JP4096423B2 - 系統連系インバータ装置 - Google Patents
系統連系インバータ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4096423B2 JP4096423B2 JP31872598A JP31872598A JP4096423B2 JP 4096423 B2 JP4096423 B2 JP 4096423B2 JP 31872598 A JP31872598 A JP 31872598A JP 31872598 A JP31872598 A JP 31872598A JP 4096423 B2 JP4096423 B2 JP 4096423B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- voltage
- output current
- current
- grid
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池、燃料電池などの直流電力を電力系統に連系して、交流電力として供給する系統連系インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の系統連系インバータ装置について図面を参照しながら説明する。図１１は従来から使用されている系統連系インバータ装置の一例の構成を示すブロック図である。
【０００３】
図１１において、系統連系インバータ装置は、入力電源１からの入力電圧を系統電圧ＶACの絶対値より高い電圧に昇圧する昇圧コンバータ２と、昇圧された電圧を平滑してリップルの少ない安定な直流電圧供給する中間段コンデンサ３と、出力電流ＩO を正弦波に波形成形するインバータ４と、インバータ４の出力から高周波ノイズを除去するフィルタ５と、制御手段６とを備え、系統７に接続されている。とくに、昇圧コンバータ２は、入力電圧を平滑する平滑コンデンサ２ａと、エネルギー蓄積用の直流リアクトル２ｂと、昇圧用スイッチング素子２ｃと、昇圧用ダイオード２ｄとで構成され、インバータ４はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を４石使用したフルブリッジ構成となっている。
【０００４】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図１２は上記従来例におけるインバータ４の動作を示す波形図である。図１２において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 のゲート信号、（ｃ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ2 のゲート信号、（ｄ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ3 のゲート信号、（ｅ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ4 のゲート信号を示す。
【０００５】
入力電源１は大容量の平滑コンデンサ２ａで平滑され、昇圧コンバータ２の入力は低リップル化されている。たとえば、太陽電池を入力電源１として用いた場合、前記太陽電池は定格出力でＤＣ２００Ｖ程度であり、系統電圧ＶACがＡＣ２００Ｖであれば系統電圧ＶACのピーク電圧は２８３Ｖに達するため、系統７に電力を注入するためには入力電圧Ｖinの昇圧が必要となり、仮に４ｋＷ程度の電力を出力しようとすると、通常、ＤＣ３５０Ｖ程度までの昇圧が必要となる。
【０００６】
そこで、制御手段６における昇圧電圧検知手段８により中間段コンデンサ３の電圧、すなわち中間段電圧ＶM を検知し、昇圧電圧制御手段９により決定されるオン時間に従って、昇圧用スイッチング素子駆動回路１０を通して昇圧用スイッチング素子２ｃをオンとして直流リアクトル２ｂにエネルギーを蓄積し、昇圧用スイッチング素子２ｃをオフとしたときに直流リアクトル２ｂに蓄えられたエネルギーが昇圧用ダイオード２ｄを介して中間段コンデンサ３に電圧として蓄えられる。
【０００７】
以上の動作を高周波で繰り返すことによりインバータ４の入力電圧、すなわち中間段電圧ＶM が一定に維持される。ただし、このとき系統電圧ＶACの１周期において昇圧用スイッチング素子２ｃの導通比は一定である。また、昇圧コンバータ２の出力も数千μＦの大容量の中間段コンデンサ３で平滑されるため、中間段電圧ＶM の変動は負荷の変化に対して安定である。
【０００８】
つぎに、インバータ４は、図１２に示したように、４石のインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のうち、インバータ用スイッチング素子Ｑ1 とインバータ用スイッチング素子Ｑ4 とを同時に、またはインバータ用スイッチング素子Ｑ2 とインバータ用スイッチング素子Ｑ3 とを同時にオンとさせることで、すべて高周波でスイッチングさせて出力電流ＩO を正弦波にするようにそれぞれのオン時間を制御する。図１３はインバータ４の制御動作を示す波形図である。このオン時間は、図１１および図１３に示したように、系統電圧検知手段１１により検知した系統電圧ＶACに同期し、出力電流モニタ１２が所望の電流値となるようにインバータリファレンス波生成手段１３により生成される正弦波形のインバータリファレンス波と、第１の三角波生成手段１４により生成される２０ｋＨｚ前後の高周波の三角波とを比較することにより、インバータ制御手段１５で決定される。インバータ４はインバータ制御手段１５により決定されるオン時間によりインバータ用スイッチング素子駆動回路１６を通して制御される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の系統連系インバータ装置では、直流の入力電力を系統７に連系して力率１の運転を実現するために、昇圧コンバータ２とインバータ４とが必要であり、しかも、いずれも系統電圧ＶACの全周期において高周波スイッチングを行っているため、昇圧用スイッチング素子２ｃおよびインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の損失が大きく、しかも、昇圧コンバータ２の入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値より低い期間でも系統電圧ＶACのピーク電圧（ＡＣ２００Ｖでピーク電圧２８３Ｖ）よりも高いＤＣ３５０Ｖ程度まで昇圧した後、インバータ４でＤＣ３５０Ｖから出力をゼロまで絞るために、機器の総合効率を向上させることが困難であった。
【００１０】
また、数千μＦもの大容量の平滑コンデンサ２ａと中間段コンデンサ３とが昇圧コンバータ２の入出力に必要であるとともに、前記スイッチング損失が大きいことから昇圧用スイッチング素子とインバータ用スイッチング素子を冷却するヒートシンクの形状も大きくなり、機器全体の小型化、および安価な構成が困難であるといった問題を有している。
【００１１】
また、系統電圧ＶACの絶対値の谷間では中間段電圧ＶMと出力電圧との差が大きくなることから、小さい出力電流を正弦波で取り出すときには電力が絞りきれないことになり、たとえば太陽光発電では日照量が低下する早朝や夕暮れにおいては、出力することができなくなると言う問題も有している。
【００１２】
本発明は上記の課題を解決するもので、昇圧コンバータやインバータにおける損失を低減してヒートシンクの形状を小型化し、機器全体も小型・軽量化できる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに、前記昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記昇圧コンバータの出力電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置である。
【００１４】
これにより、中間段コンデンサとして数百μＦ以下の、たとえばフィルムコンデンサを用いることができるとともに、前記インバータの入力電圧である中間段電圧が出力電流を流したときに系統電圧の絶対値に比べて低くなる可能性が発生するときだけ系統電圧の１周期の中で部分的に昇圧コンバータをスイッチングさせて系統電圧の絶対値に対して数十Ｖ程度の電位差まで昇圧することで、インバータにおいける小電流部分におけるスイッチング損失を低減できることにより、ヒートシンクなどを小さくして小型・軽量の系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００１５】
請求項２に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに前記直流リアクトルの電流を監視するリアクトル電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記直流リアクトルの電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置である。
【００１６】
これにより、請求項１に係わる本発明と同様の効果を得るとともに、リアクトル電流を制御に用いることにより連続電流を制御量として用いることができるため、より制御性に優れた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００１７】
請求項３に係わる本発明は、昇圧コンバータにおける波形成形のための昇圧リファレンス波を、（系統電圧の絶対値 × インバータリファレンス波）／（入力電圧）により、インバータにおける波形成形のためのインバータリファレンス波から導出するようにした請求項１ないし請求項２のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【００１８】
これにより、昇圧リファレンス波を演算によりインバータリファレンス波から系統電圧に同期して生成することができる。
【００１９】
請求項４に係わる本発明は、昇圧リファレンス波である正弦２乗波を、インバータリファレンス波である正弦波よりも位相を進めて前出しするようにした請求項１ないし請求項３のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【００２０】
これにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目をなくして、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００２１】
請求項５に係わる本発明は、昇圧リファレンス波の前出し量を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項４に係わる系統連系インバータ装置である。
【００２２】
これにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目を出力電流の大きさに対応して詳細に補正し、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００２３】
請求項６に係わる本発明は、昇圧コンバータによる波形成形とインバータによる波形成形との切り換えを系統電圧の絶対値と入力電圧との比較で行うとき、前記系統電圧の絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧と比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値より小さいタイミングから昇圧コンバータによる波形成形を行うようにした請求項１ないし請求項５のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【００２４】
これにより、出力電流を昇圧コンバータで制御する部分とインバータで制御する部分とを滑らかに切り替えることができ、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００２５】
請求項７に係わる本発明は、系統電圧の絶対値に乗ずる係数を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項６に係わる系統連系インバータ装置である。
【００２６】
これにより、出力電流の大きさに関係なく高調波歪の小さい出力電流を供給することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
請求項１に係わる本発明において、昇圧電流モニタは、たとえばカレントトランスなどで昇圧コンバータの出力電流の大きさと波形とを検出して監視する手段であり、実施例では、検出した電流を昇圧リファレンス波に帰還することにより上記出力電流が所定の波形と所望の大きさになるように監視する。上記帰還としては、検出した昇圧コンバータの出力電流の大きさに対応して昇圧リファレンス波の大きさを制御する方法などで実現できるが、これに限定されるものではない。
【００２８】
昇圧リファレンス波生成手段は、昇圧コンバータの出力電流を所定の波形と大きさに波形成形するための昇圧リファレンス波を生成する手段であり、本発明では正弦２乗波生成するが、演算または波形データをデータテーブルから読み出して生成することができる。第２の三角波生成手段は、インバータを対象とする第１の三角波生成手段と同様に、三角波形の信号を生成する手段であり、たとえば矩形波の積分などで構成できる。前記昇圧リファレンス波と上記三角波とを比較して昇圧用スイッチング素子のオン時間を制御するためのゲート信号を作成するのに供する。なお、このオン時間は昇圧リファレンス波の波形と大きさとで決まるので、昇圧コンバータの出力電流の波形と大きさとを制御するゲート信号となる。他の構成要素については従来例と同じでよい。
【００２９】
請求項２に係わる本発明において、リアクトル電流モニタは昇圧コンバータにおける直流リアクトルの電流を検出して監視する手段であり、請求項１に係わる本発明における昇圧電流モニタと同じに作用するが、リアクトル電流は昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチング時でもほぼ連続的な電流であるので、昇圧リファレンス波の制御が容易になり、波形成形の制御が容易、かつ高精度となる。
【００３０】
請求項３に係わる本発明において、インバータリファレンス波に系統電圧の絶対値と入力電圧との比率を乗算して昇圧リファレンス波を求めことにより、昇圧リファレンス波の波形とともに大きさも決定できる。波形は正弦２乗波になり、大きさは昇圧比とインバータリファレンス波の大きさとに連動して決まるので、昇圧コンバータの出力電流の大きさは、つねにインバータの出力電流の大きさに連動し、全体の制御を非常に容易にするように機能する。なお、このようにして算出された昇圧リファレンス波は、昇圧電流モニタまたはリアクトル電流モニタによる監視結果が反映される前のものであることは言うまでもない。
【００３１】
請求項４に係わる本発明において、昇圧リファレンス波の位相をインバータリファレンス波より前出しすることは、中間段コンデンサやフィルタにより生じる昇圧コンバータによる成形波形とインバータによる成形波形との位相差を補正し、両者の接続を滑らかにするように機能する。
【００３２】
請求項５に係わる本発明において、昇圧リファレンス波の位相をインバータリファレンス波の位相よりも進ませる量を出力電流に対応して決め、出力電流の歪の電流値依存性を排除する。出力電流の大きさは出力電流モニタの出力を利用することができる。
【００３３】
請求項６に係わる本発明において、昇圧コンバータは、系統電圧の絶対値に１以下の係数をかけた値と入力電圧とを比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値より小さいときに昇圧動作を開始する。
【００３４】
請求項７に係わる本発明において、上記係数を出力電流の大きさに対応して適切な値に設定する。
【００３５】
以下、本発明の実施例について説明する。
【００３６】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例１について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項１に係わる。
【００３７】
図１は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、従来例と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。本実施例が従来例と異なる点は、昇圧電流モニタ１７と、昇圧リファレンス波生成手段１８と、第２の三角波生成手段１９とを備えたことにある。
【００３８】
上記構成における動作について説明する。図１において、系統連系インバータは、入力電源１を入力として系統７に５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数で交流電力を供給している。系統連系インバータは、入力電圧Ｖinを系統電圧ＶACの絶対値より高い電圧に昇圧する昇圧コンバータ２と、昇圧コンバータ２の出力電流を監視する昇圧電流モニタ１７と、昇圧された電圧の高周波成分を除去する数百μＦ程度以下の中間段コンデンサ３と、出力電流ＩO が正弦波になるように波形成形するインバータ４と、インバータ４の出力から高調波および高周波ノイズを除去するフィルタ５と、制御手段６とを備え、系統７に接続されている。
【００３９】
昇圧コンバータ２は、入力電圧Ｖinを平滑する平滑コンデンサ２ａと、エネルギー蓄積用の直流リアクトル２ｂと、昇圧用スイッチング素子２ｃと、昇圧用ダイオード２ｄとで構成され、昇圧用スイッチング素子２ｃは昇圧用スイッチング素子駆動回路１０で駆動される。このとき、昇圧電流モニタ１７は、昇圧コンバータ２の出力電流が所定の正弦２乗波の波形と大きさとになるように監視しており、監視結果を昇圧リファレンス波生成手段１８に帰還している。昇圧リファレンス波生成手段１８は、上記監視結果を反映した昇圧リファレンス波を生成して出力する。昇圧電圧制御手段９は、昇圧リファレンス波生成手段１８から出力される昇圧リファレンス波と第２の三角波生成手段１９の三角波とを比較して昇圧用スイッチング素子２ｃのゲート信号を生成し、昇圧用スイッチング素子駆動回路１０は、前記ゲート信号により昇圧用スイッチング素子２ｃにおけるトランジスタＱF を高周波スイッチングさせる。上記ゲート信号のオン時間は、昇圧コンバータ２の出力電流の波形と大きさとを制御している。
【００４０】
インバータ４は、インバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を４石使用してフルブリッジに構成されている。出力電流モニタ１２は、出力電流ＩO が所定の電流になるようにインバータリファレンス波生成手段１３が生成するインバータリファレンス波を制御しており、インバータ制御手段１５は、そのインバータリファレンス波と第１の三角波生成手段１４の三角波とを比較することによりインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を駆動するゲート信号を生成し、インバータ用スイッチング素子駆動回路１６は前記ゲート信号を用いてインバータ用スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4 を駆動する。このとき、昇圧リファレンス波およびインバータリファレンス波は、いずれも系統電圧検知手段１１により検出される系統電圧ＶACと同期して出力される。
【００４１】
図２は本実施例の動作を示す波形図である。図において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 のゲート信号、（ｃ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ2 のゲート信号、（ｄ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ3 のゲート信号、（ｅ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ4 のゲート信号、（ｆ）は太陽電池電圧、すなわち入力電圧Ｖinおよび系統電圧ＶACの絶対値を示す。
【００４２】
中間段コンデンサ３の電圧、すなわち中間段電圧ＶM は、系統７に電力を注入するために系統電圧ＶACの絶対値より少なくとも数十Ｖ程度は高くなければならないため、たとえば入力電圧ＶinがＤＣ２００Ｖで系統電圧ＶACがＡＣ２００Ｖの場合、系統電圧ＶACの絶対値のピークを中心に４〜５ｍｓの期間は昇圧し、それ以外の系統電圧ＶACの絶対値が入力電圧Ｖinよりも十分小さい期間では昇圧を行わない。
【００４３】
ここで、出力電流ＩO が高調波歪みの少ない良質な商用周波数の正弦波電流となるよう制御することが重要となる。そこで、太陽電池などの入力電源１の入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値に比べて低くなるときには昇圧コンバータ２の出力電流が正弦２乗波となるように波形成形を行うとともに、インバータ４は系統電圧ＶACまたは出力電流ＩOの極性指令に対応して交互に駆動し、入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値に比べて高い場合には昇圧コンバータ２の昇圧用スイッチング素子２ｃのスイッチングを停止するとともに、インバータ４の出力電流ＩO が正弦波となるようにフルブリッジ構成のインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を高周波スイッチングさせることにより波形成形を行い、商用周波数の交流電流を出力する。
【００４４】
図３は昇圧コンバータの制御動作を示す波形図である。昇圧リファレンス波生成手段１８から出力された正弦２乗波の昇圧リファレンス波は昇圧電流モニタ１７の監視結果により大きさが制御され、図３に示したように、その昇圧リファレンス波と第２の三角波生成手段１９で生成される三角波とを比較することにより生成されるゲート信号を用いて昇圧用スイッチング素子２ｃのトランジスタＱF が駆動される。このゲート信号のパルス幅は、昇圧コンバータ２の出力電流の波形と大きさとを制御している。
【００４５】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２のスイッチングが系統７の１周期内で部分的にしか行われないため、昇圧用スイッチング素子２ｃの損失が格段に低減され、さらにインバータ４の入出力電位差が低く抑えられるため、インバータ４のスイッチング損失も低減することができるとともに、高調波電流歪みの小さい電流波形を生成することができる。また、昇圧用スイッチング素子２ｃおよびインバータ用スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4 の損失低減によって冷却用のヒートシンクの形状が小さくなるとともに、中間段コンデンサ３の容量が従来の１０分の１以下に小さくなることで、全体形状も小さくできる。これにより効率向上と小形・軽量化とともに安価な機器の実現が可能となる。さらに、系統電圧ＶACと中間段電圧ＶMとの差を小さく維持できることにより、小さい出力電流ＩOを正弦波で取り出すときには小電力まで絞ることが可能となるので、たとえば、太陽光発電では日照量が低下する早朝や夕暮れにおいても低歪の出力を維持できる系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００４６】
（実施例２）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例２について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項２に係わる。
【００４７】
図４は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、実施例１と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。本実施例が実施例１と異なる点は、昇圧電流モニタに代えて、昇圧コンバータ２にリアクトル電流モニタ２０を備えたことにある。
【００４８】
上記構成における動作について説明する。昇圧コンバータ２は、入力電圧Ｖinを平滑する平滑コンデンサ２ａと、エネルギー蓄積用の直流リアクトル２ｂと、昇圧用スイッチング素子２ｃと、昇圧用ダイオード２ｄとを備えるとともにリアクトル電流モニタ２０を備えている。リアクトル電流モニタ２０は、直流リアクトル２ｂの電流が所定の電流になるように監視しており、監視結果を昇圧リファレンス波生成手段１８に帰還しており、昇圧リファレンス波生成手段１８は上記監視結果を反映した昇圧リファレンス波を生成して出力する。昇圧電圧制御手段９は、昇圧リファレンス波生成手段１８から出力される昇圧リファレンス波と第２の三角波生成手段１９の三角波とを比較して昇圧用スイッチング素子２ｃのゲート信号を生成し、昇圧用スイッチング素子駆動回路１０は、前記ゲート信号により昇圧用スイッチング素子２ｃを駆動制御する。その他の構成および動作は実施例１と同様である。
【００４９】
図５は本実施例における昇圧コンバータ２における直流リアクトル２ｂのリアクトル電流を示す波形図である。図５において、（ａ）は直流リアクトル２ｂの電流、（ｂ）はトランジスタＱF のゲート信号を示す。リアクトル電流モニタ２０を用いると、図５に示したように、昇圧用スイッチング素子２ｃと昇圧用ダイオード２ｄのスイッチング状態に依存して変化する電流を連続的な電流として検出することができる。このようなに連続的な電流を制御することにより、瞬時制御が行い易くなり、制御性、および安定性に優れた制御系を形成することができる。
【００５０】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２の制御にリアクトル電流モニタ２０を用いることにより制御性、安定性に優れた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００５１】
（実施例３）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例３について図面を参照しながら説明する。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同様になり、図面を省略する。
【００５２】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図６は本実施例の動作を示す波形図である。図６において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）は入力電圧Ｖinである太陽電池電圧、（ｃ）はインバータリファレンス波、（ｄ）は昇圧リファレンス波を示す。
【００５３】
昇圧コンバータ２が昇圧動作を行っている場合は、インバータ４はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 とインバータ用スイッチング素子Ｑ4 、またはインバータ用スイッチング素子Ｑ2 とインバータ用スイッチング素子Ｑ3 が高周波スイッチングせずに商用周波数で交互にオンとなるため、昇圧コンバータ２の出力電流がそのまま極性を切り替えられて出力電流ＩOとして現れることになる。一方、昇圧コンバータ２が昇圧動作を行っていない場合はインバータ４が高周波スイッチングを行うことにより出力電流ＩOを正弦波に波形成形している。ここで、昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波としては正弦２乗波が望ましく、またインバータ４のインバータリファレンス波としては正弦波が望ましく、かつ両者は電流の大きさの連続関係と系統電圧ＶACとの同期性とを維持する必要がある。そこで、昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波を生成するために、（系統電圧ＶACの絶対値 × インバータリファレンス波の値）／（入力電圧Ｖin）で導出される制御量を昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波とすることにより、簡易に作り出すことができる。
【００５４】
以上のように本実施例によれば、演算により昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波をインバータ４のインバータリファレンス波から容易に生成することができ、回路構成の簡易化を図ることができる。
【００５５】
（実施例４）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例４について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項４に係わる。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００５６】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図７は本実施例の動作を示す波形図である。図７において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）は入力電圧Ｖinである太陽電池電圧、（ｃ）はインバータリファレンス波、（ｄ）は昇圧リファレンス波を示す。
【００５７】
系統電圧ＶACの絶対値が太陽電池などの入力電圧Ｖinよりも高い場合の昇圧コンバータ２での昇圧リファレンス波による波形成形と、系統電圧ＶACの絶対値が入力電圧Ｖinよりも低い場合のインバータ４でのインバータリファレンス波による波形成形との間の遷移において、中間段コンデンサ３やフィルタ５などにより、それぞれの間に位相差が生じることがある。これによる出力電流ＩOの歪みを防止するために、図７（ｄ）に示したように、昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波である正弦２乗波をインバータリファレンス波である正弦波よりもΔｔだけ前出しすることが有効な手段となる。
【００５８】
以上のように本実施例によれば、昇圧リファレンス波をインバータリファレンス波を前出しすることにより、高調波電流歪みの少ない良質な波形の出力電流ＩOを出力できる系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００５９】
（実施例５）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例５について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項５に係わる。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００６０】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図８は本実施例における昇圧リファレンス波の前出し量を示す特性図である。
【００６１】
正弦２乗波の昇圧リファレンス波により昇圧コンバータ２で生成される出力電流と、正弦波のインバータリファレンス波によりインバータ４で生成される出力電流とのつなぎ目に係わる位相差は、出力電流ＩO の値によって異なることになる。とくに、出力電流の値が小さいほど位相差の影響が大きい。そこで、図８に示したように、出力電力または出力電流ＩO により昇圧リファレンス波、すなわち正弦２乗波の位相の前出し量を変えることにより、低パワー時でも良質な出力電流を提供することが可能となる。
【００６２】
以上のように本実施例によれば、出力電流ＩOの値により昇圧リファレンス波の前出し量を変えることにより、低パワー時でも高調波電流歪みの少ない良質な電流波形にできる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００６３】
（実施例６）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例６について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項６に係わる。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００６４】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図９は本実施例の動作を示す波形図である。
【００６５】
昇圧コンバータ２による波形成形とインバータ４による波形成形とを入力電圧Ｖinと系統電圧ＶACの絶対値の大きさにより切り替える場合、系統電圧ＶACの絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧Ｖinと比較することにより、入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値よりもやや低いときから昇圧コンバータ２による波形成形を行う。これは、昇圧コンバータ２の制御に切り替えられた直後に中間段コンデンサ３に十分な電荷が蓄積されていないために、すぐには昇圧動作が行われずに一旦は波形が不安定な状態に陥ってしまう場合があり、この現象を防ぐために切り替えタイミングを通常よりやや早くする。なお、系統電圧ＶACの絶対値に掛ける係数としては０．８〜０．９５程度である。
【００６６】
これにより、出力電流を昇圧コンバータ２で制御する部分とインバータ４で制御する部分を滑らかに変化させることができ、高調波歪みの小さい出力電流を生成することが可能になる。
【００６７】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２による波形成形とインバータ４による波形成形の切り替えを入力電圧Ｖinと系統電圧ＶACの絶対値の大きさにより決める場合、系統電圧ＶACの絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧Ｖinと比較し、前記系統電圧の絶対値が入力電圧Ｖinより低いときから昇圧コンバータ２による波形成形を行って、高調波歪みの小さい出力電流を生成できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００６８】
（実施例７）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例７について図面を参照しながら説明する。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００６９】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図１０は本実施例における係数を示す特性図である。
【００７０】
昇圧コンバータ２による波形成形と、インバータ４による波形成形とを切り替えるときに生じる波形歪みは、出力電流ＩO により変化するが、本実施例では、系統電圧ＶACの絶対値に乗ずる係数を、出力電流ＩOにより変化させることにより、出力電流ＩOの違いによる波形のつなぎ目の違いを吸収することができ、高調波歪みの小さい出力電流を生成することが可能になる。ここで、出力電流ＩOが大きいほど早めに昇圧動作に移る必要があるため、出力電流が大きいほど系統電圧ＶACの絶対値に乗する係数は小さい値となる。
【００７１】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２による波形成形とインバータ４による波形成形との切り替ええるときに、系統電圧ＶACの絶対値に乗ずる係数を、出力電流ＩOの値により変化させることにより、出力電流ＩOの値の違いによる波形のつなぎ目の違いを吸収することができ、高調波歪みの小さい出力電流を生成できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００７２】
【発明の効果】
請求項１に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに、前記昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記昇圧コンバータの出力電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置とすることにより、中間段コンデンサとして数百μＦ以下の、たとえばフィルムコンデンサを用いることができるとともに、前記インバータの入力電圧である中間段電圧が出力電流を流したときに系統電圧の絶対値に比べて低くなる可能性が発生するときだけ系統電圧の１周期の中で部分的に昇圧コンバータをスイッチングさせて系統電圧の絶対値に対して数十Ｖ程度の電位差まで昇圧することで、インバータにおいける小電流部分におけるスイッチング損失を低減できることにより、ヒートシンクなどを小さくして小型・軽量の系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００７３】
請求項２に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに前記直流リアクトルの電流を監視するリアクトル電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記直流リアクトルの電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置とすることにより、請求項１に係わる本発明と同様の効果を得るとともに、リアクトル電流を制御に用いることにより連続電流を制御量として用いることができるため、より制御性に優れた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００７４】
請求項３に係わる本発明は、昇圧コンバータにおける波形成形のための昇圧リファレンス波を、（系統電圧の絶対値 × インバータリファレンス波）／（入力電圧）により、インバータにおける波形成形のためのインバータリファレンス波から導出するようにした請求項１ないし請求項２のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、昇圧リファレンス波を演算によりインバータリファレンス波から系統電圧に同期して生成することができる。
【００７５】
請求項４に係わる本発明は、昇圧リファレンス波である正弦２乗波を、インバータリファレンス波である正弦波よりも位相を進めて前出しするようにした請求項１ないし請求項３のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目をなくして、つなぎ目の不一致で生じる出力電流の振動現象などが生じなくなり、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００７６】
請求項５に係わる本発明は、昇圧リファレンス波の前出し量を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項４に係わる系統連系インバータ装置とすることにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目を出力電流の大きさに対応して詳細に補正し、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００７７】
請求項６に係わる本発明は、昇圧コンバータによる波形成形とインバータによる波形成形との切り換えを系統電圧の絶対値と入力電圧との比較で行うとき、前記系統電圧の絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧と比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値より小さいタイミングから昇圧コンバータによる波形成形を行うようにした請求項１ないし請求項５のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、出力電流を昇圧コンバータで制御する部分とインバータで制御する部分とを滑らかに切り替えることができ、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００７８】
請求項７に係わる本発明は、系統電圧の絶対値に乗ずる係数を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項６に係わる系統連系インバータ装置とすることにより、出力電流の大きさに関係なく高調波歪の小さい出力電流を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の系統連系インバータ装置の実施例１の構成を示すブロック図
【図２】同実施例の動作を示す波形図
【図３】同実施例における昇圧コンバータの制御動作を示す波形図
【図４】本発明の系統連系インバータ装置の実施例２の構成を示すブロック図
【図５】同実施例における直流リアクトルの電流を示す波形図
【図６】本発明の系統連系インバータ装置の実施例３の動作を示す波形図
【図７】本発明の系統連系インバータ装置の実施例４の動作を示す波形図
【図８】本発明の系統連系インバータ装置の実施例５における昇圧リファレンス波の前出し量を示す特性図
【図９】本発明の系統連系インバータ装置の実施例６の動作を示す波形図
【図１０】本発明の系統連系インバータ装置の実施例７における係数を示す特性図
【図１１】従来の系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図１２】同従来例の動作を示す波形図
【図１３】同従来例のインバータの制御動作を示す波形図
【符号の説明】
１ 入力電源
２ 昇圧コンバータ
２ａ 平滑コンデンサ
２ｂ 直流リアクトル
２ｃ 昇圧用スイッチング素子
２ｄ 昇圧用ダイオード
３ 中間段コンデンサ
４ インバータ
５ フィルタ
６ 制御手段
７ 系統
８ 昇圧電圧検知手段
９ 昇圧電圧制御手段
１０ 昇圧用スイッチング素子駆動回路
１１ 系統電圧検知手段
１２ 出力電流モニタ
１３ インバータリファレンス波生成手段
１４ 第１の三角波生成手段
１５ インバータ制御手段
１６ インバータ用スイッチング素子駆動回路
１７ 昇圧電流モニタ
１８ 昇圧リファレンス波生成手段
１９ 第２の三角波生成手段
２０ リアクトル電流モニタ
Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4 インバータ用スイッチング素子
ＱF トランジスタ
Ｖin 入力電圧
ＶM 中間段電圧
ＶAC 系統電圧
ＩO 出力電流
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池、燃料電池などの直流電力を電力系統に連系して、交流電力として供給する系統連系インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の系統連系インバータ装置について図面を参照しながら説明する。図１１は従来から使用されている系統連系インバータ装置の一例の構成を示すブロック図である。
【０００３】
図１１において、系統連系インバータ装置は、入力電源１からの入力電圧を系統電圧ＶACの絶対値より高い電圧に昇圧する昇圧コンバータ２と、昇圧された電圧を平滑してリップルの少ない安定な直流電圧供給する中間段コンデンサ３と、出力電流ＩO を正弦波に波形成形するインバータ４と、インバータ４の出力から高周波ノイズを除去するフィルタ５と、制御手段６とを備え、系統７に接続されている。とくに、昇圧コンバータ２は、入力電圧を平滑する平滑コンデンサ２ａと、エネルギー蓄積用の直流リアクトル２ｂと、昇圧用スイッチング素子２ｃと、昇圧用ダイオード２ｄとで構成され、インバータ４はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を４石使用したフルブリッジ構成となっている。
【０００４】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図１２は上記従来例におけるインバータ４の動作を示す波形図である。図１２において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 のゲート信号、（ｃ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ2 のゲート信号、（ｄ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ3 のゲート信号、（ｅ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ4 のゲート信号を示す。
【０００５】
入力電源１は大容量の平滑コンデンサ２ａで平滑され、昇圧コンバータ２の入力は低リップル化されている。たとえば、太陽電池を入力電源１として用いた場合、前記太陽電池は定格出力でＤＣ２００Ｖ程度であり、系統電圧ＶACがＡＣ２００Ｖであれば系統電圧ＶACのピーク電圧は２８３Ｖに達するため、系統７に電力を注入するためには入力電圧Ｖinの昇圧が必要となり、仮に４ｋＷ程度の電力を出力しようとすると、通常、ＤＣ３５０Ｖ程度までの昇圧が必要となる。
【０００６】
そこで、制御手段６における昇圧電圧検知手段８により中間段コンデンサ３の電圧、すなわち中間段電圧ＶM を検知し、昇圧電圧制御手段９により決定されるオン時間に従って、昇圧用スイッチング素子駆動回路１０を通して昇圧用スイッチング素子２ｃをオンとして直流リアクトル２ｂにエネルギーを蓄積し、昇圧用スイッチング素子２ｃをオフとしたときに直流リアクトル２ｂに蓄えられたエネルギーが昇圧用ダイオード２ｄを介して中間段コンデンサ３に電圧として蓄えられる。
【０００７】
以上の動作を高周波で繰り返すことによりインバータ４の入力電圧、すなわち中間段電圧ＶM が一定に維持される。ただし、このとき系統電圧ＶACの１周期において昇圧用スイッチング素子２ｃの導通比は一定である。また、昇圧コンバータ２の出力も数千μＦの大容量の中間段コンデンサ３で平滑されるため、中間段電圧ＶM の変動は負荷の変化に対して安定である。
【０００８】
つぎに、インバータ４は、図１２に示したように、４石のインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のうち、インバータ用スイッチング素子Ｑ1 とインバータ用スイッチング素子Ｑ4 とを同時に、またはインバータ用スイッチング素子Ｑ2 とインバータ用スイッチング素子Ｑ3 とを同時にオンとさせることで、すべて高周波でスイッチングさせて出力電流ＩO を正弦波にするようにそれぞれのオン時間を制御する。図１３はインバータ４の制御動作を示す波形図である。このオン時間は、図１１および図１３に示したように、系統電圧検知手段１１により検知した系統電圧ＶACに同期し、出力電流モニタ１２が所望の電流値となるようにインバータリファレンス波生成手段１３により生成される正弦波形のインバータリファレンス波と、第１の三角波生成手段１４により生成される２０ｋＨｚ前後の高周波の三角波とを比較することにより、インバータ制御手段１５で決定される。インバータ４はインバータ制御手段１５により決定されるオン時間によりインバータ用スイッチング素子駆動回路１６を通して制御される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の系統連系インバータ装置では、直流の入力電力を系統７に連系して力率１の運転を実現するために、昇圧コンバータ２とインバータ４とが必要であり、しかも、いずれも系統電圧ＶACの全周期において高周波スイッチングを行っているため、昇圧用スイッチング素子２ｃおよびインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の損失が大きく、しかも、昇圧コンバータ２の入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値より低い期間でも系統電圧ＶACのピーク電圧（ＡＣ２００Ｖでピーク電圧２８３Ｖ）よりも高いＤＣ３５０Ｖ程度まで昇圧した後、インバータ４でＤＣ３５０Ｖから出力をゼロまで絞るために、機器の総合効率を向上させることが困難であった。
【００１０】
また、数千μＦもの大容量の平滑コンデンサ２ａと中間段コンデンサ３とが昇圧コンバータ２の入出力に必要であるとともに、前記スイッチング損失が大きいことから昇圧用スイッチング素子とインバータ用スイッチング素子を冷却するヒートシンクの形状も大きくなり、機器全体の小型化、および安価な構成が困難であるといった問題を有している。
【００１１】
また、系統電圧ＶACの絶対値の谷間では中間段電圧ＶMと出力電圧との差が大きくなることから、小さい出力電流を正弦波で取り出すときには電力が絞りきれないことになり、たとえば太陽光発電では日照量が低下する早朝や夕暮れにおいては、出力することができなくなると言う問題も有している。
【００１２】
本発明は上記の課題を解決するもので、昇圧コンバータやインバータにおける損失を低減してヒートシンクの形状を小型化し、機器全体も小型・軽量化できる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに、前記昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記昇圧コンバータの出力電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置である。
【００１４】
これにより、中間段コンデンサとして数百μＦ以下の、たとえばフィルムコンデンサを用いることができるとともに、前記インバータの入力電圧である中間段電圧が出力電流を流したときに系統電圧の絶対値に比べて低くなる可能性が発生するときだけ系統電圧の１周期の中で部分的に昇圧コンバータをスイッチングさせて系統電圧の絶対値に対して数十Ｖ程度の電位差まで昇圧することで、インバータにおいける小電流部分におけるスイッチング損失を低減できることにより、ヒートシンクなどを小さくして小型・軽量の系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００１５】
請求項２に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに前記直流リアクトルの電流を監視するリアクトル電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記直流リアクトルの電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置である。
【００１６】
これにより、請求項１に係わる本発明と同様の効果を得るとともに、リアクトル電流を制御に用いることにより連続電流を制御量として用いることができるため、より制御性に優れた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００１７】
請求項３に係わる本発明は、昇圧コンバータにおける波形成形のための昇圧リファレンス波を、（系統電圧の絶対値 × インバータリファレンス波）／（入力電圧）により、インバータにおける波形成形のためのインバータリファレンス波から導出するようにした請求項１ないし請求項２のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【００１８】
これにより、昇圧リファレンス波を演算によりインバータリファレンス波から系統電圧に同期して生成することができる。
【００１９】
請求項４に係わる本発明は、昇圧リファレンス波である正弦２乗波を、インバータリファレンス波である正弦波よりも位相を進めて前出しするようにした請求項１ないし請求項３のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【００２０】
これにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目をなくして、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００２１】
請求項５に係わる本発明は、昇圧リファレンス波の前出し量を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項４に係わる系統連系インバータ装置である。
【００２２】
これにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目を出力電流の大きさに対応して詳細に補正し、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００２３】
請求項６に係わる本発明は、昇圧コンバータによる波形成形とインバータによる波形成形との切り換えを系統電圧の絶対値と入力電圧との比較で行うとき、前記系統電圧の絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧と比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値より小さいタイミングから昇圧コンバータによる波形成形を行うようにした請求項１ないし請求項５のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【００２４】
これにより、出力電流を昇圧コンバータで制御する部分とインバータで制御する部分とを滑らかに切り替えることができ、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００２５】
請求項７に係わる本発明は、系統電圧の絶対値に乗ずる係数を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項６に係わる系統連系インバータ装置である。
【００２６】
これにより、出力電流の大きさに関係なく高調波歪の小さい出力電流を供給することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
請求項１に係わる本発明において、昇圧電流モニタは、たとえばカレントトランスなどで昇圧コンバータの出力電流の大きさと波形とを検出して監視する手段であり、実施例では、検出した電流を昇圧リファレンス波に帰還することにより上記出力電流が所定の波形と所望の大きさになるように監視する。上記帰還としては、検出した昇圧コンバータの出力電流の大きさに対応して昇圧リファレンス波の大きさを制御する方法などで実現できるが、これに限定されるものではない。
【００２８】
昇圧リファレンス波生成手段は、昇圧コンバータの出力電流を所定の波形と大きさに波形成形するための昇圧リファレンス波を生成する手段であり、本発明では正弦２乗波生成するが、演算または波形データをデータテーブルから読み出して生成することができる。第２の三角波生成手段は、インバータを対象とする第１の三角波生成手段と同様に、三角波形の信号を生成する手段であり、たとえば矩形波の積分などで構成できる。前記昇圧リファレンス波と上記三角波とを比較して昇圧用スイッチング素子のオン時間を制御するためのゲート信号を作成するのに供する。なお、このオン時間は昇圧リファレンス波の波形と大きさとで決まるので、昇圧コンバータの出力電流の波形と大きさとを制御するゲート信号となる。他の構成要素については従来例と同じでよい。
【００２９】
請求項２に係わる本発明において、リアクトル電流モニタは昇圧コンバータにおける直流リアクトルの電流を検出して監視する手段であり、請求項１に係わる本発明における昇圧電流モニタと同じに作用するが、リアクトル電流は昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチング時でもほぼ連続的な電流であるので、昇圧リファレンス波の制御が容易になり、波形成形の制御が容易、かつ高精度となる。
【００３０】
請求項３に係わる本発明において、インバータリファレンス波に系統電圧の絶対値と入力電圧との比率を乗算して昇圧リファレンス波を求めことにより、昇圧リファレンス波の波形とともに大きさも決定できる。波形は正弦２乗波になり、大きさは昇圧比とインバータリファレンス波の大きさとに連動して決まるので、昇圧コンバータの出力電流の大きさは、つねにインバータの出力電流の大きさに連動し、全体の制御を非常に容易にするように機能する。なお、このようにして算出された昇圧リファレンス波は、昇圧電流モニタまたはリアクトル電流モニタによる監視結果が反映される前のものであることは言うまでもない。
【００３１】
請求項４に係わる本発明において、昇圧リファレンス波の位相をインバータリファレンス波より前出しすることは、中間段コンデンサやフィルタにより生じる昇圧コンバータによる成形波形とインバータによる成形波形との位相差を補正し、両者の接続を滑らかにするように機能する。
【００３２】
請求項５に係わる本発明において、昇圧リファレンス波の位相をインバータリファレンス波の位相よりも進ませる量を出力電流に対応して決め、出力電流の歪の電流値依存性を排除する。出力電流の大きさは出力電流モニタの出力を利用することができる。
【００３３】
請求項６に係わる本発明において、昇圧コンバータは、系統電圧の絶対値に１以下の係数をかけた値と入力電圧とを比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値より小さいときに昇圧動作を開始する。
【００３４】
請求項７に係わる本発明において、上記係数を出力電流の大きさに対応して適切な値に設定する。
【００３５】
以下、本発明の実施例について説明する。
【００３６】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例１について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項１に係わる。
【００３７】
図１は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、従来例と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。本実施例が従来例と異なる点は、昇圧電流モニタ１７と、昇圧リファレンス波生成手段１８と、第２の三角波生成手段１９とを備えたことにある。
【００３８】
上記構成における動作について説明する。図１において、系統連系インバータは、入力電源１を入力として系統７に５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数で交流電力を供給している。系統連系インバータは、入力電圧Ｖinを系統電圧ＶACの絶対値より高い電圧に昇圧する昇圧コンバータ２と、昇圧コンバータ２の出力電流を監視する昇圧電流モニタ１７と、昇圧された電圧の高周波成分を除去する数百μＦ程度以下の中間段コンデンサ３と、出力電流ＩO が正弦波になるように波形成形するインバータ４と、インバータ４の出力から高調波および高周波ノイズを除去するフィルタ５と、制御手段６とを備え、系統７に接続されている。
【００３９】
昇圧コンバータ２は、入力電圧Ｖinを平滑する平滑コンデンサ２ａと、エネルギー蓄積用の直流リアクトル２ｂと、昇圧用スイッチング素子２ｃと、昇圧用ダイオード２ｄとで構成され、昇圧用スイッチング素子２ｃは昇圧用スイッチング素子駆動回路１０で駆動される。このとき、昇圧電流モニタ１７は、昇圧コンバータ２の出力電流が所定の正弦２乗波の波形と大きさとになるように監視しており、監視結果を昇圧リファレンス波生成手段１８に帰還している。昇圧リファレンス波生成手段１８は、上記監視結果を反映した昇圧リファレンス波を生成して出力する。昇圧電圧制御手段９は、昇圧リファレンス波生成手段１８から出力される昇圧リファレンス波と第２の三角波生成手段１９の三角波とを比較して昇圧用スイッチング素子２ｃのゲート信号を生成し、昇圧用スイッチング素子駆動回路１０は、前記ゲート信号により昇圧用スイッチング素子２ｃにおけるトランジスタＱF を高周波スイッチングさせる。上記ゲート信号のオン時間は、昇圧コンバータ２の出力電流の波形と大きさとを制御している。
【００４０】
インバータ４は、インバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を４石使用してフルブリッジに構成されている。出力電流モニタ１２は、出力電流ＩO が所定の電流になるようにインバータリファレンス波生成手段１３が生成するインバータリファレンス波を制御しており、インバータ制御手段１５は、そのインバータリファレンス波と第１の三角波生成手段１４の三角波とを比較することによりインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を駆動するゲート信号を生成し、インバータ用スイッチング素子駆動回路１６は前記ゲート信号を用いてインバータ用スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4 を駆動する。このとき、昇圧リファレンス波およびインバータリファレンス波は、いずれも系統電圧検知手段１１により検出される系統電圧ＶACと同期して出力される。
【００４１】
図２は本実施例の動作を示す波形図である。図において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 のゲート信号、（ｃ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ2 のゲート信号、（ｄ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ3 のゲート信号、（ｅ）はインバータ用スイッチング素子Ｑ4 のゲート信号、（ｆ）は太陽電池電圧、すなわち入力電圧Ｖinおよび系統電圧ＶACの絶対値を示す。
【００４２】
中間段コンデンサ３の電圧、すなわち中間段電圧ＶM は、系統７に電力を注入するために系統電圧ＶACの絶対値より少なくとも数十Ｖ程度は高くなければならないため、たとえば入力電圧ＶinがＤＣ２００Ｖで系統電圧ＶACがＡＣ２００Ｖの場合、系統電圧ＶACの絶対値のピークを中心に４〜５ｍｓの期間は昇圧し、それ以外の系統電圧ＶACの絶対値が入力電圧Ｖinよりも十分小さい期間では昇圧を行わない。
【００４３】
ここで、出力電流ＩO が高調波歪みの少ない良質な商用周波数の正弦波電流となるよう制御することが重要となる。そこで、太陽電池などの入力電源１の入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値に比べて低くなるときには昇圧コンバータ２の出力電流が正弦２乗波となるように波形成形を行うとともに、インバータ４は系統電圧ＶACまたは出力電流ＩOの極性指令に対応して交互に駆動し、入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値に比べて高い場合には昇圧コンバータ２の昇圧用スイッチング素子２ｃのスイッチングを停止するとともに、インバータ４の出力電流ＩO が正弦波となるようにフルブリッジ構成のインバータ用スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を高周波スイッチングさせることにより波形成形を行い、商用周波数の交流電流を出力する。
【００４４】
図３は昇圧コンバータの制御動作を示す波形図である。昇圧リファレンス波生成手段１８から出力された正弦２乗波の昇圧リファレンス波は昇圧電流モニタ１７の監視結果により大きさが制御され、図３に示したように、その昇圧リファレンス波と第２の三角波生成手段１９で生成される三角波とを比較することにより生成されるゲート信号を用いて昇圧用スイッチング素子２ｃのトランジスタＱF が駆動される。このゲート信号のパルス幅は、昇圧コンバータ２の出力電流の波形と大きさとを制御している。
【００４５】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２のスイッチングが系統７の１周期内で部分的にしか行われないため、昇圧用スイッチング素子２ｃの損失が格段に低減され、さらにインバータ４の入出力電位差が低く抑えられるため、インバータ４のスイッチング損失も低減することができるとともに、高調波電流歪みの小さい電流波形を生成することができる。また、昇圧用スイッチング素子２ｃおよびインバータ用スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4 の損失低減によって冷却用のヒートシンクの形状が小さくなるとともに、中間段コンデンサ３の容量が従来の１０分の１以下に小さくなることで、全体形状も小さくできる。これにより効率向上と小形・軽量化とともに安価な機器の実現が可能となる。さらに、系統電圧ＶACと中間段電圧ＶMとの差を小さく維持できることにより、小さい出力電流ＩOを正弦波で取り出すときには小電力まで絞ることが可能となるので、たとえば、太陽光発電では日照量が低下する早朝や夕暮れにおいても低歪の出力を維持できる系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００４６】
（実施例２）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例２について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項２に係わる。
【００４７】
図４は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、実施例１と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。本実施例が実施例１と異なる点は、昇圧電流モニタに代えて、昇圧コンバータ２にリアクトル電流モニタ２０を備えたことにある。
【００４８】
上記構成における動作について説明する。昇圧コンバータ２は、入力電圧Ｖinを平滑する平滑コンデンサ２ａと、エネルギー蓄積用の直流リアクトル２ｂと、昇圧用スイッチング素子２ｃと、昇圧用ダイオード２ｄとを備えるとともにリアクトル電流モニタ２０を備えている。リアクトル電流モニタ２０は、直流リアクトル２ｂの電流が所定の電流になるように監視しており、監視結果を昇圧リファレンス波生成手段１８に帰還しており、昇圧リファレンス波生成手段１８は上記監視結果を反映した昇圧リファレンス波を生成して出力する。昇圧電圧制御手段９は、昇圧リファレンス波生成手段１８から出力される昇圧リファレンス波と第２の三角波生成手段１９の三角波とを比較して昇圧用スイッチング素子２ｃのゲート信号を生成し、昇圧用スイッチング素子駆動回路１０は、前記ゲート信号により昇圧用スイッチング素子２ｃを駆動制御する。その他の構成および動作は実施例１と同様である。
【００４９】
図５は本実施例における昇圧コンバータ２における直流リアクトル２ｂのリアクトル電流を示す波形図である。図５において、（ａ）は直流リアクトル２ｂの電流、（ｂ）はトランジスタＱF のゲート信号を示す。リアクトル電流モニタ２０を用いると、図５に示したように、昇圧用スイッチング素子２ｃと昇圧用ダイオード２ｄのスイッチング状態に依存して変化する電流を連続的な電流として検出することができる。このようなに連続的な電流を制御することにより、瞬時制御が行い易くなり、制御性、および安定性に優れた制御系を形成することができる。
【００５０】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２の制御にリアクトル電流モニタ２０を用いることにより制御性、安定性に優れた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００５１】
（実施例３）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例３について図面を参照しながら説明する。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同様になり、図面を省略する。
【００５２】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図６は本実施例の動作を示す波形図である。図６において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）は入力電圧Ｖinである太陽電池電圧、（ｃ）はインバータリファレンス波、（ｄ）は昇圧リファレンス波を示す。
【００５３】
昇圧コンバータ２が昇圧動作を行っている場合は、インバータ４はインバータ用スイッチング素子Ｑ1 とインバータ用スイッチング素子Ｑ4 、またはインバータ用スイッチング素子Ｑ2 とインバータ用スイッチング素子Ｑ3 が高周波スイッチングせずに商用周波数で交互にオンとなるため、昇圧コンバータ２の出力電流がそのまま極性を切り替えられて出力電流ＩOとして現れることになる。一方、昇圧コンバータ２が昇圧動作を行っていない場合はインバータ４が高周波スイッチングを行うことにより出力電流ＩOを正弦波に波形成形している。ここで、昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波としては正弦２乗波が望ましく、またインバータ４のインバータリファレンス波としては正弦波が望ましく、かつ両者は電流の大きさの連続関係と系統電圧ＶACとの同期性とを維持する必要がある。そこで、昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波を生成するために、（系統電圧ＶACの絶対値 × インバータリファレンス波の値）／（入力電圧Ｖin）で導出される制御量を昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波とすることにより、簡易に作り出すことができる。
【００５４】
以上のように本実施例によれば、演算により昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波をインバータ４のインバータリファレンス波から容易に生成することができ、回路構成の簡易化を図ることができる。
【００５５】
（実施例４）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例４について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項４に係わる。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００５６】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図７は本実施例の動作を示す波形図である。図７において、（ａ）は系統電圧ＶACの絶対値、（ｂ）は入力電圧Ｖinである太陽電池電圧、（ｃ）はインバータリファレンス波、（ｄ）は昇圧リファレンス波を示す。
【００５７】
系統電圧ＶACの絶対値が太陽電池などの入力電圧Ｖinよりも高い場合の昇圧コンバータ２での昇圧リファレンス波による波形成形と、系統電圧ＶACの絶対値が入力電圧Ｖinよりも低い場合のインバータ４でのインバータリファレンス波による波形成形との間の遷移において、中間段コンデンサ３やフィルタ５などにより、それぞれの間に位相差が生じることがある。これによる出力電流ＩOの歪みを防止するために、図７（ｄ）に示したように、昇圧コンバータ２の昇圧リファレンス波である正弦２乗波をインバータリファレンス波である正弦波よりもΔｔだけ前出しすることが有効な手段となる。
【００５８】
以上のように本実施例によれば、昇圧リファレンス波をインバータリファレンス波を前出しすることにより、高調波電流歪みの少ない良質な波形の出力電流ＩOを出力できる系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００５９】
（実施例５）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例５について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項５に係わる。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００６０】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図８は本実施例における昇圧リファレンス波の前出し量を示す特性図である。
【００６１】
正弦２乗波の昇圧リファレンス波により昇圧コンバータ２で生成される出力電流と、正弦波のインバータリファレンス波によりインバータ４で生成される出力電流とのつなぎ目に係わる位相差は、出力電流ＩO の値によって異なることになる。とくに、出力電流の値が小さいほど位相差の影響が大きい。そこで、図８に示したように、出力電力または出力電流ＩO により昇圧リファレンス波、すなわち正弦２乗波の位相の前出し量を変えることにより、低パワー時でも良質な出力電流を提供することが可能となる。
【００６２】
以上のように本実施例によれば、出力電流ＩOの値により昇圧リファレンス波の前出し量を変えることにより、低パワー時でも高調波電流歪みの少ない良質な電流波形にできる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００６３】
（実施例６）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例６について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項６に係わる。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００６４】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図９は本実施例の動作を示す波形図である。
【００６５】
昇圧コンバータ２による波形成形とインバータ４による波形成形とを入力電圧Ｖinと系統電圧ＶACの絶対値の大きさにより切り替える場合、系統電圧ＶACの絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧Ｖinと比較することにより、入力電圧Ｖinが系統電圧ＶACの絶対値よりもやや低いときから昇圧コンバータ２による波形成形を行う。これは、昇圧コンバータ２の制御に切り替えられた直後に中間段コンデンサ３に十分な電荷が蓄積されていないために、すぐには昇圧動作が行われずに一旦は波形が不安定な状態に陥ってしまう場合があり、この現象を防ぐために切り替えタイミングを通常よりやや早くする。なお、系統電圧ＶACの絶対値に掛ける係数としては０．８〜０．９５程度である。
【００６６】
これにより、出力電流を昇圧コンバータ２で制御する部分とインバータ４で制御する部分を滑らかに変化させることができ、高調波歪みの小さい出力電流を生成することが可能になる。
【００６７】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２による波形成形とインバータ４による波形成形の切り替えを入力電圧Ｖinと系統電圧ＶACの絶対値の大きさにより決める場合、系統電圧ＶACの絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧Ｖinと比較し、前記系統電圧の絶対値が入力電圧Ｖinより低いときから昇圧コンバータ２による波形成形を行って、高調波歪みの小さい出力電流を生成できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００６８】
（実施例７）
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例７について図面を参照しながら説明する。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図４と同じになり、図面を省略する。
【００６９】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図１０は本実施例における係数を示す特性図である。
【００７０】
昇圧コンバータ２による波形成形と、インバータ４による波形成形とを切り替えるときに生じる波形歪みは、出力電流ＩO により変化するが、本実施例では、系統電圧ＶACの絶対値に乗ずる係数を、出力電流ＩOにより変化させることにより、出力電流ＩOの違いによる波形のつなぎ目の違いを吸収することができ、高調波歪みの小さい出力電流を生成することが可能になる。ここで、出力電流ＩOが大きいほど早めに昇圧動作に移る必要があるため、出力電流が大きいほど系統電圧ＶACの絶対値に乗する係数は小さい値となる。
【００７１】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ２による波形成形とインバータ４による波形成形との切り替ええるときに、系統電圧ＶACの絶対値に乗ずる係数を、出力電流ＩOの値により変化させることにより、出力電流ＩOの値の違いによる波形のつなぎ目の違いを吸収することができ、高調波歪みの小さい出力電流を生成できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００７２】
【発明の効果】
請求項１に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに、前記昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記昇圧コンバータの出力電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置とすることにより、中間段コンデンサとして数百μＦ以下の、たとえばフィルムコンデンサを用いることができるとともに、前記インバータの入力電圧である中間段電圧が出力電流を流したときに系統電圧の絶対値に比べて低くなる可能性が発生するときだけ系統電圧の１周期の中で部分的に昇圧コンバータをスイッチングさせて系統電圧の絶対値に対して数十Ｖ程度の電位差まで昇圧することで、インバータにおいける小電流部分におけるスイッチング損失を低減できることにより、ヒートシンクなどを小さくして小型・軽量の系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００７３】
請求項２に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに前記直流リアクトルの電流を監視するリアクトル電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記直流リアクトルの電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置とすることにより、請求項１に係わる本発明と同様の効果を得るとともに、リアクトル電流を制御に用いることにより連続電流を制御量として用いることができるため、より制御性に優れた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００７４】
請求項３に係わる本発明は、昇圧コンバータにおける波形成形のための昇圧リファレンス波を、（系統電圧の絶対値 × インバータリファレンス波）／（入力電圧）により、インバータにおける波形成形のためのインバータリファレンス波から導出するようにした請求項１ないし請求項２のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、昇圧リファレンス波を演算によりインバータリファレンス波から系統電圧に同期して生成することができる。
【００７５】
請求項４に係わる本発明は、昇圧リファレンス波である正弦２乗波を、インバータリファレンス波である正弦波よりも位相を進めて前出しするようにした請求項１ないし請求項３のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目をなくして、つなぎ目の不一致で生じる出力電流の振動現象などが生じなくなり、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００７６】
請求項５に係わる本発明は、昇圧リファレンス波の前出し量を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項４に係わる系統連系インバータ装置とすることにより、昇圧コンバータで成形された電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目を出力電流の大きさに対応して詳細に補正し、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００７７】
請求項６に係わる本発明は、昇圧コンバータによる波形成形とインバータによる波形成形との切り換えを系統電圧の絶対値と入力電圧との比較で行うとき、前記系統電圧の絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧と比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値より小さいタイミングから昇圧コンバータによる波形成形を行うようにした請求項１ないし請求項５のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、出力電流を昇圧コンバータで制御する部分とインバータで制御する部分とを滑らかに切り替えることができ、高調波歪みの小さい出力電流を供給することができる。
【００７８】
請求項７に係わる本発明は、系統電圧の絶対値に乗ずる係数を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項６に係わる系統連系インバータ装置とすることにより、出力電流の大きさに関係なく高調波歪の小さい出力電流を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の系統連系インバータ装置の実施例１の構成を示すブロック図
【図２】同実施例の動作を示す波形図
【図３】同実施例における昇圧コンバータの制御動作を示す波形図
【図４】本発明の系統連系インバータ装置の実施例２の構成を示すブロック図
【図５】同実施例における直流リアクトルの電流を示す波形図
【図６】本発明の系統連系インバータ装置の実施例３の動作を示す波形図
【図７】本発明の系統連系インバータ装置の実施例４の動作を示す波形図
【図８】本発明の系統連系インバータ装置の実施例５における昇圧リファレンス波の前出し量を示す特性図
【図９】本発明の系統連系インバータ装置の実施例６の動作を示す波形図
【図１０】本発明の系統連系インバータ装置の実施例７における係数を示す特性図
【図１１】従来の系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図１２】同従来例の動作を示す波形図
【図１３】同従来例のインバータの制御動作を示す波形図
【符号の説明】
１ 入力電源
２ 昇圧コンバータ
２ａ 平滑コンデンサ
２ｂ 直流リアクトル
２ｃ 昇圧用スイッチング素子
２ｄ 昇圧用ダイオード
３ 中間段コンデンサ
４ インバータ
５ フィルタ
６ 制御手段
７ 系統
８ 昇圧電圧検知手段
９ 昇圧電圧制御手段
１０ 昇圧用スイッチング素子駆動回路
１１ 系統電圧検知手段
１２ 出力電流モニタ
１３ インバータリファレンス波生成手段
１４ 第１の三角波生成手段
１５ インバータ制御手段
１６ インバータ用スイッチング素子駆動回路
１７ 昇圧電流モニタ
１８ 昇圧リファレンス波生成手段
１９ 第２の三角波生成手段
２０ リアクトル電流モニタ
Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4 インバータ用スイッチング素子
ＱF トランジスタ
Ｖin 入力電圧
ＶM 中間段電圧
ＶAC 系統電圧
ＩO 出力電流
Claims (7)
- 直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに、前記昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記昇圧コンバータの出力電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置。
- 直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された４個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサの容量を数百μＦ以下とするとともに前記直流リアクトルの電流を監視するリアクトル電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記直流リアクトルの電流が正弦２乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより波形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバータ装置。
- 昇圧コンバータにおける波形成形のための昇圧リファレンス波を、（系統電圧の絶対値 × インバータリファレンス波）／（入力電圧）により、インバータにおける波形成形のためのインバータリファレンス波から導出するようにした請求項１または２に記載の系統連系インバータ装置。
- 昇圧リファレンス波である正弦２乗波を、インバータリファレンス波である正弦波よりも位相を進めて前出しするようにした請求項１から３のいずれか１項にに記載の系統連系インバータ装置。
- 昇圧リファレンス波の前出し量を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項４記載の系統連系インバータ装置。
- 昇圧コンバータによる波形成形とインバータによる波形成形との切り換えを系統電圧の絶対値と入力電圧との比較で行うとき、前記系統電圧の絶対値に１以下の係数を掛けて入力電圧と比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値より小さいタイミングから昇圧コンバータによる波形成形を行うようにした請求項１から５のいずれか１項に記載の系統連系インバータ装置。
- 系統電圧の絶対値に乗ずる係数を出力電流の大きさにより変化させるようにした請求項６記載の系統連系インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31872598A JP4096423B2 (ja) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | 系統連系インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31872598A JP4096423B2 (ja) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | 系統連系インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000152651A JP2000152651A (ja) | 2000-05-30 |
| JP4096423B2 true JP4096423B2 (ja) | 2008-06-04 |
Family
ID=18102269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31872598A Expired - Fee Related JP4096423B2 (ja) | 1998-11-10 | 1998-11-10 | 系統連系インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4096423B2 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7733069B2 (en) * | 2000-09-29 | 2010-06-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Power converting apparatus and power generating apparatus |
| JP4595218B2 (ja) * | 2001-03-09 | 2010-12-08 | Ｔｄｋ株式会社 | 系統連系インバータ |
| JP4172235B2 (ja) * | 2002-09-12 | 2008-10-29 | 松下電器産業株式会社 | 系統連系インバータ装置 |
| JP5332621B2 (ja) * | 2009-01-07 | 2013-11-06 | 富士電機株式会社 | 無停電電源装置 |
| JP5343230B2 (ja) * | 2009-05-13 | 2013-11-13 | 新電元工業株式会社 | インバータ |
| DE102009047936A1 (de) * | 2009-10-01 | 2011-04-07 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh | Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters und Wechselrichter |
| JP5267589B2 (ja) * | 2011-02-03 | 2013-08-21 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
| WO2013038963A1 (ja) * | 2011-09-12 | 2013-03-21 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
| JP5880289B2 (ja) * | 2012-05-31 | 2016-03-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| KR101351067B1 (ko) * | 2012-09-06 | 2014-01-22 | (주) 세스 | 기수 고조파 저감 방식을 이용한 계통 연계 인버터 전류제어 시스템 및 장치 |
| JP5924281B2 (ja) * | 2013-02-01 | 2016-05-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置及び系統連系システム |
| JP5618022B1 (ja) * | 2013-06-11 | 2014-11-05 | 住友電気工業株式会社 | インバータ装置 |
| JP5618023B1 (ja) * | 2013-06-11 | 2014-11-05 | 住友電気工業株式会社 | インバータ装置 |
| JP6327106B2 (ja) | 2014-01-10 | 2018-05-23 | 住友電気工業株式会社 | 変換装置 |
| JP6349974B2 (ja) * | 2014-05-30 | 2018-07-04 | 住友電気工業株式会社 | 変換装置 |
| JP6233216B2 (ja) * | 2014-07-08 | 2017-11-22 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及び三相交流電源装置 |
| JP6303970B2 (ja) | 2014-10-17 | 2018-04-04 | 住友電気工業株式会社 | 変換装置 |
| JP6500738B2 (ja) * | 2015-10-15 | 2019-04-17 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
| JP6907740B2 (ja) * | 2017-06-14 | 2021-07-21 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
| CN114865709B (zh) * | 2022-07-07 | 2022-09-30 | 浙江日风电气股份有限公司 | 一种单相光伏逆变器的母线电压控制方法、装置及介质 |
-
1998
- 1998-11-10 JP JP31872598A patent/JP4096423B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000152651A (ja) | 2000-05-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4096423B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JP6481621B2 (ja) | 電力変換装置及び三相交流電源装置 | |
| JP4200244B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| CA2417771C (en) | Alexander topology resonance energy conversion and inversion circuit utilizing a series capacitance multi-voltage resonance section | |
| JP4172235B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JP3655804B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JP4195948B2 (ja) | 系統連系インバータ | |
| Farhangi et al. | Application of Z-source converter in photovoltaic grid-connected transformer-less inverter | |
| JP4490309B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Jamatia et al. | Single phase buck-boost derived PV micro-inverter with power decoupling capability | |
| JP2011160603A (ja) | 燃料電池発電装置 | |
| JP4365171B2 (ja) | 電力変換装置及びそれを用いたパワーコンディショナ | |
| Bakar et al. | Modeling of single-phase grid-connected using MATLAB/simulink software | |
| Kanathipan et al. | An electrolytic capacitor-less PV micro-inverter based on CLL resonant conversion with a power control scheme using resonant circuit voltage control loops | |
| JP3086574B2 (ja) | 系統連系型インバータ | |
| JP3541887B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Farooq et al. | Mixed Duty-Ratio and Frequency Modulation Control for a Soft-Switched Inversion Stage of a High-Power-Density Online Uninterruptible Power Supply (UPS) | |
| JP2003134842A (ja) | 昇降圧コンバータ及びこれを用いた系統連系インバータ | |
| JP2005304211A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2514885B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| Xu et al. | Closed-loop pulse energy modulation of a three-switch buck-boost inverter | |
| Halivni et al. | High-Gain Transformer-less Multiphase Hybrid Boost SMPS with Digital Per-Phase Current-Programing | |
| Gow et al. | Novel fast-acting predictive current mode controller for power electronic converters | |
| JP2003088140A (ja) | 昇降圧コンバータ及びこれを用いた系統連系インバータ | |
| JP2004140961A (ja) | 系統連系インバータ制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050524 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050614 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080201 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080219 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080303 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110321 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |