WO2018185963A1 - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Definitions
- the present invention relates to a power conversion device that converts direct current to alternating current or converts alternating current to direct current, and a control method thereof.
- a power conversion device that converts a DC voltage output from a storage battery into an AC voltage and provides the load to a load is often used as a backup power supply device such as a UPS (Uninterruptible Power Supply) (for example, Patent Document 1 ( See FIG. 1).
- UPS Uninterruptible Power Supply
- Such a power conversion device includes a DC / DC converter that boosts the voltage of the storage battery and an inverter that converts direct current into alternating current.
- the power conversion device is bidirectional and normally charges an accumulator by converting an AC voltage output from an AC power source such as a commercial power source into a DC voltage suitable for charging.
- the inverter becomes an AC / DC converter, and the DC / DC converter exhibits a step-down function.
- a power converter power conditioner
- a power converter is also used to convert DC power obtained from a DC power source such as photovoltaic power generation into AC power to perform system interconnection with the AC power system (for example, Patent Literature). 2).
- the present invention is a power converter that is provided between a commercial power system and a DC power source having a voltage lower than the peak value of the absolute value of the AC voltage, and performs conversion from DC power to AC power or vice versa.
- a DC / DC converter connected between the DC power source and the DC bus, an intermediate capacitor connected between two lines of the DC bus, and provided between the DC bus and the commercial power system.
- a control unit that causes one of the DC / DC converter and the full-bridge circuit to perform a switching operation and the other to pause.
- the control unit includes a power source for the AC power.
- the current target value of the DC / DC converter is The AC power is set to be synchronized with the current of the AC power, and the phase of the AC power voltage is determined in consideration of detection and control system delay in the fundamental wave extracted based on the AC power detection value of the commercial power system. It is a power converter using the supplemented voltage.
- the present invention also provides a DC / DC converter connected between a DC power source and a DC bus, an intermediate capacitor connected between the two lines of the DC bus, and the DC bus and a commercial power system.
- a full-bridge circuit provided, and a filter circuit provided between the commercial power system and the full-bridge circuit, and including an AC reactor and an AC-side capacitor, from the peak value of the absolute value of the commercial power system
- a control method for the power conversion device executed by the control unit, the voltage of the AC power, the AC Voltage change due to current flowing through the reactor and impedance, reactive current flowing through the intermediate capacitor and the AC capacitor, respectively, and the DC power Based on the voltage, the current target value of the DC / DC converter is set to be synchronized with the current of the AC power, and in the AC half cycle, the DC / DC converter and the DC / DC converter according to the AC phase
- One of the full bridge circuits performs a switching
- FIG. 5 is a graph showing an example of a result obtained by simulation of a boost circuit voltage target value obtained by the control processing unit in feedback control and a boost circuit voltage detection value when controlled according to the boost circuit voltage. It is a figure which shows an example of an inverter output voltage target value.
- (A) is a graph comparing a booster circuit carrier wave and a booster circuit reference wave, and (b) is a drive waveform for driving the switching element Qb generated by the booster circuit control unit.
- (A) is a graph comparing the inverter circuit carrier and the inverter circuit reference wave
- (b) is a drive waveform for driving the switching element Q1 generated by the inverter circuit controller
- (c) is It is a drive waveform for driving the switching element Q3 which the inverter circuit control part produced
- It is the figure which showed an example of the current waveform of the alternating current power which an inverter apparatus outputs with an example of a reference wave and the drive waveform of each switching element.
- (A) is the graph which showed each voltage waveform of the alternating voltage output from the inverter circuit, the commercial power system, and the both-ends voltage of an AC reactor
- (b) showed the current waveform which flows into an AC reactor. It is a graph.
- FIG. (A) represents a high-quality AC voltage of the system simulation power source
- (b) represents a waveform representing an AC system current when control is performed on the control system voltage using the measured value V ad of the system voltage.
- FIG. (A) represents an alternating voltage of a system simulation power supply
- (b) is a waveform diagram representing an alternating system current when control is performed using a system voltage Va for control.
- (A) is a waveform diagram showing an actual AC system voltage, and (b) shows an AC system current when control is performed using the measured value V ad of the system voltage for control. It is a waveform diagram.
- (A) is a waveform diagram showing an actual AC system voltage, and (b) is a waveform diagram showing an AC system current when control is performed using the system voltage Va for control.
- both the AC / DC converter and the DC / DC converter are constituted by switching elements, and always perform high-speed switching.
- Such a switching element involves a minute switching loss.
- a single switching loss is very small, when a plurality of switching elements perform switching at a high frequency, a switching loss that cannot be ignored as a whole occurs. This switching loss naturally becomes a power loss.
- Patent Document 2 a control method for reducing loss is proposed in Patent Document 2, there is a problem that a sufficient loss reduction effect cannot be obtained by itself, and distortion occurs in an AC waveform.
- the present disclosure aims to improve the conversion efficiency in the power conversion device and to make the total current distortion rate of the alternating current stable and excellent.
- the total current distortion rate of the alternating current can be stably improved.
- the gist of the embodiment of the present invention includes at least the following.
- This is a power conversion that is provided between a commercial power system and a DC power supply having a voltage lower than the peak value of the absolute value of the AC voltage, and performs conversion from DC power to AC power or vice versa.
- a DC / DC converter connected between the DC power source and a DC bus; an intermediate capacitor connected between two lines of the DC bus; and between the DC bus and the commercial power system.
- a control unit that causes one of the DC / DC converter and the full-bridge circuit to perform a switching operation and the other to pause.
- the control unit includes the AC power Based on the voltage, the voltage change due to the current flowing through the AC reactor and the impedance, the reactive current flowing through the intermediate capacitor and the AC side capacitor, and the voltage of the DC power, the current target value of the DC / DC converter is The phase is set in synchronization with the current of the AC power, and the phase of the fundamental wave extracted based on the AC voltage detection value of the commercial power system in consideration of detection and control system delay as the AC power voltage.
- the control unit causes one of the DC / DC converter and the full bridge circuit to perform a switching operation in accordance with the AC phase within the AC half cycle, and the other A “minimum switching conversion method” is executed in which a period of pause is generated.
- the current target value of the DC converter is set so as to be synchronized with the AC power current.
- the fundamental wave extracted based on the AC voltage detection value of the commercial power system is used with the voltage supplemented with the phase in consideration of the delay of the detection and control system. It is possible to suppress the delay and eliminate the influence of the disturbance of the system voltage of the commercial power system, thereby obtaining a stable and less distorted AC current.
- the control unit sets the output current target value to the load as Ia *, the capacitance of the AC side capacitor as Ca, the AC system voltage as Va, and the
- the DC power supply side voltage is V DC and the Laplace operator is s
- the impedance of the AC reactor Za
- the larger one of the absolute values of the voltage V DC and the AC output voltage target value Vinv * of the full bridge circuit is set as the output voltage target value Vo * of the DC / DC converter
- the capacitance of the intermediate capacitor is C
- the target current value Iin * of the DC / DC converter reflects all of the AC power voltage, the voltage change due to the current flowing through the AC reactor and the impedance, the reactive current flowing through the intermediate capacitor and the AC side capacitor, and the DC power voltage. Therefore, even when the voltage of the DC power supply or the AC output current changes, it is possible to always output power synchronized with the AC output current. For this reason, the DC / DC converter and the full bridge circuit can perform conversion from alternating current to direct current with a minimum number of high frequency switching operations. As a result, the switching loss of the semiconductor switching element and the iron loss of the AC and DC reactors are greatly reduced, and high conversion efficiency can be obtained. Furthermore, a low distortion alternating current can be obtained by setting the system voltage Va in this way.
- the phase of the timing for instructing the switching operation is obtained based on the immediately previous phase stored at the present time and the unit phase for advancing the phase. It may be.
- the current phase can be determined by calculation based on the immediately preceding phase and the unit phase.
- a phase obtained by multiplying a unit phase for advancing the phase by a predetermined value is added to the immediately previous phase stored at the present time to obtain the phase of the timing. You may do it. In this case, it is possible to obtain a suitable value of the predetermined value that gives the best overall current distortion factor and power factor of the alternating current as a result while changing the predetermined value.
- this includes a DC / DC converter connected between the DC power source and the DC bus, an intermediate capacitor connected between the two lines of the DC bus, and the DC bus and the commercial power system.
- a full bridge circuit provided in between, and a filter circuit provided between the commercial power system and the full bridge circuit and including an AC reactor and an AC side capacitor, and a peak of an absolute value of the commercial power system
- a control method for the power conversion device executed by the control unit, the voltage of the AC power, Voltage change due to current flowing through the AC reactor and impedance, reactive current flowing through the intermediate capacitor and the AC side capacitor, and the direct current Based on the voltage of the force, the current target value of the DC / DC converter is set to be synchronized with the current of the AC power, and the DC / DC converter according to the AC phase in the AC half cycle.
- one of the DC / DC converter and the full bridge circuit is caused to perform a switching operation in accordance with the AC phase within the AC half cycle, and the other causes a period of pause.
- the “minimum switching conversion method” is executed.
- the current target value of the DC converter is set so as to be synchronized with the AC power current.
- the fundamental wave extracted based on the AC voltage detection value of the commercial power system is used with the voltage supplemented with the phase in consideration of the delay of the detection and control system. It is possible to suppress the delay and eliminate the influence of the disturbance of the system voltage of the commercial power system, thereby obtaining a stable and less distorted AC current.
- FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of a system including an inverter device according to an embodiment.
- a photovoltaic power generation panel 2 as a DC power source is connected to the input terminal of the inverter device 1, and an AC commercial power system 3 (AC system) is connected to the output terminal.
- AC system AC commercial power system
- This system converts the direct current power generated by the solar power generation panel 2 into alternating current power, and performs an interconnection operation for output to the commercial power system 3.
- the inverter device 1 is a booster circuit (DC / DC converter) 10 to which DC power output from the photovoltaic power generation panel 2 is applied, and converts the power supplied from the booster circuit 10 into AC power and outputs the AC power to the commercial power system 3.
- An inverter circuit (full bridge circuit) 11 and a control unit 12 for controlling operations of both the circuits 10 and 11 are provided.
- FIG. 2 is an example of a circuit diagram of the inverter device 1.
- the booster circuit 10 includes a DC reactor 15, a diode 16, and a switching element Qb made of, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and constitutes a boost chopper circuit.
- a first voltage sensor 17, a first current sensor 18, and a capacitor 26 for smoothing are provided on the input side of the booster circuit 10.
- the first voltage sensor 17 detects the DC input voltage detection value Vg (DC input voltage value) of the DC power output from the photovoltaic power generation panel 2 and input to the booster circuit 10, and outputs it to the control unit 12.
- the first current sensor 18 detects a booster circuit current detection value Iin (DC input current value) that is a current flowing through the DC reactor 15 and outputs it to the control unit 12. Note that a current sensor may be further provided in front of the capacitor 26 in order to detect the DC input current detection value Ig.
- the control unit 12 has a function of calculating the input power Pin from the DC input voltage detection value Vg and the booster circuit current detection value Iin and performing MPPT (Maximum Power Point Tracking) control on the photovoltaic power generation panel 2. is doing.
- the switching element Qb of the booster circuit 10 is controlled so that the total number of switching operations combined with the inverter circuit 11 is minimized, and a stop period occurs. Therefore, the booster circuit 10 outputs the boosted power to the inverter circuit 11 during the period during which the switching operation is performed, and the photovoltaic power generation panel 2 outputs the booster circuit 10 during the period during which the switching operation is stopped.
- the DC input voltage value of the DC power input to is output to the inverter circuit 11 without being boosted.
- a smoothing capacitor 19 (intermediate capacitor) is connected between the booster circuit 10 and the inverter circuit 11.
- the inverter circuit 11 includes switching elements Q1 to Q4 made of, for example, FET (Field Effect Transistor). These switching elements Q1 to Q4 constitute a full bridge circuit. Each of the switching elements Q1 to Q4 is connected to the control unit 12, and can be controlled by the control unit 12.
- the control unit 12 performs PWM (Pulse Width Modulation) control on the operation of each of the switching elements Q1 to Q4. Thereby, the inverter circuit 11 converts the power given from the booster circuit 10 into AC power.
- PWM Pulse Width Modulation
- the inverter device 1 includes a filter circuit 21 between the inverter circuit 11 and the commercial power system 3.
- the filter circuit 21 includes an AC reactor 22 and a capacitor 23 (AC side capacitor) provided at a stage subsequent to the AC reactor 22.
- the filter circuit 21 has a function of removing high-frequency components contained in the AC power output from the inverter circuit 11. The AC power from which the high frequency component has been removed by the filter circuit 21 is supplied to the commercial power system 3.
- the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 convert the DC power output from the photovoltaic power generation panel 2 into AC power, and output the converted AC power to the commercial power system 3 via the filter circuit 21. It constitutes a conversion device.
- the filter circuit 21 is connected to a second current sensor 24 for detecting an inverter current detection value Iinv (current flowing through the AC reactor 22), which is a current value output from the inverter circuit 11. Further, a second voltage sensor 25 for detecting a voltage value on the commercial power system 3 side (system voltage detection value V ad ) is connected between the filter circuit 21 and the commercial power system 3.
- the second current sensor 24 and the second voltage sensor 25 output the detected system voltage detection value V ad (voltage value of the commercial power system) and the inverter current detection value Iinv to the control unit 12.
- V ad voltage value of the commercial power system
- Iinv inverter current detection value
- the second current sensor 24 is provided in the front stage of the capacitor 23, but a third current sensor for detecting the output current of the inverter device 1 may be added in the subsequent stage of the capacitor 23.
- the control unit 12 calculates the effective system voltage according to the following equation (01). Determine the value Va_rms .
- the system voltage detection value V ad can be expressed as a function of the phase ⁇ t. Note that the calculation for obtaining the effective value is not necessarily performed continuously, but is preferably performed periodically.
- the later-described operation of the minimum switching conversion method is performed by an interrupt process, and the phase of the system voltage is determined for each interrupt process.
- the phase to be advanced in one interrupt process is ⁇ t_unit
- the frequency of the interrupt process is f int
- the frequency of the voltage of the commercial power system is f com
- the control unit 12 controls the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 based on the system voltage Va and the inverter current detection value Iinv, the above-described DC input voltage detection value Vg, and the booster circuit current detection value Iin.
- FIG. 3 is a block diagram of the control unit 12.
- the control unit 12 functionally includes a control processing unit 30, a booster circuit control unit 32, an inverter circuit control unit 33, and an averaging processing unit 34.
- a part or all of the functions of the control unit 12 may be configured by a hardware circuit, or part or all of the functions may be realized by causing a computer (computer program) to be executed by a computer. .
- Software (computer program) for realizing the function of the control unit 12 is stored in a storage device (not shown) of the computer.
- the booster circuit control unit 32 controls the switching element Qb of the booster circuit 10 based on the target value and the detection value given from the control processing unit 30, and causes the booster circuit 10 to output the electric power of the current corresponding to the target value.
- the inverter circuit control unit 33 controls the switching elements Q1 to Q4 of the inverter circuit 11 based on the target value and the detection value given from the control processing unit 30, and supplies the electric power of the current corresponding to the target value to the inverter circuit. 11 to output.
- the control processing unit 30 is provided with a DC input voltage detection value Vg, a booster circuit current detection value Iin, a system voltage Va, and an inverter current detection value Iinv.
- the control processing unit 30 calculates the input power Pin and its average value ⁇ Pin> from the DC input voltage detection value Vg and the booster circuit current detection value Iin.
- the symbol ⁇ > indicates the average value in parentheses. The same applies hereinafter.
- the control processing unit 30 sets the DC input current target value Ig * (to be described later) based on the input power average value ⁇ Pin> to perform MPPT control on the photovoltaic power generation panel 2, and includes the booster circuit 10 and the inverter Each circuit 11 has a function of feedback control.
- the DC input voltage detection value Vg and the booster circuit current detection value Iin are given to the averaging processing unit 34 and the control processing unit 30.
- the averaging processor 34 samples the DC input voltage detection value Vg and the booster circuit current detection value Iin given from the first voltage sensor 17 and the first current sensor 18 at predetermined time intervals set in advance, respectively. And the averaged DC input voltage detection value Vg and booster circuit current detection value Iin are provided to the control processing unit 30.
- FIG. 4 is a graph showing an example of results obtained by simulating changes with time in the DC input voltage detection value Vg and the booster circuit current detection value Iin. Further, the DC input current detection value Ig is a current value detected on the input side from the capacitor 26.
- the DC input voltage detection value Vg, the booster circuit current detection value Iin, and the DC input current detection value Ig fluctuate in a cycle of 1 ⁇ 2 of the system voltage.
- the reason why the DC input voltage detection value Vg and the DC input current detection value Ig fluctuate periodically is as follows. That is, the booster circuit current detection value Iin varies greatly from approximately 0 A to the peak value in a half cycle of the AC cycle according to the operations of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11. Therefore, the fluctuation component cannot be completely removed by the capacitor 26, and the DC input current detection value Ig becomes a pulsating flow including a component that fluctuates in a half cycle of the AC cycle. On the other hand, the output voltage of the photovoltaic power generation panel changes depending on the output current. For this reason, the periodic fluctuation that occurs in the DC input voltage detection value Vg is 1 ⁇ 2 period of the AC power output from the inverter device 1.
- the averaging processing unit 34 averages the DC input voltage detection value Vg and the booster circuit current detection value Iin in order to suppress the influence due to the above-described periodic fluctuation.
- FIG. 5 is a diagram illustrating an aspect when the DC input voltage detection value Vg is averaged, which is performed by the averaging processing unit 34.
- the averaging processing unit 34 samples a given DC input voltage detection value Vg a plurality of times at predetermined time intervals ⁇ t in a period L from a certain timing t1 to a timing t2 (in the drawing, Black spot timing), and an average value of the obtained DC input voltage detection values Vg is obtained.
- the averaging processing unit 34 sets the period L to a length that is 1 ⁇ 2 of the periodic length of the commercial power system 3.
- the averaging processing unit 34 sets the time interval ⁇ t to a period sufficiently shorter than the length of the 1 ⁇ 2 cycle of the commercial power system 3.
- the averaging process part 34 calculates
- the sampling time interval ⁇ t can be set to, for example, 1/100 to 1/1000 of the cycle of the commercial power system 3, 20 microseconds to 200 microseconds, or the like.
- the averaging processing unit 34 can store the period L in advance, or can acquire the system voltage Va and set the period L based on the cycle of the commercial power system 3.
- the period L is set to 1 ⁇ 2 the period length of the commercial power system 3, but if the period L is set to at least a 1 ⁇ 2 period of the commercial power system 3, the DC input
- the average value of the voltage detection value Vg can be obtained with high accuracy. This is because the DC input voltage detection value Vg periodically fluctuates with a length of 1 ⁇ 2 of the cycle length of the commercial power system 3 due to the operations of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 as described above.
- the period L is set to an integral multiple of the 1/2 cycle of the commercial power system 3, such as 3 or 4 times the 1/2 cycle of the commercial power system 3. do it.
- the voltage fluctuation can be grasped in units of cycles.
- the booster circuit current detection value Iin also periodically fluctuates in a half cycle of the commercial power system 3, as with the DC input voltage detection value Vg. Therefore, the averaging processing unit 34 also obtains an average value of the booster circuit current detection value Iin by a method similar to the DC input voltage detection value Vg shown in FIG.
- the control processing unit 30 sequentially obtains the average value of the DC input voltage detection value Vg and the average value of the booster circuit current detection value Iin for each period L.
- the averaging processing unit 34 gives the average value of the obtained DC input voltage detection value Vg and the average value of the boost circuit current detection value Iin to the control processing unit 30.
- the averaging processing unit 34 performs the average value of the DC input voltage detection value Vg (DC input voltage average value ⁇ Vg>) and the average value of the boost circuit current detection value Iin (boost circuit current).
- the average value ⁇ Iin>) is obtained, and the control processing unit 30 uses these values to control the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 while performing MPPT control on the solar power generation panel 2, and thus the solar power generation panel 2
- the control unit 12 uses the DC input voltage average value ⁇ Vg> from which the fluctuation component due to the operation of the inverter device 1 is removed and the booster circuit. It can be accurately obtained as the current average value ⁇ Iin>.
- MPPT control can be performed suitably and it can suppress effectively that the power generation efficiency of the photovoltaic power generation panel 2 falls.
- the DC input voltage average value ⁇ Vg> and the booster circuit current average value ⁇ Iin> were obtained from the results, the DC current voltage and current Even if the frequency fluctuates periodically, the DC input voltage average value ⁇ Vg> and the booster circuit current average value ⁇ Iin> can be obtained with high accuracy while shortening the sampling period as much as possible.
- the control processing unit 30 sets the DC input current target value Ig * based on the above-described input power average value ⁇ Pin>, and based on the set DC input current target value Ig * and the above value, the booster circuit 10 and the target values for the inverter circuit 11 are obtained.
- the control processing unit 30 has a function of giving the obtained target value to the booster circuit control unit 32 and the inverter circuit control unit 33 and performing feedback control of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 respectively.
- FIG. 6 is a control block diagram for explaining feedback control of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 by the control processing unit 30.
- the control processing unit 30 includes a first calculation unit 41, a first adder 42, a compensator 43, and a second adder 44 as functional units for controlling the inverter circuit 11.
- the control processing unit 30 includes a second calculation unit 51, a third adder 52, a compensator 53, and a fourth adder 54 as functional units for controlling the booster circuit 10.
- FIG. 7 is a flowchart showing control processing of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11.
- Each functional unit illustrated in FIG. 6 controls the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 by executing the processing illustrated in the flowchart illustrated in FIG.
- control processing of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 will be described with reference to FIG.
- control processing unit 30 obtains the current input power average value ⁇ Pin> (step S9) and compares it with the input power average value ⁇ Pin> at the previous calculation to set the DC input current target value Ig *. (Step S1).
- the input power average value ⁇ Pin> is obtained based on the following formula (1).
- Input power average value ⁇ Pin> ⁇ Iin ⁇ Vg> (1)
- Iin is a boost circuit current detection value
- Vg is a DC input voltage detection value (DC input voltage value)
- a DC input voltage average value that is an averaged value by the averaging processing unit 34.
- ⁇ Vg> and the booster circuit current average value ⁇ Iin> are used.
- instantaneous values that are not averaged are used for the booster circuit current detection value Iin and the DC input voltage detection value Vg.
- the control processing unit 30 gives the set DC input current target value Ig * to the first calculation unit 41.
- the first calculation unit 41 is also supplied with a DC input voltage detection value Vg and a system voltage Va.
- the first calculation unit 41 calculates an average value ⁇ Ia *> of the output current target value as the inverter device 1 based on the following formula (2).
- ⁇ is a constant representing the conversion efficiency of the inverter device 1.
- Average output current target value ⁇ Ia *> ⁇ ⁇ Ig * ⁇ Vg> / ⁇ Va> ...
- the first calculation unit 41 obtains the output current target value Ia * based on the following formula (3) (step S2).
- the first calculation unit 41 obtains the output current target value Ia * as a sine wave having the same phase as the system voltage Va.
- Output current target value Ia * ( ⁇ 2) ⁇ ⁇ Ia *> ⁇ sin ( ⁇ t) ... (3)
- Ca is the electrostatic capacitance of the capacitor
- the second term on the right side is a value added in consideration of the current flowing through the capacitor 23 of the filter circuit 21.
- the output current target value Ia * is obtained as a sine wave having the same phase as the system voltage Va, as shown in the above equation (3). That is, the control processing unit 30 controls the inverter circuit 11 so that the current Ia (output current) of the AC power output from the inverter device 1 is in phase with the system voltage Va.
- the first calculation unit 41 When the first calculation unit 41 obtains the inverter current target value Iinv *, it supplies the inverter current target value Iinv * to the first adder 42.
- the inverter circuit 11 is feedback-controlled by this inverter current target value Iinv *.
- the current adder current detection value Iinv is given to the first adder 42.
- the first adder 42 calculates the difference between the inverter current target value Iinv * and the current inverter current detection value Iinv, and gives the calculation result to the compensator 43.
- the compensator 43 When the difference is given, the compensator 43 performs an operation based on a proportional coefficient and the like, and further adds the system voltage Va by the second adder 44, thereby converging the difference and converting the inverter current detection value Iinv into the inverter.
- An inverter voltage reference value Vinv # that can be used as the current target value Iinv * is obtained.
- the inverter circuit control unit 33 By giving the inverter circuit control unit 33 a control signal obtained by comparing the inverter voltage reference value Vinv # with the output voltage target value Vo * of the DC / DC converter supplied from the first calculation unit 41, the inverter circuit 11 To output a voltage according to the inverter voltage reference value Vinv #.
- the voltage output from the inverter circuit 11 is given to the AC reactor 22 and fed back as a new inverter current detection value Iinv. Then, the difference between the inverter current target value Iinv * and the inverter current detection value Iinv is calculated again by the first adder 42, and the inverter circuit 11 is controlled based on this difference as described above.
- the inverter circuit 11 is feedback-controlled by the inverter current target value Iinv * and the inverter current detection value Iinv (step S4).
- the inverter current target value Iinv * calculated by the first calculation unit 41 is given to the second calculation unit 51.
- the second calculation unit 51 calculates the inverter output voltage target value Vinv * (voltage target value of the inverter circuit) based on the following formula (5) (step S5).
- Inverter output voltage target value Vinv * Va + ZaIinv * ... (5)
- the inverter current target value Iinv * which is a current target value for controlling the inverter circuit 11 so that the current phase of the AC power output from the inverter device 1 is in phase with the system voltage Va. Is set to the inverter output voltage target value Vinv *.
- the output target value (Iinv *, Vinv *) of the inverter circuit 11 that is the target value on the AC side is the bridge output terminal of the inverter circuit 11, that is, the circuit connection point P between the inverter circuit 11 and the filter circuit 21.
- the system connection point where the set point of the target value is moved forward from the original system connection point (the circuit connection point between the commercial power system 3 and the filter circuit 21) and finally settles into an appropriate system connection point. The system is done.
- the second calculation unit 51 When the inverter output voltage target value Vinv * is obtained, as shown in the following formula (6), the second calculation unit 51 generates the voltage Vg as the voltage V DC on the DC power supply side or preferably the following DC voltage Vgf and the inverter The absolute value of the output voltage target value Vinv * is compared, and the larger one is determined as the boost circuit voltage target value Vo * (step S6).
- Vo * Max (Vg ⁇ (RIin + L (d Iin / dt), absolute value of Vinv *) ... (6a) It is.
- R is the resistance of the DC reactor
- L is the inductance of the DC reactor
- (Z R + sL).
- the second calculation unit 51 calculates the boost circuit current target value Iin * based on the following equation (7) (step S7).
- Boost circuit current target value Iin * ⁇ (Iinv * ⁇ Vinv *) + (s C Vo *) ⁇ Vo * ⁇ / (Vg ⁇ ZIin) ... (7)
- C is the electrostatic capacitance of the capacitor
- the term added to the product of the inverter current target value Iinv * and the inverter output voltage target value Vinv * takes into account reactive power passing through the capacitor 19 Value. That is, the value of Iin * can be obtained more accurately by considering reactive power in addition to the power target value of the inverter circuit 11.
- the above equation (7a) can also be expressed as follows.
- Iin * ⁇ (Iinv * ⁇ Vinv *) + C ⁇ (d Vo * / dt) ⁇ Vo * + P LOSS ⁇ / ⁇ Vg ⁇ ZIin ⁇ (7c)
- the above formula (7b) can also be expressed as follows.
- Iin * ⁇ (Iinv * ⁇ Vinv *) + Ic ⁇ Vo * + P LOSS ⁇ / ⁇ Vg ⁇ ZIin ⁇ ... (7d)
- the value of Iin * can be determined more strictly by considering the reactive power and the power loss P LOSS .
- the second calculation unit 51 When the second calculation unit 51 obtains the booster circuit current target value Iin *, it supplies the booster circuit current target value Iin * to the third adder 52.
- the booster circuit 10 is feedback-controlled by this booster circuit current target value Iin *.
- the current booster circuit current detection value Iin is given to the third adder 52.
- the third adder 52 calculates the difference between the booster circuit current target value Iin * and the current booster circuit current detection value Iin, and gives the calculation result to the compensator 53.
- the compensator 53 When the difference is given, the compensator 53 performs a calculation based on a proportional coefficient and the like, and further subtracts this from the DC input voltage detection value Vg by the fourth adder 54, thereby converging the difference and boosting the circuit.
- a booster circuit voltage reference value Vbc # that can make the current detection value Iin the booster circuit current target value Iin * is obtained.
- the boost circuit control unit 32 By giving the boost circuit control unit 32 a control signal obtained by comparing the boost circuit voltage reference value Vbc # with the output voltage target value Vo * of the DC / DC converter supplied from the first calculation unit 41, the boost circuit 10, the voltage according to the booster circuit voltage reference value Vbc # is output.
- the electric power output from the booster circuit 10 is given to the DC reactor 15 and fed back as a new booster circuit current detection value Iin. Then, the difference between the booster circuit current target value Iin * and the booster circuit current detection value Iin is calculated again by the third adder 52, and the booster circuit 10 is controlled based on this difference as described above.
- the booster circuit 10 is feedback controlled by the booster circuit current target value Iin * and the booster circuit current detection value Iin (step S8).
- step S8 the control processing unit 30 obtains the current input power average value ⁇ Pin> based on the above equation (1) (step S9).
- the control processing unit 30 compares the input power average value ⁇ Pin> at the previous calculation with the DC input current so that the input power average value ⁇ Pin> becomes the maximum value (follows the maximum power point). Set the target value Ig *.
- control processing unit 30 controls the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 while performing MPPT control on the photovoltaic power generation panel 2.
- FIG. 8A shows an example of a result obtained by simulation of the booster circuit current target value Iin * obtained by the control processing unit 30 in the feedback control and the booster circuit current detection value Iin when controlled in accordance with this.
- (B) is an example of the result of having calculated
- the boost circuit current detection value Iin is controlled by the control processing unit 30 along the boost circuit current target value Iin *.
- the booster circuit voltage target value Vo * is obtained by the above equation (6), the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * is approximately equal to the DC input voltage detection value Vg. In the period described above, it changes so as to follow the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv *, and to follow the DC input voltage detection value Vg in other periods. It can be seen that the booster circuit voltage detection value Vo is controlled by the control processing unit 30 along the booster circuit voltage target value Vo *.
- FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the inverter output voltage target value Vinv *.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- the broken line indicates the voltage waveform of the commercial power system 3
- the solid line indicates the waveform of the inverter output voltage target value Vinv *.
- the inverter circuit 11 outputs power with the inverter output voltage target value Vinv * shown in FIG. 9 as the voltage target value by the control according to the flowchart of FIG. Therefore, the inverter circuit 11 outputs the electric power of the voltage according to the waveform of the inverter output voltage target value Vinv * shown in FIG.
- both waves have substantially the same voltage value and frequency, but the phase of the inverter output voltage target value Vinv * is advanced several times with respect to the voltage phase of the commercial power system 3. ing.
- the control processing unit 30 of the present embodiment changes the phase of the inverter output voltage target value Vinv * to the voltage phase of the commercial power system 3 while executing the feedback control of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11.
- the phase is advanced about 3 degrees.
- the angle by which the phase of the inverter output voltage target value Vinv * is advanced with respect to the voltage phase of the commercial power system 3 may be several degrees, and is different from the voltage waveform of the commercial power system 3 as will be described later. Is set in a range where the phase is advanced by 90 degrees with respect to the voltage waveform of the commercial power system 3. For example, it is set in a range of values larger than 0 degree and smaller than 10 degrees.
- the phase advance angle is determined by the system voltage Va, the inductance La of the AC reactor 22, and the inverter current target value Iinv *, as shown in the equation (5).
- the system voltage Va and the inductance La of the AC reactor 22 are fixed values that are not controlled, so the angle to advance is determined by the inverter current target value Iinv *.
- the inverter current target value Iinv * is determined by the output current target value Ia * as shown in the above equation (4). As the output current target value Ia * increases, the phase-advanced component of the inverter current target value Iinv * increases, and the advance angle (angle to advance) of the inverter output voltage target value Vinv * increases.
- the booster circuit control unit 32 controls the switching element Qb of the booster circuit 10.
- the inverter circuit control unit 33 controls the switching elements Q1 to Q4 of the inverter circuit 11.
- the booster circuit control unit 32 and the inverter circuit control unit 33 generate a booster circuit carrier wave and an inverter circuit carrier wave, respectively, and these carrier waves are booster circuit voltage reference values Vbc # that are target values given from the control processing unit 30, and Modulation is performed using the inverter voltage reference value Vinv # to generate a drive waveform for driving each switching element.
- the step-up circuit control unit 32 and the inverter circuit control unit 33 control each switching element based on the drive waveform, whereby an alternating current waveform approximate to the step-up circuit current target value Iin * and the inverter current target value Iinv *. Electric power is output to the booster circuit 10 and the inverter circuit 11.
- FIG. 10A is a graph comparing the booster circuit carrier wave with the waveform of the booster circuit voltage reference value Vbc #.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- the wavelength of the booster carrier wave is shown longer than the actual wavelength for easy understanding.
- the booster circuit carrier wave generated by the booster circuit control unit 32 is a triangular wave whose local minimum value is “0”, and the amplitude A1 is the booster circuit voltage target value Vo * given from the control processing unit 30.
- the frequency of the booster circuit carrier wave is set by the booster circuit control unit 32 according to a control command from the control processing unit 30 so as to have a predetermined duty ratio.
- the booster circuit voltage target value Vo * is equal to the inverter output voltage target value Vinv * during the period W1 in which the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * is approximately equal to or greater than the DC input voltage detection value Vg. Following the absolute value, it changes so as to follow the DC input voltage detection value Vg in the other periods. Therefore, the amplitude A1 of the booster circuit carrier also changes according to the booster circuit voltage target value Vo *.
- the waveform of the booster circuit voltage reference value Vbc # (hereinafter also referred to as booster circuit reference wave Vbc #) is a value obtained by the control processing unit 30 based on the booster circuit current target value Iin *, and is the inverter output voltage target value Vinv.
- the absolute value of * is a positive value in a period W1 in which the absolute value is larger than the DC input voltage detection value Vg.
- the booster circuit reference wave Vbc # has a waveform that approximates the waveform formed by the booster circuit voltage target value Vo *, and intersects the booster carrier wave.
- the booster circuit control unit 32 compares the booster circuit carrier wave with the booster circuit reference wave Vbc #, and the booster circuit reference wave Vbc #, which is the target value of the voltage across the DC reactor 15, becomes equal to or higher than the booster circuit carrier wave.
- a drive waveform for driving the switching element Qb is generated so as to be turned on in the portion and turned off in the portion below the carrier wave.
- FIG. 10B shows a drive waveform for driving the switching element Qb generated by the booster circuit control unit 32.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- the horizontal axis is shown so as to coincide with the horizontal axis in FIG.
- This drive waveform indicates the switching operation of the switching element Qb, and by applying it to the switching element Qb, the switching operation according to the drive waveform can be executed.
- the drive waveform constitutes a control command that turns off the switching element when the voltage is 0 volts and turns on the switching element when the voltage is positive.
- the booster circuit control unit 32 generates a drive waveform so that the switching operation is performed in a period W1 in which the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * is equal to or greater than the DC input voltage detection value Vg. Therefore, the switching element Qb is controlled so as to stop the switching operation within the range of the DC input voltage detection value Vg or less.
- Each pulse width is determined by the intercept of the carrier wave for the booster circuit which is a triangular wave. Therefore, the pulse width increases as the voltage increases.
- the booster circuit control unit 32 modulates the booster circuit carrier wave with the booster circuit reference wave Vbc #, and generates a drive waveform representing the pulse width for switching.
- the booster circuit control unit 32 performs PWM control of the switching element Qb of the booster circuit 10 based on the generated drive waveform.
- the switching element Qbu When the switching element Qbu that conducts in the forward direction of the diode in parallel with the diode 16 is installed, the switching element Qbu uses a driving waveform that is inverted from the driving waveform of the switching element Qb. However, in order to prevent the switching element Qb and the switching element Qbu from conducting simultaneously, a dead time of about 1 microsecond is provided when the drive pulse of the switching element Qbu shifts from OFF to ON.
- FIG. 11A is a graph comparing the carrier wave for the inverter circuit and the waveform of the inverter voltage reference value Vinv #.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- the wavelength of the carrier wave for the inverter circuit is shown longer than the actual wavelength for easy understanding.
- the inverter circuit carrier generated by the inverter circuit control unit 33 is a triangular wave having an amplitude center of 0 volts, and its one-side amplitude is set to the boost circuit voltage target value Vo * (the voltage target value of the capacitor 23). Therefore, the amplitude A2 of the carrier wave for the inverter circuit has a period that is twice (500 volts) the detected DC input voltage value Vg and a period that is twice the voltage of the commercial power system 3 (maximum 576 volts). . Further, the frequency is set by the inverter circuit control unit 33 so as to have a predetermined duty ratio by a control command or the like by the control processing unit 30.
- the booster circuit voltage target value Vo * is equal to the inverter output voltage target value Vinv * during the period W1 in which the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * is approximately equal to or greater than the DC input voltage detection value Vg.
- the amplitude A2 of the inverter circuit carrier also changes in accordance with the boost circuit voltage target value Vo *.
- the waveform of the inverter voltage reference value Vinv # (hereinafter also referred to as the inverter circuit reference wave Vinv #) is a value obtained by the control processing unit 30 based on the inverter current target value Iinv *, and is generally a voltage amplitude of the commercial power system 3. It is set to be the same as (288 volts). Therefore, the inverter circuit reference wave Vinv # intersects the inverter circuit carrier in a portion where the voltage value is in the range of ⁇ Vg to + Vg.
- the inverter circuit control unit 33 compares the inverter circuit carrier wave with the inverter circuit reference wave Vinv #, and is turned on when the inverter circuit reference wave Vinv #, which is the voltage target value, is greater than or equal to the inverter circuit carrier wave.
- a drive waveform for driving the switching elements Q1 to Q4 is generated so as to be turned off at a portion where
- FIG. 11B shows a drive waveform for driving the switching element Q ⁇ b> 1 generated by the inverter circuit control unit 33.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- the horizontal axis is shown so as to coincide with the horizontal axis in FIG.
- the inverter circuit control unit 33 generates a drive waveform so that the switching operation is performed in the range W2 where the voltage of the inverter circuit reference wave Vinv # is in the range of ⁇ Vg to + Vg. Therefore, in the other range, the switching element Q1 is controlled so as to stop the switching operation.
- FIG. 11C shows a drive waveform for driving the switching element Q3 generated by the inverter circuit control unit 33.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- the inverter circuit control unit 33 compares the inverted wave of the inverter circuit reference wave Vinv # indicated by the broken line in the drawing with a carrier wave to generate a drive waveform. Also in this case, the inverter circuit control unit 33 generates the drive waveform so that the switching operation is performed in the range W2 where the voltage of the inverter circuit reference wave Vinv # (inverted wave thereof) is ⁇ Vg to + Vg. Therefore, in the other range, the switching element Q3 is controlled so as to stop the switching operation.
- the inverter circuit control unit 33 generates the inverted driving waveform of the switching element Q1 for the driving waveform of the switching element Q2, and inverts the driving waveform of the switching element Q3 for the driving waveform of the switching element Q4.
- the inverter circuit control unit 33 modulates the inverter circuit carrier wave with the inverter circuit reference wave Vinv #, and generates a drive waveform representing a pulse width for switching.
- the inverter circuit control unit 33 performs PWM control on the switching elements Q1 to Q4 of the inverter circuit 11 based on the generated drive waveform.
- the booster circuit control unit 32 of the present embodiment outputs power so that the current flowing through the DC reactor 15 matches the booster circuit current target value Iin *.
- the booster circuit 10 is caused to perform a switching operation in a period W1 (FIG. 10) in which the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * is approximately equal to or greater than the DC input voltage detection value Vg.
- the booster circuit 10 outputs power so that a voltage equal to or greater than the DC input voltage detection value Vg is approximated to the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * in the period W1.
- the booster circuit control unit 32 stops the switching operation of the booster circuit 10. Therefore, during the period equal to or less than the DC input voltage detection value Vg, the booster circuit 10 outputs the DC input voltage value of the DC power output from the photovoltaic power generation panel 2 to the inverter circuit 11 without boosting.
- the inverter circuit control part 33 of this embodiment outputs electric power so that the electric current which flows into the AC reactor 22 may correspond to inverter electric current target value Iinv *.
- the inverter circuit 11 is caused to perform a switching operation in a period W2 (FIG. 11) in which the inverter output voltage target value Vinv * is approximately ⁇ Vg to + Vg. That is, the inverter circuit 11 is caused to perform a switching operation in a period in which the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * is equal to or less than the DC input voltage detection value Vg.
- the inverter circuit 11 performs the switching operation while the booster circuit 10 stops the switching operation, and outputs AC power approximate to the inverter output voltage target value Vinv *. Since the inverter circuit reference wave Vinv # and the inverter output voltage target value Vinv * are approximated, they overlap in FIG.
- the inverter circuit control unit 33 stops the switching operation of the inverter circuit 11 in a period other than the period W2 in which the voltage of the inverter output voltage target value Vinv * is approximately ⁇ Vg to + Vg. During this time, the inverter circuit 11 is supplied with the electric power boosted by the booster circuit 10. Therefore, the inverter circuit 11 that has stopped the switching operation outputs the power supplied from the booster circuit 10 without stepping down.
- the inverter device 1 approximates the inverter output voltage target value Vinv * by switching the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 so as to be switched alternately and superimposing the electric power output by each. Output AC power with voltage waveform.
- the booster circuit 10 when the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv * is higher than the DC input voltage detection value Vg, the booster circuit 10 is operated, and the inverter output voltage target Control is performed so that the inverter circuit 11 is operated when the voltage of the portion where the absolute value of the value Vinv * is lower than the DC input voltage detection value Vg is output. Therefore, since the inverter circuit 11 does not step down the power boosted by the booster circuit 10, the potential difference when the voltage is stepped down can be kept low, so that the loss due to switching of the booster circuit can be reduced and higher. AC power can be output with high efficiency.
- both the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 operate based on the inverter output voltage target value Vinv * set by the control unit 12, the booster circuit power output so as to be switched alternately and the inverter circuit power It is possible to suppress the occurrence of displacement and distortion between the two.
- FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a current waveform of AC power output from the inverter device 1 together with an example of a reference wave and a driving waveform of a switching element.
- the reference wave Vinv # and carrier wave of the inverter circuit, the driving waveform of the switching element Q1, the reference wave Vbc # and carrier wave of the booster circuit, the driving waveform of the switching element Qb, and the inverter device 1 are output in order from the top.
- the graph which shows the target value and measured value of the current waveform of alternating current power is represented.
- the horizontal axis of each graph indicates time and is shown to coincide with each other.
- the actual measured value Ia of the output current is controlled to coincide with the target value Ia *. It can also be seen that the period of switching operation of the switching element Qb of the booster circuit 10 and the period of switching operation of the switching elements Q1 to Q4 of the inverter circuit 11 are controlled to be switched alternately.
- the booster circuit is controlled so that the current flowing through the DC reactor 15 matches the current target value Iin * obtained based on the above equation (7).
- the voltages of the booster circuit and the inverter circuit have the waveforms shown in FIG. 8B, and the high-frequency switching operations of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 each have a stop period, and the operation of performing the switching operation almost alternately is performed. It becomes possible.
- the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 perform “alternately” high-frequency switching so that the high-frequency switching timings do not overlap. If there is a period, the loss is reduced, which contributes to higher efficiency.
- the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 output AC power having a voltage waveform approximate to the inverter output voltage target value Vinv * to the filter circuit 21 connected to the subsequent stage under the control of the control unit 12.
- the inverter device 1 outputs AC power to the commercial power system 3 via the filter circuit 21.
- the inverter output voltage target value Vinv * is generated as a voltage phase advanced by the control processor 30 several times with respect to the voltage phase of the commercial power system 3 as described above. Therefore, the AC voltage output from the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 is also a voltage phase advanced by several degrees with respect to the voltage phase of the commercial power system 3.
- the AC reactor 22 (FIG. 2) of the filter circuit 21 is applied to both ends of the AC voltage of the booster circuit 10 and the inverter circuit 11 on one side and the commercial power system 3 on the other side. It will be different.
- (A) of FIG. 13 is the graph which showed the voltage waveform of the alternating voltage output from the inverter circuit 11, the commercial power system 3, and the both-ends voltage of the AC reactor 22, and each.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- the voltage of both ends of the AC reactor 22 is a voltage applied to both ends of the AC reactor 22. Difference.
- the phase of the voltage across the AC reactor 22 is advanced by 90 degrees with respect to the voltage phase of the commercial power system 3.
- FIG. 13B is a graph showing a waveform of a current flowing through the AC reactor 22.
- the vertical axis represents current and the horizontal axis represents time.
- the horizontal axis is shown to coincide with the horizontal axis in FIG.
- the current phase of AC reactor 22 is delayed by 90 degrees with respect to the voltage phase. Therefore, as shown in the figure, the current phase of the AC power output through the AC reactor 22 is synchronized with the current phase of the commercial power system 3.
- the voltage phase output from the inverter circuit 11 is advanced several times with respect to the commercial power system 3, but the current phase matches the current phase of the commercial power system 3. Therefore, the current waveform output from the inverter device 1 coincides with the voltage phase of the commercial power system 3 as shown in the graph shown at the bottom of FIG. As a result, since an alternating current having the same phase as the voltage of the commercial power system 3 can be output, it is possible to suppress a reduction in the power factor of the alternating power.
- FIG. 17A shows a high-quality AC voltage of the system simulation power supply
- FIG. 17B shows the control system voltage using the measured value V ad of the system voltage instead of the above-mentioned “Va”.
- It is a wave form diagram showing the alternating current system current in the case of. As a specific use condition, it is a waveform diagram in a state in which power is supplied to the load 1 kW with the system voltage 217 V from the DC side voltage 103 V through the power conversion device. In the figure, a large distortion is clearly seen in the grid current of (b).
- FIG. 18A shows the AC voltage of the system simulation power supply
- FIG. 18B shows the AC system current when control is performed using the control system voltage Va.
- FIG. 19A is a waveform diagram showing an actual AC system voltage
- FIG. 19B is an AC system when control is performed using the measured value V ad of the system voltage for control. It is a wave form diagram showing an electric current.
- the alternating current in (b) is also generally stable although there is distortion.
- the alternating current of (b) reacts quickly and begins to oscillate, and finally a sharp spire-shaped overcurrent flows.
- the power converter is in a protective stop state.
- FIG. 20A is a waveform diagram showing an actual AC system voltage
- FIG. 20B is a waveform diagram showing an AC system current when control is performed using the system voltage Va for control. It is.
- the waveform of the system voltage in (a) is stable, the alternating current in (b) is stable, and distortion is small. Thereafter, although not shown in the figure, even when a vibration component was superimposed on the system voltage of (a), the alternating current did not oscillate.
- the control unit of this power conversion device or, as a control method causes one of the DC / DC converter and the full bridge circuit to perform a switching operation in accordance with the AC phase in the AC half cycle, and the other
- the control unit uses, as the AC power voltage, a voltage obtained by supplementing the phase in consideration of the delay of the detection and control system to the fundamental wave extracted based on the AC voltage detection value of the commercial power system.
- the operation of the minimum switching method is performed, and the fundamental wave extracted based on the detected AC voltage value of the commercial power system is taken into account as the AC power voltage in consideration of the detection and control system delay.
- the delay of control with respect to the voltage phase is suppressed, and when the system voltage is connected to the commercial power system, the influence of the disturbance of the system voltage is eliminated, An alternating current with little distortion can be obtained.
- the phase ⁇ t of Va can be set as the phase of the timing for instructing the switching operation based on the immediately previous phase stored at the present time and the unit phase for advancing the phase.
- the current phase can be determined by calculation based on the immediately preceding phase and the unit phase.
- the phase ⁇ t may be a phase for instructing a switching operation by adding a phase obtained by multiplying a unit phase for advancing the phase by a predetermined value to the immediately previous phase stored at the present time. it can.
- the predetermined value while changing the predetermined value, it is possible to obtain a preferable value of the predetermined value that results in the best overall current distortion factor and power factor of the alternating current.
- FIG. 14 is a block diagram illustrating an example of a power storage system including such a power conversion device 1R.
- the storage battery 2 is connected to the output terminal of the power conversion device 1R, and the commercial power system 3 (AC system) is connected to the input terminal.
- the power storage system can convert the power provided from the commercial power system 3 from AC to DC and store it in the storage battery 2.
- the power conversion device 1R includes an AC / DC converter 11u that converts alternating current received from the commercial power system 3 into direct current, a step-down circuit (DC / DC converter) 10d that steps down the output voltage of the AC / DC converter 11u, and both And a control unit 12 that controls the operation of the circuits 10d and 11u.
- an AC / DC converter 11u that converts alternating current received from the commercial power system 3 into direct current
- a step-down circuit (DC / DC converter) 10d that steps down the output voltage of the AC / DC converter 11u
- a control unit 12 that controls the operation of the circuits 10d and 11u.
- the energy flow is in the opposite direction.
- the inverter circuit 11 in FIG. 1 and the AC / DC converter 11u in FIG. 14 are collectively referred to, they are simply referred to as a full bridge circuit structurally.
- FIG. 15 is an example of a circuit diagram of the power conversion device 1R.
- the difference from FIG. 2 is that the photovoltaic power generation panel 2 in FIG. 2 is replaced with a storage battery 2B.
- the step-up circuit 10 in FIG. 2 is replaced with the step-down circuit 10d, and the circuit that is the inverter circuit 11 in FIG. 2 has the same components but cooperates with the AC reactor 22.
- the AC / DC converter 11u is capable of boosting voltage.
- the step-down circuit 10d uses a switching element Qb2 in parallel with the diode 16 similar to FIG.
- the switching element Qb2 for example, the illustrated IGBT or FET can be used.
- the other configuration of the power conversion device 1R is basically the same as that of the inverter device 1 of FIG. Therefore, this power conversion device 1R is bidirectional, and can perform the same operation as the inverter device 1 of FIG. 2 if a photovoltaic power generation panel is connected.
- the DC power of the storage battery 2B can be converted into AC power for independent operation.
- the switching element Qb2 is always turned off (in the case of IGBT) or alternately turned on with the switching element Qb (in the case of FET). Controlled by the control unit 12.
- the step-down circuit 10d is a step-up circuit
- the AC / DC converter 11u is an inverter circuit.
- the control unit 12 can control the operations of the switching elements Q1 to Q4 to perform synchronous rectification. Further, by performing PWM control in the presence of the AC reactor 22, rectification can be performed while boosting. Thus, the AC / DC converter 11u converts the AC power supplied from the commercial AC system 3 into DC power.
- the step-down circuit 10d constitutes a step-down chopper circuit.
- the switching elements Qb and Qb2 are controlled by the control unit 12. Further, the switching operation of the step-down circuit 10d is controlled so that the period for performing the switching operation with the AC / DC converter 11u is alternately switched. Therefore, the step-down circuit 10d outputs the stepped-down voltage to the storage battery 2B during the period when the switching operation is performed, and stops the switching operation (the switching element Qb is off and Qb2 is on).
- the DC voltage output from the DC converter 11u and input to the step-down circuit 10d is applied to the storage battery 2 via the DC reactor 15.
- FIG. 16 is a voltage waveform diagram conceptually showing the operation of the power conversion device 1R.
- (A) shows an example of the absolute value of the AC input voltage target value Vinv * to the AC / DC converter 11u. This is generally a commercial AC full-wave rectified waveform.
- a two-dot chain line indicates a DC voltage Vg for charging.
- the AC / DC converter 11u performs a switching operation in a section (t0 to t1, t2 to t3, t4 to) where the DC voltage Vg is higher than the absolute value of the AC input voltage target value Vinv *.
- the boosting operation is performed in cooperation with the AC reactor 22.
- the step-down circuit 10d is in a state where the switching element Qb is off and Qb2 is on, and the step-down operation is stopped.
- the thin stripe shown in (b) is actually a PWM pulse train, and the duty varies depending on the absolute value of the AC input voltage target value Vinv *. Therefore, if a voltage in this state is applied to the DC / DC converter, the input voltage of the DC / DC converter, that is, the voltage of the capacitor 19 has a waveform as shown in (c).
- the AC / DC converter 11u stops switching, and instead the step-down circuit 10d Operate.
- the switching said here means high frequency switching of about 20 kHz, for example, and is not low frequency switching to the extent of performing synchronous rectification (twice the commercial frequency). Even if switching elements Q1 to Q4 are all turned off due to switching stop of AC / DC converter 11u, the voltage rectified through the built-in diodes of switching elements Q1 to Q4 is input to step-down circuit 10d. However, in order to reduce conduction loss, it is preferable to perform synchronous rectification.
- the AC / DC converter 11u in the case of performing synchronous rectification turns on the switching elements Q1 and Q4 and turns off the switching elements Q2 and Q3 when the sign of the current of the AC / DC converter 11u is positive under the control of the control unit 12.
- these on / off states are inverted. Since the frequency of this inversion is twice the commercial frequency, the frequency is very small compared to high frequency switching. Therefore, the loss due to on / off is extremely small.
- the step-down circuit 10d performs step-down operation in the section (t1 to t2, t3 to t4).
- the thin stripe shown in (d) is actually a PWM pulse train, and the duty varies depending on the absolute value of the AC input voltage target value Vinv *.
- a desired DC voltage Vg shown in (e) is obtained.
- the AC / DC converter 11u operates only during a period in which the absolute value of the AC input voltage target value Vinv * based on the AC voltage is lower than the DC voltage Vg, and the AC / DC converter 11u is stopped during the other periods. Switching loss of the converter 11u can be reduced.
- the step-down circuit 10d operates only during a period in which the absolute value of the AC input voltage target value Vinv * is higher than the DC voltage Vg, and switching is stopped in other periods, thereby reducing the switching loss of the step-down circuit 10d. it can.
- the AC / DC converter 11u and the step-down circuit 10d are alternately switched, and when one of them operates, the other stops switching. That is, a switching stop period occurs in each of the AC / DC converter 11u and the step-down circuit 10d. Further, since the AC / DC converter 11u operates while avoiding the peak of the absolute value of the AC input voltage target value Vinv * and its vicinity, the voltage at the time of switching becomes relatively low. This also contributes to a reduction in switching loss. Thus, the switching loss of the power conversion device 1R as a whole can be greatly reduced.
- the control of the power conversion device 1R can be considered as a similar control in which the grid interconnection control by the inverter device 1 of FIG. 2 is viewed in the reverse direction. This is a control suitable for increasing the efficiency of the power conversion device 1R even in reverse operation using the power conversion device 1R that can be connected to the same grid as the inverter device 1.
- Ia * Input current target value from the commercial power system 3
- Iin Step-down circuit current detection value
- Iin * Step-down circuit current target value
- Iinv * AC input current target value to the AC / DC converter 11u
- Ig * To the storage battery 2B
- Ic current flowing in the capacitor 19
- Ica current flowing in the capacitor 23
- the input target value (Iinv *, Vinv *) to the AC / DC converter 11u which is the target value on the AC side, is set at the circuit connection point P between the AC / DC converter 11u and the filter circuit 21. . Accordingly, the set point of the target value is moved to the front (AC / DC converter 11u side) from the circuit connection point of the commercial power system 3 and the power converter 1R, as in the case of grid connection.
- By so-called “reverse” grid interconnection appropriate interconnection between alternating current and direct current is performed.
- the input voltage target value Vo * to the step-down circuit 10d corresponding to Expression (6) is obtained by replacing Vgf, that is, (Vg ⁇ Z Iin) in Expression (6) with Vgr, that is, (Vg + Z Iin).
- Iin * ⁇ (Iinv * ⁇ Vinv *) ⁇ Ic ⁇ Vo * ⁇ / (Vg + ZIin) ... (R7b) It becomes.
- the above formula (R7a) can also be expressed as follows.
- Iin * ⁇ (Iinv * ⁇ Vinv *) ⁇ C ⁇ (d Vo * / dt) ⁇ Vo * ⁇ P LOSS ⁇ / (Vg + ZIin) (R7c)
- the above formula (R7b) can also be expressed as follows.
- Iin * ⁇ (Iinv * ⁇ Vinv *) ⁇ Ic ⁇ Vo * ⁇ P LOSS ⁇ / (Vg + ZIin) ... (R7d)
- the value of Iin * can be determined more strictly by considering the reactive power and the power loss P_LOSS .
- the control unit 12 reduces the voltage when the absolute value of the AC input voltage target value Vinv * to the AC / DC converter 11u is higher than the DC voltage (Vg + Z Iin).
- the circuit 10d is operated to output a voltage whose absolute value of the AC input voltage target value Vinv * to the AC / DC converter 11u is lower than the DC voltage (Vg + Z Iin)
- the AC / DC converter 11u is operated. It is controlled to let you. Therefore, the potential difference when boosting by the AC / DC converter 11u can be suppressed to a low level, switching loss of the AC / DC converter 11u and the step-down circuit 10d can be reduced, and DC power can be output with higher efficiency.
- both the step-down circuit 10d and the AC / DC converter 11u operate based on the target value set by the control unit 12, even if the operation is performed so that the high-frequency switching periods of both circuits are alternately switched, the AC / DC It is possible to suppress the occurrence of a phase shift or distortion in the alternating current input to the converter 11u.
- the power conversion device IR can perform the grid interconnection operation similar to the inverter device 1 of FIG. Therefore, it is possible to realize an efficient power conversion device that can be used in both directions of DC / AC conversion and AC / DC conversion for grid connection.
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Abstract
商用電力系統と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流電力から交流電力への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、DC/DCコンバータ及びフルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部を備え、この制御部は、交流電力の電圧、交流リアクトルによる電圧変化、中間コンデンサ及び交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、直流電力の電圧に基づいて、DC/DCコンバータの電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定するとともに、交流電力の電圧として、商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる。
Description
本発明は、直流を交流に変換するか又は交流を直流に変換する電力変換装置及びその制御方法に関する。
本出願は、2017年4月3日出願の日本出願第2017-073947号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
本出願は、2017年4月3日出願の日本出願第2017-073947号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
蓄電池から出力する直流電圧を交流電圧に変換して負荷に提供する電力変換装置は、UPS(Uninterruptible Power Supply:無停電電源装置)等のバックアップ電源装置として多く用いられている(例えば特許文献1(図1)参照。)。このような電力変換装置は、蓄電池の電圧を昇圧するDC/DCコンバータと、直流を交流に変換するインバータとを備えている。また、電力変換装置は、双方向性があり、通常は、商用電源などの交流電源から出力される交流電圧を、充電に適した直流電圧に変換して蓄電池の充電を行っている。この場合、インバータはAC/DCコンバータとなり、DC/DCコンバータは降圧の機能を発揮する。
一方、太陽光発電等の直流電源から得られる直流電力を交流電力に変換して交流電力系統との系統連系を行うことにも、電力変換装置(パワーコンディショナ)が用いられる(例えば特許文献2参照。)。
一方、太陽光発電等の直流電源から得られる直流電力を交流電力に変換して交流電力系統との系統連系を行うことにも、電力変換装置(パワーコンディショナ)が用いられる(例えば特許文献2参照。)。
本発明は、商用電力系統と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流電力から交流電力への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とDCバスとの間に接続されたDC/DCコンバータと、前記DCバスの2線間に接続された中間コンデンサと、前記DCバスと前記商用電力系統との間に設けられたフルブリッジ回路と、前記商用電力系統と前記フルブリッジ回路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを含むフィルタ回路と、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記中間コンデンサ及び前記交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定するとともに、前記交流電力の電圧として、前記商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる、電力変換装置である。
また、本発明は、直流電源とDCバスとの間に接続されたDC/DCコンバータと、前記DCバスの2線間に接続された中間コンデンサと、前記DCバスと商用電力系統との間に設けられたフルブリッジ回路と、前記商用電力系統と前記フルブリッジ回路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを含むフィルタ回路と、を備え、前記商用電力系統の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源の直流電力から交流電力への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置において、その制御部が実行する電力変換装置の制御方法であって、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記中間コンデンサ及び前記交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定して、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、その際、前記交流電力の電圧として、前記商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる、電力変換装置の制御方法である。
[本開示が解決しようとする課題]
前述のような従来の電力変換装置において、AC/DCコンバータ及びDC/DCコンバータは共に、スイッチング素子によって構成されており、常に高速なスイッチングを行っている。かかるスイッチング素子は微小なスイッチング損失を伴う。1回のスイッチング損失は微小であるものの、複数のスイッチング素子が高周波でスイッチングを行うと、全体としては、無視できない程度のスイッチング損失が生じる。このスイッチング損失は当然に、電力損失となる。一方、特許文献2には損失を低減する制御方式が提案されているが、それだけでは十分な損失低減効果が得られず、また、交流波形に歪みが発生するという問題がある。
前述のような従来の電力変換装置において、AC/DCコンバータ及びDC/DCコンバータは共に、スイッチング素子によって構成されており、常に高速なスイッチングを行っている。かかるスイッチング素子は微小なスイッチング損失を伴う。1回のスイッチング損失は微小であるものの、複数のスイッチング素子が高周波でスイッチングを行うと、全体としては、無視できない程度のスイッチング損失が生じる。このスイッチング損失は当然に、電力損失となる。一方、特許文献2には損失を低減する制御方式が提案されているが、それだけでは十分な損失低減効果が得られず、また、交流波形に歪みが発生するという問題がある。
そこで、本願発明者の一部の者により、AC/DCコンバータとDC/DCコンバータとに交互にスイッチング休止期間を設けて、全体としてのスイッチング回数を最小限に減らす変換方式(以下、最小スイッチング変換方式と言う。)により、スイッチング損失等を軽減し、高い変換効率を得る電力変換装置を提案した(特許文献3参照。)。しかしながら、系統連系時の総合電流歪率に関して、さらに品質を高め、仮に商用電力系統の交流電圧があまり品質の良くないものであっても、電力変換装置の発振等を防止し、安定した優れた総合電流歪率が得られるようにしたい。
かかる課題に鑑み、本開示は、電力変換装置において変換効率を高める他、交流電流の総合電流歪率を、安定して優れたものとすることを目的とする。
[本開示の効果]
本開示によれば、電力変換の変換効率を高める他、交流電流の総合電流歪率を、安定して優れたものとすることができる。
本開示によれば、電力変換の変換効率を高める他、交流電流の総合電流歪率を、安定して優れたものとすることができる。
[実施形態の要旨]
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
(1)これは、商用電力系統と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流電力から交流電力への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とDCバスとの間に接続されたDC/DCコンバータと、前記DCバスの2線間に接続された中間コンデンサと、前記DCバスと前記商用電力系統との間に設けられたフルブリッジ回路と、前記商用電力系統と前記フルブリッジ回路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを含むフィルタ回路と、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記中間コンデンサ及び前記交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定するとともに、前記交流電力の電圧として、前記商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる、電力変換装置。
上記のように構成された電力変換装置では、制御部により、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる、という「最小スイッチング変換方式」を実行する。この方式を高い変換効率で実現すべく、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、中間コンデンサ及び交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、直流電力の電圧に基づいて、DC/DCコンバータの電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定する。そして、交流電力の電圧として、商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いることで、電圧位相に対する制御の遅延を抑制し、また、商用電力系統の系統電圧の擾乱の影響を排除して、安定した、歪の少ない交流電流を得ることができる。
(2)例えば(1)の電力変換装置において、前記制御部は、前記負荷への出力電流目標値をIa*、前記交流側コンデンサの静電容量をCa、前記交流の系統電圧をVa、前記直流電源側の電圧をVDC、ラプラス演算子をsとするとき、前記フィルタ回路と前記フルブリッジ回路との回路接続点での前記フルブリッジ回路の交流出力電流目標値Iinv*を、
Iinv*= Ia*+s CaVa
に設定し、さらに、前記交流リアクトルのインピーダンスをZaとするとき、前記回路接続点での前記フルブリッジ回路の交流出力電圧目標値Vinv*を、
Vinv*= Va+ZaIinv*
に設定し、前記電圧VDC、及び、前記フルブリッジ回路の交流出力電圧目標値Vinv*の絶対値のいずれか大きい方を、前記DC/DCコンバータの出力電圧目標値Vo*に設定し、前記中間コンデンサの静電容量をCとするとき、前記DC/DCコンバータの電流目標値Iin*は、
Iin*={(Iinv* × Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC
に設定し、前記交流の系統電圧Vaは、前記実効値をVa_rms、前記スイッチング動作の指令をするタイミングの位相をωtとして、
Va=√2 Va_rms×sin(ωt)
とすることができる。
Iinv*= Ia*+s CaVa
に設定し、さらに、前記交流リアクトルのインピーダンスをZaとするとき、前記回路接続点での前記フルブリッジ回路の交流出力電圧目標値Vinv*を、
Vinv*= Va+ZaIinv*
に設定し、前記電圧VDC、及び、前記フルブリッジ回路の交流出力電圧目標値Vinv*の絶対値のいずれか大きい方を、前記DC/DCコンバータの出力電圧目標値Vo*に設定し、前記中間コンデンサの静電容量をCとするとき、前記DC/DCコンバータの電流目標値Iin*は、
Iin*={(Iinv* × Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC
に設定し、前記交流の系統電圧Vaは、前記実効値をVa_rms、前記スイッチング動作の指令をするタイミングの位相をωtとして、
Va=√2 Va_rms×sin(ωt)
とすることができる。
この場合、DC/DCコンバータの電流目標値Iin*は、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流とインピーダンスによる電圧変化、中間コンデンサや交流側コンデンサを流れる無効電流、及び直流電力の電圧を全て反映しており、従って、直流電源の電圧や、交流出力電流が変化したときでも、常に交流出力電流に同期した電力を出力することができる。このため、DC/DCコンバータ及びフルブリッジ回路は必要最低限の回数の高周波スイッチングで、交流から直流への変換を行うことができる。その結果、半導体スイッチング素子のスイッチング損失、交流及び直流リアクトルの鉄損が大幅に低減され、高い変換効率を得ることができる。さらに、系統電圧Vaをこのように設定することで、低歪みの交流電流を得ることができる。
(3)また、(1)の電力変換装置において、現時点で記憶している直前の位相と、位相を進めるための単位位相とに基づいて、前記スイッチング動作の指令をするタイミングの位相を得るようにしてもよい。
この場合、直前の位相と、単位位相とに基づいて、演算により現在の位相を決定することができる。
この場合、直前の位相と、単位位相とに基づいて、演算により現在の位相を決定することができる。
(4)また、(3)の電力変換装置において、現時点で記憶している直前の位相に、位相を進めるための単位位相に所定値を乗じた位相を加算して、前記タイミングの位相とするようにしてもよい。
この場合、所定値を変えながら結果的に交流電流の総合電流歪率や力率が最も良くなる所定値の好適値を求めることができる。
この場合、所定値を変えながら結果的に交流電流の総合電流歪率や力率が最も良くなる所定値の好適値を求めることができる。
(5)一方、これは、直流電源とDCバスとの間に接続されたDC/DCコンバータと、前記DCバスの2線間に接続された中間コンデンサと、前記DCバスと商用電力系統との間に設けられたフルブリッジ回路と、前記商用電力系統と前記フルブリッジ回路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを含むフィルタ回路と、を備え、前記商用電力系統の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源の直流電力から交流電力への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置において、その制御部が実行する電力変換装置の制御方法であって、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記中間コンデンサ及び前記交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定して、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、その際、前記交流電力の電圧として、前記商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる、電力変換装置の制御方法である。
上記のような電力変換装置の制御方法では、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、DC/DCコンバータ及びフルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる、という「最小スイッチング変換方式」を実行する。この方式を高い変換効率で実現すべく、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、中間コンデンサ及び交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、直流電力の電圧に基づいて、DC/DCコンバータの電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定する。そして、交流電力の電圧として、商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いることで、電圧位相に対する制御の遅延を抑制し、また、商用電力系統の系統電圧の擾乱の影響を排除して、安定した、歪の少ない交流電流を得ることができる。
[実施形態の詳細]
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
[直流から交流への電力変換装置]
まず、系統連系機能を備えた、直流から交流への電力変換装置(以下、単にインバータ装置という。)について詳細に説明する。
まず、系統連系機能を備えた、直流から交流への電力変換装置(以下、単にインバータ装置という。)について詳細に説明する。
《全体構成について》
図1は、一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置1の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル2が接続され、出力端には、交流の商用電力系統3(交流系統)が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル2が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統3に出力する連系運転を行う。
図1は、一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置1の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル2が接続され、出力端には、交流の商用電力系統3(交流系統)が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル2が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統3に出力する連系運転を行う。
インバータ装置1は、太陽光発電パネル2が出力する直流電力が与えられる昇圧回路(DC/DCコンバータ)10と、昇圧回路10から与えられる電力を交流電力に変換して商用電力系統3に出力するインバータ回路(フルブリッジ回路)11と、これら両回路10,11の動作を制御する制御部12とを備えている。
図2は、インバータ装置1の回路図の一例である。
昇圧回路10は、直流リアクトル15と、ダイオード16と、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)からなるスイッチング素子Qbとを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
昇圧回路10の入力側には、第1電圧センサ17、第1電流センサ18、及び平滑化のためのコンデンサ26が設けられている。
昇圧回路10は、直流リアクトル15と、ダイオード16と、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)からなるスイッチング素子Qbとを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
昇圧回路10の入力側には、第1電圧センサ17、第1電流センサ18、及び平滑化のためのコンデンサ26が設けられている。
第1電圧センサ17は、太陽光発電パネル2が出力し、昇圧回路10に入力される直流電力の直流入力電圧検出値Vg(直流入力電圧値)を検出し、制御部12に出力する。第1電流センサ18は、直流リアクトル15に流れる電流である昇圧回路電流検出値Iin(直流入力電流値)を検出し、制御部12に出力する。なお、直流入力電流検出値Igを検出するために、コンデンサ26の前段に、さらに電流センサを設けてもよい。
制御部12は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pinを演算し、太陽光発電パネル2に対するMPPT(Maximum Power Point Tracking:最大電力点追従)制御を行う機能を有している。
制御部12は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pinを演算し、太陽光発電パネル2に対するMPPT(Maximum Power Point Tracking:最大電力点追従)制御を行う機能を有している。
また、昇圧回路10のスイッチング素子Qbは、後述するように、インバータ回路11と合わせた合計のスイッチング動作を行う回数が最低限になるように制御され、停止期間が発生する。よって、昇圧回路10は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電力をインバータ回路11に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、太陽光発電パネル2が出力して昇圧回路10に入力される直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなくインバータ回路11に出力する。
昇圧回路10と、インバータ回路11との間には、平滑用のコンデンサ19(中間コンデンサ)が接続されている。
インバータ回路11は、例えばFET(Field Effect Transistor)からなるスイッチング素子Q1~Q4を備えている。これらスイッチング素子Q1~Q4は、フルブリッジ回路を構成している。各スイッチング素子Q1~Q4は、制御部12に接続されており、制御部12により制御可能とされている。制御部12は、各スイッチング素子Q1~Q4の動作をPWM(Pulse Width Modulation)制御する。これにより、インバータ回路11は、昇圧回路10から与えられる電力を交流電力に変換する。
インバータ回路11は、例えばFET(Field Effect Transistor)からなるスイッチング素子Q1~Q4を備えている。これらスイッチング素子Q1~Q4は、フルブリッジ回路を構成している。各スイッチング素子Q1~Q4は、制御部12に接続されており、制御部12により制御可能とされている。制御部12は、各スイッチング素子Q1~Q4の動作をPWM(Pulse Width Modulation)制御する。これにより、インバータ回路11は、昇圧回路10から与えられる電力を交流電力に変換する。
インバータ装置1は、インバータ回路11と、商用電力系統3との間にフィルタ回路21を備えている。
フィルタ回路21は、交流リアクトル22と、交流リアクトル22の後段に設けられたコンデンサ23(交流側コンデンサ)とを備えて構成されている。フィルタ回路21は、インバータ回路11から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路21により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統3に与えられる。
フィルタ回路21は、交流リアクトル22と、交流リアクトル22の後段に設けられたコンデンサ23(交流側コンデンサ)とを備えて構成されている。フィルタ回路21は、インバータ回路11から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路21により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統3に与えられる。
このように、昇圧回路10及びインバータ回路11は、太陽光発電パネル2が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、フィルタ回路21を介して商用電力系統3へ出力する電力変換装置を構成している。
また、フィルタ回路21には、インバータ回路11による出力の電流値であるインバータ電流検出値Iinv(交流リアクトル22に流れる電流)を検出するための第2電流センサ24が接続されている。さらに、フィルタ回路21と、商用電力系統3との間には、商用電力系統3側の電圧値(系統電圧検出値Vad)を検出するための第2電圧センサ25が接続されている。
第2電流センサ24及び第2電圧センサ25は、検出した系統電圧検出値Vad(商用電力系統の電圧値)及びインバータ電流検出値Iinvを制御部12に出力する。なお、第2電流センサ24は、図のように、コンデンサ23の前段に設けるが、コンデンサ23の後段にインバータ装置1の出力電流を検出する第3電流センサを追加してもよい。
《制御部について》
まず、制御部12は、系統電圧検出値Vadのゼロクロスから次のゼロクロスまでの1サイクルの間に多数サンプリングした系統電圧検出値Vadに基づいて、下記の式(01)により系統電圧の実効値Va_rmsを求める。ここで、系統電圧検出値Vadは、位相ωtの関数として表すことができる。
なお、実効値を求める演算は、必ずしも連続して行わなくてもよいが、定期的に行うことが好ましい。
まず、制御部12は、系統電圧検出値Vadのゼロクロスから次のゼロクロスまでの1サイクルの間に多数サンプリングした系統電圧検出値Vadに基づいて、下記の式(01)により系統電圧の実効値Va_rmsを求める。ここで、系統電圧検出値Vadは、位相ωtの関数として表すことができる。
なお、実効値を求める演算は、必ずしも連続して行わなくてもよいが、定期的に行うことが好ましい。
以後、系統電圧Vaとしては検出値ではなく、実効値から計算した基本波成分を用いる。すなわち、系統電圧Vaは、ゼロクロスからの位相をωtとすれば、
Va=√2・Va_rms×sin(ωt) ・・・(02)
である。系統電圧Vaとして、実測値ではなく、式(02)の値を使うことの効果については後述する。
Va=√2・Va_rms×sin(ωt) ・・・(02)
である。系統電圧Vaとして、実測値ではなく、式(02)の値を使うことの効果については後述する。
最小スイッチング変換方式の後述の演算は割込処理で行われており、割込処理ごとに系統電圧の位相を決定する。ここで、割込処理1回で進めるべき位相をωt_unit、割込処理の周波数をfint、商用電力系統の電圧の周波数をfcomとすると、以下の式(03)が成り立つ。
ωt_unit=2π/(fint/fcom) ・・・(03)
ωt_unit=2π/(fint/fcom) ・・・(03)
また、割込処理1回前の位相をωt_normal_before、そして、現在の系統電圧の位相をωt_normalとすると、
ωt_normal=ωt_normal_before+ ωt_unit ・・・(04)
となる。
ωt_normal=ωt_normal_before+ ωt_unit ・・・(04)
となる。
さらに、この現在の系統電圧の位相を以下の式(05)により補正する。補正後の系統電圧位相をωt_correctとすると、増倍率としての所定値をN(>1)とすると、
ωt_correct=ωt_normal+ ωt_unit ×N ・・・(05)
=ωt_normal_before + ωt_unit×(N+1)
・・・(06)
となる。Nの値としては例えば3が適する。
ωt_correct=ωt_normal+ ωt_unit ×N ・・・(05)
=ωt_normal_before + ωt_unit×(N+1)
・・・(06)
となる。Nの値としては例えば3が適する。
最小スイッチング変換方式の制御においては、系統電圧を実際に測定してから演算を行い、その結果に応じて、スイッチング素子の制御を行うが、この測定から制御までに僅かながら遅延時間が存在する。本発明者らは、この遅延時間が、交流電流の総合電流歪率等の電力品質に悪影響を及ぼしているという知見を得た。また、系統電圧にはノイズ等が含まれていることがある。そこで、式(02)に示す系統電圧Vaを、既知の実効値に基づいて振幅を定めた基本波とすることで、実際の系統電圧であれば含まれ得るノイズ等の影響を排除することができる。また、位相に関しては、式(05)、(06)に示すように、スイッチング素子の制御を行う時の位相を割込処理の周期に基づいて進めて与えれば、検出や制御の遅延を抑制することができる。
制御部12は、これら系統電圧Va及びインバータ電流検出値Iinvと、上述の直流入力電圧検出値Vg、昇圧回路電流検出値Iinに基づいて、昇圧回路10及びインバータ回路11を制御する。
図3は、制御部12のブロック図である。制御部12は、図3に示すように、制御処理部30と、昇圧回路制御部32と、インバータ回路制御部33と、平均化処理部34とを機能的に有している。
制御部12の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア(コンピュータプログラム)をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部12の機能を実現するソフトウェア(コンピュータプログラム)は、コンピュータの記憶装置(図示省略)に格納される。
制御部12の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア(コンピュータプログラム)をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部12の機能を実現するソフトウェア(コンピュータプログラム)は、コンピュータの記憶装置(図示省略)に格納される。
昇圧回路制御部32は、制御処理部30から与えられる目標値及び検出値に基づいて、昇圧回路10のスイッチング素子Qbを制御し、前記目標値に応じた電流の電力を昇圧回路10に出力させる。
また、インバータ回路制御部33は、制御処理部30から与えられる目標値及び検出値に基づいて、インバータ回路11のスイッチング素子Q1~Q4を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路11に出力させる。
また、インバータ回路制御部33は、制御処理部30から与えられる目標値及び検出値に基づいて、インバータ回路11のスイッチング素子Q1~Q4を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路11に出力させる。
制御処理部30には、直流入力電圧検出値Vg、昇圧回路電流検出値Iin、系統電圧Va及びインバータ電流検出値Iinvが与えられる。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pin及びその平均値〈Pin〉を演算する。なお、この記号〈 〉は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。
制御処理部30は、入力電力平均値〈Pin〉に基づいて、直流入力電流目標値Ig*(後に説明する)を設定して太陽光発電パネル2に対するMPPT制御を行うとともに、昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pin及びその平均値〈Pin〉を演算する。なお、この記号〈 〉は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。
制御処理部30は、入力電力平均値〈Pin〉に基づいて、直流入力電流目標値Ig*(後に説明する)を設定して太陽光発電パネル2に対するMPPT制御を行うとともに、昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinは、平均化処理部34、及び制御処理部30に与えられる。
平均化処理部34は、第1電圧センサ17及び第1電流センサ18から与えられる直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinを、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinを制御処理部30に与える機能を有している。
図4は、直流入力電圧検出値Vg、及び昇圧回路電流検出値Iinの経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
また、直流入力電流検出値Igは、コンデンサ26よりも入力側で検出される電流値である。
また、直流入力電流検出値Igは、コンデンサ26よりも入力側で検出される電流値である。
図4に示すように、直流入力電圧検出値Vg、昇圧回路電流検出値Iin、及び直流入力電流検出値Igは、系統電圧の1/2の周期で変動していることが判る。
図4に示すように、直流入力電圧検出値Vg、及び直流入力電流検出値Igが周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、昇圧回路電流検出値Iinは、昇圧回路10、及びインバータ回路11の動作に応じて、交流周期の1/2周期でほぼ0Aからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ26で変動成分を完全に取り除くことができず、直流入力電流検出値Igは、交流周期の1/2周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
このため、直流入力電圧検出値Vgに生じる周期的な変動は、インバータ装置1が出力する交流電力の1/2周期となっている。
このため、直流入力電圧検出値Vgに生じる周期的な変動は、インバータ装置1が出力する交流電力の1/2周期となっている。
平均化処理部34は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinを平均化する。
図5は、平均化処理部34が行う、直流入力電圧検出値Vgを平均化する際の態様を示す図である。
平均化処理部34は、あるタイミングt1から、タイミングt2までの間の期間Lにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δtごとに、与えられる直流入力電圧検出値Vgについて複数回サンプリング(図中、黒点のタイミング)を行い、得られた複数の直流入力電圧検出値Vgの平均値を求める。
ここで、平均化処理部34は、期間Lを商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定する。また、平均化処理部34は、時間間隔Δtを、商用電力系統3の1/2周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部34は、商用電力系統3の周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Vgの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δtは、例えば、商用電力系統3の周期の1/100~1/1000、或いは、20マイクロ秒~200マイクロ秒等に設定することができる。
これにより、平均化処理部34は、商用電力系統3の周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Vgの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δtは、例えば、商用電力系統3の周期の1/100~1/1000、或いは、20マイクロ秒~200マイクロ秒等に設定することができる。
なお、平均化処理部34は、期間Lを予め記憶しておくこともできるし、系統電圧Vaを取得して商用電力系統3の周期に基づいて期間Lを設定することもできる。
また、ここでは、期間Lを商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定したが、期間Lは、少なくとも、商用電力系統3の1/2周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Vgの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Vgは、上述のように、昇圧回路10、及びインバータ回路11の動作によって、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Lをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統3の1/2周期の3倍や4倍といったように、期間Lを商用電力系統3の1/2周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
また、ここでは、期間Lを商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定したが、期間Lは、少なくとも、商用電力系統3の1/2周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Vgの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Vgは、上述のように、昇圧回路10、及びインバータ回路11の動作によって、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Lをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統3の1/2周期の3倍や4倍といったように、期間Lを商用電力系統3の1/2周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
上述したように、昇圧回路電流検出値Iinも、直流入力電圧検出値Vgと同様、商用電力系統3の1/2周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部34は、図5に示した直流入力電圧検出値Vgと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Iinの平均値も求める。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vgの平均値及び昇圧回路電流検出値Iinの平均値をそれぞれ、期間Lごとに逐次求める。
よって、平均化処理部34は、図5に示した直流入力電圧検出値Vgと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Iinの平均値も求める。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vgの平均値及び昇圧回路電流検出値Iinの平均値をそれぞれ、期間Lごとに逐次求める。
平均化処理部34は、求めた直流入力電圧検出値Vgの平均値及び昇圧回路電流検出値Iinの平均値を制御処理部30に与える。
本実施形態では、上述のように、平均化処理部34が、直流入力電圧検出値Vgの平均値(直流入力電圧平均値〈Vg〉)及び昇圧回路電流検出値Iinの平均値(昇圧回路電流平均値〈Iin〉)を求め、制御処理部30は、これら値を用いて、太陽光発電パネル2に対するMPPT制御を行いつつ、昇圧回路10及びインバータ回路11を制御するので、太陽光発電パネル2による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部12は、太陽光発電パネル2からの出力を、インバータ装置1の動作による変動成分を取り除いた直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉として精度よく得ることができる。この結果、MPPT制御を好適に行うことができ、太陽光発電パネル2の発電効率が低下するのを効果的に抑制することができる。
また、上述したように、インバータ装置1の動作によって、太陽光発電パネル2が出力する直流電力の電圧(直流入力電圧検出値Vg)や電流(昇圧回路電流検出値Iin)に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路11が出力する交流電力の1/2周期(商用電力系統3の1/2周期)と一致する。
この点、本実施形態では、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定された期間Lの間に、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinのそれぞれについて、交流系統の1/2周期よりも短い時間間隔Δtで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を精度よく求めることができる。
この点、本実施形態では、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定された期間Lの間に、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinのそれぞれについて、交流系統の1/2周期よりも短い時間間隔Δtで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を精度よく求めることができる。
制御処理部30は、上述の入力電力平均値〈Pin〉に基づいて、直流入力電流目標値Ig*を設定し、この設定した直流入力電流目標値Ig*や、上記値に基づいて、昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれに対する目標値を求める。
制御処理部30は、求めた目標値を昇圧回路制御部32及びインバータ回路制御部33に与え、昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
制御処理部30は、求めた目標値を昇圧回路制御部32及びインバータ回路制御部33に与え、昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
図6は、制御処理部30による昇圧回路10、及びインバータ回路11のフィードバック制御を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部30は、インバータ回路11の制御を行うための機能部として、第1演算部41、第1加算器42、補償器43、及び第2加算器44を有している。
また、制御処理部30は、昇圧回路10の制御を行うための機能部として、第2演算部51、第3加算器52、補償器53、及び第4加算器54を有している。
制御処理部30は、インバータ回路11の制御を行うための機能部として、第1演算部41、第1加算器42、補償器43、及び第2加算器44を有している。
また、制御処理部30は、昇圧回路10の制御を行うための機能部として、第2演算部51、第3加算器52、補償器53、及び第4加算器54を有している。
図7は、昇圧回路10及びインバータ回路11の制御処理を示すフローチャートである。図6に示す各機能部は、図7に示すフローチャートに示す処理を実行することで、昇圧回路10及びインバータ回路11を制御する。
以下、図7に従って、昇圧回路10及びインバータ回路11の制御処理を説明する。
以下、図7に従って、昇圧回路10及びインバータ回路11の制御処理を説明する。
まず、制御処理部30は、現状の入力電力平均値〈Pin〉を求め(ステップS9)、前回演算時の入力電力平均値〈Pin〉と比較して、直流入力電流目標値Ig*を設定する(ステップS1)。なお、入力電力平均値〈Pin〉は、下記式(1)に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(1)
入力電力平均値〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(1)
なお、式(1)中、Iinは昇圧回路電流検出値、Vgは直流入力電圧検出値(直流入力電圧値)であり、平均化処理部34によって平均化された値である直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉が用いられる。
また、式(1)以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Iin、及び直流入力電圧検出値Vgは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
また、式(1)以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Iin、及び直流入力電圧検出値Vgは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
制御処理部30は、設定した直流入力電流目標値Ig*を、第1演算部41に与える。
第1演算部41には、直流入力電流目標値Ig*の他、直流入力電圧検出値Vg、系統電圧Vaも与えられる。
第1演算部41には、直流入力電流目標値Ig*の他、直流入力電圧検出値Vg、系統電圧Vaも与えられる。
第1演算部41は、下記式(2)に基づいて、インバータ装置1としての出力電流目標値の平均値〈Ia*〉を演算する。ηはインバータ装置1の変換効率を表す定数である。
出力電流目標値の平均値〈Ia*〉=η〈Ig*×Vg〉/〈Va〉
・・・(2)
出力電流目標値の平均値〈Ia*〉=η〈Ig*×Vg〉/〈Va〉
・・・(2)
さらに、第1演算部41は、下記式(3)に基づいて、出力電流目標値Ia*を求める(ステップS2)。
ここで、第1演算部41は、出力電流目標値Ia*を系統電圧Vaと同位相の正弦波として求める。
出力電流目標値Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sin(ωt)
・・・(3)
ここで、第1演算部41は、出力電流目標値Ia*を系統電圧Vaと同位相の正弦波として求める。
出力電流目標値Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sin(ωt)
・・・(3)
以上のように、第1演算部41は、入力電力平均値〈Pin〉(直流電力の入力電力値)及び系統電圧Vaに基づいて出力電流目標値Ia*を求める。
次いで、第1演算部41は、下記式(4)に示すように、インバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Iinv*(インバータ回路の電流目標値)を演算する(ステップS3)。
インバータ電流目標値Iinv*=Ia* + s CaVa
・・・(4)
次いで、第1演算部41は、下記式(4)に示すように、インバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Iinv*(インバータ回路の電流目標値)を演算する(ステップS3)。
インバータ電流目標値Iinv*=Ia* + s CaVa
・・・(4)
ただし、式(4)中、Caは、コンデンサ23(出力平滑コンデンサ)の静電容量、sはラプラス演算子である。
上記式(4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* + Ca×(d Va/dt) ・・・(4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* + Ica ・・・(4b)
となる。
式(4),(4a),(4b)中、右辺第2項は、フィルタ回路21のコンデンサ23に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ia*は、上記式(3)に示すように、系統電圧Vaと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部30は、インバータ装置1が出力する交流電力の電流Ia(出力電流)が系統電圧Vaと同位相となるようにインバータ回路11を制御する。
上記式(4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* + Ca×(d Va/dt) ・・・(4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* + Ica ・・・(4b)
となる。
式(4),(4a),(4b)中、右辺第2項は、フィルタ回路21のコンデンサ23に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ia*は、上記式(3)に示すように、系統電圧Vaと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部30は、インバータ装置1が出力する交流電力の電流Ia(出力電流)が系統電圧Vaと同位相となるようにインバータ回路11を制御する。
第1演算部41は、インバータ電流目標値Iinv*を求めると、このインバータ電流目標値Iinv*を第1加算器42に与える。
インバータ回路11は、このインバータ電流目標値Iinv*によって、フィードバック制御される。
インバータ回路11は、このインバータ電流目標値Iinv*によって、フィードバック制御される。
第1加算器42には、インバータ電流目標値Iinv*の他、現状のインバータ電流検出値Iinvが与えられる。
第1加算器42は、インバータ電流目標値Iinv*と、現状のインバータ電流検出値Iinvとの差分を演算し、その演算結果を補償器43に与える。
第1加算器42は、インバータ電流目標値Iinv*と、現状のインバータ電流検出値Iinvとの差分を演算し、その演算結果を補償器43に与える。
補償器43は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第2加算器44によって系統電圧Vaと加算することにより、この差分を収束させインバータ電流検出値Iinvをインバータ電流目標値Iinv*とし得るインバータ電圧参照値Vinv#を求める。このインバータ電圧参照値Vinv#を第1演算部41から与えられるDC/DCコンバータの出力電圧目標値Vo*と比較することにより得られる制御信号をインバータ回路制御部33に与えることで、インバータ回路11に、インバータ電圧参照値Vinv#に従った電圧を出力させる。
インバータ回路11が出力した電圧は、交流リアクトル22に与えられ、新たなインバータ電流検出値Iinvとしてフィードバックされる。そして、第1加算器42によってインバータ電流目標値Iinv*とインバータ電流検出値Iinvとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路11が制御される。
インバータ回路11が出力した電圧は、交流リアクトル22に与えられ、新たなインバータ電流検出値Iinvとしてフィードバックされる。そして、第1加算器42によってインバータ電流目標値Iinv*とインバータ電流検出値Iinvとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路11が制御される。
以上のようにして、インバータ回路11は、インバータ電流目標値Iinv*と、インバータ電流検出値Iinvとによって、フィードバック制御される(ステップS4)。
一方、第2演算部51には、直流入力電圧検出値Vg、系統電圧Vaの他、第1演算部41が演算したインバータ電流目標値Iinv*が与えられる。
第2演算部51は、下記式(5)に基づいて、インバータ出力電圧目標値Vinv*(インバータ回路の電圧目標値)を演算する(ステップS5)。
インバータ出力電圧目標値Vinv*=Va+ZaIinv*
・・・(5)
第2演算部51は、下記式(5)に基づいて、インバータ出力電圧目標値Vinv*(インバータ回路の電圧目標値)を演算する(ステップS5)。
インバータ出力電圧目標値Vinv*=Va+ZaIinv*
・・・(5)
ただし、式(5)中、Zaは、交流リアクトルのインピーダンス、sはラプラス演算子である。
上記式(5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va + RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(5a)
となる。ただし、Raは交流リアクトルの抵抗、Laは交流リアクトルのインダクタンスで、(Za=Ra+sLa)である。
式(5)の右辺第2項、(5a)の右辺第2項および第3項は、交流リアクトル22の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本実施形態では、インバータ装置1が出力する交流電力の電流位相が系統電圧Vaと同位相となるようにインバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Iinv*に基づいてインバータ出力電圧目標値Vinv*を設定する。
上記式(5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va + RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(5a)
となる。ただし、Raは交流リアクトルの抵抗、Laは交流リアクトルのインダクタンスで、(Za=Ra+sLa)である。
式(5)の右辺第2項、(5a)の右辺第2項および第3項は、交流リアクトル22の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本実施形態では、インバータ装置1が出力する交流電力の電流位相が系統電圧Vaと同位相となるようにインバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Iinv*に基づいてインバータ出力電圧目標値Vinv*を設定する。
上記のように、交流側の目標値であるインバータ回路11の出力目標値(Iinv*,Vinv*)は、インバータ回路11のブリッジ出力端すなわち、インバータ回路11とフィルタ回路21との回路接続点Pで設定される。これにより、本来の系統連系点(商用電力系統3とフィルタ回路21との回路接続点)より目標値の設定点を前に移動し、最終的に適切な系統連系に落ち着くような系統連系が行われる。
インバータ出力電圧目標値Vinv*を求めると、下記式(6)に示すように、第2演算部51は、直流電源側の電圧VDCとしての電圧Vg又は好ましくは下記の直流電圧Vgfと、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値Vo*に決定する(ステップS6)。直流電圧Vgfとは、Vgに直流リアクトル15のインピーダンスZによる電圧降下を考慮した電圧であり、昇圧回路電流をIinとして、Vgf=Vg-ZIinである。従って、
Vo*=Max(Vg-ZIin,Vinv*の絶対値) ・・・(6)
とすることができる。
上記式(6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=Max(Vg-(RIin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(6a)
である。ただし、Rは直流リアクトルの抵抗、Lは直流リアクトルのインダクタンスで、(Z=R+sL)である。
Vo*=Max(Vg-ZIin,Vinv*の絶対値) ・・・(6)
とすることができる。
上記式(6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=Max(Vg-(RIin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(6a)
である。ただし、Rは直流リアクトルの抵抗、Lは直流リアクトルのインダクタンスで、(Z=R+sL)である。
さらに、第2演算部51は、下記式(7)に基づいて、昇圧回路電流目標値Iin*を演算する(ステップS7)。
昇圧回路電流目標値Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +(s C Vo*)×Vo*} / (Vg-ZIin)
・・・(7)
昇圧回路電流目標値Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +(s C Vo*)×Vo*} / (Vg-ZIin)
・・・(7)
ただし、式(7)中、Cは、コンデンサ19(平滑コンデンサ)の静電容量、sはラプラス演算子である。
上記式(7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +C×(d Vo*/dt)×Vo*} /
{Vg-(R+sL)Iin} ・・・(7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo*} / {Vg-ZIin}
・・・(7b)
となる。
上記式(7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +C×(d Vo*/dt)×Vo*} /
{Vg-(R+sL)Iin} ・・・(7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo*} / {Vg-ZIin}
・・・(7b)
となる。
式(7),(7a),(7b)中、インバータ電流目標値Iinv*と、インバータ出力電圧目標値Vinv*との積に加算されている項は、コンデンサ19を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路11の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にIin*の値を求めることができる。
さらに、予めインバータ装置1の電力損失PLOSSを測定しておけば、上記式(7a)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) + C×(d Vo*/dt)×Vo* + PLOSS}/{Vg-ZIin} ・・・(7c)
同様に、上記式(7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo* + PLOSS} / {Vg-ZIin}
・・・(7d)
この場合、インバータ回路11の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PLOSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) + C×(d Vo*/dt)×Vo* + PLOSS}/{Vg-ZIin} ・・・(7c)
同様に、上記式(7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo* + PLOSS} / {Vg-ZIin}
・・・(7d)
この場合、インバータ回路11の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PLOSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
なお、コンデンサ19の静電容量C及び電力損失PLOSSが、(Iinv*×Vinv*)に比べて十分小さい場合、下記式(8)が成立する。この式(8)によって求まるIin*を式(6)、(6a)、(7)、(7a)、(7b)、(7c)および(7d)の右辺に含まれるIinとして用いることができる。
昇圧回路電流目標値Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg
・・・(8)
昇圧回路電流目標値Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg
・・・(8)
第2演算部51は、昇圧回路電流目標値Iin*を求めると、この昇圧回路電流目標値Iin*を第3加算器52に与える。
昇圧回路10は、この昇圧回路電流目標値Iin*によって、フィードバック制御される。
昇圧回路10は、この昇圧回路電流目標値Iin*によって、フィードバック制御される。
第3加算器52には、昇圧回路電流目標値Iin*の他、現状の昇圧回路電流検出値Iinが与えられる。
第3加算器52は、昇圧回路電流目標値Iin*と、現状の昇圧回路電流検出値Iinとの差分を演算し、その演算結果を補償器53に与える。
第3加算器52は、昇圧回路電流目標値Iin*と、現状の昇圧回路電流検出値Iinとの差分を演算し、その演算結果を補償器53に与える。
補償器53は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第4加算器54によって直流入力電圧検出値Vgからこれを減算することにより、この差分を収束させ昇圧回路電流検出値Iinを昇圧回路電流目標値Iin*とし得る昇圧回路電圧参照値Vbc#を求める。この昇圧回路電圧参照値Vbc#を第1演算部41から与えられるDC/DCコンバータの出力電圧目標値Vo*と比較することにより得られる制御信号を昇圧回路制御部32に与えることで、昇圧回路10に、昇圧回路電圧参照値Vbc#に従った電圧を出力させる。
昇圧回路10が出力した電力は、直流リアクトル15に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Iinとしてフィードバックされる。そして、第3加算器52によって昇圧回路電流目標値Iin*と昇圧回路電流検出値Iinとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路10が制御される。
昇圧回路10が出力した電力は、直流リアクトル15に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Iinとしてフィードバックされる。そして、第3加算器52によって昇圧回路電流目標値Iin*と昇圧回路電流検出値Iinとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路10が制御される。
以上のようにして、昇圧回路10は、昇圧回路電流目標値Iin*と、昇圧回路電流検出値Iinとによって、フィードバック制御される(ステップS8)。
上記ステップS8の後、制御処理部30は、上記式(1)に基づいて、現状の入力電力平均値〈Pin〉を求める(ステップS9)。
制御処理部30は、前回演算時の入力電力平均値〈Pin〉と比較して、入力電力平均値〈Pin〉が最大値となるように(最大電力点に追従するように)、直流入力電流目標値Ig*を設定する。
以上によって、制御処理部30は、太陽光発電パネル2に対するMPPT制御を行いつつ、昇圧回路10及びインバータ回路11を制御する。
制御処理部30は、上述したように、インバータ回路11及び昇圧回路10を電流目標値によってフィードバック制御する。
図8の(a)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流目標値Iin*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Iinをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、(b)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Vo*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Voをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
図8の(a)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流目標値Iin*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Iinをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、(b)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Vo*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Voをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
図8の(a)に示すように、昇圧回路電流検出値Iinは、制御処理部30によって、昇圧回路電流目標値Iin*に沿って制御されていることが判る。
また、図8(b)に示すように、昇圧回路電圧目標値Vo*は、上記式(6)によって求められるため、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Vg以上となる期間では、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Vgに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Voは、制御処理部30によって、昇圧回路電圧目標値Vo*に沿って制御されていることが判る。
また、図8(b)に示すように、昇圧回路電圧目標値Vo*は、上記式(6)によって求められるため、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Vg以上となる期間では、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Vgに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Voは、制御処理部30によって、昇圧回路電圧目標値Vo*に沿って制御されていることが判る。
図9は、インバータ出力電圧目標値Vinv*の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統3の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧目標値Vinv*の波形を示している。
インバータ回路11は、図7のフローチャートに従った制御によって、図9に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ回路11は、図9に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*の波形に従った電圧の電力を出力する。
インバータ回路11は、図7のフローチャートに従った制御によって、図9に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ回路11は、図9に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*の波形に従った電圧の電力を出力する。
図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧目標値Vinv*の位相の方が、商用電力系統3の電圧位相に対して数度進相している。
本実施形態の制御処理部30は、上述のように、昇圧回路10及びインバータ回路11のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧目標値Vinv*の位相を、商用電力系統3の電圧位相に対して約3度進相させている。
インバータ出力電圧目標値Vinv*の位相を商用電力系統3の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統3の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統3の電圧波形に対して90度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、0度より大きくかつ10度より小さい値の範囲で設定される。
インバータ出力電圧目標値Vinv*の位相を商用電力系統3の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統3の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統3の電圧波形に対して90度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、0度より大きくかつ10度より小さい値の範囲で設定される。
上記進相させる角度は、上記式(5)に示すように、系統電圧Va、交流リアクトル22のインダクタンスLa、及びインバータ電流目標値Iinv*によって定まる。この内、系統電圧Va、交流リアクトル22のインダクタンスLaは、制御対象外の固定値なので、進相させる角度は、インバータ電流目標値Iinv*によって定まる。
インバータ電流目標値Iinv*は、上記式(4)に示すように、出力電流目標値Ia*によって定まる。この出力電流目標値Ia*が大きくなるほど、インバータ電流目標値Iinv*における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧目標値Vinv*の進み角(進相させる角度)が大きくなる。
インバータ電流目標値Iinv*は、上記式(4)に示すように、出力電流目標値Ia*によって定まる。この出力電流目標値Ia*が大きくなるほど、インバータ電流目標値Iinv*における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧目標値Vinv*の進み角(進相させる角度)が大きくなる。
出力電流目標値Ia*は、上記式(2)から求められるため、上記進相させる角度は、直流入力電流目標値Ig*によって調整される。
《昇圧回路及びインバータ回路の制御について》
昇圧回路制御部32は、昇圧回路10のスイッチング素子Qbを制御する。また、インバータ回路制御部33は、インバータ回路11のスイッチング素子Q1~Q4を制御する。
昇圧回路制御部32は、昇圧回路10のスイッチング素子Qbを制御する。また、インバータ回路制御部33は、インバータ回路11のスイッチング素子Q1~Q4を制御する。
昇圧回路制御部32及びインバータ回路制御部33は、それぞれ昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部30から与えられる目標値である昇圧回路電圧参照値Vbc#、及びインバータ電圧参照値Vinv#で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。
昇圧回路制御部32及びインバータ回路制御部33は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、昇圧回路電流目標値Iin*、及びインバータ電流目標値Iinv*に近似した電流波形の交流電力を昇圧回路10及びインバータ回路11に出力させる。
図10の(a)は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路電圧参照値Vbc#の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図10の(a)では、理解容易とするために、昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
昇圧回路制御部32が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「0」である三角波であり、振幅A1が制御処理部30から与えられる昇圧回路電圧目標値Vo*とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部30による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部32によって設定される。
昇圧回路制御部32が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「0」である三角波であり、振幅A1が制御処理部30から与えられる昇圧回路電圧目標値Vo*とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部30による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部32によって設定される。
なお、昇圧回路電圧目標値Vo*は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Vg以上となる期間W1では、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Vgに倣うように変化している。よって、昇圧回路用搬送波の振幅A1も昇圧回路電圧目標値Vo*に応じて変化している。
なお、本実施形態では、直流入力電圧検出値Vgが、250ボルトであり、商用電力系統3の電圧振幅が288ボルトであるとする。
昇圧回路電圧参照値Vbc#の波形(以下、昇圧回路用参照波Vbc#ともいう)は、制御処理部30が昇圧回路電流目標値Iin*に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流入力電圧検出値Vgよりも大きな期間W1において、正の値となっている。昇圧回路用参照波Vbc#は、期間W1では、昇圧回路電圧目標値Vo*が成す波形状と近似するような波形となっており、昇圧回路用搬送波に対して交差している。
昇圧回路制御部32は、昇圧回路用搬送波と昇圧回路用参照波Vbc#とを比較し、直流リアクトル15の両端電圧の目標値である昇圧回路用参照波Vbc#が昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Qbを駆動するための駆動波形を生成する。
図10(b)は、昇圧回路制御部32が生成したスイッチング素子Qbを駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図10の(a)の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Qbのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Qbに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が0ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
この駆動波形は、スイッチング素子Qbのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Qbに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が0ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
昇圧回路制御部32は、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流入力電圧検出値Vg以上となる期間W1でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、直流入力電圧検出値Vg以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Qbを制御する。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
以上のように、昇圧回路制御部32は、昇圧回路用搬送波を昇圧回路用参照波Vbc#で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。昇圧回路制御部32は、生成した駆動波形に基づいて昇圧回路10のスイッチング素子QbをPWM制御する。
ダイオード16に並列にダイオードの順方向に導通するスイッチング素子Qbuを設置する場合、スイッチング素子Qbuは、スイッチング素子Qbの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Qbとスイッチング素子Qbuが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Qbuの駆動パルスがオフからオンに移行するときに1マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。
図11の(a)は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Vinv#の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図11の(a)においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
インバータ回路制御部33が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が0ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Vo*(コンデンサ23の電圧目標値)に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅A2は、直流入力電圧検出値Vgの2倍(500ボルト)の期間と、商用電力系統3の電圧の2倍(最大576ボルト)の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部30による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部33によって設定される。
また、周波数は、制御処理部30による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部33によって設定される。
なお、昇圧回路電圧目標値Vo*は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Vg以上となる期間W1では、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間W2では直流入力電圧検出値Vgに倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅A2も昇圧回路電圧目標値Vo*に応じて変化している。
インバータ電圧参照値Vinv#の波形(以下、インバータ回路用参照波Vinv#ともいう)は、制御処理部30がインバータ電流目標値Iinv*に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統3の電圧振幅(288ボルト)と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Vinv#は、電圧値が-Vg~+Vgの範囲の部分で、インバータ回路用搬送波に対して交差している。
インバータ回路制御部33は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Vinv#とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Vinv#がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Q1~4を駆動するための駆動波形を生成する。
図11(b)は、インバータ回路制御部33が生成したスイッチング素子Q1を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図11の(a)の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#の電圧が-Vg~+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q1を制御する。
インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#の電圧が-Vg~+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q1を制御する。
図11(c)は、インバータ回路制御部33が生成したスイッチング素子Q3を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部33は、スイッチング素子Q3については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Vinv#の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#(の反転波)の電圧が、-Vg~+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q3を制御する。
インバータ回路制御部33は、スイッチング素子Q3については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Vinv#の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#(の反転波)の電圧が、-Vg~+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q3を制御する。
なお、インバータ回路制御部33は、スイッチング素子Q2の駆動波形については、スイッチング素子Q1の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Q4の駆動波形については、スイッチング素子Q3の駆動波形を反転させたものを生成する。
以上のように、インバータ回路制御部33は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Vinv#で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部33は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路11のスイッチング素子Q1~Q4をPWM制御する。
本実施形態の昇圧回路制御部32は、直流リアクトル15に流れる電流が昇圧回路電流目標値Iin*に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Vg以上となる期間W1(図10)で昇圧回路10にスイッチング動作を行わせる。昇圧回路10は、期間W1で直流入力電圧検出値Vg以上の電圧をインバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が概ね直流入力電圧検出値Vg以下の期間では、昇圧回路制御部32は、昇圧回路10のスイッチング動作を停止させる。よって、直流入力電圧検出値Vg以下の期間では、昇圧回路10は、太陽光発電パネル2が出力する直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなくインバータ回路11に出力する。
また、本実施形態のインバータ回路制御部33は、交流リアクトル22に流れる電流が、インバータ電流目標値Iinv*に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Vinv*が概ね-Vg~+Vgの期間W2(図11)でインバータ回路11にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流入力電圧検出値Vg以下の期間でインバータ回路11にスイッチング動作を行わせる。
よって、インバータ回路11は、昇圧回路10がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Vinv#と、インバータ出力電圧目標値Vinv*とは近似するので、図11の(a)においては重複している。
よって、インバータ回路11は、昇圧回路10がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Vinv#と、インバータ出力電圧目標値Vinv*とは近似するので、図11の(a)においては重複している。
一方、インバータ出力電圧目標値Vinv*の電圧が概ね-Vg~+Vgの期間W2以外の期間では、インバータ回路制御部33は、インバータ回路11のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路11には、昇圧回路10により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路11は、昇圧回路10から与えられる電力を降圧することなく出力する。
つまり、本実施形態のインバータ装置1は、昇圧回路10とインバータ回路11とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似した電圧波形の交流電力を出力する。
このように、本実施形態では、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、直流入力電圧検出値Vgよりも高い部分の電圧を出力する際には昇圧回路10を動作させ、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値が、直流入力電圧検出値Vgよりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路11を動作させるように制御される。よって、インバータ回路11が、昇圧回路10によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、昇圧回路10及びインバータ回路11は、共に制御部12が設定したインバータ出力電圧目標値Vinv*に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
さらに、昇圧回路10及びインバータ回路11は、共に制御部12が設定したインバータ出力電圧目標値Vinv*に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
図12は、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置1が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
図12において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Vinv#及び搬送波、スイッチング素子Q1の駆動波形、昇圧回路の参照波Vbc#及び搬送波、スイッチング素子Qbの駆動波形、及びインバータ装置1が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
図12において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Vinv#及び搬送波、スイッチング素子Q1の駆動波形、昇圧回路の参照波Vbc#及び搬送波、スイッチング素子Qbの駆動波形、及びインバータ装置1が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
図に示すように、出力電流の実測値Iaは目標値Ia*と一致するように制御されていることが判る。
また、昇圧回路10のスイッチング素子Qbのスイッチング動作の期間と、インバータ回路11のスイッチング素子Q1~Q4のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
また、昇圧回路10のスイッチング素子Qbのスイッチング動作の期間と、インバータ回路11のスイッチング素子Q1~Q4のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
また、本実施形態では、図8の(a)に示すように、昇圧回路は直流リアクトル15を流れる電流が上記式(7)に基づいて求められる電流目標値Iin*に一致するように制御される。この結果、昇圧回路とインバータ回路の電圧が、図8(b)に示す波形となり、昇圧回路10、及びインバータ回路11の高周波スイッチング動作にそれぞれ停止期間があり、概ね交互にスイッチング動作を行う運転が可能になる。
なお、理想的には昇圧回路10とインバータ回路11とで「交互に」高周波スイッチングを行い、高周波スイッチングの時期が重ならないことが好ましいが、実際には若干の重なりが生じても、それぞれの停止期間があれば、損失は低減され、高効率化に寄与する。
《出力される交流電力の電流位相について》
本実施形態の昇圧回路10及びインバータ回路11は、制御部12による制御によって、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路21に出力する。インバータ装置1は、フィルタ回路21を介して商用電力系統3に交流電力を出力する。
本実施形態の昇圧回路10及びインバータ回路11は、制御部12による制御によって、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路21に出力する。インバータ装置1は、フィルタ回路21を介して商用電力系統3に交流電力を出力する。
ここで、インバータ出力電圧目標値Vinv*は、上述したように、制御処理部30によって商用電力系統3の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、昇圧回路10及びインバータ回路11が出力する交流電圧も、商用電力系統3の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
従って、昇圧回路10及びインバータ回路11が出力する交流電圧も、商用電力系統3の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
すると、フィルタ回路21の交流リアクトル22(図2)の両端には、一方が昇圧回路10及びインバータ回路11の交流電圧、他方が商用電力系統3と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。
図13の(a)は、インバータ回路11から出力された交流電圧、商用電力系統3、及び交流リアクトル22の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、交流リアクトル22の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル22の両端電圧は、交流リアクトル22の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
図に示すように、交流リアクトル22の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル22の両端電圧は、交流リアクトル22の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
よって、図に示すように、交流リアクトル22の両端電圧の位相は、商用電力系統3の電圧位相に対して90度進んだ位相となる。
図13(b)は、交流リアクトル22に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図13の(a)の横軸と一致するように示している。
交流リアクトル22の電流位相は、その電圧位相に対して90度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル22を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統3の電流位相に対して同期することとなる。
交流リアクトル22の電流位相は、その電圧位相に対して90度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル22を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統3の電流位相に対して同期することとなる。
従って、インバータ回路11が出力する電圧位相は、商用電力系統3に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統3の電流位相に対して一致する。
よって、図12の最下段に示すグラフのように、インバータ装置1が出力する電流波形は、商用電力系統3の電圧位相と一致したものとなる。
この結果、商用電力系統3の電圧と同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
よって、図12の最下段に示すグラフのように、インバータ装置1が出力する電流波形は、商用電力系統3の電圧位相と一致したものとなる。
この結果、商用電力系統3の電圧と同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
《系統電圧Vaの効用》
図17の(a)は、系統模擬電源の良質な交流電圧を表し、(b)は制御用の系統電圧に前述の「Va」ではなく、系統電圧の測定値Vadを用いて制御を行った場合の、交流の系統電流を表す波形図である。具体的な使用条件としては、直流側電圧103Vから電力変換装置を経て、系統電圧217Vで負荷1kWに給電している状態の波形図である。図において、(b)の系統電流には明らかに大きな歪が見られる。
図17の(a)は、系統模擬電源の良質な交流電圧を表し、(b)は制御用の系統電圧に前述の「Va」ではなく、系統電圧の測定値Vadを用いて制御を行った場合の、交流の系統電流を表す波形図である。具体的な使用条件としては、直流側電圧103Vから電力変換装置を経て、系統電圧217Vで負荷1kWに給電している状態の波形図である。図において、(b)の系統電流には明らかに大きな歪が見られる。
一方、同様の使用条件において、図18の(a)は、系統模擬電源の交流電圧を表し、(b)は制御用の系統電圧Vaを用いて制御を行った場合の、交流の系統電流を表す波形図である。図において、(b)は、図17の(b)に比べれば大きな歪は低減されており、小さな歪が散見される程度である。
図19の(a)は、実際の交流の系統電圧を示す波形図であり、(b)は、制御用には系統電圧の測定値Vadを用いて制御を行った場合の、交流の系統電流を表す波形図である。(a)の系統電圧の波形が安定している場合は、(b)の交流電流も歪はあるものの、概ね安定している。しかし、(a)の系統電圧の波形に振動成分が重畳され歪み始めると、それに機敏に(b)の交流電流が反応して発振し始め、最終的には鋭い尖塔状の過電流が流れて、電力変換装置は保護停止の状態となった。
図20の(a)は、実際の交流の系統電圧を示す波形図であり、(b)は、制御用に系統電圧Vaを用いて制御を行った場合の、交流の系統電流を表す波形図である。(a)の系統電圧の波形は安定しており、(b)の交流電流も安定し、かつ、歪も少ない。その後、図示していないが、(a)の系統電圧に振動成分が重畳されても、交流電流は発振しなかった。
《まとめ》
この電力変換装置の制御部は、又は、制御方法としては、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる最小スイッチング方式の動作を行うべく、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、中間コンデンサ及び交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、直流電力の電圧に基づいて、DC/DCコンバータの電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定する。また、制御部は、交流電力の電圧として、商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる。
この電力変換装置の制御部は、又は、制御方法としては、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる最小スイッチング方式の動作を行うべく、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、中間コンデンサ及び交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、直流電力の電圧に基づいて、DC/DCコンバータの電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定する。また、制御部は、交流電力の電圧として、商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる。
このような電力変換装置では、最小スイッチング方式の動作を行うとともに、交流電力の電圧として、商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いることで、電圧位相に対する制御の遅延を抑制し、また、商用電力系統に系統電圧が接続されている場合に、系統電圧の擾乱の影響を排除して、安定した、歪の少ない交流電流を得ることができる。
なお、交流の系統電圧は、例えば、実効値をVa_rms、位相をωtとして、
Va=√2 Va_rms×sin(ωt)
とすることができる。
Va=√2 Va_rms×sin(ωt)
とすることができる。
上記Vaの位相ωtは、現時点で記憶している直前の位相と、位相を進めるための単位位相とに基づいて、スイッチング動作の指令をするタイミングの位相とすることができる。
この場合、直前の位相と、単位位相とに基づいて、演算により現在の位相を決定することができる。
具体的には、位相ωtは、現時点で記憶している直前の位相に、位相を進めるための単位位相に所定値を乗じた位相を加算して、スイッチング動作の指令をする位相とすることができる。この場合、所定値を変えながら結果的に交流電流の総合電流歪率や力率が最も良くなる所定値の好適値を求めることができる。
この場合、直前の位相と、単位位相とに基づいて、演算により現在の位相を決定することができる。
具体的には、位相ωtは、現時点で記憶している直前の位相に、位相を進めるための単位位相に所定値を乗じた位相を加算して、スイッチング動作の指令をする位相とすることができる。この場合、所定値を変えながら結果的に交流電流の総合電流歪率や力率が最も良くなる所定値の好適値を求めることができる。
[交流から直流への電力変換装置]
《全体構成について》
次に、交流から直流への電力変換を行う電力変換装置1Rの一実施形態について説明する。
図14は、このような電力変換装置1Rを備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図中、電力変換装置1Rの出力端には、蓄電池2が接続され、入力端には商用電力系統3(交流系統)が接続されている。この蓄電システムは、商用電力系統3から提供される電力を、交流から直流に変換して、蓄電池2に蓄えることができる。
《全体構成について》
次に、交流から直流への電力変換を行う電力変換装置1Rの一実施形態について説明する。
図14は、このような電力変換装置1Rを備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図中、電力変換装置1Rの出力端には、蓄電池2が接続され、入力端には商用電力系統3(交流系統)が接続されている。この蓄電システムは、商用電力系統3から提供される電力を、交流から直流に変換して、蓄電池2に蓄えることができる。
電力変換装置1Rは、商用電力系統3から受電した交流を直流に変換するAC/DCコンバータ11uと、AC/DCコンバータ11uの出力電圧を降圧する降圧回路(DC/DCコンバータ)10dと、これら両回路10d,11uの動作を制御する制御部12とを備えている。図1との比較により明らかなように、エネルギーの流れが逆方向になっている。なお、図1におけるインバータ回路11と、図14におけるAC/DCコンバータ11uとを総称して言うときは、単に構造的に、フルブリッジ回路という。
図15は、電力変換装置1Rの回路図の一例である。図2との違いは、まず、図2における太陽光発電パネル2が蓄電池2Bに置き換わっている点である。また、電力変換装置1Rとしては、図2の昇圧回路10が降圧回路10dに置き換わり、図2ではインバータ回路11であった回路が、構成要素は同じであるが、交流リアクトル22と協働して昇圧も可能なAC/DCコンバータ11uになる。
降圧回路10dは、図2と同様のダイオード16と並列に、スイッチング素子Qb2を用いている。スイッチング素子Qb2としては、例えば、図示のIGBT又は、FETを用いることができる。
電力変換装置1Rのその他の構成は、図2のインバータ装置1と基本的に同様である。従って、この電力変換装置1Rは双方向性があり、太陽光発電パネルを接続すれば図2のインバータ装置1と同じ動作を行うことができる。また、蓄電池2Bの直流電力を交流電力に変換して自立運転を行うこともできる。
なお、電力変換装置1Rがインバータ装置として動作する場合は、スイッチング素子Qb2は、常時オフの状態となるか(IGBTの場合)又は、スイッチング素子Qbと交互にオン動作するように(FETの場合)、制御部12により制御される。また、降圧回路10dは昇圧回路になり、AC/DCコンバータ11uはインバータ回路となる。
なお、電力変換装置1Rがインバータ装置として動作する場合は、スイッチング素子Qb2は、常時オフの状態となるか(IGBTの場合)又は、スイッチング素子Qbと交互にオン動作するように(FETの場合)、制御部12により制御される。また、降圧回路10dは昇圧回路になり、AC/DCコンバータ11uはインバータ回路となる。
商用交流系統3の交流電力に基づいて蓄電池2Bを充電する場合、制御部12は、各スイッチング素子Q1~Q4の動作を制御し、同期整流をすることができる。また、交流リアクトル22が存在する下でPWM制御を行うことにより、昇圧しつつ整流を行うことができる。こうして、AC/DCコンバータ11uは、商用交流系統3から与えられる交流電力を直流電力に変換する。
降圧回路10dは、降圧チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Qb,Qb2は、制御部12によって制御される。
また、降圧回路10dのスイッチング動作は、AC/DCコンバータ11uとの間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、降圧回路10dは、スイッチング動作を行っている期間には、降圧した電圧を蓄電池2Bに出力し、スイッチング動作を停止(スイッチング素子Qbがオフ、Qb2がオン)している期間は、AC/DCコンバータ11uが出力して降圧回路10dに入力した直流電圧を、直流リアクトル15を介して蓄電池2に与える。
また、降圧回路10dのスイッチング動作は、AC/DCコンバータ11uとの間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、降圧回路10dは、スイッチング動作を行っている期間には、降圧した電圧を蓄電池2Bに出力し、スイッチング動作を停止(スイッチング素子Qbがオフ、Qb2がオン)している期間は、AC/DCコンバータ11uが出力して降圧回路10dに入力した直流電圧を、直流リアクトル15を介して蓄電池2に与える。
《電圧波形の概要》
図16は、電力変換装置1Rの動作を概念的に示した電圧波形の図である。
(a)は、AC/DCコンバータ11uへの交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値の一例を示す。これは、概ね、商用交流の全波整流波形である。二点鎖線は、充電のための直流電圧Vgを示す。(b)に示すように、直流電圧Vgの方が交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値より高い区間(t0~t1,t2~t3,t4~)では、AC/DCコンバータ11uがスイッチング動作し、交流リアクトル22との協働により昇圧動作する。
図16は、電力変換装置1Rの動作を概念的に示した電圧波形の図である。
(a)は、AC/DCコンバータ11uへの交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値の一例を示す。これは、概ね、商用交流の全波整流波形である。二点鎖線は、充電のための直流電圧Vgを示す。(b)に示すように、直流電圧Vgの方が交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値より高い区間(t0~t1,t2~t3,t4~)では、AC/DCコンバータ11uがスイッチング動作し、交流リアクトル22との協働により昇圧動作する。
一方、これらの区間(t0~t1,t2~t3,t4~)において降圧回路10dはスイッチング素子Qbがオフ、Qb2がオンの状態となり、降圧動作は停止している。なお、(b)に示す細いストライプは、実際にはPWMパルス列であり、交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値に応じてデューティが異なる。従って、仮に、この状態の電圧がDC/DCコンバータに印加されたとすると、DC/DCコンバータの入力電圧、すなわちコンデンサ19の電圧は(c)に示すような波形となる。
一方、直流電圧Vgの方が交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値より低い区間(t1~t2,t3~t4)では、AC/DCコンバータ11uはスイッチングを停止し、代わりに、降圧回路10dが動作する。なお、ここで言うスイッチングとは、例えば20kHz程度の高周波スイッチングを意味し、同期整流を行う程度(商用周波数の2倍)の低周波なスイッチングのことではない。なお、AC/DCコンバータ11uのスイッチング停止によりスイッチング素子Q1~Q4が全てオフであるとしても、各スイッチング素子Q1~Q4の内蔵ダイオードを通して整流された電圧が降圧回路10dに入力される。但し、導通損失を低減するためには、同期整流を行うことが好ましい。
同期整流を行う場合のAC/DCコンバータ11uは、制御部12の制御により、AC/DCコンバータ11uの電流の符号が正の期間では、スイッチング素子Q1,Q4をオン、スイッチング素子Q2,Q3をオフとし、また、AC/DCコンバータ11uの電流の符号が負の期間では、これらのオン/オフを反転する。この反転の周波数は、商用周波数の2倍であるため、高周波スイッチングに比べると、周波数が非常に小さい。従って、オン/オフによる損失も極めて少ない。
一方、上記の区間(t1~t2,t3~t4)において降圧回路10dは降圧動作する。(d)に示す細いストライプは、実際にはPWMパルス列であり、交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値に応じてデューティが異なる。降圧の結果、(e)に示す所望の直流電圧Vgが得られる。
以上のように、交流電圧に基づく交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流電圧Vgより低い期間のみAC/DCコンバータ11uが動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、AC/DCコンバータ11uのスイッチング損失を低減することができる。
同様に、交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流電圧Vgより高い期間のみ降圧回路10dが動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、降圧回路10dのスイッチング損失を低減することができる。
同様に、交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流電圧Vgより高い期間のみ降圧回路10dが動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、降圧回路10dのスイッチング損失を低減することができる。
こうして、AC/DCコンバータ11uと降圧回路10dとが、交互にスイッチング動作することになり、一方が動作するときは他方はスイッチングを停止している。すなわちAC/DCコンバータ11u及び降圧回路10dのそれぞれに、スイッチングの停止期間が生じる。また、AC/DCコンバータ11uは、交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値のピーク及びその近傍を避けて動作することになるので、スイッチングを行う際の電圧が相対的に低くなる。このことも、スイッチング損失の低減に寄与する。こうして、電力変換装置1R全体としてのスイッチング損失を大幅に低減することができる。
《制御の仕様》
上記電力変換装置1Rの制御は、図2のインバータ装置1による系統連系の制御を逆方向に見た類似の制御として考えることができる。これは、インバータ装置1と同じ系統連系をさせ得る電力変換装置1Rを用いて、逆方向の動作においても電力変換装置1Rの効率を高めることに好適な制御である。
上記電力変換装置1Rの制御は、図2のインバータ装置1による系統連系の制御を逆方向に見た類似の制御として考えることができる。これは、インバータ装置1と同じ系統連系をさせ得る電力変換装置1Rを用いて、逆方向の動作においても電力変換装置1Rの効率を高めることに好適な制御である。
インバータ装置1における諸量とそれぞれ対応する電力変換装置1Rにおける諸量は、以下のようになる。
Ia*:商用電力系統3からの入力電流目標値
Iin:降圧回路電流検出値
Iin*:降圧回路電流目標値
Iinv*:AC/DCコンバータ11uへの交流入力電流目標値
Ig*:蓄電池2Bへの直流入力電流目標値
Ic:コンデンサ19に流れる電流
Ica:コンデンサ23に流れる電流
Ia*:商用電力系統3からの入力電流目標値
Iin:降圧回路電流検出値
Iin*:降圧回路電流目標値
Iinv*:AC/DCコンバータ11uへの交流入力電流目標値
Ig*:蓄電池2Bへの直流入力電流目標値
Ic:コンデンサ19に流れる電流
Ica:コンデンサ23に流れる電流
Va:系統電圧
Vg:蓄電池電圧値
Vinv*:AC/DCコンバータ11uへの交流入力電圧目標値
Vo*:降圧回路10dへの入力電圧目標値
Pin:蓄電池2Bへの入力電力
PLOSS:電力変換装置1Rの電力損失
η:電力変換装置1Rの電力変換効率
Vg:蓄電池電圧値
Vinv*:AC/DCコンバータ11uへの交流入力電圧目標値
Vo*:降圧回路10dへの入力電圧目標値
Pin:蓄電池2Bへの入力電力
PLOSS:電力変換装置1Rの電力損失
η:電力変換装置1Rの電力変換効率
従って、図2のインバータ装置1における前述の式(1)~(8)と対応した以下の関係が適用できる。
式(1)と対応する蓄電池2Bへの入力電力Pinの平均値〈Pin〉は、
〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(R1)
である。
式(2)に対応する商用電力系統3からの入力電流目標値の平均値〈Ia*〉は、
〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/(η×〈Va〉) ・・・(R2)
である。
式(3)に対応する入力電流目標値Ia*は、
Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sin(ωt) ・・・(R3)
である。
式(1)と対応する蓄電池2Bへの入力電力Pinの平均値〈Pin〉は、
〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(R1)
である。
式(2)に対応する商用電力系統3からの入力電流目標値の平均値〈Ia*〉は、
〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/(η×〈Va〉) ・・・(R2)
である。
式(3)に対応する入力電流目標値Ia*は、
Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sin(ωt) ・・・(R3)
である。
式(4)に対応する交流入力電流目標値Iinv*は、
Iinv*=Ia* - s CaVa ・・・(R4)
である。
上記式(R4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* - Ca×(d Va/dt) ・・・(R4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* - Ica ・・・(R4b)
となる。
Iinv*=Ia* - s CaVa ・・・(R4)
である。
上記式(R4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* - Ca×(d Va/dt) ・・・(R4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* - Ica ・・・(R4b)
となる。
また、式(5)に対応する交流入力電圧目標値Vinv*は、
Vinv*=Va-Za Iinv* ・・・(R5)
である。
上記式(R5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va - {RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(R5a)
となる。
Vinv*=Va-Za Iinv* ・・・(R5)
である。
上記式(R5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va - {RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(R5a)
となる。
上記のように、交流側の目標値であるAC/DCコンバータ11uへの入力目標値(Iinv*,Vinv*)は、AC/DCコンバータ11uとフィルタ回路21との回路接続点Pで設定される。従って、系統連系を行う場合と同様に、商用電力系統3と電力変換装置1Rの回路接続点より目標値の設定点を前(AC/DCコンバータ11u側)に移動していることになる。このような、いわば「逆」系統連系により、交流と直流との適切な連系が行われる。
また、式(6)に対応する降圧回路10dへの入力電圧目標値Vo*は、式(6)におけるVgfすなわち(Vg-Z Iin)が、Vgrすなわち(Vg+Z Iin)に置き換わり、
Vo*=Max(Vg+Z Iin,Vinv*の絶対値)
・・・(R6)
とすることができる。
上記式(R6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=
Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(R6a)
となる。
Vo*=Max(Vg+Z Iin,Vinv*の絶対値)
・・・(R6)
とすることができる。
上記式(R6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=
Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(R6a)
となる。
また、降圧回路電流目標値Iin*は、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*)-(s C Vo*)×Vo*} /
(Vg+ZIin) ・・(R7)
である。
上記式(R7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) - C×(d Vo*/dt)×Vo*} /
{Vg+RIin+L(dIin/dt))
・・・(R7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) -Ic×Vo*} / (Vg+ZIin)
・・・(R7b)
となる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*)-(s C Vo*)×Vo*} /
(Vg+ZIin) ・・(R7)
である。
上記式(R7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) - C×(d Vo*/dt)×Vo*} /
{Vg+RIin+L(dIin/dt))
・・・(R7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) -Ic×Vo*} / (Vg+ZIin)
・・・(R7b)
となる。
式(R7),(R7a),(R7b)中、交流入力電流目標値Iinv*と、交流入力電圧目標値Vinv*との積に加算されている項は、コンデンサ19を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、AC/DCコンバータ11uの電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にIin*の値を求めることができる。
さらに、予め電力変換装置1Rの電力損失PLOSSを測定しておけば、上記式(R7a)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) - C×(d Vo*/dt)×Vo* - PLOSS}/(Vg+ZIin) ・・・(R7c)
同様に、上記式(R7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) -Ic×Vo* - PLOSS} / (Vg+ZIin)
・・・(R7d)
この場合、AC/DCコンバータ11uの電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PLOSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) - C×(d Vo*/dt)×Vo* - PLOSS}/(Vg+ZIin) ・・・(R7c)
同様に、上記式(R7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) -Ic×Vo* - PLOSS} / (Vg+ZIin)
・・・(R7d)
この場合、AC/DCコンバータ11uの電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PLOSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
なお、コンデンサ19の静電容量C及び電力損失PLOSSが、(Iinv*×Vinv*)に比べて十分小さい場合、下記式(R8)が成立する。この式(R8)によって求まるIin*を式(R6)、(R6a)、(R7)、(R7a)、(R7b)、(R7c)および(R7d)の右辺に含まれるIinとして用いることができる。
Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg・・・(R8)
Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg・・・(R8)
以上のようにして、制御部12は、AC/DCコンバータ11uへの交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値が、直流電圧(Vg+Z Iin)よりも高い部分の電圧を出力する際には、降圧回路10dを動作させ、AC/DCコンバータ11uのへ交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値が、直流電圧(Vg+Z Iin)よりも低い部分の電圧を出力する際にはAC/DCコンバータ11uを動作させるように制御される。そのため、AC/DCコンバータ11uによって昇圧する際の電位差を低く抑えることができるとともに、AC/DCコンバータ11u及び降圧回路10dのスイッチング損失を低減し、より高効率で直流電力を出力することができる。
さらに、降圧回路10d及びAC/DCコンバータ11uは、ともに制御部12が設定した目標値に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、AC/DCコンバータ11uに入力される交流電流に位相ずれや歪みが生じるのを抑制することができる。
また、前述のように、電力変換装置IRは、図2のインバータ装置1と同様の系統連系の動作を行わせることができる。従って、系統連系を行う直流/交流の変換、及び、交流/直流の変換の双方向に使用可能で効率の良い電力変換装置を実現することができる。
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
1 インバータ装置
1R 電力変換装置
2 太陽光発電パネル
2B 蓄電池
3 商用電力系統
10 昇圧回路(DC/DCコンバータ)
10d 降圧回路(DC/DCコンバータ)
11 インバータ回路(フルブリッジ回路)
11u AC/DCコンバータ(フルブリッジ回路)
12 制御部
15 直流リアクトル
16 ダイオード
17 第1電圧センサ
18 第1電流センサ
19 コンデンサ(中間コンデンサ))
21 フィルタ回路
22 交流リアクトル
23 コンデンサ(交流側コンデンサ)
24 第2電流センサ
25 第2電圧センサ
26 コンデンサ
27 第3電圧センサ
30 制御処理部
32 昇圧回路制御部
33 インバータ回路制御部
34 平均化処理部
41 第1演算部
42 第1加算器
43 補償器
44 第2加算器
51 第2演算部
52 第3加算器
53 補償器
54 第4加算器
P 回路接続点
Q1~Q4,Qb スイッチング素子
1R 電力変換装置
2 太陽光発電パネル
2B 蓄電池
3 商用電力系統
10 昇圧回路(DC/DCコンバータ)
10d 降圧回路(DC/DCコンバータ)
11 インバータ回路(フルブリッジ回路)
11u AC/DCコンバータ(フルブリッジ回路)
12 制御部
15 直流リアクトル
16 ダイオード
17 第1電圧センサ
18 第1電流センサ
19 コンデンサ(中間コンデンサ))
21 フィルタ回路
22 交流リアクトル
23 コンデンサ(交流側コンデンサ)
24 第2電流センサ
25 第2電圧センサ
26 コンデンサ
27 第3電圧センサ
30 制御処理部
32 昇圧回路制御部
33 インバータ回路制御部
34 平均化処理部
41 第1演算部
42 第1加算器
43 補償器
44 第2加算器
51 第2演算部
52 第3加算器
53 補償器
54 第4加算器
P 回路接続点
Q1~Q4,Qb スイッチング素子
Claims (5)
- 商用電力系統と、その交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源との間に設けられ、直流電力から交流電力への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、
前記直流電源とDCバスとの間に接続されたDC/DCコンバータと、
前記DCバスの2線間に接続された中間コンデンサと、
前記DCバスと前記商用電力系統との間に設けられたフルブリッジ回路と、
前記商用電力系統と前記フルブリッジ回路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを含むフィルタ回路と、
交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせる制御部と、を備え、前記制御部は、
前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記中間コンデンサ及び前記交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定するとともに、
前記交流電力の電圧として、前記商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる、電力変換装置。 - 前記制御部は、
前記負荷への出力電流目標値をIa*、前記交流側コンデンサの静電容量をCa、前記交流の系統電圧をVa、前記直流電源側の電圧をVDC、ラプラス演算子をsとするとき、前記フィルタ回路と前記フルブリッジ回路との回路接続点での前記フルブリッジ回路の交流出力電流目標値Iinv*を、
Iinv*= Ia*+s CaVa
に設定し、さらに、前記交流リアクトルのインピーダンスをZaとするとき、前記回路接続点での前記フルブリッジ回路の交流出力電圧目標値Vinv*を、
Vinv*= Va+ZaIinv*
に設定し、前記電圧VDC、及び、前記フルブリッジ回路の交流出力電圧目標値Vinv*の絶対値のいずれか大きい方を、前記DC/DCコンバータの出力電圧目標値Vo*に設定し、前記中間コンデンサの静電容量をCとするとき、前記DC/DCコンバータの電流目標値Iin*は、
Iin*={(Iinv* × Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC
に設定し、
前記交流の系統電圧Vaは、前記実効値をVa_rms、前記スイッチング動作の指令をするタイミングの位相をωtとして、
Va=√2 Va_rms×sin(ωt)
とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 現時点で記憶している直前の位相と、位相を進めるための単位位相とに基づいて、前記スイッチング動作の指令をするタイミングの位相を得る請求項1に記載の電力変換装置。
- 現時点で記憶している直前の位相に、位相を進めるための単位位相に所定値を乗じた位相を加算して、前記タイミングの位相とする請求項3に記載の電力変換装置。
- 直流電源とDCバスとの間に接続されたDC/DCコンバータと、前記DCバスの2線間に接続された中間コンデンサと、前記DCバスと商用電力系統との間に設けられたフルブリッジ回路と、前記商用電力系統と前記フルブリッジ回路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを含むフィルタ回路と、を備え、前記商用電力系統の絶対値のピーク値より低い電圧の直流電源の直流電力から交流電力への変換又はその逆の変換を行う電力変換装置において、その制御部が実行する電力変換装置の制御方法であって、
前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記中間コンデンサ及び前記交流側コンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定して、交流半サイクル内で、交流の位相に応じて、前記DC/DCコンバータ及び前記フルブリッジ回路の一方にスイッチング動作を行わせ、他方は休止させる期間を生じさせ、その際、
前記交流電力の電圧として、前記商用電力系統の交流電圧検出値に基づいて抽出した基本波に、検出や制御系の遅れを考慮して位相を補足した電圧を用いる、電力変換装置の制御方法。
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JPH09322556A (ja) * | 1996-06-04 | 1997-12-12 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電圧形系統連系インバータシステム |
JP6233216B2 (ja) * | 2014-07-08 | 2017-11-22 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及び三相交流電源装置 |
JP6303970B2 (ja) * | 2014-10-17 | 2018-04-04 | 住友電気工業株式会社 | 変換装置 |
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2017
- 2017-10-31 WO PCT/JP2017/039366 patent/WO2018185963A1/ja active Application Filing
-
2018
- 2018-01-15 JP JP2018004177A patent/JP2018183035A/ja active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH09271176A (ja) * | 1996-03-29 | 1997-10-14 | Mitsubishi Electric Corp | 系統連系インバータ装置及び波形発生装置 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2022542913A (ja) * | 2019-10-04 | 2022-10-07 | エルジー エナジー ソリューション リミテッド | バッテリー管理装置 |
JP7424592B2 (ja) | 2019-10-04 | 2024-01-30 | エルジー エナジー ソリューション リミテッド | 装置およびバッテリーパック |
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JP2018183035A (ja) | 2018-11-15 |
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