JP2015149882A - 変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】変換装置における効率を高め、また、交流波形の低歪みを実現する。【解決手段】直流電源から提供される直流電力を交流電力に変換して負荷に給電する変換装置であって、負荷と接続され、交流リアクトル２２及び第１のコンデンサ２３を含むフィルタ回路２１と、フィルタ回路２１を介して負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータ１１と、直流電源とＤＣ／ＡＣインバータ１１との間に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、ＤＣ／ＡＣインバータ１１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０との間に設けられる第２のコンデンサ１９と、交流電力の電圧、交流リアクトル２２を流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、第１のコンデンサ２３及び第２のコンデンサ１９をそれぞれ流れる無効電流、並びに、直流電力の電圧に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定する制御部１２と、を備えている。【選択図】図２０

Description

本発明は、直流を交流に変換するか又は交流を直流に変換する変換装置に関する。

蓄電池から出力する直流電圧を交流電圧に変換して負荷に提供する変換装置は、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）等のバックアップ電源装置として多く用いられている（例えば特許文献１（図１）参照。）。このような変換装置は、蓄電池の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、直流を交流に変換するインバータとを備えている。また、変換装置は、双方向性があり、通常は、商用電源などの交流電源から出力される交流電圧を、充電に適した直流電圧に変換して蓄電池の充電を行っている。この場合、インバータはＡＣ／ＤＣコンバータとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧の機能を発揮する。
一方、太陽光発電等の直流電源から得られる直流電力を交流電力に変換して交流電力系統との系統連系を行うことにも、変換装置（パワーコンディショナ）が用いられる（例えば特許文献２参照。）。

特開２００３−３４８７６８号公報 特開２０００−１５２６５１号公報

上記のような従来の変換装置において、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータは共に、スイッチング素子によって構成されており、常に高速なスイッチングを行っている。かかるスイッチング素子は微小なスイッチング損失を伴う。１回のスイッチング損失は微小であるものの、複数のスイッチング素子が高周波でスイッチングを行うと、全体としては、無視できない程度のスイッチング損失が生じる。このスイッチング損失は当然に、電力損失となる。一方、特許文献２には損失を低減する制御方式が提案されているが、それだけでは十分な損失低減効果が得られず、また、交流波形に歪みが発生するという問題がある。

かかる問題点に鑑み、本発明は、変換装置におけるスイッチング損失を低減して高い変換効率を実現し、また、交流波形の低歪みを実現することを目的とする。

本発明の変換装置は、直流電源から提供される直流電力を交流電力に変換して負荷に給電する変換装置であって、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路を介して前記負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータと、前記直流電源と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの間に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣインバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられる第２のコンデンサと、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定する制御部とを備えている。

本発明の変換装置によれば、高い変換効率と低歪み交流波形を同時に実現することができる。

第１実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。 インバータ装置の回路図の一例である。 制御部のブロック図である。 直流入力電圧検出値、及び昇圧回路電流検出値の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 平均化処理部が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。 制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。 昇圧回路及びインバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。 （ａ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電流目標値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 インバータ出力電圧目標値の一例を示す図である。 （ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路用参照波とを比較したグラフであり、（ｂ）は、昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ回路用参照波とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。 参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。 （ａ）は、インバータ回路から出力された交流電圧、商用電力系統、及び交流リアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、交流リアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。 第２実施形態に係るインバータ装置の回路図の一例である。 第２実施形態におけるインバータ回路用搬送波と、参照波とを比較したグラフである。 第２実施形態における、参照波、及び各スイッチング素子Ｑｂ、Ｑ１〜Ｑ４の駆動波形の一例とともに、インバータ装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。 第３実施形態に係るインバータ装置１の回路図の一例である。 第３実施形態における、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。 交流から直流への変換装置を備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。 変換装置の回路図の一例である。 変換装置の動作を概念的に示した電圧波形の図である。 第１実施形態及び比較例の、交流出力波形の一例である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、直流電源から提供される直流電力を交流電力に変換して負荷に給電する変換装置であって、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路を介して前記負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータと、前記直流電源と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの間に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣインバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられる第２のコンデンサと、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定する制御部と、を備えている。

上記（１）のように構成された変換装置では、ＤＣ／ＡＣインバータとＤＣ／ＤＣコンバータとが、それぞれに、必要最低限の回数で高周波スイッチングを行う。また、ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧の絶対値のピーク及びその近傍を避けて動作し、ＤＣ／ＤＣコンバータは交流電圧のゼロクロスとその近傍を避けて動作することになるので、高周波スイッチングを行う際に、それぞれコンバータの半導体素子及びリアクトルに印加される電圧が相対的に低くなる。このことも、半導体素子のスイッチング損失及びリアクトルの鉄損の低減に寄与する。こうして、変換装置全体としての損失を低減することができる。
なお、上記「必要最小限の回数」となるために、理想的にはＤＣ／ＡＣインバータとＤＣ／ＤＣコンバータとで、交互に高周波スイッチングを行い、高周波スイッチングの時期が重ならないことが好ましいが、実際には若干の重なりが生じても、それぞれの停止期間があれば、損失は低減され、高効率化に寄与する。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流とインピーダンスによる電圧変化、第１及び第２のコンデンサを流れる無効電流、及び直流電力の電圧に基づいて、交流電力の電流と同期するように設定することで常に歪みのない交流電力を発生することができる。特に、負荷が交流系統と連系しているときには、交流電源の電圧、周波数、及び出力電流が変化しても常に系統電圧と同期した（あるいは系統電圧に対して任意の位相角に制御された）歪みのない電流を交流系統との間で、受け渡しすることができる。

（２）また、（１）の変換装置において、前記制御部は、前記負荷への出力電流目標値をＩａ＊、前記第１のコンデンサの静電容量をＣａ、前記交流電力の電圧値をＶａ、前記直流電源側の電圧をＶ_ＤＣ、ラプラス演算子をｓとするとき、前記フィルタ回路と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電流目標値Ｉｉｎｖ＊を、
Ｉｉｎｖ＊＝ Ｉａ＊＋ｓ ＣａＶａ
に設定し、さらに、前記交流リアクトルのインピーダンスをＺａとするとき、前記回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
Ｖｉｎｖ＊＝ Ｖａ＋ＺａＩｉｎｖ＊
に設定し、前記電圧Ｖ_ＤＣ、及び、前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値のいずれか大きい方を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊に設定し、前記第２のコンデンサの静電容量をＣとするとき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値Ｉｉｎ＊を、
Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝／Ｖ_ＤＣ
に設定する、ことが好ましい。

上記（２）の変換装置は、（１）の変換装置を実現するより具体的な制御の態様を示した一例である。上記のＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値Ｉｉｎ＊は、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流とインピーダンスによる電圧変化、第１及び第２のコンデンサを流れる無効電流、及び直流電力の電圧を全て反映しており、従って、直流電源の電圧や、交流出力電流が変化したときでも、常に交流出力電流に同期した電力を出力することができる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣインバータは必要最低限の回数の高周波スイッチングで、交流から直流への変換を行うことができる。その結果、半導体スイッチング素子のスイッチング損失、交流及び直流リアクトルの鉄損が大幅に低減され、高い変換効率を得ることができる。さらに、出力される交流電力は品質が高く、商用系統への連系にも十分な低歪みの電流を得ることができる。

なお、ラプラス演算子ｓに代えて、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、上記の式は以下のようになる。
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ）
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖ_ＤＣ

また、予め変換装置の電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを測定しておけば、電流目標値Ｉｉｎ＊は、以下の式で表すこともできる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝／Ｖ_ＤＣ
この場合、電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

（３）また、（２）の変換装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは直流リアクトルを含み、前記直流電源の電圧をＶｇ、前記直流リアクトルのインピーダンスをＺ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流値をＩｉｎとするとき、（Ｖｇ−ＺＩｉｎ）を前記電圧Ｖ_ＤＣとしてもよい。
（４）前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流値Ｉｉｎには、電流センサによる検出値（直流リアクトルの電流検出値）または、
Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊／Ｖｇ
によって得られる計算値を用いることができる。
上記（３）、（４）の場合、直流リアクトルの電流とインピーダンスによる電圧降下も考慮しているため、ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる電流が変化したときも常に正確な制御を行うことができる。

（５）また、（１）〜（４）のいずれかの変換装置において、前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電流の目標値及び検出値に基づく参照値と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値の比較に基づいて前記ＤＣ／ＡＣインバータを制御し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値及び検出値に基づく参照値と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値の比較に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することができる。
このように、ＤＣ／ＡＣインバータとＤＣ／ＤＣコンバータを同じ電圧目標値に基づいて制御することによって、交流出力電流の歪み率を低減することができる。

（６）また、前記負荷に並列に交流電源を接続することができる。
上記（６）のように構成された変換装置は、直流電源から供給された電力を交流に変換し、商用電力系統等の交流電源と連系した並列運転をして、負荷に交流電源を供給することができる。
（７）また、前記直流電源を直流負荷、前記負荷を交流電源として、当該交流電源から当該直流負荷に電力を供給することができる。

上記（７）のように構成された変換装置は、交流から直流への変換を行うことができる。
交流から直流への変換では、ＤＣ／ＡＣインバータがＡＣ／ＤＣコンバータとして動作する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流から交流への変換とは逆方向に電流が流れるＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。交流から直流への変換においても、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータは必要最低限の回数の高周波スイッチングとなるため、半導体スイッチング素子のスイッチング損失、交流リアクトル及び直流リアクトルの鉄損が大幅に低減され、高い変換効率を得ることができる。

なお、（２）の各計算式は、出力電流目標値Ｉａ＊の位相を反転させればそのまま交流から直流への変換の際の目標値を与える式となる。このときＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値Ｉｉｎ＊は直流電圧Ｖｇに対して負の値となる。よって、（１）から（７）に記載された変換装置は、実は、直流から交流への変換、交流から直流への変換を共通の装置で行うことができる。

（８）前記ＤＣ／ＤＣコンバータ、前記ＤＣ／ＡＣインバータに含まれる半導体スイッチング素子の少なくとも１つにＳｉＣ素子を用いることが望ましい。
（１）〜（７）のいずれかに記載された変換装置は、高周波スイッチングの回数を低減することによって半導体素子のスイッチング損失と直流リアクトル及び交流リアクトルの鉄損を低減することができるが、半導体素子の導通損失まで低減することはできない。この点、半導体素子としてＳｉＣ素子を用いれば導通損失を低減することができるため、（１）〜（７）のいずれかの変換装置にＳｉＣ素子を用いることで、両者の相乗効果により、高い変換効率を得ることができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

《系統連系機能を備えた、直流から交流への変換装置》
まず、系統連系機能を備えた、直流から交流への変換装置（以下、単にインバータ装置という。）について詳細に説明する。

〔１． 第１実施形態〕
〔１．１ 全体構成について〕
図１は、第１実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置１の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル２が接続され、出力端には、交流の商用電力系統３（交流系統）が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル２が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統３に出力する連系運転を行う。

インバータ装置１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力が与えられる昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１０と、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換して商用電力系統３に出力するインバータ回路（ＤＣ／ＡＣインバータ）１１と、これら両回路１０，１１の動作を制御する制御部１２とを備えている。

図２は、インバータ装置１の回路図の一例である。
昇圧回路１０は、直流リアクトル１５と、ダイオード１６と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子Ｑｂとを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。
第１電圧センサ１７は、太陽光発電パネル２が出力し、昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧検出値Ｖｇ（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、直流リアクトル１５に流れる電流である昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ（直流入力電流値）を検出し、制御部１２に出力する。なお、直流入力電流検出値Ｉｇを検出するために、コンデンサ２６の前段に、さらに電流センサを設けてもよい。
制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎを演算し、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。

また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂは、後述するように、インバータ回路１１と合わせた合計のスイッチング動作を行う回数が最低限になるように制御され、停止期間が発生する。よって、昇圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電力をインバータ回路１１に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、太陽光発電パネル２が出力して昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなくインバータ回路１１に出力する。

昇圧回路１０と、インバータ回路１１との間には、平滑用のコンデンサ１９（平滑コンデンサ）が接続されている。
インバータ回路１１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、インバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換する。

インバータ装置１は、インバータ回路１１と、商用電力系統３との間にフィルタ回路２１を備えている。
フィルタ回路２１は、２つの交流リアクトル２２と、交流リアクトル２２の後段に設けられたコンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統３に与えられる。

このように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３へ出力する変換部を構成している。

また、フィルタ回路２１には、インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（交流リアクトル２２に流れる電流）を検出するための第２電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、商用電力系統３との間には、商用電力系統３側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第２電圧センサ２５が接続されている。

第２電流センサ２４及び第２電圧センサ２５は、検出した系統電圧検出値Ｖａ（交流系統の電圧値）及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖを制御部１２に出力する。なお、第２電流センサ２４は、図のように、コンデンサ２３の前段に設けるが、コンデンサ２３の後段にインバータ装置１の出力電流を検出する第３電流センサを追加してもよい。
制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎに基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。

〔１．２ 制御部について〕
図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４とを機能的に有している。
制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。

昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる目標値及び検出値に基づいて、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御し、前記目標値に応じた電流の電力を昇圧回路１０に出力させる。
また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる目標値及び検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。

制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎ及びその平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。
制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流目標値Ｉｇ＊（後に説明する）を設定して太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行うとともに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。

平均化処理部３４は、第１電圧センサ１７及び第１電流センサ１８から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを制御処理部３０に与える機能を有している。

図４は、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
また、直流入力電流検出値Ｉｇは、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。

図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電流検出値Ｉｇは、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。

図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び直流入力電流検出値Ｉｇが周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、直流入力電流検出値Ｉｇは、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
このため、直流入力電圧検出値Ｖｇに生じる周期的な変動は、インバータ装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。

平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを平均化する。

図５は、平均化処理部３４が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。

平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇについて複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を求める。

ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、商用電力系統３の１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部３４は、商用電力系統３の周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、商用電力系統３の周期の１／１００〜１／１０００、或いは、２０マイクロ秒〜２００マイクロ秒等に設定することができる。

なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第２電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して商用電力系統３の周期に基づいて期間Ｌを設定することもできる。
また、ここでは、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、商用電力系統３の１／２周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Ｖｇは、上述のように、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作によって、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統３の１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを商用電力系統３の１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。

上述したように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎも、直流入力電圧検出値Ｖｇと同様、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した直流入力電圧検出値Ｖｇと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値も求める。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。

平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値を制御処理部３０に与える。

本実施形態では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値（直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉）及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値（昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉）を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御するので、太陽光発電パネル２による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、太陽光発電パネル２からの出力を、インバータ装置１の動作による変動成分を取り除いた直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、太陽光発電パネル２の発電効率が低下するのを効果的に抑制することができる。

また、上述したように、インバータ装置１の動作によって、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ）に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（商用電力系統３の１／２周期）と一致する。
この点、本実施形態では、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎのそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を精度よく求めることができる。

制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定し、この設定した直流入力電流目標値Ｉｇ＊や、上記値に基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれに対する目標値を求める。
制御処理部３０は、求めた目標値を昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３に与え、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

図６は、制御処理部３０による昇圧回路１０、及びインバータ回路１１のフィードバック制御を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部３０は、インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部４１、第１加算器４２、補償器４３、及び第２加算器４４を有している。
また、制御処理部３０は、昇圧回路１０の制御を行うための機能部として、第２演算部５１、第３加算器５２、補償器５３、及び第４加算器５４を有している。

図７は、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。
以下、図７に従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を説明する。

まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（１）

なお、式（１）中、Ｉｉｎは昇圧回路電流検出値、Ｖｇは直流入力電圧検出値（直流入力電圧値）であり、平均化処理部３４によって平均化された値である直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉が用いられる。
また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。

制御処理部３０は、設定した直流入力電流目標値Ｉｇ＊を、第１演算部４１に与える。
第１演算部４１には、直流入力電流目標値Ｉｇ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。

第１演算部４１は、下記式（２）に基づいて、インバータ装置１としての出力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。ηはインバータ装置１の変換効率を表す定数である。
出力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉＝η〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉 ・・・（２）

さらに、第１演算部４１は、下記式（３）に基づいて、出力電流目標値Ｉａ＊を求める（ステップＳ２）。
ここで、第１演算部４１は、出力電流目標値Ｉａ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
出力電流目標値Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（３）

以上のように、第１演算部４１は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉（直流電力の入力電力値）及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流目標値Ｉａ＊を求める。
次いで、第１演算部４１は、下記式（４）に示すように、インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊（インバータ回路の電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ ｓ ＣａＶａ ・・・（４）

ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（４ａ）
となる。また、コンデンサ２３に流れる電流を検出してこれをＩｃａとすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ ・・・（４ｂ）
となる。
式（４），（４ａ），（４ｂ）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、インバータ装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ回路１１を制御する。

第１演算部４１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器４２に与える。
インバータ回路１１は、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。

第１加算器４２には、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
第１加算器４２は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器４３に与える。

補償器４３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第２加算器４４によって系統電圧Ｖａと加算することにより、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を第１演算部４１から与えられるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊と比較することにより得られる制御信号をインバータ回路制御部３３に与えることで、インバータ回路１１に、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃に従った電圧を出力させる。
インバータ回路１１が出力した電圧は、交流リアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器４２によってインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路１１が制御される。

以上のようにして、インバータ回路１１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。

一方、第２演算部５１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部４１が演算したインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
第２演算部５１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（インバータ回路の電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋ＺａＩｉｎｖ＊ ・・・（５）

ただし、式（５）中、Ｚａは、交流リアクトルのインピーダンス、ｓはラプラス演算子である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ ＲａＩｉｎｖ＊＋Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
・・・（５ａ）
となる。ただし、Ｒａは交流リアクトルの抵抗、Ｌａは交流リアクトルのインダクタンスで、（Ｚａ＝Ｒａ＋ｓＬａ）である。
式（５）の右辺第２項、（５ａ）の右辺第２項および第３項は、交流リアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本実施形態では、インバータ装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を設定する。

上記のように、交流側の目標値であるインバータ回路１１の出力目標値（Ｉｉｎｖ＊，Ｖｉｎｖ＊）は、インバータ回路１１のブリッジ出力端すなわち、インバータ回路１１とフィルタ回路２１との回路接続点Ｐで設定される。これにより、本来の系統連系点（商用電力系統３とフィルタ回路２１との回路接続点）より目標値の設定点を前に移動し、最終的に適切な系統連系に落ち着くような系統連系が行われる。

インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部５１は、直流電源側の電圧Ｖ_ＤＣとしての電圧Ｖｇ又は好ましくは下記の直流電圧Ｖｇｆと、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。直流電圧Ｖｇｆとは、Ｖｇに直流リアクトル１５のインピーダンスＺによる電圧降下を考慮した電圧であり、昇圧回路電流をＩｉｎとして、Ｖｇｆ＝Ｖｇ−ＺＩｉｎである。従って、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−ＺＩｉｎ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値） ・・・（６）
とすることができる。
上記式（６）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−（ＲＩｉｎ＋Ｌ（ｄ Ｉｉｎ／ｄｔ），Ｖｉｎｖ＊の絶対値）
・・・（６ａ）
である。ただし、Ｒは直流リアクトルの抵抗、Ｌは直流リアクトルのインダクタンスで、（Ｚ＝Ｒ＋ｓＬ）である。

さらに、第２演算部５１は、下記式（７）に基づいて、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝ ／ （Ｖｇ−ＺＩｉｎ）
・・・（７）

ただし、式（７）中、Ｃは、コンデンサ１９（平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（７）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／
｛Ｖｇ−（Ｒ＋ｓＬ）Ｉｉｎ｝ ・・・（７ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃとすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ ｛Ｖｇ−ＺＩｉｎ｝
・・・（７ｂ）
となる。

式（７），（７ａ），（７ｂ）中、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

さらに、予めインバータ装置１の電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（７ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝／｛Ｖｇ−ＺＩｉｎ｝ ・・・（７ｃ）
同様に、上記式（７ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ ｛Ｖｇ−ＺＩｉｎ｝
・・・（７ｄ）
この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃ及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳが、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（８）が成立する。この式（８）によって求まるＩｉｎ＊を式（６）、（６ａ）、（７）、（７ａ）、（７ｂ）、（７ｃ）および（７ｄ）の右辺に含まれるＩｉｎとして用いることができる。
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ・・・（８）

第２演算部５１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を求めると、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を第３加算器５２に与える。
昇圧回路１０は、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊によって、フィードバック制御される。

第３加算器５２には、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊の他、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎが与えられる。
第３加算器５２は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊と、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。

補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第４加算器５４によって直流入力電圧検出値Ｖｇからこれを減算することにより、この差分を収束させ昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊とし得る昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を求める。この昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を第１演算部４１から与えられるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊と比較することにより得られる制御信号を昇圧回路制御部３２に与えることで、昇圧回路１０に、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃に従った電圧を出力させる。
昇圧回路１０が出力した電力は、直流リアクトル１５に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとしてフィードバックされる。そして、第３加算器５２によって昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊と昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路１０が制御される。

以上のようにして、昇圧回路１０は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊と、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。

上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。

制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定する。

以上によって、制御処理部３０は、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。

制御処理部３０は、上述したように、インバータ回路１１及び昇圧回路１０を電流目標値によってフィードバック制御する。
図８（ａ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Ｖｏをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。

図８（ａ）に示すように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、制御処理部３０によって、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊に沿って制御されていることが判る。
また、図８（ｂ）に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上記式（６）によって求められるため、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Ｖｏは、制御処理部３０によって、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に沿って制御されていることが判る。

図９は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統３の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
インバータ回路１１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図９に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ回路１１は、図９に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。

図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相している。

本実施形態の制御処理部３０は、上述のように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相させている。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を商用電力系統３の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統３の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統３の電圧波形に対して９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。

上記進相させる角度は、上記式（５）に示すように、系統電圧検出値Ｖａ、交流リアクトル２２のインダクタンスＬａ、及びインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。この内、系統電圧検出値Ｖａ、交流リアクトル２２のインダクタンスＬａは、制御対象外の固定値なので、進相させる角度は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。
インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊は、上記式（４）に示すように、出力電流目標値Ｉａ＊によって定まる。この出力電流目標値Ｉａ＊が大きくなるほど、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の進み角（進相させる角度）が大きくなる。

出力電流目標値Ｉａ＊は、上記式（２）から求められるため、上記進相させる角度は、直流入力電流目標値Ｉｇ＊によって調整される。

〔１．３ 昇圧回路及びインバータ回路の制御について〕
昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御する。また、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる目標値である昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊、及びインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に近似した電流波形の交流電力を昇圧回路１０及びインバータ回路１１に出力させる。

図１０（ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１０（ａ）では、理解容易とするために、昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

なお、本実施形態では、直流入力電圧検出値Ｖｇが、２５０ボルトであり、商用電力系統３の電圧振幅が２８８ボルトであるとする。

昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形（以下、昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇよりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃は、期間Ｗでは、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、昇圧回路用搬送波に対して交差している。

昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波と昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃とを比較し、直流リアクトル１５の両端電圧の目標値である昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃が昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形を生成する。

図１０（ｂ）は、昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１０（ａ）の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。

昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂを制御する。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。

以上のように、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波を昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて昇圧回路１０のスイッチング素子ＱｂをＰＷＭ制御する。

ダイオード１６に並列にダイオードの順方向に導通するスイッチング素子Ｑｂｕを設置する場合、スイッチング素子Ｑｂｕは、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑｂｕが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Ｑｂｕの駆動パルスがオフからオンに移行するときに１マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。

図１１（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。

インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、直流入力電圧検出値Ｖｇの２倍（５００ボルト）の期間と、商用電力系統３の電圧の２倍（最大５７６ボルト）の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統３の電圧振幅（２８８ボルト）と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲の部分で、昇圧回路用搬送波に対して交差している。

インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜４を駆動するための駆動波形を生成する。

図１１（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１（ａ）の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

図１１（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。

なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。

以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御する。

本実施形態の昇圧回路制御部３２は、直流リアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１（図１０）で昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。昇圧回路１０は、期間Ｗ１で直流入力電圧検出値Ｖｇ以上の電圧をインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路１０は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなくインバータ回路１１に出力する。

また、本実施形態のインバータ回路制御部３３は、交流リアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２（図１１）でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
よって、インバータ回路１１は、昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊とは近似するので、図１１（ａ）においては重複している。

一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路１１には、昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。

つまり、本実施形態のインバータ装置１は、昇圧回路１０とインバータ回路１１とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。

このように、本実施形態では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも高い部分の電圧を出力する際には昇圧回路１０を動作させ、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、インバータ回路１１が、昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。

図１２は、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
図１２において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、昇圧回路の参照波Ｖｂｃ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。

図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは目標値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。

また、本実施形態では、図８（ａ）に示すように、上記式（７）に基づいて求められる昇圧回路は直流リアクトル１５を流れる電流が電流目標値Ｉｉｎ＊に一致するように制御される。この結果、昇圧回路とインバータ回路の電圧が、図８（ｂ）に示す波形となり、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の高周波スイッチング動作にそれぞれ停止期間があり、概ね交互にスイッチング動作を行う運転が可能になる。

なお、理想的には昇圧回路１０とインバータ回路１１とで「交互に」高周波スイッチングを行い、高周波スイッチングの時期が重ならないことが好ましいが、実際には若干の重なりが生じても、それぞれの停止期間があれば、損失は低減され、高効率化に寄与する。

〔１．４ 出力される交流電力の電流位相について〕
本実施形態の昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。インバータ装置１は、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３に交流電力を出力する。

ここで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１が出力する交流電圧も、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。

すると、フィルタ回路２１の交流リアクトル２２（図２）の両端には、一方が昇圧回路１０及びインバータ回路１１の交流電圧、他方が商用電力系統３と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。

図１３（ａ）は、インバータ回路１１から出力された交流電圧、商用電力系統３、及び交流リアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、交流リアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル２２の両端電圧は、交流リアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。

よって、図に示すように、交流リアクトル２２の両端電圧の位相は、商用電力系統３の電圧位相に対して９０度進んだ位相となる。

図１３（ｂ）は、交流リアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１３（ａ）の横軸と一致するように示している。
交流リアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して同期することとなる。

従って、インバータ回路１１が出力する電圧位相は、商用電力系統３に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して一致する。
よって、図１２の最下段に示すグラフのように、インバータ装置１が出力する電流波形は、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなる。
この結果、商用電力系統３の電圧と同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。

図２２（ａ）は第１実施形態に係るインバータ装置１の交流出力波形の一例である。この場合の昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊は、例えば式（７）により与えられる。
このように、系統電圧に同期した正弦波状の交流出力電流が得られている。このときの力率は０．９９７、総合電流歪率は４．６％であり、それぞれ一般に０．９５以上、５％以下とされる系統連系の基準値に適合している。なお、その他、２次歪率は２．６％（３％以下に適合）、３次歪率は２．９％（３％以下に適合）、５次歪率は０．３％（３％以下に適合）となっている。

一方、図２２（ｂ）は前述の特許文献２に記載されている以下の式（９）で規定される昇圧回路電流目標値に従ってインバータ装置１を制御したときに得られる交流出力波形の一例である。
Ｉｉｎ＊＝Ｉａ＊×Ｖａ／Ｖｇ ・・・（９）
このとき交流出力電流はピークが明らかに歪んだ波形となっており、力率は０．９４７（０．９５以上に不適合）、総合電流歪率は８．３％（５％以下に不適合）であり、いずれも上記の系統連系の基準値に適合しない。また、その他、２次歪率は３．５％（３％以下に不適合）、３次歪率は４．３％（３％以下に不適合）、５次歪率は４．６％（３％以下に不適合）となっている。

〔２． 第２実施形態〕
図１４は、第２実施形態に係るインバータ装置１の回路図の一例である。
本実施形態と第１実施形態との相違点は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＩＧＢＴを用いている点である。その他の構成は、第１実施形態と同一である。

本実施形態では、インバータ回路制御部３３が上記第１実施形態で用いたインバータ回路用搬送波と異なる搬送波を用いる。
図１５は、第２実施形態におけるインバータ回路用搬送波と、参照波とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
参照波、及び昇圧回路用搬送波は、第１実施形態と同様である。
一方、本実施形態のインバータ回路用搬送波は、下限値が０ボルト、上限値が昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に設定された三角波である。
またこの場合、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形については、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とインバータ回路用搬送波との比較によって生成し、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形については、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波とインバータ回路用搬送波との比較によって生成する。

本実施形態の場合も、インバータ回路制御部３３（昇圧回路制御部３２）は、インバータ回路用搬送波（昇圧回路用搬送波）とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（又は反転波）がインバータ回路用搬送波（昇圧回路用搬送波）以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。

図１６は、第２実施形態における、各スイッチング素子Ｑｂ、Ｑ１〜Ｑ４の駆動波形の一例とともに、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
図１６において、最上段から順に、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。

本実施形態では、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とがスイッチングを行うように制御される。
本実施形態においても、図に示すように、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。

また、本実施形態のインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形は、図１６に示すように、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなっている。よって、上記第１実施形態と同様に、商用電力系統３に対して電流位相が同位相の交流電力を出力することができ、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。

〔３． 第３実施形態〕
図１７は、第３実施形態に係るインバータ装置１の回路図の一例である。
本実施形態と第１実施形態との相違点は、昇圧回路１０とインバータ回路１１の間の中間電圧を検出する第３電圧センサ２７を備えている点である。その他の構成は、第１実施形態と同一である。

上記第１実施形態では、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（中間電圧の目標値）を搬送波の振幅としたが、本実施形態では、第３電圧センサ２７で検出した電圧検出値Ｖｏを搬送波の振幅に用いる。

図１８は、第３実施形態における、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
図１８において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、昇圧回路の参照波Ｖｂｃ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の目標値Ｉａ＊及び実測値Ｉａを示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。

図に示すように、本実施形態においても、出力電流の実測値Ｉａは目標値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。

また、本実施形態のように、搬送波の振幅に電圧検出値Ｖｏを用いることによって、太陽光発電パネル２、あるいは商用電力系統３の電圧が変動したときの応答がより速くなり、インバータ装置１の出力電流を安定化することができる。

〔４． 付記〕
なお、上記実施形態における各シミュレーションについては、実機を用いた検証によっても同様の結果が得られることが確認されている。

《交流から直流への変換装置》
〔全体構成について〕
次に、交流から直流への電力変換を行う変換装置１Ｒの一実施形態について説明する。
図１９は、このような変換装置１Ｒを備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図中、変換装置１Ｒの出力端には、蓄電池２が接続され、入力端には商用電力系統３（交流系統）が接続されている。この蓄電システムは、商用電力系統３から提供される電力を、交流から直流に変換して、蓄電池２に蓄えることができる。

変換装置１Ｒは、商用電力系統３から受電した交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕと、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの出力電圧を降圧する降圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１０ｄと、これら両回路１０，１１の動作を制御する制御部１２とを備えている。図１との比較により明らかなように、エネルギーの流れが逆方向になっている。

図２０は、変換装置１Ｒの回路図の一例である。図２，図１４，図１７（以下、図２等という。）との違いは、まず、図２等における太陽光発電パネル２が蓄電池２Ｂに置き換わっている点である。また、変換装置１Ｒとしては、図２等の昇圧回路１０が降圧回路１０ｄに置き換わり、図２等ではインバータ回路１１であった回路が、構成要素は同じであるが、交流リアクトル２２と協働して昇圧も可能なＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕになる。

降圧回路１０ｄは、図２等と同様のダイオード１６と並列に、スイッチング素子Ｑｂ２を用いている。スイッチング素子Ｑｂ２としては、例えば、図示のＩＧＢＴ又は、ＦＥＴを用いることができる。

変換装置１Ｒのその他の構成は、図２等のインバータ装置１と基本的に同様である。従って、この変換装置１Ｒは双方向性があり、太陽光発電パネルを接続すれば図２等のインバータ装置１と同じ動作を行うことができる。また、蓄電池２Ｂの直流電力を交流電力に変換して自立運転を行うこともできる。
なお、変換装置１Ｒがインバータ装置として動作する場合は、スイッチング素子Ｑｂ２は、常時オフの状態となるか（ＩＧＢＴの場合）又は、スイッチング素子Ｑｂと交互にオン動作するように（ＦＥＴの場合）、制御部１２により制御される。また、降圧回路１０ｄは昇圧回路になり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕはインバータ回路となる。

商用交流系統３の交流電力に基づいて蓄電池２Ｂを充電する場合、制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を制御し、同期整流をすることができる。また、交流リアクトル２２が存在する下でＰＷＭ制御を行うことにより、昇圧しつつ整流を行うことができる。こうして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、商用交流系統３から与えられる交流電力を直流電力に変換する。

降圧回路１０ｄは、降圧チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑｂ，Ｑｂ２は、制御部１２によって制御される。
また、降圧回路１０ｄのスイッチング動作は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕとの間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、降圧回路１０ｄは、スイッチング動作を行っている期間には、降圧した電圧を蓄電池２Ｂに出力し、スイッチング動作を停止（スイッチング素子Ｑｂがオフ、Ｑｂ２がオン）している期間は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕが出力して降圧回路１０ｄに入力した直流電圧を、直流リアクトル１５を介して蓄電池２に与える。

〔電圧波形の概要〕
図２１は、変換装置１Ｒの動作を概念的に示した電圧波形の図である。
（ａ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値の一例を示す。これは、概ね、商用交流の全波整流波形である。二点鎖線は、充電のための直流電圧Ｖｇを示す。（ｂ）に示すように、直流電圧Ｖｇの方が交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値より高い区間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜）では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕがスイッチング動作し、交流リアクトル２２との協働により昇圧動作する。

一方、これらの区間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜）において降圧回路１０ｄはスイッチング素子Ｑｂがオフ、Ｑｂ２がオンの状態となり、降圧動作は停止している。なお、（ｂ）に示す細いストライプは、実際にはＰＷＭパルス列であり、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に応じてデューティが異なる。従って、仮に、この状態の電圧がＤＣ／ＤＣコンバータに印加されたとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧、すなわちコンデンサ１９の電圧は（ｃ）に示すような波形となる。

一方、直流電圧Ｖｇの方が交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値より低い区間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕはスイッチングを停止し、代わりに、降圧回路１０が動作する。なお、ここで言うスイッチングとは、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波スイッチングを意味し、同期整流を行う程度（商用周波数の２倍）の低周波なスイッチングのことではない。なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕのスイッチング停止によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオフであるとしても、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の内蔵ダイオードを通して整流された電圧が降圧回路１０ｄに入力される。但し、導通損失を低減するためには、同期整流を行うことが好ましい。

同期整流を行う場合のＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、制御部１２の制御により、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの電流の符号が正の期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフとし、また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの電流の符号が負の期間では、これらのオン／オフを反転する。この反転の周波数は、商用周波数の２倍であるため、高周波スイッチングに比べると、周波数が非常に小さい。従って、オン／オフによる損失も極めて少ない。

一方、上記の区間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）において降圧回路１０ｄは降圧動作する。（ｄ）に示す細いストライプは、実際にはＰＷＭパルス列であり、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に応じてデューティが異なる。降圧の結果、（ｅ）に示す所望の直流電圧Ｖｇが得られる。

以上のように、交流電圧に基づく交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧Ｖｇより低い期間のみＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕが動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕのスイッチング損失を低減することができる。
同様に、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧Ｖｇより高い期間のみ降圧回路１０ｄが動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、降圧回路１０ｄのスイッチング損失を低減することができる。

こうして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕと降圧回路１０ｄとが、交互にスイッチング動作することになり、一方が動作するときは他方はスイッチングを停止している。すなわちＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ及び降圧回路１０ｄのそれぞれに、スイッチングの停止期間が生じる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値のピーク及びその近傍を避けて動作することになるので、スイッチングを行う際の電圧が相対的に低くなる。このことも、スイッチング損失の低減に寄与する。こうして、変換装置１Ｒ全体としてのスイッチング損失を大幅に低減することができる。

〔制御の仕様〕
上記変換装置１Ｒの制御は、図２等のインバータ装置１による系統連系の制御を逆方向に見た類似の制御として考えることができる。これは、インバータ装置１と同じ系統連系をさせ得る変換装置１Ｒを用いて、逆方向の動作においても変換装置１Ｒの効率を高めることに好適な制御である。

インバータ装置１における諸量とそれぞれ対応する変換装置１Ｒにおける諸量は、以下のようになる。
Ｉａ＊：商用電力系統３からの入力電流目標値
Ｉｉｎ：降圧回路電流検出値
Ｉｉｎ＊：降圧回路電流目標値
Ｉｉｎｖ＊：ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電流目標値
Ｉｇ＊：蓄電池２Ｂへの直流入力電流目標値
Ｉｃ：コンデンサ１９に流れる電流
Ｉｃａ：コンデンサ２３に流れる電流

Ｖａ：系統電圧検出値
Ｖｇ：蓄電池電圧値
Ｖｉｎｖ＊：ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電圧目標値
Ｖｏ＊：降圧回路１０ｄへの入力電圧目標値
Ｐｉｎ：蓄電池２Ｂへの入力電力
Ｐ_ＬＯＳＳ：変換装置１Ｒの電力損失
η：変換装置１Ｒの電力変換効率

従って、図２等のインバータ装置１における前述の式（１）〜（８）と対応した以下の関係が適用できる。
式（１）と対応する蓄電池２Ｂへの入力電力Ｐｉｎの平均値〈Ｐｉｎ〉は、
〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（Ｒ１）
である。
式（２）に対応する商用電力系統３からの入力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉は、
〈Ｉａ＊〉＝〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／（η×〈Ｖａ〉） ・・・（Ｒ２）
である。
式（３）に対応する入力電流目標値Ｉａ＊は、
Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（Ｒ３）
である。

式（４）に対応する交流入力電流目標値Ｉｉｎｖ＊は、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − ｓ ＣａＶａ ・・・（Ｒ４）
である。
上記式（Ｒ４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（Ｒ４ａ）
となる。また、コンデンサ２３に流れる電流を検出してこれをＩｃａとすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ − Ｉｃａ ・・・（Ｒ４ｂ）
となる。

また、式（５）に対応する交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ−Ｚａ Ｉｉｎｖ＊ ・・・（Ｒ５）
である。
上記式（Ｒ５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ − ｛ＲａＩｉｎｖ＊＋Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ） ・・・（Ｒ５ａ）
となる。

上記のように、交流側の目標値であるＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの入力目標値（Ｉｉｎｖ＊，Ｖｉｎｖ＊）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕとフィルタ回路２１との回路接続点Ｐで設定される。従って、系統連系を行う場合と同様に、商用電力系統３と変換装置１Ｒの回路接続点より目標値の設定点を前（ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ側）に移動していることになる。このような、いわば「逆」系統連系により、交流と直流との適切な連系が行われる。

また、式（６）に対応する降圧回路１０ｄへの入力電圧目標値Ｖｏ＊は、式（６）におけるＶｇｆすなわち（Ｖｇ−Ｚ Ｉｉｎ）が、Ｖｇｒすなわち（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ）に置き換わり、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値） ・・・（Ｒ６）
とすることができる。
上記式（Ｒ６）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｏ＊＝
Ｍａｘ（Ｖｇ＋Ｒ Ｉｉｎ＋Ｌ（ｄ Ｉｉｎ／ｄｔ），Ｖｉｎｖ＊の絶対値）
・・・（Ｒ６ａ）
となる。

また、降圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊は、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）−（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝ ／
（Ｖｇ＋ＺＩｉｎ） ・・（Ｒ７）
である。
上記式（Ｒ７）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） − Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／
｛Ｖｇ＋ＲＩｉｎ＋Ｌ（ｄＩｉｎ／ｄｔ）） ・・・（Ｒ７ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃとすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） −Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ （Ｖｇ＋ＺＩｉｎ）
・・・（Ｒ７ｂ）
となる。

式（Ｒ７），（Ｒ７ａ），（Ｒ７ｂ）中、交流入力電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

さらに、予め変換装置１Ｒの電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（Ｒ７ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） − Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ − Ｐ_ＬＯＳＳ｝／（Ｖｇ＋ＺＩｉｎ） ・・・（Ｒ７ｃ）
同様に、上記式（Ｒ７ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） −Ｉｃ×Ｖｏ＊ − Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ （Ｖｇ＋ＺＩｉｎ）
・・・（Ｒ７ｄ）
この場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃ及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳが、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（Ｒ８）が成立する。この式（Ｒ８）によって求まるＩｉｎ＊を式（Ｒ６）、（Ｒ６ａ）、（Ｒ７）、（Ｒ７ａ）、（Ｒ７ｂ）、（Ｒ７ｃ）および（Ｒ７ｄ）の右辺に含まれるＩｉｎとして用いることができる。
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ・・・（Ｒ８）

以上のようにして、制御部１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流電圧（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ）よりも高い部分の電圧を出力する際には、降圧回路１０ｄを動作させ、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕのへ交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流電圧（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ）よりも低い部分の電圧を出力する際にはＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕを動作させるように制御される。そのため、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕによって昇圧する際の電位差を低く抑えることができるとともに、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ及び降圧回路１０ｄのスイッチング損失を低減し、より高効率で直流電力を出力することができる。

さらに、降圧回路１０ｄ及びＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、ともに制御部１２が設定した目標値に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕに入力される交流電流に位相ずれや歪みが生じるのを抑制することができる。

また、前述のように、変換装置ＩＲは、図２等のインバータ装置１と同様の系統連系の動作を行わせることができる。従って、系統連系を行う直流／交流の変換、及び、交流／直流の変換の双方向に使用可能で効率の良い変換装置を実現することができる。

〔その他〕
なお、図２０では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕを構成するスイッチング素子としてＦＥＴを用いた例を示したが、図１４のようにＦＥＴに代えてＩＧＢＴを用いることもできる。但し、ＩＧＢＴでは同期整流ができない。従って、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの高周波スイッチング停止状態では、素子内蔵のダイオードによって、フルブリッジ整流回路として動作することになる。

《補記》
なお、図２，図１４，図２０の回路構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に含まれる半導体スイッチング素子の少なくとも１つ、及び、ＤＣ／ＡＣインバータ１１（又はＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ）に含まれる半導体スイッチング素子に、ＳｉＣ素子を用いることが望ましい。
上述の変換装置１は、高周波スイッチングの回数を低減することによって半導体素子のスイッチング損失と直流リアクトル１５及び交流リアクトル２２の鉄損を低減することができるが、半導体素子の導通損失まで低減することはできない。この点、半導体素子としてＳｉＣ素子を用いれば導通損失を低減することができるため、上述のように制御される変換装置１にＳｉＣ素子を用いることで、両者の相乗効果により、高い変換効率を得ることができる。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ インバータ装置
１Ｒ 変換装置
２ 太陽光発電パネル
２Ｂ 蓄電池
３ 商用電力系統
１０ 昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
１０ｄ 降圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
１１ インバータ回路（ＤＣ／ＡＣインバータ）
１１ｕ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１２ 制御部
１５ 直流リアクトル
１６ ダイオード
１７ 第１電圧センサ
１８ 第１電流センサ
１９ コンデンサ（平滑コンデンサ（第２のコンデンサ））
２１ フィルタ回路
２２ 交流リアクトル
２３ コンデンサ（出力平滑コンデンサ（第１のコンデンサ））
２４ 第２電流センサ
２５ 第２電圧センサ
２６ コンデンサ
２７ 第３電圧センサ
３０ 制御処理部
３２ 昇圧回路制御部
３３ インバータ回路制御部
３４ 平均化処理部
４１ 第１演算部
４２ 第１加算器
４３ 補償器
４４ 第２加算器
５１ 第２演算部
５２ 第３加算器
５３ 補償器
５４ 第４加算器
Ｐ 回路接続点
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑｂ スイッチング素子

Claims (8)

1. 直流電源から提供される直流電力を交流電力に変換して負荷に給電する変換装置であって、
   前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路を介して前記負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータと、
   前記直流電源と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの間に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＡＣインバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられる第２のコンデンサと、
   前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記直流電力の電圧に基づいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定する制御部と、
   を備えている変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記負荷への出力電流目標値をＩａ＊、前記第１のコンデンサの静電容量をＣａ、前記交流電力の電圧値をＶａ、前記直流電源側の電圧をＶ_ＤＣ、ラプラス演算子をｓとするとき、前記フィルタ回路と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電流目標値Ｉｉｎｖ＊を、
   Ｉｉｎｖ＊＝ Ｉａ＊＋ｓ ＣａＶａ
   に設定し、さらに、前記交流リアクトルのインピーダンスをＺａとするとき、前記回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
   Ｖｉｎｖ＊＝ Ｖａ＋ＺａＩｉｎｖ＊
   に設定し、前記電圧Ｖ_ＤＣ、及び、前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値のいずれか大きい方を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊に設定し、前記第２のコンデンサの静電容量をＣとするとき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値Ｉｉｎ＊は、
   Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝／Ｖ_ＤＣ
   に設定する、請求項１に記載の変換装置。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは直流リアクトルを含み、
   前記直流電源の電圧をＶｇ、前記直流リアクトルのインピーダンスをＺ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流値をＩｉｎとするとき、（Ｖｇ−ＺＩｉｎ）を前記電圧Ｖ_ＤＣとする、請求項２に記載の変換装置。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流値Ｉｉｎを、電流センサによる検出値または、
   Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊／Ｖｇ
   によって得られる計算値に設定する、請求項３に記載の変換装置。
5. 前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電流の目標値及び検出値に基づく参照値と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値の比較に基づいて前記ＤＣ／ＡＣインバータを制御し、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値及び検出値に基づく参照値と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値の比較に基づいて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の変換装置。
6. 前記負荷と並列に交流電源が接続されている請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の変換装置。
7. 前記直流電源を直流負荷、前記負荷を交流電源として、当該交流電源から当該直流負荷に電力を供給する請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の変換装置。
8. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣインバータに含まれる半導体スイッチング素子の少なくとも１つにＳｉＣ素子を用いる請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載の変換装置。