圧側または、低電圧側の少なく
とも一方に接続するフィルタと、前記交流電力系統の高
電圧側になった方のアームは所定の出力電流が得られる
ように、高電圧側スイッチング素子をＰＷＭ駆動して、
低電圧側スイッチング素子を高電圧側スイッチング素子
に対し反転駆動させるとともに、反対側のアームの高電
圧側スイッチング素子をオフ、低電圧側スイッチング素
子をオンする制御手段と、を備えたので太陽電池からの
不要輻射を減らすことができ、インバータの変換効率の
高い性能の良い装置が得られる。
【００５７】請求項２に係るこの発明の系統連系インバ
ータ装置は、フルブリッジの各々のアームの高電圧側ス
イッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリア
クトルの一方を接続して、各々のリアクトルの他方にコ
ンデンサを接続して、リアクタとコンデンサの間からフ
ルブリッジ入力の低電圧側に、電流が流れるようにスイ
ッチング素子を接続したフィルタと、交流電力系統の高
電圧側になった方のアームは所定の出力電流が得られる
ように、高電圧側スイッチング素子をＰＷＭ駆動して、
低電圧側スイッチング素子を高電圧側スイッチング素子
に対し反転駆動させるととに、反対側のアームの高電圧
側スイッチング素子をオフ、低電圧側スイッチング素子
をオンし、かつ、ＰＷＭ駆動していない方のアームのリ
アクトルとコンデンサの間とフルブリッジ入力の低電圧
側とに設けられた半導体スイッチをオン、もう一方のス
イッチング素子をオフとする制御手段と、を備えたので
太陽電池からの不要輻射を減らすことができ、小型でイ
ンバータの変換効率の高い性能の良い装置が得られる。
ータ装置は、フルブリッジの各々のアームの高電圧側ス
イッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリア
クトルの一方を接続して、各々のリアクトルの他方にコ
ンデンサを接続して、リアクタとコンデンサの間からフ
ルブリッジ入力の低電圧側に、電流が流れるようにスイ
ッチング素子を接続したフィルタと、交流電力系統の高
電圧側になった方のアームは所定の出力電流が得られる
ように、高電圧側スイッチング素子をＰＷＭ駆動して、
低電圧側スイッチング素子を高電圧側スイッチング素子
に対し反転駆動させるととに、反対側のアームの高電圧
側スイッチング素子をオフ、低電圧側スイッチング素子
をオンし、かつ、ＰＷＭ駆動していない方のアームのリ
アクトルとコンデンサの間とフルブリッジ入力の低電圧
側とに設けられた半導体スイッチをオン、もう一方のス
イッチング素子をオフとする制御手段と、を備えたので
太陽電池からの不要輻射を減らすことができ、小型でイ
ンバータの変換効率の高い性能の良い装置が得られる。
【００５８】請求項３に係るこの発明の系統連系インバ
ータ装置は、直流電力の出力にハーフブリッジ構成のス
イッチング素子を設け、ハーフブリッジの高電圧側スイ
ッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリアク
トルの一方を接続して、リアクトルの他方と直流電力の
低電圧側との間にコンデンサを接続したフィルタと、コ
ンデンサの両端をフルブリッジに接続し、フルブリッジ
の各々のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側
スイッチング素子の間を交流電力系統に接続し、所定の
出力電流が得られるように、ハーフブリッジの高電圧側
スイッチング素子をＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチ
ング素子を高電圧側スイッチング素子の反転駆動すると
ともに、フルブリッジの交流電力系統の高電圧側になっ
た方のアームの高電圧側スイッチング素子をオン、低電
圧側スイッチング素子をオフ、反対側のアームの高電圧
側スイッチング素子をオフ、低電圧側スイッチング素子
をオンにするので太陽電池からの不要輻射を減らすこと
ができ、安価なインバータの変換効率の高い性能の良い
装置が得られる。
ータ装置は、直流電力の出力にハーフブリッジ構成のス
イッチング素子を設け、ハーフブリッジの高電圧側スイ
ッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリアク
トルの一方を接続して、リアクトルの他方と直流電力の
低電圧側との間にコンデンサを接続したフィルタと、コ
ンデンサの両端をフルブリッジに接続し、フルブリッジ
の各々のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側
スイッチング素子の間を交流電力系統に接続し、所定の
出力電流が得られるように、ハーフブリッジの高電圧側
スイッチング素子をＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチ
ング素子を高電圧側スイッチング素子の反転駆動すると
ともに、フルブリッジの交流電力系統の高電圧側になっ
た方のアームの高電圧側スイッチング素子をオン、低電
圧側スイッチング素子をオフ、反対側のアームの高電圧
側スイッチング素子をオフ、低電圧側スイッチング素子
をオンにするので太陽電池からの不要輻射を減らすこと
ができ、安価なインバータの変換効率の高い性能の良い
装置が得られる。
【００５９】請求項４に係るこの発明の系統連系インバ
ータ装置は、フルブリッジの各々のアームの高電圧側ス
イッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリア
クトルの一方を接続して、リアクトルの他方に各々コン
デンサの一方を接続して、コンデンサの他方をフルブリ
ッジ入力の高電圧側もしくは、低電圧側の少なくとも一
方に接続するようにフィルタを形成するか、または、フ
ルブリッジの各々のアームの高電圧側スイッチング素子
と低電圧側スイッチング素子の間にリアクトルの一方を
接続して、リアクトルとコンデンサの間から、フルブリ
ッジ入力の低電圧側に、電流が流れるようにスイッチン
グ素子を接続してフィルタを形成し、フルブリッジの一
方のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイ
ッチング素子の間からリアクタに流れる電流と、他方の
アームに接続されたフィルタのコンデンサに流れる電流
とを検出する電流検出器を備えたので、いずれか一方の
リアクトルと他方のコンデンサに流れる電流を計測すれ
ば精度の良い電流を計測できるので高精度で安定性の良
い装置が得られる。
ータ装置は、フルブリッジの各々のアームの高電圧側ス
イッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間にリア
クトルの一方を接続して、リアクトルの他方に各々コン
デンサの一方を接続して、コンデンサの他方をフルブリ
ッジ入力の高電圧側もしくは、低電圧側の少なくとも一
方に接続するようにフィルタを形成するか、または、フ
ルブリッジの各々のアームの高電圧側スイッチング素子
と低電圧側スイッチング素子の間にリアクトルの一方を
接続して、リアクトルとコンデンサの間から、フルブリ
ッジ入力の低電圧側に、電流が流れるようにスイッチン
グ素子を接続してフィルタを形成し、フルブリッジの一
方のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイ
ッチング素子の間からリアクタに流れる電流と、他方の
アームに接続されたフィルタのコンデンサに流れる電流
とを検出する電流検出器を備えたので、いずれか一方の
リアクトルと他方のコンデンサに流れる電流を計測すれ
ば精度の良い電流を計測できるので高精度で安定性の良
い装置が得られる。
【００６０】請求項５に係るこの発明の系統連系インバ
ータ装置は、直流電力の高圧側と低圧側に流れる差電流
を検出する電流検出器を設け、この電流検出器の出力が
所定値以上の場合は、フルブリッジまたはハーフブリッ
ジのスイッチング素子の駆動を停止しする手段を備えた
ので、簡単に地絡事故を検出でき安全性の高い装置が得
られる。
ータ装置は、直流電力の高圧側と低圧側に流れる差電流
を検出する電流検出器を設け、この電流検出器の出力が
所定値以上の場合は、フルブリッジまたはハーフブリッ
ジのスイッチング素子の駆動を停止しする手段を備えた
ので、簡単に地絡事故を検出でき安全性の高い装置が得
られる。
【００６１】請求項６から請求項８に係るこの発明の系
統連系インバータ装置は、フィルタによる位相遅れ分を
演算し、位相遅れ分を相殺できるように、系統電圧波形
より位相を進めた目標電流信号を生成し、スイッチング
素子とフィルタとの間に設けられた電流検出手段で検出
される出力電流が目標電流と一致するように制御するの
で、系統連系インバータ装置の出力電流が交流電力系統
の位相と一致でき、これにより、出力電力に含まれる無
効電力が少なくなり、変換効率の高い装置が得られる。
又位相遅れ分を出力電流に応じて設定できるので電流が
変化しても効率の良い装置が得られる。又コンデンサ容
量から演算するので簡単な装置が得られる。
統連系インバータ装置は、フィルタによる位相遅れ分を
演算し、位相遅れ分を相殺できるように、系統電圧波形
より位相を進めた目標電流信号を生成し、スイッチング
素子とフィルタとの間に設けられた電流検出手段で検出
される出力電流が目標電流と一致するように制御するの
で、系統連系インバータ装置の出力電流が交流電力系統
の位相と一致でき、これにより、出力電力に含まれる無
効電力が少なくなり、変換効率の高い装置が得られる。
又位相遅れ分を出力電流に応じて設定できるので電流が
変化しても効率の良い装置が得られる。又コンデンサ容
量から演算するので簡単な装置が得られる。
【００６２】請求項９および１０に係るこの発明の系統
連系インバータ装置は、インバータの出力電流に重畳し
ているリップル電流を検出するリップル電流検出手段
と、インバータの出力電流の平均値検出手段を介して読
み込まれた出力電流の平均値にリップル電流検出手段に
て検出されたリップルのプラス側ピーク値を加算した値
と、出力電流の平均値にリップル電流のマイナス側ピー
ク値を減算した値とが異なる極性か、同一の極性かを判
別するとともに、判別された極性に応じて、デッドタイ
ム補正の有無を弁別する補正弁別手段備えたのでインバ
ータ・ブリッジの出力電流にリップルが重畳され、前記
リップルにより電流の極性が何度も変わる場合でも、適
切なデッドタイム補正を行うことができる。さらに系統
電圧に対して、位相を進めた電流をインバータから出力
する場合であっても、適切なデッドタイム補正を行うこ
とができ、出力電流の波形が歪むことを防止し、高性能
な系統連系インバータ装置を実現できる。
連系インバータ装置は、インバータの出力電流に重畳し
ているリップル電流を検出するリップル電流検出手段
と、インバータの出力電流の平均値検出手段を介して読
み込まれた出力電流の平均値にリップル電流検出手段に
て検出されたリップルのプラス側ピーク値を加算した値
と、出力電流の平均値にリップル電流のマイナス側ピー
ク値を減算した値とが異なる極性か、同一の極性かを判
別するとともに、判別された極性に応じて、デッドタイ
ム補正の有無を弁別する補正弁別手段備えたのでインバ
ータ・ブリッジの出力電流にリップルが重畳され、前記
リップルにより電流の極性が何度も変わる場合でも、適
切なデッドタイム補正を行うことができる。さらに系統
電圧に対して、位相を進めた電流をインバータから出力
する場合であっても、適切なデッドタイム補正を行うこ
とができ、出力電流の波形が歪むことを防止し、高性能
な系統連系インバータ装置を実現できる。
【００６３】請求項１１に係るこの発明の系統連系イン
バータ装置は、リアクトルとコンデンサの間からフルブ
リッジ入力の低電圧側に接続されるスイッチング素子が
前記リアクトルの電力系統側に接続される接続点よりも
前記交流電力側であって、かつ前記コンデンサがリアク
トルから前記交流系統につながる回路に接続される接続
点よりもリアクトル側に、電流を検出する電流検出器を
設けたので、簡単に、かつ精度良く電流が検出できる。
バータ装置は、リアクトルとコンデンサの間からフルブ
リッジ入力の低電圧側に接続されるスイッチング素子が
前記リアクトルの電力系統側に接続される接続点よりも
前記交流電力側であって、かつ前記コンデンサがリアク
トルから前記交流系統につながる回路に接続される接続
点よりもリアクトル側に、電流を検出する電流検出器を
設けたので、簡単に、かつ精度良く電流が検出できる。
【図１】 発明の実施の形態１の系統連系インバータ装
置の構成図である。
置の構成図である。
【図２】 図１のスイッチング素子のオンオフしている
状態を示す説明図である。
状態を示す説明図である。
【図３】 発明の実施の形態１の系統連系インバータ装
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
【図４】 発明の実施の形態１の系統連系インバータ装
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
【図５】 発明の実施の形態１の系統連系インバータ装
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
【図６】 発明の実施の形態１の系統連系インバータ装
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
【図７】 図６のスイッチング素子のオンオフしている
状態を示す説明図である。
状態を示す説明図である。
【図８】 発明の実施の形態１の系統連系インバータ装
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
置のスイッチング素子とフィルタの別の実施例を示す構
成図である。
【図９】 図８のスイッチング素子のオンオフしている
状態を示す説明図である。
状態を示す説明図である。
【図１０】 図１の電流センサＣＴの電流の流れる向き
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図１１】 発明の実施の形態１の系統連系インバータ
装置の太陽電池の対地電圧を示す説明図である。
装置の太陽電池の対地電圧を示す説明図である。
【図１２】 発明の実施の形態２の系統連系インバータ
装置の構成図である。
装置の構成図である。
【図１３】 図１２の電流波形を示す説明図である。
【図１４】 発明の実施の形態３の系統連系インバータ
装置の構成図である。
装置の構成図である。
【図１５】 インバータの動作を説明する回路図であ
る。
る。
【図１６】 インバータの各部の動作を示す波形図であ
る。
る。
【図１７】 デッド・タイムの影響を示す波形図であ
る。
る。
【図１８】 デッド・タイム補正の動作を示す波形図で
ある。
ある。
【図１９】 インバータの各部の動作を示す波形図であ
る。
る。
【図２０】 デッド・タイムの影響を示す波形図であ
る。
る。
【図２１】 デッド・タイム補正の動作を示す波形図で
ある。
ある。
【図２２】 本発明に於ける各部の波形図である。
【図２３】 本発明における波形の詳細図である。
【図２４】 従来の系統連系インバータ装置の構成図で
ある。
ある。
【図２５】 フィルタの構成と特性図である。
【図２６】 従来の系統連系インバータ装置の構成図で
ある。
ある。
【図２７】 従来の系統連系インバータ装置の出力電流
のベクトル図である。
のベクトル図である。
【図２８】 従来の系統連系インバータ装置の説明図で
ある。
ある。
１ 太陽電池 ２ 半導体スイッチング素子 ３ 交流電力系統 ５ フィルタ ６ リアクタ ７ コンデンサ ３２ 系統データ演算手段 ３９ ＰＷＭ信号生成手段 ４２ コンデンサ電流演算手段 ４３ 位相補正量演算手段 ４４ 正弦波信号発生手段 ４５ 電流リップル演算手段 ４６ 目標力率演算手段 ４７ 進相正弦波信号発生手段 ４８ 電流平均値検出手段 ４９ 基本ＰＷＭ信号生成手段 ５１ デッドタイム生成手段 ５２ Ａ．Ｂ．Ｃ．Ｄ．スイッチング信号生成手段
Claims (11)
- 【請求項１】 交流電力系統に接続され、直流電力をフ
ルブリッジ構成のスイッチング素子によりスイッチング
し、コンデンサとリアクトルからなるフィルタにて高周
波成分を除去して交流電力に変換し出力する電力変換手
段と、この電力変換手段に交流電力系統の系統電圧に同
期した交流電力を発生させる制御手段と、を備えた系統
連系インバータ装置において、前記フルブリッジの各々
のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッ
チング素子の間にリアクトルの一方を接続して、前記リ
アクトルの他方に各々コンデンサの一方を接続して、こ
のコンデンサの他方をフルブリッジ入力の高電圧側また
は、低電圧側の少なくとも一方に接続するフィルタと、
前記交流電力系統の高電圧側になった方のアームは所定
の出力電流が得られるように、高電圧側スイッチング素
子をＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチング素子を高電
圧側スイッチング素子に対し反転駆動させるとともに、
反対側のアームの高電圧側スイッチング素子をオフ、低
電圧側スイッチング素子をオンする制御手段と、を備え
たことを特徴とする系統連系インバータ装置。 - 【請求項２】 交流電力系統に接続され、直流電力をフ
ルブリッジ構成のスイッチング素子によりスイッチング
し、コンデンサとリアクトルからなるフィルタにて高周
波成分を除去して交流電力に変換し出力する電力変換手
段と、この電力変換手段に交流電力系統の系統電圧に同
期した交流電力を発生させる制御手段と、を備えた系統
連系インバータ装置において、前記フルブリッジの各々
のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッ
チング素子の間にリアクトルの一方を接続して、この各
々のリアクトルの他方にコンデンサを接続して、前記リ
アクトルとコンデンサの間からフルブリッジ入力の低電
圧側に電流が流れるようにスイッチング素子を各々接続
したフィルタと、前記交流電力系統の高電圧側になった
方のアームは所定の出力電流が得られるように、高電圧
側スイッチング素子をＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッ
チング素子を高電圧側スイッチング素子に対し反転駆動
させるととに、反対側のアームの高電圧側スイッチング
素子をオフ、低電圧側スイッチング素子をオンし、か
つ、ＰＷＭ駆動していない方のアームのリアクトルとコ
ンデンサの間とフルブリッジ入力の低電圧側とに設けら
れたスイッチング素子をオン、もう一方のスイッチング
素子をオフとする制御手段と、を備えたことを特徴とす
る系統連系インバータ装置。 - 【請求項３】 交流電力系統に接続され、直流電力をス
イッチング素子によりスイッチングし、コンデンサとリ
アクトルからなるフィルタにて高周波成分を除去して交
流電力に変換し出力する電力変換手段と、この電力変換
手段に交流電力系統の系統電圧に同期した交流電力を発
生させる制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置
において、直流電力の出力に接続したアームに直列にス
イッチング素子を設けたハーフブリッジと、このハーフ
ブリッジの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッ
チング素子の間にリアクトルの一方を接続して、前記リ
アクトルの他方と直流電力の低電圧側との間にコンデン
サを接続したフィルタと、前記コンデンサの両端に接続
された複数のアームの高電圧側スイッチング素子と低電
圧側スイッチング素子の間と交流電力系統を接続して形
成したフルブリッジと、を備え、所定の出力電流が得ら
れるように、ハーフブリッジの高電圧側スイッチング素
子をＰＷＭ駆動して、低電圧側スイッチング素子を高電
圧側スイッチング素子に対し反転駆動させるとともに、
フルブリッジの交流電力系統の高電圧側になった方のア
ームの高電圧側スイッチング素子をオン、低電圧側スイ
ッチング素子をオフ、反対側のアームの高電圧側スイッ
チング素子をオフ、低電圧側スイッチング素子をオンに
することを特徴とする系統連系インバータ装置。 - 【請求項４】 交流電力系統に接続され、直流電力をフ
ルブリッジ構成のスイッチング素子によりスイッチング
し、コンデンサとリアクトルからなるフィルタにて高周
波成分を除去して交流電力に変換し出力する電力変換手
段と、この電力変換手段に交流電力系統の系統電圧に同
期した交流電力を発生させる制御手段と、を備えた系統
連系インバータ装置において、フルブリッジの各々のア
ームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチン
グ素子の間にリアクトルの一方を接続して、前記リアク
トルの他方に各々コンデンサの一方を接続して、コンデ
ンサの他方をフルブリッジ入力の高電圧側もしくは、低
電圧側の少なくとも一方に接続して形成された、また
は、フルブリッジの各々のアームの高電圧側スイッチン
グ素子と低電圧側スイッチング素子の間にリアクトルの
一方を接続して、各々のリアクトルの他方にコンデンサ
の一方を接続して、前記リアクトルとコンデンサの間か
らフルブリッジ入力の低電圧側に電流が流れるようにス
イッチング素子を接続して形成されたフィルタと、前記
フルブリッジの一方のアームの高電圧側スイッチング素
子と低電圧側スイッチング素子の間からリアクタに流れ
る電流と、他方のアームに接続されたフィルタのコンデ
ンサに流れる電流とを検出する電流検出器を備えたこと
を特徴とする系統連系インバータ装置。 - 【請求項５】 直流電力の高圧側と低圧側に流れる差電
流を検出する電流検出器を設け、この電流検出器の出力
が所定値以上の場合は、フルブリッジまたはハーフブリ
ッジのスイッチング素子の駆動を停止する手段を備えた
ことを特徴とする、請求項１または請求項２または請求
項３の系統連系インバータ装置。 - 【請求項６】 交流電力系統に接続され、直流電力をス
イッチング素子によりスイッチングし、コンデンサとリ
アクトルからなるフィルタにて高周波成分を除去して交
流電力に変換し出力する電力変換手段と、この電力変換
手段に交流電力系統の系統電圧に同期した交流電力を発
生させる制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置
において、前記制御手段は前記フィルタによる位相遅れ
分を演算し、位相遅れ分を相殺できるように、系統電圧
波形より位相を進めた目標電流信号を生成し、スイッチ
ング素子とフィルタとの間に設けられた電流検出手段で
検出される出力電流が目標電流と一致するように制御す
ること特徴とする系統連系インバータ装置。 - 【請求項７】 位相遅れ分は、出力電流に応じて設定す
る手段を備えたことを特徴とする請求項６記載の系統連
系インバータ装置。 - 【請求項８】 系統電圧と予め記憶されているフィルタ
のコンデンサ容量からコンデンサに流れる電流を演算
し、この値と出力電流から位相遅れ分を演算する手段を
備えたことを特徴とする請求項６記載の系統連系インバ
ータ装置。 - 【請求項９】 交流電力系統に接続され、直流電力を複
数のアームのスイッチング素子によりスイッチングして
交流電力に変換し出力する電力変換手段と、アームに直
列に接続されたスイッチング素子が同時にオン状態にな
らないように、一方のスイッチング素子がオンからオフ
になった後、所定の時間をおいてもう一方のスイッチン
グ素子をオフからオンにするデッドタイムを設けるデッ
ドタイム設定手段と、交流電力系統電圧と同極性の電流
を出力する場合は、高電圧側スイッチング素子のオン時
間をデッドタイム分長くし、系統電圧と逆極性の電流を
出力する場合は、低電圧側スイッチング素子のオン時間
をデッドタイム分長くするデッドタイム補正手段と、前
記インバータの出力電流に重畳しているリップル電流を
検出するリップル電流検出手段と、前記インバータの出
力電流の平均値を得る電流平均値検出手段を介して読み
込まれた出力電流の平均値に前記リップル電流検出手段
にて検出されたリップルのプラス側ピーク値を加算した
値と、前記出力電流の平均値にリップル電流のマイナス
側ピーク値を減算した値とが、異なる極性か、同一の極
性かを判別するとともに、判別された極性に応じて、デ
ッドタイム補正の有無を弁別する補正弁別手段を備えた
ことを特徴とした系統連系インバータ装置。 - 【請求項１０】 出力電流の平均値に前記リップル電流
検出手段にて検出されたリップルのプラス側ピーク値を
加算した値と、出力電流の平均値にリップル電流のマイ
ナス側ピーク値を減算した値とが異なる極性か、同一の
極性かを判別するとともに、判別された極性が異なる極
性の場合はデッドタイム補正を行わないことを特徴とす
る請求項９記載の系統連系インバータ装置。 - 【請求項１１】 リアクトルとコンデンサの間からフル
ブリッジ入力の低電圧側に接続されるスイッチング素子
が前記リアクトルの電力系統側に接続される接続点より
も前記交流電力側であって、かつ前記コンデンサがリア
クトルから前記交流系統につながる回路に接続される接
続点よりもリアクトル側に、電流を検出する電流検出器
を設けたことを特徴とする請求項２記載の系統連系イン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12173196A JP3316735B2 (ja) | 1996-05-16 | 1996-05-16 | 系統連系インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12173196A JP3316735B2 (ja) | 1996-05-16 | 1996-05-16 | 系統連系インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09308263A true JPH09308263A (ja) | 1997-11-28 |
| JP3316735B2 JP3316735B2 (ja) | 2002-08-19 |
Family
ID=14818492
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12173196A Expired - Lifetime JP3316735B2 (ja) | 1996-05-16 | 1996-05-16 | 系統連系インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3316735B2 (ja) |
Cited By (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11285260A (ja) * | 1998-03-27 | 1999-10-15 | Ebara Densan Ltd | インバータ装置の制御方法及び制御装置 |
| JP2002058253A (ja) * | 2000-08-08 | 2002-02-22 | Sawafuji Electric Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2002369543A (ja) * | 2001-06-05 | 2002-12-20 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 太陽光発電装置 |
| JP2005192317A (ja) * | 2003-12-25 | 2005-07-14 | Sanyo Electric Co Ltd | 系統連系用インバータ装置 |
| JP2006204067A (ja) * | 2005-01-24 | 2006-08-03 | Kawamura Electric Inc | 分散型電源の系統連系インバータ、及び系統連系方法 |
| JP2009213322A (ja) * | 2008-03-06 | 2009-09-17 | Yanmar Co Ltd | 分散電源装置 |
| JP2012029428A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2012039813A (ja) * | 2010-08-10 | 2012-02-23 | Mitsubishi Electric Corp | 系統連系インバータ装置 |
| WO2012124223A1 (ja) * | 2011-03-16 | 2012-09-20 | 三洋電機株式会社 | 電力変換制御装置及び系統連系装置 |
| WO2012153368A1 (ja) * | 2011-05-11 | 2012-11-15 | 日立アプライアンス株式会社 | 系統連系インバータ装置、および系統連系インバータ装置を備えた分散型電源システム |
| CN103715932A (zh) * | 2012-09-28 | 2014-04-09 | 株式会社安川电机 | 电力变换装置 |
| JP2015019583A (ja) * | 2014-10-30 | 2015-01-29 | 日立アプライアンス株式会社 | 系統連系インバータ装置、および、それを備えた分散型電源システム |
| JP2015077065A (ja) * | 2013-10-11 | 2015-04-20 | 台達電子工業股▲ふん▼有限公司Ｄｅｌｔａ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｉｎｃ． | 太陽光起電力変換システム及びその操作方法 |
| JP2015080294A (ja) * | 2013-10-15 | 2015-04-23 | 三菱重工業株式会社 | Ｐｗｍコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにｐｗｍインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法 |
| JP2016015883A (ja) * | 2015-09-17 | 2016-01-28 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2016184998A (ja) * | 2015-03-25 | 2016-10-20 | アイシン精機株式会社 | 系統連系制御装置 |
| US10027270B2 (en) | 2015-02-06 | 2018-07-17 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Motor control device |
| WO2018185963A1 (ja) * | 2017-04-03 | 2018-10-11 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
| JP2019129652A (ja) * | 2018-01-25 | 2019-08-01 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | Ｄｃ・ａｃ変換器の制御装置 |
| EP3644485A1 (en) * | 2018-10-26 | 2020-04-29 | Rolls-Royce North American Technologies, Inc. | Control of an electrical power system responsive to sensing a ground fault |
-
1996
- 1996-05-16 JP JP12173196A patent/JP3316735B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11285260A (ja) * | 1998-03-27 | 1999-10-15 | Ebara Densan Ltd | インバータ装置の制御方法及び制御装置 |
| JP2002058253A (ja) * | 2000-08-08 | 2002-02-22 | Sawafuji Electric Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2002369543A (ja) * | 2001-06-05 | 2002-12-20 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 太陽光発電装置 |
| JP2005192317A (ja) * | 2003-12-25 | 2005-07-14 | Sanyo Electric Co Ltd | 系統連系用インバータ装置 |
| JP4508631B2 (ja) * | 2003-12-25 | 2010-07-21 | 三洋電機株式会社 | 系統連系用インバータ装置 |
| JP2006204067A (ja) * | 2005-01-24 | 2006-08-03 | Kawamura Electric Inc | 分散型電源の系統連系インバータ、及び系統連系方法 |
| JP4654043B2 (ja) * | 2005-01-24 | 2011-03-16 | 河村電器産業株式会社 | 分散型電源の系統連系インバータ、及び系統連系方法 |
| JP2009213322A (ja) * | 2008-03-06 | 2009-09-17 | Yanmar Co Ltd | 分散電源装置 |
| JP2012029428A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US9509230B2 (en) | 2010-07-22 | 2016-11-29 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power conversion device |
| JP2012039813A (ja) * | 2010-08-10 | 2012-02-23 | Mitsubishi Electric Corp | 系統連系インバータ装置 |
| WO2012124223A1 (ja) * | 2011-03-16 | 2012-09-20 | 三洋電機株式会社 | 電力変換制御装置及び系統連系装置 |
| JPWO2012153368A1 (ja) * | 2011-05-11 | 2014-07-28 | 日立アプライアンス株式会社 | 系統連系インバータ装置、および系統連系インバータ装置を備えた分散型電源システム |
| CN103534924A (zh) * | 2011-05-11 | 2014-01-22 | 日立空调·家用电器株式会社 | 系统互连逆变器装置和具有系统互连逆变器装置的分散型电源系统 |
| JP5646053B2 (ja) * | 2011-05-11 | 2014-12-24 | 日立アプライアンス株式会社 | 系統連系インバータ装置、および系統連系インバータ装置を備えた分散型電源システム |
| WO2012153368A1 (ja) * | 2011-05-11 | 2012-11-15 | 日立アプライアンス株式会社 | 系統連系インバータ装置、および系統連系インバータ装置を備えた分散型電源システム |
| US9178445B2 (en) | 2012-09-28 | 2015-11-03 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Power conversion apparatus |
| CN103715932A (zh) * | 2012-09-28 | 2014-04-09 | 株式会社安川电机 | 电力变换装置 |
| US9300225B2 (en) | 2013-10-11 | 2016-03-29 | Delta Electronics, Inc. | Solar photovoltaic power conversion system and method of operating the same |
| JP2015077065A (ja) * | 2013-10-11 | 2015-04-20 | 台達電子工業股▲ふん▼有限公司Ｄｅｌｔａ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｉｎｃ． | 太陽光起電力変換システム及びその操作方法 |
| JP2015080294A (ja) * | 2013-10-15 | 2015-04-23 | 三菱重工業株式会社 | Ｐｗｍコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにｐｗｍインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法 |
| JP2015019583A (ja) * | 2014-10-30 | 2015-01-29 | 日立アプライアンス株式会社 | 系統連系インバータ装置、および、それを備えた分散型電源システム |
| US10027270B2 (en) | 2015-02-06 | 2018-07-17 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Motor control device |
| JP2016184998A (ja) * | 2015-03-25 | 2016-10-20 | アイシン精機株式会社 | 系統連系制御装置 |
| JP2016015883A (ja) * | 2015-09-17 | 2016-01-28 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2018185963A1 (ja) * | 2017-04-03 | 2018-10-11 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
| JP2019129652A (ja) * | 2018-01-25 | 2019-08-01 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | Ｄｃ・ａｃ変換器の制御装置 |
| EP3644485A1 (en) * | 2018-10-26 | 2020-04-29 | Rolls-Royce North American Technologies, Inc. | Control of an electrical power system responsive to sensing a ground fault |
| US10976762B2 (en) | 2018-10-26 | 2021-04-13 | Rolls-Royce North American Technologies, Inc. | Control of an electrical power system responsive to sensing a ground fault |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3316735B2 (ja) | 2002-08-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH09308263A (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| Blaabjerg et al. | Single current sensor technique in the DC link of three-phase PWM-VS inverters: A review and a novel solution | |
| US8023234B2 (en) | Method for detecting earth-fault conditions in a motor controller | |
| EP0510601B1 (en) | Parallel operation system of AC output inverters | |
| EP2357721A1 (en) | Power conversion device | |
| US20040095090A1 (en) | Method of detecting motor current and motor control device | |
| JPH04190633A (ja) | インバータの並列運転方法および並列運転インバータ装置 | |
| JPH09224376A (ja) | 電力変換方法及び電力変換装置 | |
| JP3416948B2 (ja) | 正弦波入力コンバータ回路 | |
| JPH02307373A (ja) | インバータの制御装置 | |
| JP3588932B2 (ja) | 電力変換装置とその制御方法及びこの電力変換装置を用いた無停電電源装置 | |
| JP5048280B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3337041B2 (ja) | 単相３線式インバータ装置の制御方法 | |
| JP4712148B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| CN112352366A (zh) | 不间断电源装置 | |
| JP3236985B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御装置 | |
| JP4100125B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JPH0634577B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH07146724A (ja) | 系統連系型インバータ | |
| JPH0880060A (ja) | 単相インバータ装置 | |
| JPH0219718B2 (ja) | ||
| JP3819890B2 (ja) | 並列インバータ装置 | |
| Sharma et al. | A brief review regarding sensor reduction and faults in shunt active power filter | |
| Andersen et al. | Active three-phase rectifier with only one current sensor in the DC-link | |
| JP2536916B2 (ja) | 交直変換装置のパルス幅変調制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080614 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080614 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090614 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100614 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100614 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110614 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120614 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130614 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |