KR102278331B1

KR102278331B1 - 변환 장치

Info

Publication number: KR102278331B1
Application number: KR1020167014552A
Authority: KR
Inventors: 나오키 아야이; 데츠오 아키타; 도시아키 오쿠무라; 겐지 아비루
Original assignee: 스미토모덴키고교가부시키가이샤
Priority date: 2014-01-10
Filing date: 2014-12-19
Publication date: 2021-07-19
Also published as: TWI643438B; US20160268890A1; JP6327106B2; EP3093971A1; KR20160106051A; CN105900326B; EP3093971B1; TW201539966A; US9882508B2; CN105900326A; EP3093971A4; AU2014376596A1; JP2015149882A; AU2014376596B2; WO2015104979A1

Abstract

직류 전원으로부터 제공되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 급전하는 변환 장치로서, 부하와 접속되고, 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와, 필터 회로를 통해 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와, 직류 전원과 DC/AC 인버터 사이에 설치되는 DC/DC 컨버터와, DC/AC 인버터와 DC/DC 컨버터 사이에 설치되는 제2 콘덴서와, 교류 전력의 전압, 교류 리액터에 흐르는 전류 및 임피던스에 의한 전압 변화, 제1 콘덴서 및 제2 콘덴서에 각각 흐르는 무효 전류, 그리고 직류 전력의 전압에 기초하여, DC/DC 컨버터의 전류 목표치를, 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부를 구비한다.

Description

변환 장치{CONVERSION DEVICE}

본 발명은 직류를 교류로 변환하거나 또는 교류를 직류로 변환하는 변환 장치에 관한 것이다.

축전지로부터 출력하는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 변환 장치는 UPS(Uninterruptible Power Supply: 무정전 전원 장치) 등의 백업 전원 장치로서 많이 이용되고 있다(예컨대 특허문헌 1(도 1) 참조.). 이러한 변환 장치는, 축전지의 전압을 승압하는 DC/DC 컨버터와, 직류를 교류로 변환하는 인버터를 구비하고 있다. 또한 변환 장치는 양방향성이 있어, 통상은, 상용 전원 등의 교류 전원으로부터 출력되는 교류 전압을, 충전에 알맞은 직류 전압으로 변환하여 축전지의 충전을 행하고 있다. 이 경우, 인버터는 AC/DC 컨버터가 되고, DC/DC 컨버터는 강압의 기능을 발휘한다.

한편, 태양광 발전 등의 직류 전원으로부터 얻어지는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 교류 전력 계통과의 계통 연계를 행하는 데에도 변환 장치(파워 컨디셔너)가 이용된다(예컨대 특허문헌 2 참조).

특허문헌 1 : 일본 특허 공개 2003-348768호 공보 특허문헌 2 : 일본 특허 공개 2000-152651호 공보

상기와 같은 종래의 변환 장치에 있어서, AC/DC 컨버터 및 DC/DC 컨버터는 모두 스위칭 소자에 의해서 구성되어 있고, 항상 고속의 스위칭을 행하고 있다. 이러한 스위칭 소자는 미소한 스위칭 손실을 동반한다. 1회의 스위칭 손실은 미소하지만, 복수의 스위칭 소자가 고주파로 스위칭을 행하면, 전체적으로는 무시할 수 없을 정도의 스위칭 손실이 생긴다. 이 스위칭 손실은 당연히 전력 손실이 된다. 한편, 특허문헌 2에는 손실을 저감하는 제어 방식이 제안되어 있지만, 그것만으로는 충분한 손실 저감 효과를 얻을 수 없고, 또한, 교류 파형에 왜곡이 발생한다고 하는 문제가 있다.

이러한 문제점에 감안하여, 본 발명은 변환 장치에 있어서의 스위칭 손실을 저감하여 높은 변환 효율을 실현하고, 또한, 교류 파형의 낮은 왜곡을 실현하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 변환 장치는, 직류 전원으로부터 제공되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 급전하는 변환 장치로서, 상기 부하와 접속되고, 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와, 상기 필터 회로를 통해 상기 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와, 상기 직류 전원과 상기 DC/AC 인버터 사이에 설치되는 DC/DC 컨버터와, 상기 DC/AC 인버터와 상기 DC/DC 컨버터 사이에 설치되는 제2 콘덴서와, 상기 교류 전력의 전압, 상기 교류 리액터를 흐르는 전류 및 임피던스에 의한 전압 변화, 상기 제1 콘덴서 및 상기 제2 콘덴서를 각각 흐르는 무효 전류, 그리고 상기 직류 전력의 전압에 기초하여, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치를, 상기 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부를 구비하고 있다.

본 발명의 변환 장치에 따르면, 높은 변환 효율과 낮은 왜곡 교류 파형을 동시에 실현할 수 있다.

도 1은 제1 실시형태에 따른 인버터 장치를 갖춘 시스템의 일례를 도시하는 블럭도이다.
도 2는 인버터 장치의 회로도의 일례이다.
도 3은 제어부의 블럭도이다.
도 4는 직류 입력 전압 검출치 및 승압 회로 전류 검출치의 시간 경과에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.
도 5는 평균화 처리부가 행하는, 직류 입력 전압 검출치 Vg를 평균화할 때의 양태를 도시하는 도면이다.
도 6은 제어 처리부에 의한 제어 처리를 설명하기 위한 제어 블럭도이다.
도 7은 승압 회로 및 인버터 회로의 제어 처리를 도시하는 흐름도이다.
도 8의 (a)는, 제어 처리부가 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전류 목표치 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전류 검출치를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이고, (b)는, 제어 처리부가 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전압 목표치 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전압 검출치를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.
도 9는 인버터 출력 전압 목표치의 일례를 도시하는 도면이다.
도 10의 (a)는 승압 회로용 반송파와 승압 회로용 참조파를 비교한 그래프이고, (b)는 승압 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Qb)를 구동하기 위한 구동 파형이다.
도 11의 (a)는 인버터 회로용 반송파와 인버터 회로용 참조파를 비교한 그래프, (b)는 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위한 구동 파형, (c)는 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Q3)를 구동하기 위한 구동 파형이다.
도 12는 참조파 및 각 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시한 도면이다.
도 13의 (a)는, 인버터 회로로부터 출력된 교류 전압, 상용 전력 계통 및 교류 리액터의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 도시한 그래프이고, (b)는 교류 리액터에 흐르는 전류 파형을 도시한 그래프이다.
도 14는 제2 실시형태에 따른 인버터 장치의 회로도의 일례이다.
도 15는 제2 실시형태에 있어서의 인버터 회로용 반송파와 참조파를 비교한 그래프이다.
도 16은 제2 실시형태에 있어서의, 참조파 및 각 스위칭 소자(Qb, Q1~Q4)의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시한 도면이다.
도 17은 제3 실시형태에 따른 인버터 장치(1)의 회로도의 일례이다.
도 18은 제3 실시형태에 있어서의, 참조파 및 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시한 도면이다.
도 19는 교류에서 직류로의 변환 장치를 갖춘 축전 시스템의 일례를 도시하는 블럭도이다.
도 20은 변환 장치의 회로도의 일례이다.
도 21은 변환 장치의 동작을 개념적으로 도시한 전압 파형의 도면이다.
도 22는 제1 실시형태 및 비교예의 교류 출력 파형의 일례이다.

[실시형태의 요지]

본 발명의 실시형태의 요지로서는 적어도 이하의 것이 포함된다.

(1) 이것은, 직류 전원으로부터 제공되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 급전하는 변환 장치로서, 상기 부하와 접속되고, 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와, 상기 필터 회로를 통해 상기 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와, 상기 직류 전원과 상기 DC/AC 인버터 사이에 설치되는 DC/DC 컨버터와, 상기 DC/AC 인버터와 상기 DC/DC 컨버터 사이에 설치되는 제2 콘덴서와, 상기 교류 전력의 전압, 상기 교류 리액터를 흐르는 전류 및 임피던스에 의한 전압 변화, 상기 제1 콘덴서 및 상기 제2 콘덴서를 각각 흐르는 무효 전류, 그리고 상기 직류 전력의 전압에 기초하여, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치를, 상기 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부를 구비하고 있다.

상기 (1)과 같이 구성된 변환 장치에서는, DC/AC 인버터와 DC/DC 컨버터가, 각각에, 필요 최저한의 횟수로 고주파 스위칭을 행한다. 또한, AC/DC 컨버터는 교류 전압의 절대치의 피크 및 그 근방을 피하여 동작하고, DC/DC 컨버터는 교류 전압의 제로 크로스와 그 근방을 피하여 동작하게 되기 때문에, 고주파 스위칭을 행할 때에, 각각 컨버터의 반도체 소자 및 리액터에 인가되는 전압이 상대적으로 낮게 된다. 이것도 반도체 소자의 스위칭 손실 및 리액터의 철손 저감에 기여한다. 이렇게 해서 변환 장치 전체적인 손실을 저감할 수 있다.

한편, 상기 「필요 최소한의 횟수」가 되기 위해서, 이상적으로는 DC/AC 인버터와 DC/DC 컨버터에서 교대로 고주파 스위칭을 행하여, 고주파 스위칭의 시기가 겹치지 않는 것이 바람직하지만, 실제로는 약간의 겹침이 생기더라도, 각각의 정지 기간이 있으면, 손실은 저감되어 고효율화에 기여한다.

또한, DC/DC 컨버터의 전류 목표치를, 교류 전력의 전압, 교류 리액터를 흐르는 전류와 임피던스에 의한 전압 변화, 제1 및 제2 콘덴서를 흐르는 무효 전류, 그리고 직류 전력의 전압에 기초하여, 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정함으로써 항상 왜곡이 없는 교류 전력을 발생할 수 있다. 특히, 부하가 교류 계통과 연계되어 있을 때에는, 교류 전원의 전압, 주파수 및 출력 전류가 변화되더라도 항상 계통 전압과 동기한(혹은 계통 전압에 대하여 임의의 위상각으로 제어된) 왜곡이 없는 전류를 교류 계통과의 사이에서 주고 받을 수 있다.

(2) 또한, (1)의 변환 장치에 있어서, 상기 제어부는, 상기 부하에의 출력 전류 목표치를 Ia*, 상기 제1 콘덴서의 정전 용량을 Ca, 상기 교류 전력의 전압치를 Va, 상기 직류 전원 측의 전압을 V_DC, 라플라스 연산자를 s라고 할 때, 상기 필터 회로와 상기 DC/AC 인버터와의 회로 접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전류 목표치 Iinv*를,

Iinv*=Ia*+sCaVa

로 설정하고, 또한, 상기 교류 리액터의 임피던스를 Za라고 할 때, 상기 회로접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*를,

Vinv*=Va+ZaIinv*

로 설정하고, 상기 전압 V_DC 및 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치 중 어느 큰 쪽을, 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*로 설정하고, 상기 제2 콘덴서의 정전 용량을 C라고 할 때, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 Iin*를,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+(sCVo*)×Vo*}/V_DC

로 설정하는 것이 바람직하다.

상기 (2)의 변환 장치는, (1)의 변환 장치를 실현하는 보다 구체적인 제어의 양태를 나타낸 일례이다. 상기한 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 Iin*는, 교류 전력의 전압, 교류 리액터를 흐르는 전류와 임피던스에 의한 전압 변화, 제1 및 제2 콘덴서를 흐르는 무효 전류 및 직류 전력의 전압을 전부 반영하고 있고, 따라서, 직류 전원의 전압이나 교류 출력 전류가 변화되었을 때라도 항상 교류 출력 전류에 동기한 전력을 출력할 수 있다. 이 때문에, DC/DC 컨버터 및 DC/AC 인버터는 필요 최저한의 횟수의 고주파 스위칭으로 교류에서 직류로의 변환을 행할 수 있다. 그 결과, 반도체 스위칭 소자의 스위칭 손실, 교류 및 직류 리액터의 철손이 대폭 저감되어, 높은 변환 효율을 얻을 수 있다. 또한, 출력되는 교류 전력은 품질이 높고, 상용 계통에의 연계에도 충분한 낮은 왜곡의 전류를 얻을 수 있다.

한편, 라플라스 연산자 s 대신에, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면, 상기한 식은 다음과 같이 된다.

Iinv*=Ia*-Ca×(dVa/dt)

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*}/V_DC

또한, 미리 변환 장치의 전력 손실 P_LOSS을 측정해 두면, 전류 목표치 Iin*는 이하의 식으로 나타낼 수도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*+P_LOSS}/V_DC

이 경우, 전력 손실 P_LOSS을 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

(3) 또한, (2)의 변환 장치에 있어서, 상기 DC/DC 컨버터는 직류 리액터를 포함하고, 상기 직류 전원의 전압을 Vg, 상기 직류 리액터의 임피던스를 Z, 상기 DC/DC 컨버터의 전류치를 Iin이라고 할 때, (Vg-ZIin)를 상기 전압 V_DC으로 하여도 좋다.

(4) 상기 DC/DC 컨버터의 전류치 Iin에는, 전류 센서에 의한 검출치(직류 리액터의 전류 검출치) 또는

Iinv*×Vinv*/Vg

에 의해서 얻어지는 계산치를 이용할 수 있다.

상기 (3), (4)의 경우, 직류 리액터의 전류와 임피던스에 의한 전압 강하도 고려하고 있기 때문에, DC/DC 컨버터를 흐르는 전류가 변화되었을 때도 항상 정확한 제어를 할 수 있다.

(5) 또한, (1)~(4) 중 어느 변환 장치에 있어서, 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전류의 목표치 및 검출치에 기초한 참조치와, 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치의 비교에 기초하여 상기 DC/AC 인버터를 제어하고, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 및 검출치에 기초한 참조치와, 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치의 비교에 기초하여 상기 DC/DC 컨버터를 제어할 수 있다.

이와 같이, DC/AC 인버터와 DC/DC 컨버터를 동일한 전압 목표치에 기초하여 제어함으로써, 교류 출력 전류의 왜곡율을 저감할 수 있다.

(6) 또한, 상기 부하에 병렬로 교류 전원을 접속할 수 있다.

상기 (6)과 같이 구성된 변환 장치는, 직류 전원으로부터 공급된 전력을 교류로 변환하고, 상용 전력 계통 등의 교류 전원과 연계한 병렬 운전을 하여, 부하에 교류 전원을 공급할 수 있다.

(7) 또한, 상기 직류 전원을 직류 부하, 상기 부하를 교류 전원으로 하여, 그 교류 전원으로부터 상기 직류 부하에 전력을 공급할 수 있다.

상기 (7)과 같이 구성된 변환 장치는 교류에서 직류로의 변환을 행할 수 있다.

교류에서 직류로의 변환에서는, DC/AC 인버터가 AC/DC 컨버터로서 동작한다. 또한, DC/DC 컨버터는, 직류에서 교류로의 변환과는 역방향으로 전류가 흐르는 DC/DC 컨버터로서 동작한다. 교류에서 직류로의 변환에 있어서도, AC/DC 컨버터 및 DC/DC 컨버터는 필요 최저한의 횟수의 고주파 스위칭이 되기 때문에, 반도체 스위칭 소자의 스위칭 손실, 교류 리액터 및 직류 리액터의 철손이 대폭 저감되어, 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.

한편, (2)의 각 계산식은, 출력 전류 목표치 Ia*의 위상을 반전시키면 그대로 교류에서 직류로 변환할 때의 목표치를 부여하는 식으로 된다. 이 때 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 Iin*는 직류 전압 Vg에 대하여 마이너스의 값이 된다. 따라서, (1)에서부터 (7)에 기재된 변환 장치는, 실은 직류에서 교류로의 변환, 교류에서 직류로의 변환을 공통의 장치로 행할 수 있다.

(8) 상기 DC/DC 컨버터, 상기 DC/AC 인버터에 포함되는 반도체 스위칭 소자 중 적어도 하나에 SiC 소자를 이용하는 것이 바람직하다.

(1)~(7) 중 어느 것에 기재된 변환 장치는, 고주파 스위칭의 횟수를 저감함으로써 반도체 소자의 스위칭 손실과 직류 리액터 및 교류 리액터의 철손을 저감할 수 있지만, 반도체 소자의 도통 손실까지 저감할 수는 없다. 이 점에서, 반도체 소자로서 SiC 소자를 이용하면 도통 손실을 저감할 수 있으므로, (1)~(7) 중 어느 한 변환 장치에 SiC 소자를 이용함으로써, 양자의 상승 효과에 의해 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.

[실시형태의 상세]

이하, 본 발명의 실시형태에 관해서 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

《계통 연계 기능을 갖춘 직류에서 교류로의 변환 장치》

우선, 계통 연계 기능을 갖춘, 직류에서 교류로의 변환 장치(이하, 단순히 인버터 장치라고 한다.)에 관해서 상세히 설명한다.

〔1. 제1 실시형태〕

〔1.1 전체 구성에 관해서〕

도 1은 제1 실시형태에 따른 인버터 장치를 갖춘 시스템의 일례를 도시하는 블럭도이다. 도면에서, 인버터 장치(1)의 입력단에는 직류 전원으로서의 태양광 발전 패널(2)이 접속되고, 출력단에는 교류의 상용 전력 계통(3)(교류 계통)이 접속되어 있다. 이 시스템은, 태양광 발전 패널(2)이 발전하는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여, 상용 전력 계통(3)에 출력하는 연계 운전을 행한다.

인버터 장치(1)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력이 주어지는 승압 회로(DC/DC 컨버터)(10)와, 승압 회로(10)로부터 주어지는 전력을 교류 전력으로 변환하여 상용 전력 계통(3)에 출력하는 인버터 회로(DC/AC 인버터)(11)와, 이들 양 회로(10, 11)의 동작을 제어하는 제어부(12)를 구비하고 있다.

도 2는 인버터 장치(1)의 회로도의 일례이다.

승압 회로(10)는, 직류 리액터(15)와, 다이오드(16)와, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등으로 이루어지는 스위칭 소자(Qb)를 구비하고 있으며, 승압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다.

승압 회로(10)의 입력 측에는, 제1 전압 센서(17), 제1 전류 센서(18) 및 평활화를 위한 콘덴서(26)가 설치되어 있다.

제1 전압 센서(17)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하여, 승압 회로(10)에 입력되는 직류 전력의 직류 입력 전압 검출치 Vg(직류 입력 전압치)를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다. 제1 전류 센서(18)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류인 승압 회로 전류 검출치 Iin(직류 입력 전류치)를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다. 한편, 직류 입력 전류 검출치 Ig를 검출하기 위해서, 콘덴서(26)의 전단에 추가로 전류 센서를 설치하여도 좋다.

제어부(12)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin로부터 입력 전력 Pin을 연산하여, 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT(Maximum Power Point Tracking: 최대 전력점 추종) 제어를 행하는 기능을 갖고 있다.

또한, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)는, 후술하는 것과 같이, 인버터 회로(11)와 합한 합계의 스위칭 동작을 행하는 횟수가 최저한이 되도록 제어되어, 정지 기간이 발생한다. 따라서, 승압 회로(10)는, 스위칭 동작을 행하고 있는 기간은, 승압된 전력을 인버터 회로(11)에 출력하고, 스위칭 동작을 정지하고 있는 기간은, 태양광 발전 패널(2)이 출력하여 승압 회로(10)에 입력되는 직류 전력의 직류 입력 전압치를 승압하지 않고서 인버터 회로(11)에 출력한다.

승압 회로(10)와 인버터 회로(11) 사이에는 평활용의 콘덴서(19)(평활 콘덴서)가 접속되어 있다.

인버터 회로(11)는 FET(Field Effect Transistor)로 이루어지는 스위칭 소자(Q1~Q4)를 갖추고 있다. 이들 스위칭 소자(Q1~Q4)는 풀 브릿지 회로를 구성하고 있다.

각 스위칭 소자(Q1~Q4)는 제어부(12)에 접속되어 있어, 제어부(12)에 의해 제어할 수 있게 되어 있다. 제어부(12)는 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 동작을 PWM 제어한다. 이에 따라, 인버터 회로(11)는 승압 회로(10)로부터 주어지는 전력을 교류 전력으로 변환한다.

인버터 장치(1)는, 인버터 회로(11)와 상용 전력 계통(3) 사이에 필터 회로(21)를 갖추고 있다.

필터 회로(21)는, 2개의 교류 리액터(22)와, 교류 리액터(22)의 후단에 설치된 콘덴서(23)(출력 평활 콘덴서)를 구비하여 구성되어 있다. 필터 회로(21)는, 인버터 회로(11)로부터 출력되는 교류 전력에 포함되는 고주파 성분을 제거하는 기능을 갖고 있다. 필터 회로(21)에 의해 고주파 성분이 제거된 교류 전력은 상용 전력 계통(3)에 주어진다.

이와 같이, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 변환한 교류 전력을, 필터 회로(21)를 통해 상용 전력 계통(3)에 출력하는 변환부를 구성하고 있다.

또한, 필터 회로(21)에는, 인버터 회로(11)에 의한 출력의 전류치인 인버터 전류 검출치 Iinv(교류 리액터(22)에 흐르는 전류)를 검출하기 위한 제2 전류 센서(24)가 접속되어 있다. 또한, 필터 회로(21)와 상용 전력 계통(3) 사이에는, 상용 전력 계통(3) 측의 전압치(계통 전압 검출치 Va)를 검출하기 위한 제2 전압 센서(25)가 접속되어 있다.

제2 전류 센서(24) 및 제2 전압 센서(25)는, 검출한 계통 전압 검출치 Va(교류 계통의 전압치) 및 인버터 전류 검출치 Iinv를 제어부(12)에 출력한다. 한편, 제2 전류 센서(24)는, 도면과 같이 콘덴서(23)의 전단에 설치하지만, 콘덴서(23)의 후단에 인버터 장치(1)의 출력 전류를 검출하는 제3 전류 센서를 추가하여도 좋다.

제어부(12)는, 이들 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv와, 전술한 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin에 기초하여, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.

〔1.2 제어부에 관해서〕

도 3은 제어부(12)의 블럭도이다. 제어부(12)는, 도 3에 도시하는 것과 같이, 제어 처리부(30)와, 승압 회로 제어부(32)와, 인버터 회로 제어부(33)와, 평균화 처리부(34)를 기능적으로 갖고 있다.

제어부(12)의 각 기능은, 그 일부 또는 전부가 하드웨어 회로에 의해서 구성되어도 좋고, 그 일부 또는 전부가 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)를 컴퓨터에 의해서 실행시킴으로써 실현되고 있어도 좋다. 제어부(12)의 기능을 실현하는 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)는 컴퓨터의 기억 장치(도시 생략)에 저장된다.

승압 회로 제어부(32)는, 제어 처리부(30)로부터 주어지는 목표치 및 검출치에 기초하여 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)를 제어하여, 상기 목표치에 따른 전류의 전력을 승압 회로(10)에 출력시킨다.

또한, 인버터 회로 제어부(33)는, 제어 처리부(30)로부터 주어지는 목표치 및 검출치에 기초하여 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 제어하여, 상기 목표치에 따른 전류의 전력을 인버터 회로(11)에 출력시킨다.

제어 처리부(30)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin, 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv가 주어진다.

제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin로부터 입력 전력 Pin 및 그 평균치〈Pin〉를 연산한다.

제어 처리부(30)는, 입력 전력 평균치〈Pin〉에 기초하여, 직류 입력 전류 목표치 Ig*(후에 설명한다)를 설정하여 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행함과 더불어, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.

직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin는 평균화 처리부(34) 및 제어 처리부(30)에 주어진다.

평균화 처리부(34)는, 제1 전압 센서 17 및 제1 전류 센서 18로부터 주어지는 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin를, 미리 설정된 소정 시간 간격마다 샘플링하여 각각의 평균치를 구하고, 평균화된 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin를 제어 처리부(30)에 부여하는 기능을 갖고 있다.

도 4는 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 시간 경과에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.

또한, 직류 입력 전류 검출치 Ig는 콘덴서(26)보다도 입력 측에서 검출되는 전류치이다.

도 4에 도시하는 것과 같이, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin 및 직류 입력 전류 검출치 Ig는 계통 전압의 1/2의 주기로 변동하고 있는 것을 알 수 있다.

도 4에 도시하는 것과 같이, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 직류 입력 전류 검출치 Ig가 주기적으로 변동하는 이유는 다음과 같다. 즉, 승압 회로 전류 검출치 Iin는, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 동작에 따라서, 교류 주기의 1/2 주기로 거의 0 A에서부터 피크치까지 크게 변동한다. 그 때문에, 콘덴서(26)로 변동 성분을 완전히 제거할 수 없어, 직류 입력 전류 검출치 Ig는, 교류 주기의 1/2 주기로 변동하는 성분을 포함하는 맥류가 된다. 한편, 태양광 발전 패널은 출력 전류에 의해서 출력 전압이 변화된다.

이 때문에, 직류 입력 전압 검출치 Vg에 생기는 주기적인 변동은, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기가 된다.

평균화 처리부(34)는, 전술한 주기적 변동에 의한 영향을 억제하기 위해서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin를 평균화한다.

도 5는, 평균화 처리부(34)가 행하는, 직류 입력 전압 검출치 Vg를 평균화할 때의 양태를 도시하는 도면이다.

평균화 처리부(34)는, 어떤 타이밍 t1부터 타이밍 t2까지 사이의 기간 L에 있어서, 미리 설정된 소정의 시간 간격 Δt마다, 주어지는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 관해서 복수 회 샘플링(도면에서, 검은 점의 타이밍)을 행하여, 얻어진 복수의 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를 구한다.

여기서, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정한다. 또한, 평균화 처리부(34)는, 시간 간격 Δt을, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 길이보다도 충분히 짧은 기간으로 설정한다.

이에 따라, 평균화 처리부(34)는, 상용 전력 계통(3)의 주기와 동기하여 주기적으로 변동하는, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를, 가능한 한 샘플링의 기간을 짧게 하면서 정밀도 좋게 구할 수 있다.

한편, 샘플링의 시간 간격 Δt은, 예컨대, 상용 전력 계통(3)의 주기의 1/100~1/1000 혹은 20 마이크로초~200 마이크로초 등으로 설정할 수 있다.

한편, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 미리 기억해 둘 수 도 있고, 제2 전압 센서(25)로부터 계통 전압 검출치 Va를 취득하여 상용 전력 계통(3)의 주기에 기초하여 기간 L을 설정할 수도 있다.

또한, 여기서는, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정했지만, 기간 L은, 적어도 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 설정하면, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를 정밀도 좋게 구할 수 있다. 직류 입력 전압 검출치 Vg는, 전술한 것과 같이, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 동작에 의해서, 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 주기적으로 변동하기 때문이다.

따라서, 기간 L을 보다 길게 설정할 필요가 있는 경우, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 3배나 4배와 같이, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 정수배로 설정하면 된다. 이로써, 주기 단위로 전압 변동을 파악할 수 있다.

전술한 것과 같이, 승압 회로 전류 검출치 Iin도 직류 입력 전압 검출치 Vg와 마찬가지로, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 주기적으로 변동한다.

따라서, 평균화 처리부(34)는, 도 5에 도시한 직류 입력 전압 검출치 Vg와 같은 방법에 의해서, 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치도 구한다.

제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치를 각각 기간 L마다 축차 구한다.

평균화 처리부(34)는, 구한 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치를 제어 처리부(30)에 부여한다.

본 실시형태에서는, 전술한 것과 같이, 평균화 처리부(34)가, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치(직류 입력 전압 평균치〈Vg〉) 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치(승압 회로 전류 평균치〈Iin〉)를 구하고, 제어 처리부(30)는, 이들 값을 이용하여, 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행하면서, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어하기 때문에, 태양광 발전 패널(2)에 의한 직류 전류가 변동되어 불안정한 경우에도, 제어부(12)는, 태양광 발전 패널(2)로부터의 출력을, 인버터 장치(1)의 동작에 의한 변동 성분을 제거한 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉로서 정밀도 좋게 얻을 수 있다. 이 결과, MPPT 제어를 적합하게 행할 수 있어, 태양광 발전 패널(2)의 발전 효율이 저하하는 것을 효과적으로 억제할 수 있다.

또, 전술한 것과 같이, 인버터 장치(1)의 동작에 의해서, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력의 전압(직류 입력 전압 검출치 Vg)이나 전류(승압 회로 전류 검출치 Iin)에 변동이 생기는 경우, 그 변동 주기는, 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기(상용 전력 계통(3)의 1/2 주기)와 일치한다.

이 점에서, 본 실시형태에서는, 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정된 기간 L 동안에, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 각각에 관해서, 교류 계통의 1/2 주기보다도 짧은 시간 간격 Δt으로 복수 회 샘플링하고, 그 결과로부터 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉를 구했기 때문에, 직류 전류의 전압 및 전류가 주기적으로 변동했다고 해도, 가능한 한 샘플링의 기간을 짧게 하면서, 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉를 정밀도 좋게 구할 수 있다.

제어 처리부(30)는, 전술한 입력 전력 평균치〈Pin〉에 기초하여 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 설정하고, 이 설정한 직류 입력 전류 목표치 Ig*나 상기 값에 기초하여 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11) 각각에 대한 목표치를 구한다.

제어 처리부(30)는, 구한 목표치를 승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)에 부여하여, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.

도 6은 제어 처리부(30)에 의한 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 피드백 제어를 설명하기 위한 제어 블럭도이다.

제어 처리부(30)는, 인버터 회로(11)의 제어를 행하기 위한 기능부로서, 제1 연산부(41), 제1 가산기(42), 보상기(43) 및 제2 가산기(44)를 갖고 있다.

또한, 제어 처리부(30)는, 승압 회로(10)의 제어를 행하기 위한 기능부로서, 제2 연산부(51), 제3 가산기(52), 보상기(53) 및 제4 가산기(54)를 갖고 있다.

도 7은 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 제어 처리를 도시하는 흐름도이다. 도 6에 도시하는 각 기능부는, 도 7에 도시하는 흐름도에 도시하는 처리를 실행함으로써 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.

이하, 도 7에 따라서 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 제어 처리를 설명한다.

우선, 제어 처리부(30)는, 현재의 입력 전력 평균치〈Pin〉를 구하고(단계 S9), 전회 연산시의 입력 전력 평균치〈Pin〉와 비교하여, 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 설정한다(단계 S1). 한편, 입력 전력 평균치〈Pin〉는 하기 식(1)에 기초하여 구한다.

입력 전력 평균치〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 … (1)

한편, 식(1)에서, Iin은 승압 회로 전류 검출치, Vg는 직류 입력 전압 검출치(직류 입력 전압치)이며, 평균화 처리부(34)에 의해서 평균화된 값인 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉가 이용된다.

또한, 식(1) 이외의 이하에 나타내는 제어에 관한 각 식에서는, 승압 회로 전류 검출치 Iin 및 직류 입력 전압 검출치 Vg는, 평균화되어 있지 않은 순시치(瞬時値)가 이용된다.

또한, 「〈〉」는 괄호 내의 값의 평균치를 나타내고 있다. 이하 동일하다.

제어 처리부(30)는 설정한 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 제1 연산부(41)에 부여한다.

제1 연산부(41)에는, 직류 입력 전류 목표치 Ig* 외에, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 계통 전압 검출치 Va도 주어진다.

제1 연산부(41)는 하기 식(2)에 기초하여 인버터 장치(1)로서의 출력 전류 목표치의 평균치〈Ia*〉를 연산한다. η는 인버터 장치(1)의 변환 효율을 나타내는 상수이다.

출력 전류 목표치의 평균치〈Ia*〉=η〈Ig*×Vg〉/〈Va〉 … (2)

또한, 제1 연산부(41)는 하기 식(3)에 기초하여 출력 전류 목표치 Ia*를 구한다(단계 S2).

여기서, 제1 연산부(41)는, 출력 전류 목표치 Ia*를 계통 전압 검출치 Va와 동 위상의 정현파로서 구한다.

출력 전류 목표치 Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt … (3)

이상과 같이, 제1 연산부(41)는, 입력 전력 평균치〈Pin〉(직류 전력의 입력 전력치) 및 계통 전압 검출치 Va에 기초하여 출력 전류 목표치 Ia*를 구한다.

이어서, 제1 연산부(41)는, 하기 식(4)에 나타내는 것과 같이, 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 목표치 Iinv*(인버터 회로의 전류 목표치)를 연산한다(단계 S3).

인버터 전류 목표치 Iinv*=Ia*+sCaVa … (4)

단, 식(4)에서, Ca는 콘덴서(23)(출력 평활 콘덴서)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.

상기 식(4)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iinv*=Ia*+Ca×(dVa/dt) … (4a)

가 된다. 또한, 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ica라고 하면,

Iinv*=Ia*+Ica … (4b)

가 된다.

식(4), 식(4a), 식(4b)에서, 우측 변 제2항은 필터 회로(21)의 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 고려하여 가산한 값이다.

한편, 출력 전류 목표치 Ia*는, 상기 식(3)에 나타내는 것과 같이, 계통 전압 검출치 Va와 동 위상의 정현파로서 구해진다. 즉, 제어 처리부(30)는, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 Ia(출력 전류)가 계통 전압(계통 전압 검출치 Va)과 동 위상이 되도록 인버터 회로(11)를 제어한다.

제1 연산부(41)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*를 구하면, 이 인버터 전류 목표치 Iinv*를 제1 가산기(42)에 부여한다.

인버터 회로(11)는 이 인버터 전류 목표치 Iinv*에 의해서 피드백 제어된다.

제1 가산기(42)에는, 인버터 전류 목표치 Iinv* 외에, 현재의 인버터 전류 검출치 Iinv가 주어진다.

제1 가산기(42)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*와 현재의 인버터 전류 검출치 Iinv와의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(43)에 부여한다.

보상기(43)는, 상기 차분이 주어지면, 비례 계수 등에 기초하여 연산을 행하고, 또한 제2 가산기(44)에 의해서 계통 전압 Va과 가산함으로써, 이 차분을 수속시켜 인버터 전류 검출치 Iinv를 인버터 전류 목표치 Iinv*로 할 수 있는 인버터 전압 참조치 Vinv#를 구한다. 이 인버터 전압 참조치 Vinv#를 제1 연산부(41)로부터 주어지는 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*와 비교함으로써 얻어지는 제어 신호를 인버터 회로 제어부(33)에 부여함으로써, 인버터 회로(11)에, 인버터 전압 참조치 Vinv#에 따른 전압을 출력하게 한다.

인버터 회로(11)가 출력한 전압은, 교류 리액터(22)에 주어져, 새로운 인버터 전류 검출치 Iinv로서 피드백된다. 그리고, 제1 가산기(42)에 의해서 인버터 전류 목표치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv 사이의 차분이 재차 연산되고, 상기와 같은 식으로, 이 차분에 기초하여 인버터 회로(11)가 제어된다.

이상과 같이 하여, 인버터 회로(11)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv에 의해서 피드백 제어된다(단계 S4).

한편, 제2 연산부(51)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 계통 전압 검출치 Va 외에, 제1 연산부(41)가 연산한 인버터 전류 목표치 Iinv*가 주어진다.

제2 연산부(51)는 하기 식(5)에 기초하여 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*(인버터 회로의 전압 목표치)를 연산한다(단계 S5).

인버터 출력 전압 목표치 Vinv*=Va+ZaIinv* … (5)

단, 식(5)에서, Za는 교류 리액터의 임피던스, s는 라플라스 연산자이다.

상기 식(5)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vinv*=Va+RaIinv*+La×(dIinv*/dt) … (5a)

가 된다. 단, Ra는 교류 리액터의 저항, La는 교류 리액터의 인덕턴스이고, (Za=Ra+sLa)이다.

식(5)의 우측 변 제2항, (5a)의 우측 변 제2항 및 제3항은, 교류 리액터(22)의 양끝에 발생하는 전압을 고려하여 가산한 값이다.

이와 같이, 본 실시형태에서는, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 위상이 계통 전압 검출치 Va와 동 위상이 되도록 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 설정한다.

상기한 것과 같이, 교류 측의 목표치인 인버터 회로(11)의 출력 목표치(Iinv*, Vinv*)는, 인버터 회로(11)의 브릿지 출력단, 즉, 인버터 회로(11)와 필터 회로(21)의 회로 접속점(P)으로 설정된다. 이에 따라, 원래의 계통 연계점(상용 전력 계통(3)과 필터 회로(21)와의 회로 접속점)보다 목표치의 설정점을 앞으로 이동하여, 최종적으로 적절한 계통 연계에 안착되는 계통 연계가 이루어진다.

인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 구하면, 하기 식(6)에 나타내는 것과 같이, 제2 연산부(51)는, 직류 전원 측의 전압 V_DC으로서의 전압 Vg 또는 바람직하게는 하기의 직류 전압 Vgf과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 비교하여, 큰 쪽을 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 결정한다(단계 S6). 직류 전압 Vgf이란, Vg에 직류 리액터(15)의 임피던스 Z에 의한 전압 강하를 고려한 전압이며, 승압 회로 전류를 Iin으로 하여, Vgf=Vg-ZIin이다. 따라서,

Vo*=Max(Vg-ZIin, Vinv*의 절대치) … (6)

으로 할 수 있다.

상기 식(6)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vo*=Max(Vg-(RIin+L(dIin/dt), Vinv*의 절대치) … (6a)

이다. 단, R은 직류 리액터의 저항, L은 직류 리액터의 인덕턴스이고, (Z=R+sL)이다.

또한, 제2 연산부(51)는 하기 식(7)에 기초하여 승압 회로 전류 목표치 Iin*를 연산한다(단계 S7).

승압 회로 전류 목표치 Iin*=

{(Iinv*×Vinv*)+(sCVo*)×Vo*}/(Vg-ZIin) … (7)

단, 식(7)에서, C는 콘덴서(19)(평활 콘덴서)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.

상기 식(7)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*}/{Vg-(R+sL)Iin} … (7a)

가 된다. 또한, 콘덴서(19)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ic로 하면,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/{Vg-ZIin} … (7b)

가 된다.

식(7), 식(7a), 식(7b)에서, 인버터 전류 목표치 Iinv*와, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 곱에 가산되어 있는 항은, 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 더하여, 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

또한, 미리 인버터 장치(1)의 전력 손실 P_LOSS을 측정해 두면, 상기 식(7a)은 다음과 같이 나타낼 수 도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*+P_LOSS}/{Vg-ZIin} … (7c)

마찬가지로, 상기 식(7b)은 다음과 같이 나타낼 수 도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+P_LOSS}/{Vg-ZIin} … (7d)

이 경우, 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 더하여, 무효 전력 및 전력 손실 P_LOSS을 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

한편, 콘덴서(19)의 정전 용량 C 및 전력 손실 P_LOSS이, (Iinv*×Vinv*)에 비해서 충분히 작은 경우, 하기 식(8)이 성립한다. 이 식(8)에 의해서 구해지는 Iin*를 식(6), 식(6a), 식(7), 식(7a), 식(7b), 식(7c) 및 식(7d)의 우측 변에 포함되는 Iin으로서 이용할 수 있다.

승압 회로 전류 목표치 Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg … (8)

제2 연산부(51)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin*를 구하면, 이 승압 회로 전류 목표치 Iin*를 제3 가산기(52)에 부여한다.

승압 회로(10)는 이 승압 회로 전류 목표치 Iin*에 의해서 피드백 제어된다.

제3 가산기(52)에는, 승압 회로 전류 목표치 Iin* 외에, 현재의 승압 회로 전류 검출치 Iin가 주어진다.

제3 가산기(52)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin*와 현재의 승압 회로 전류 검출치 Iin와의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(53)에 부여한다.

보상기(53)는, 상기 차분이 주어지면, 비례 계수 등에 기초하여 연산을 행하고, 또한, 제4 가산기(54)에 의해서 직류 입력 전압 검출치 Vg로부터 이것을 감산함으로써, 이 차분을 수속시켜 승압 회로 전류 검출치 Iin를 승압 회로 전류 목표치 Iin*로 할 수 있는 승압 회로 전압 참조치 Vbc#를 구한다. 이 승압 회로 전압 참조치 Vbc#를 제1 연산부(41)로부터 주어지는 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*와 비교함으로써 얻어지는 제어 신호를 승압 회로 제어부(32)에 부여함으로써, 승압 회로(10)에 승압 회로 전압 참조치 Vbc#에 따른 전압을 출력하게 한다.

승압 회로(10)가 출력한 전력은, 직류 리액터(15)에 주어져, 새로운 승압 회로 전류 검출치 Iin로서 피드백된다. 그리고, 제3 가산기(52)에 의해서 승압 회로 전류 목표치 Iin*와 승압 회로 전류 검출치 Iin 사이의 차분이 재차 연산되고, 상기와 같은 식으로, 이 차분에 기초하여 승압 회로(10)가 제어된다.

이상과 같이 하여, 승압 회로(10)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin*와 승압 회로 전류 검출치 Iin에 의해서 피드백 제어된다(단계 S8).

상기 단계 S8 후, 제어 처리부(30)는 상기 식(1)에 기초하여 현재의 입력 전력 평균치〈Pin〉를 구한다(단계 S9).

제어 처리부(30)는, 전회 연산시의 입력 전력 평균치〈Pin〉와 비교하여, 입력 전력 평균치〈Pin〉가 최대치가 되도록(최대 전력점에 추종하도록) 직류 입력 전류 목표치 Ig*를 설정한다.

이상에 의해, 제어 처리부(30)는, 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행하면서 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.

제어 처리부(30)는, 전술한 것과 같이, 인버터 회로(11) 및 승압 회로(10)를 전류 목표치에 의해서 피드백 제어한다.

도 8의 (a)는, 제어 처리부(30)가 상기 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전류 목표치 Iin* 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전류 검출치 Iin를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이고, (b)는, 제어 처리부(30)가 상기 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전압 목표치 Vo* 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전압 검출치 Vo를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.

도 8의 (a)에 도시하는 것과 같이, 승압 회로 전류 검출치 Iin는 제어 처리부(30)에 의해서 승압 회로 전류 목표치 Iin*에 따라서 제어되고 있음을 알 수 있다.

또한, 도 8의 (b)에 도시하는 것과 같이, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상기 식(6)에 의해서 구해지기 때문에, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간에서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg를 따르도록 변화하고 있다.

승압 회로 전압 검출치 Vo는, 제어 처리부(30)에 의해서, 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 제어되고 있음을 알 수 있다.

도 9는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 일례를 도시하는 도면이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 파선은 상용 전력 계통(3)의 전압 파형을 나타내고 있고, 실선은 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형을 나타내고 있다.

인버터 회로(11)는, 도 7의 흐름도에 따른 제어에 의해서, 도 9에 도시하는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 전압 목표치로 하여 전력을 출력한다.

따라서, 인버터 회로(11)는, 도 9에 도시하는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형에 따른 전압의 전력을 출력한다.

도면에 도시하는 것과 같이, 양 파(波)는 전압치 및 주파수는 서로 거의 동일하지만, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상 쪽이, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 수 도(度) 진상(進相)하고 있다.

본 실시형태의 제어 처리부(30)는, 전술한 것과 같이, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 피드백 제어를 실행하는 중에, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상을, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 약 3도 진상시키고 있다.

인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상을 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 진상시키는 각도는 수 도면 되며, 후술하는 것과 같이, 상용 전력 계통(3)의 전압 파형과의 사이에서 차분을 구했을 때에 얻어지는 전압 파형이, 상용 전력 계통(3)의 전압 파형에 대하여 90도 진행된 위상이 되는 범위에서 설정된다. 예컨대, 0도보다 크면서 또한 10도보다 작은 값의 범위에서 설정된다.

상기 진상시키는 각도는, 상기 식(5)에 도시하는 것과 같이, 계통 전압 검출치 Va, 교류 리액터(22)의 인덕턴스 La 및 인버터 전류 목표치 Iinv*에 의해서 정해진다. 이 중, 계통 전압 검출치 Va, 교류 리액터(22)의 인덕턴스 La는, 제어 대상 밖의 고정치이기 때문에, 진상시키는 각도는 인버터 전류 목표치 Iinv*에 의해서 정해진다.

인버터 전류 목표치 Iinv*는, 상기 식(4)에 나타내는 것과 같이, 출력 전류 목표치 Ia*에 의해서 정해진다. 이 출력 전류 목표치 Ia*가 커질수록 인버터 전류 목표치 Iinv*에 있어서의 진상한 성분이 증가하여, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 진행각(진상시키는 각도)이 커진다.

출력 전류 목표치 Ia*는, 상기 식(2)으로부터 구해지기 때문에, 상기 진상시키는 각도는 직류 입력 전류 목표치 Ig*에 의해서 조정된다.

〔1.3 승압 회로 및 인버터 회로의 제어에 관해서〕

승압 회로 제어부(32)는 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)를 제어한다. 또한, 인버터 회로 제어부(33)는 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 제어한다.

승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 각각 승압 회로용 반송파 및 인버터 회로용 반송파를 생성하고, 이들 반송파를 제어 처리부(30)로부터 주어지는 목표치인 승압 회로 전압 참조치 Vbc# 및 인버터 전압 참조치 Vinv#로 변조하여, 각 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.

승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 상기 구동 파형에 기초하여 각 스위칭 소자를 제어함으로써, 승압 회로 전류 목표치 Iin* 및 인버터 전류 목표치 Iinv*에 근사한 전류 파형의 교류 전력을 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)에 출력하게 한다.

도 10의 (a)는 승압 회로용 반송파와 승압 회로 전압 참조치 Vbc#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 한편, 도 10의 (a)에서는, 이해를 쉽게 하기 위해서, 승압 회로용 반송파의 파장을 실제보다도 길게 하여 나타내고 있다.

승압 회로 제어부(32)가 생성하는 승압 회로용 반송파는 극소치가 「0」인 삼각파이며, 진폭 A1이 제어 처리부(30)로부터 주어지는 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 되어 있다.

또한, 승압 회로용 반송파의 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령에 의해서, 소정의 듀티비가 되도록 승압 회로 제어부(32)에 의해서 설정된다.

한편, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 전술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간에는 직류 입력 전압 검출치 Vg를 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 승압 회로용 반송파의 진폭 A1도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.

한편, 본 실시형태에서는, 직류 입력 전압 검출치 Vg가 250 볼트이고, 상용 전력 계통(3)의 전압 진폭이 288 볼트라고 하자.

승압 회로 전압 참조치 Vbc#의 파형(이하, 승압 회로용 참조파 Vbc#라고도 한다)는, 제어 처리부(30)가 승압 회로 전류 목표치 Iin*에 기초하여 구하는 값이며, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg보다도 큰 기간 W1에 있어서, 플러스의 값으로 되고 있다. 승압 회로용 참조파 Vbc#는, 기간 W1에서는, 승압 회로 전압 목표치 Vo*가 이루는 파형과 근사한 파형으로 되고 있고, 승압 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.

승압 회로 제어부(32)는, 승압 회로용 반송파와 승압 회로용 참조파 Vbc#를 비교하여, 직류 리액터(15)의 양단 전압의 목표치인 승압 회로용 참조파 Vbc#가 승압 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록 스위칭 소자(Qb)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.

도 10의 (b)는 승압 회로 제어부(32)가 생성한 스위칭 소자(Qb)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은 도 10의 (a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.

이 구동 파형은, 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작을 나타내고 있으며, 스위칭 소자(Qb)에 부여함으로써, 그 구동 파형에 따른 스위칭 동작을 실행시킬 수 있다. 구동 파형은, 전압이 0 볼트에서 스위칭 소자의 스위치를 오프, 전압이 플러스 전압에서 스위칭 소자의 스위치를 온으로 하는 제어 명령을 구성하고 있다.

승압 회로 제어부(32)는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Qb)를 제어한다.

또한, 각 펄스 폭은, 삼각파인 승압 회로용 반송파의 절편(切片)에 의해서 정해진다. 따라서, 전압이 높은 부분일수록 펄스 폭이 커지고 있다.

이상과 같이, 승압 회로 제어부(32)는, 승압 회로용 반송파를 승압 회로용 참조파 Vbc#로 변조하여, 스위칭을 위한 펄스 폭을 나타낸 구동 파형을 생성한다. 승압 회로 제어부(32)는, 생성한 구동 파형에 기초하여 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)를 PWM 제어한다.

다이오드(16)에 병렬로 다이오드의 순방향으로 도통하는 스위칭 소자(Qbu)를 설치하는 경우, 스위칭 소자(Qbu)는, 스위칭 소자(Qb의 구동 파형과 반전한 구동 파형을 이용한다. 단, 스위칭 소자(Qb)와 스위칭 소자(Qbu)가 동시에 도통하는 것을 막기 위해서, 스위칭 소자(Qbu)의 구동 펄스가 오프에서 온으로 이행할 때에 1 마이크로초 정도의 데드 타임을 둔다.

도 11의 (a)는 인버터 회로용 반송파와 인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 한편, 도 11의 (a)에서도, 이해를 쉽게 하기 위해서, 인버터 회로용 반송파의 파장을 실제보다도 길게 하여 나타내고 있다.

인버터 회로 제어부(33)가 생성하는 인버터 회로용 반송파는, 진폭 중앙이 0 볼트인 삼각파이고, 그 한 쪽 진폭이, 승압 회로 전압 목표치 Vo*(콘덴서(23)의 전압 목표치)로 설정되어 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2은, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 2배(500 볼트)의 기간과, 상용 전력 계통(3)의 전압의 2배(최대 576 볼트)의 기간을 갖고 있다.

또한, 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령 등에 의해서, 소정의 듀티비가 되도록, 인버터 회로 제어부(33)에 의해서 설정된다.

한편, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 전술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가, 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간인 기간 W2에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg를 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.

인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형(이하, 인버터 회로용 참조파 Vinv# 라고도 한다)은, 제어 처리부(30)가 인버터 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 구하는 값이며, 대략 상용 전력 계통(3)의 전압 진폭(288 볼트)과 같은 값으로 설정되고 있다. 따라서, 인버터 회로용 참조파 Vinv#는, 전압치가 -Vg~+Vg 범위인 부분에서, 인버터 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.

인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파와 인버터 회로용 참조파 Vinv#를 비교하여, 전압 목표치인 인버터 회로용 참조파 Vinv#가 인버터 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록 스위칭 소자(Q1~4)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.

도 11의 (b)는 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은 도 11의 (a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.

인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 전압이 -Vg~+Vg의 범위 W2에서 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q1)를 제어한다.

도 11의 (c)은 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q3)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간이다.

인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q3)에 관해서는, 도면에서 파선으로 나타내고 있는 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 반전파와 반송파를 비교하여 구동 파형을 생성한다.

이 경우도, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#(의 반전파)의 전압이, -Vg~+Vg의 범위 W2에서 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q3)를 제어한다.

한편, 인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q2)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성하고, 스위칭 소자(Q4)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q3)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성한다.

이상과 같이, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파를 인버터 회로용 참조파 Vinv#로 변조하여, 스위칭을 위한 펄스 폭을 나타낸 구동 파형을 생성한다. 인버터 회로 제어부(33)는, 생성된 구동 파형에 기초하여 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 PWM 제어한다.

본 실시형태의 승압 회로 제어부(32)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류가 승압 회로 전류 목표치 Iin*에 일치하도록 전력을 출력시킨다. 이 결과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1(도 10)에서 승압 회로(10)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 승압 회로(10)는, 기간 W1에서 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상의 전압을 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 근사하도록 전력을 출력한다. 한편, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하인 기간에서는, 승압 회로 제어부(32)는 승압 회로(10)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 따라서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하인 기간에서는, 승압 회로(10)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력의 직류 입력 전압치를 승압하지 않고 인버터 회로(11)에 출력한다.

또한, 본 실시형태의 인버터 회로 제어부(33)는, 교류 리액터(22)에 흐르는 전류가 인버터 전류 목표치 Iinv*에 일치하도록 전력을 출력시킨다. 이 결과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 대략 -Vg~+Vg인 기간 W2(도 11)에서 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 즉, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하인 기간에 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다.

따라서, 인버터 회로(11)는, 승압 회로(10)가 스위칭 동작을 정지하고 있는 동안, 스위칭 동작을 행하여, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 교류 전력을 출력한다.

한편, 인버터 회로용 참조파 Vinv#와 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*는 근사하기 때문에, 도 11의 (a)에서는 중복되어 있다.

한편, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 전압이 대략 -Vg~+Vg인 기간 W2 이외의 기간에서는, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로(11)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 이 사이, 인버터 회로(11)에는 승압 회로(10)에 의해 승압된 전력이 주어진다. 따라서, 스위칭 동작을 정지하고 있는 인버터 회로(11)는, 승압 회로(10)로부터 주어지는 전력을 강압하지 않고 출력한다.

즉, 본실시형태의 인버터 장치(1)는, 승압 회로(10)와 인버터 회로(11)를 교대로 전환하도록 스위칭 동작시켜, 각각이 출력하는 전력을 서로 겹치게 함으로써, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을 출력한다.

이와 같이, 본 실시형태에서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg보다도 높은 부분의 전압을 출력할 때는 승압 회로(10)를 동작시키고, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg보다도 낮은 부분의 전압을 출력할 때는 인버터 회로(11)를 동작시키도록 제어된다. 따라서, 인버터 회로(11)가, 승압 회로(10)에 의해서 승압된 전력을 강압하는 일이 없기 때문에, 전압을 강압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있으므로, 승압 회로의 스위칭에 의한 손실을 저감하여, 보다 고효율로 교류 전력을 출력할 수 있다.

또한, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)는, 모두 제어부(12)가 설정한 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 기초하여 동작하기 때문에, 교대로 전환되도록 출력되는 승압 회로의 전력과 인버터 회로의 전력과의 사이에서 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.

도 12는, 참조파 및 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시한 도면이다.

도 12에서, 최상단에서부터 순차, 인버터 회로의 참조파 Vinv# 및 반송파, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형, 승압 회로의 참조파 Vbc# 및 반송파, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형, 및 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 목표치 및 실측치를 나타내는 그래프를 도시하고 있다. 이들 각 그래프의 횡축은 시간을 나타내고 있으며, 상호 일치하도록 나타내고 있다.

도면에 도시하는 것과 같이, 출력 전류의 실측치 Ia는 목표치 Ia*와 일치하도록 제어되고 있는 것을 알 수 있다.

또한, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작 기간과, 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)의 스위칭 동작 기간은 대략 상호 교대로 전환되도록 제어되고 있음을 알 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는, 도 8의 (a)에 도시하는 것과 같이, 승압 회로는 직류 리액터(15)를 흐르는 전류가 상기 식(7)에 기초하여 구해지는 전류 목표치 Iin*에 일치하도록 제어된다. 이 결과, 승압 회로와 인버터 회로의 전압이, 도 8의 (b)에 도시하는 파형이 되고, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 고주파 스위칭 동작에 각각 정지 기간이 있어, 대략 교대로 스위칭 동작을 행하는 운전이 가능하게 된다.

한편, 이상적으로는 승압 회로(10)와 인버터 회로(11)에서 「교대로」 고주파 스위칭을 행하여, 고주파 스위칭의 시기가 겹치지 않는 것이 바람직하지만, 실제로는 약간의 중복이 생기더라도, 각각의 정지 기간이 있으면, 손실은 저감되어, 고효율화에 기여한다.

〔1.4 출력되는 교류 전력의 전류 위상에 관해서〕

본 실시형태의 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)는, 제어부(12)에 의한 제어에 의해서, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을, 그 후단에 접속된 필터 회로(21)에 출력한다. 인버터 장치(1)는 필터 회로(21)를 통해 상용 전력 계통(3)에 교류 전력을 출력한다.

여기서, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*는, 전술한 것과 같이, 제어 처리부(30)에 의해서 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 수 도 진상한 전압 위상으로서 생성된다.

따라서, 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전압도, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 수 도 진상한 전압 위상이 된다.

그러면, 필터 회로(21)의 교류 리액터(22)(도 2)의 양단에는, 한쪽이 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 교류 전압, 다른 쪽이 상용 전력 계통(3)과 상호 수 도 전압 위상이 틀어진 전압이 걸리게 된다.

도 13의 (a)는, 인버터 회로(11)로부터 출력된 교류 전압, 상용 전력 계통(3) 및 교류 리액터(22)의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 도시한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다.

도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)의 양단이 상호 수 도 전압 위상이 틀어진 전압이 걸리면, 교류 리액터(22)의 양단 전압은, 교류 리액터(22)의 양단에 걸리는 상호 수 도 전압 위상이 틀어진 전압끼리의 차분이 된다.

따라서, 도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)의 양단 전압의 위상은 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 90도 진행된 위상이 된다.

도 13의 (b)는 교류 리액터(22)에 흐르는 전류 파형을 도시한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전류, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 횡축은 도 13의 (a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.

교류 리액터(22)의 전류 위상은 그 전압 위상에 대하여 90도 지연한다. 따라서, 도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)를 통해서 출력되는 교류 전력의 전류 위상은, 상용 전력 계통(3)의 전류 위상에 대하여 동기하게 된다.

따라서, 인버터 회로(11)가 출력하는 전압 위상은 상용 전력 계통(3)에 대하여 수 도 진상하고 있지만, 전류 위상은, 상용 전력 계통(3)의 전류 위상에 대하여 일치한다.

따라서, 도 12의 가장 하단에 도시하는 그래프와 같이, 인버터 장치(1)가 출력하는 전류 파형은 상용 전력 계통(3)의 전압 위상과 일치한 것으로 된다.

이 결과, 상용 전력 계통(3)의 전압과 동 위상의 교류 전류를 출력할 수 있기 때문에, 상기 교류 전력의 역률이 저하하는 것을 억제할 수 있다.

도 22의 (a)는 제1 실시형태에 따른 인버터 장치(1)의 교류 출력 파형의 일례이다. 이 경우의 승압 회로 전류 목표치 Iin*는 예컨대 식(7)에 의해 주어진다.

이와 같이, 계통 전압에 동기한 정현파상의 교류 출력 전류를 얻고 있다. 이 때의 역률은 0.997, 종합 전류 왜곡율은 4.6%로, 각각 일반적으로 0.95 이상, 5% 이하가 되는 계통 연계의 기준치에 적합하다. 또 그 밖에, 2차 왜곡율은 2.6%(3% 이하에 적합), 3차 왜곡율은 2.9%(3% 이하에 적합), 5차 왜곡율은 0.3%(3% 이하에 적합)로 되고 있다.

한편, 도 22의 (b)는 전술한 특허문헌 2에 기재되어 있는 이하의 식(9)으로 규정되는 승압 회로 전류 목표치에 따라서 인버터 장치(1)를 제어했을 때에 얻어지는 교류 출력 파형의 일례이다.

Iin*=Ia*×Va/Vg … (9)

이 때 교류 출력 전류는 피크가 분명히 왜곡된 파형으로 되고, 역률은 0.947(0.95 이상에 부적합), 종합 전류 왜곡율은 8.3%(5% 이하에 부적합)로, 모두 상기한 계통 연계의 기준치에 적합하지 않다. 또 그 밖에, 2차 왜곡율은 3.5%(3% 이하에 부적합), 3차 왜곡율은 4.3%(3% 이하에 부적합), 5차 왜곡율은 4.6%(3% 이하에 부적합)로 되고 있다.

〔2. 제2 실시형태〕

도 14는 제2 실시형태에 따른 인버터 장치(1)의 회로도의 일례이다.

본 실시형태와 제1 실시형태의 상이점은, 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)로서 IGBT를 이용하고 있다는 점이다. 그 밖의 구성은 제1 실시형태와 동일하다.

본 실시형태에서는, 인버터 회로 제어부(33)가 상기 제1 실시형태에서 이용한 인버터 회로용 반송파와 다른 반송파를 이용한다.

도 15는 제2 실시형태에 있어서의 인버터 회로용 반송파와 참조파를 비교한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다.

참조파 및 승압 회로용 반송파는 제1 실시형태와 마찬가지다.

한편, 본 실시형태의 인버터 회로용 반송파는, 하한치가 0 볼트, 상한치가 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 설정된 삼각파이다.

또한 이 경우, 인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형에 관해서는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#와 인버터 회로용 반송파의 비교에 의해서 생성하고, 스위칭 소자(Q3)의 구동 파형에 관해서는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 반전파와 인버터 회로용 반송파의 비교에 의해서 생성한다.

본 실시형태의 경우도, 인버터 회로 제어부(33)(승압 회로 제어부(32))는, 인버터 회로용 반송파(승압 회로용 반송파)와 인버터 회로용 참조파 Vinv#를 비교하여, 전압 목표치인 인버터 회로용 참조파 Vinv#(또는 반전파)가 인버터 회로용 반송파(승압 회로용 반송파) 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.

도 16은 제2 실시형태에 있어서의, 각 스위칭 소자(Qb, Q1~Q4)의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시한 도면이다.

도 16에서, 최상단에서부터 순차, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형, 스위칭 소자(Q4)의 구동 파형, 스위칭 소자(Q3)의 구동 파형, 스위칭 소자(Q2)의 구동 파형, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형, 및 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형을 나타내는 그래프를 도시하고 있다. 이들 각 그래프의 횡축은 시간을 나타내고 있으며, 상호 일치하도록 나타내고 있다.

본 실시형태에서는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 전압이 -Vg~+Vg의 범위에서, 스위칭 소자(Q1)와 스위칭 소자(Q3)가 스위칭을 행하도록 제어된다.

본 실시형태에서도, 도면에 도시하는 것과 같이, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작 기간과, 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)의 스위칭 동작 기간은 상호 교대로 전환되도록 제어되고 있음을 알 수 있다.

또한, 본실시형태의 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형은, 도 16에 도시하는 것과 같이, 상용 전력 계통(3)의 전압 위상과 일치한 것으로 되고 있다. 따라서, 상기 제1 실시형태와 마찬가지로, 상용 전력 계통(3)에 대하여 전류 위상이 동 위상인 교류 전력을 출력할 수 있어, 상기 교류 전력의 역률이 저하하는 것을 억제할 수 있다.

〔3. 제3 실시형태〕

도 17은 제3 실시형태에 따른 인버터 장치(1)의 회로도의 일례이다.

본 실시형태와 제1 실시형태의 상이점은, 승압 회로(10)와 인버터 회로(11) 사이의 중간 전압을 검출하는 제3 전압 센서(27)를 갖추고 있다는 점이다. 그 밖의 구성은 제1 실시형태와 동일하다.

상기 제1 실시형태에서는, 승압 회로 전압 목표치 Vo*(중간 전압의 목표치)를 반송파의 진폭으로 했지만, 본 실시형태에서는, 제3 전압 센서(27)에서 검출한 전압 검출치 Vo를 반송파의 진폭에 이용한다.

도 18은, 제3 실시형태에 있어서의, 참조파 및 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시한 도면이다.

도 18에서, 최상단에서부터 순차, 인버터 회로의 참조파 Vinv# 및 반송파, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형, 승압 회로의 참조파 Vbc# 및 반송파, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형, 및 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 목표치 Ia* 및 실측치 Ia를 나타내는 그래프를 도시하고 있다. 이들 각 그래프의 횡축은 시간을 나타내고 있으며, 상호 일치하도록 나타내고 있다.

도면에 도시하는 것과 같이, 본 실시형태에서도, 출력 전류의 실측치 Ia는 목표치 Ia*와 일치하도록 제어되고 있음을 알 수 있다.

또한, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작 기간과, 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작 기간은 대략 상호 교대로 전환되도록 제어되고 있음을 알 수 있다.

또한, 본 실시형태와 같이, 반송파의 진폭에 전압 검출치 Vo를 이용함으로써, 태양광 발전 패널(2) 혹은 상용 전력 계통(3)의 전압이 변동했을 때의 응답이 보다 빠르게 되어, 인버터 장치(1)의 출력 전류를 안정화할 수 있다.

〔4. 부기〕

한편, 상기 실시형태에 있어서의 각 시뮬레이션에 관해서는, 실제 기기를 이용한 검증에 의해서도 같은 결과를 얻을 수 있다는 것이 확인되었다.

《교류에서 직류로의 변환 장치》

〔전체 구성에 관해서〕

이어서, 교류에서 직류로의 전력 변환을 행하는 변환 장치(1R)의 일 실시형태에 관해서 설명한다.

도 19는 이러한 변환 장치(1R)를 갖춘 축전 시스템의 일례를 도시하는 블럭도이다. 도면에서, 변환 장치(1R)의 출력단에는 축전지(2B)가 접속되고, 입력단에는 상용 전력 계통(3)(교류 계통)이 접속되어 있다. 이 축전 시스템은, 상용 전력 계통(3)으로부터 제공되는 전력을 교류에서 직류로 변환하여, 축전지(2B)에 축적할 수 있다.

변환 장치(1R)는, 상용 전력 계통(3)으로부터 수전한 교류를 직류로 변환하는 AC/DC 컨버터(11u)와, AC/DC 컨버터(11u)의 출력 전압을 강압하는 강압 회로(DC/DC 컨버터)(10d)와, 이들 양 회로(10d, 11u)의 동작을 제어하는 제어부(12)를 구비하고 있다. 도 1와의 비교에 의해 분명한 것과 같이, 에너지의 흐름이 역방향으로 되어 있다.

도 20은 변환 장치(1R)의 회로도의 일례이다. 도 2, 도 14, 도 17(이하, 도 2 등이라고 한다.)와의 차이는, 우선, 도 2 등에서의 태양광 발전 패널(2)이 축전지(2B)로 교체되어 있는 점이다. 또한, 변환 장치(1R)로서는, 도 2 등의 승압 회로(10)가 강압 회로(10d)로 교체되고, 도 2 등에서는 인버터 회로(11)였던 회로가, 구성 요소는 동일하지만, 교류 리액터(22)와 협동하여 승압도 가능한 AC/DC 컨버터(11u)가 된다.

강압 회로(10d)는, 도 2 등과 같은 다이오드(16)와 병렬로, 스위칭 소자(Qb2)를 이용하고 있다. 스위칭 소자(Qb2)로서는, 예컨대, 도시하는 IGBT 또는 FET를 이용할 수 있다.

변환 장치(1R)의 그 밖의 구성은, 도 2 등의 인버터 장치(1)와 기본적으로 마찬가지이다. 따라서, 이 변환 장치(1R)는 양방향성이 있으며, 태양광 발전 패널을 접속하면 도 2 등의 인버터 장치(1)와 동일한 동작을 행할 수 있다. 또한, 축전지(2B)의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 자립 운전을 할 수도 있다.

한편, 변환 장치(1R)가 인버터 장치로서 동작하는 경우는, 스위칭 소자(Qb2)는, 항상 오프 상태가 되거나(IGBT의 경우) 또는 스위칭 소자(Qb)와 교대로 온 동작하도록(FET의 경우) 제어부(12)에 의해 제어된다. 또한, 강압 회로(10d)는 승압 회로가 되고, AC/DC 컨버터(11u)는 인버터 회로가 된다.

상용 교류 계통(3)의 교류 전력에 기초하여 축전지(2B)를 충전하는 경우, 제어부(12)는, 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 동작을 제어하여, 동기 정류를 할 수 있다. 또한, 교류 리액터(22)의 존재 하에서 PWM 제어를 행함으로써, 승압하면서 정류를 행할 수 있다. 이렇게 해서, AC/DC 컨버터(11u)는, 상용 교류 계통(3)으로부터 주어지는 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다.

강압 회로(10d)는 강압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다. 스위칭 소자(Qb, Qb2)는 제어부(12)에 의해서 제어된다.

또한, 강압 회로(10d)의 스위칭 동작은, AC/DC 컨버터(11u)와의 사이에서 스위칭 동작을 행하는 기간이 교대로 전환되도록 제어된다. 따라서, 강압 회로(10d)는, 스위칭 동작을 행하고 있는 기간에는, 강압한 전압을 축전지(2B)에 출력하고, 스위칭 동작을 정지(스위칭 소자 Qb가 오프, Qb2가 온)하고 있는 기간은, AC/DC 컨버터(11u)가 출력하여 강압 회로(10d)에 입력한 직류 전압을, 직류 리액터(15)를 통해 축전지(2B)에 부여한다.

〔전압 파형의 개요〕

도 21은 변환 장치(1R)의 동작을 개념적으로 도시한 전압 파형의 도면이다.

(a)는, AC/DC 컨버터(11u)에의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 일례를 도시한다. 이것은, 대략 상용 교류의 전파 정류 파형이다. 2점쇄선은, 충전을 위한 직류 전압 Vg을 나타낸다. (b)에 도시하는 것과 같이, 직류 전압 Vg 쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 높은 구간(t0~t1, t2~t3, t4~)에서는, AC/DC 컨버터(11u)가 스위칭 동작하여, 교류 리액터(22)와의 협동에 의해 승압 동작한다.

한편, 이들 구간(t0~t1, t2~t3, t4~)에 있어서 강압 회로(10d)는 스위칭 소자(Qb)가 오프, 소자(Qb2)가 온인 상태가 되어, 강압 동작은 정지하고 있다. 한편, (b)에 도시하는 가는 스트라이프는, 실제로는 PWM 펄스 열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 다르다. 따라서, 만일 이 상태의 전압이 DC/DC 컨버터에 인가되었다고 하면, DC/DC 컨버터의 입력 전압, 즉 콘덴서(19)의 전압은 (c)에 도시하는 것과 같은 파형이 된다.

한편, 직류 전압 Vg 쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 낮은 구간(t1~t2, t3~t4)에서는, AC/DC 컨버터(11u)는 스위칭을 정지하고, 대신에, 강압 회로(10d)가 동작한다. 한편, 여기서 말하는 스위칭이란, 예컨대 20 kHz 정도의 고주파 스위칭을 의미하며, 동기 정류를 행하는 정도(상용 주파수의 2배)의 저주파인 스위칭은 아니다. 또, AC/DC 컨버터(11u)의 스위칭 정지에 의해 스위칭 소자(Q1~Q4)가 전부 오프라고 하여도, 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 내장 다이오드를 통해서 정류된 전압이 강압 회로(10d)에 입력된다. 단, 도통 손실을 저감하기 위해서는 동기 정류를 행하는 것이 바람직하다.

동기 정류를 행하는 경우의 AC/DC 컨버터(11u)는, 제어부(12)의 제어에 의해, AC/DC 컨버터(11u)의 전류의 부호가 플러스인 기간에서는, 스위칭 소자(Q1, Q4)를 온, 스위칭 소자(Q2, Q3)를 오프로 하고, 또한, AC/DC 컨버터(11u)의 전류의 부호가 마이너스인 기간에서는 이들의 온/오프를 반전한다. 이 반전의 주파수는 상용 주파수의 2배이기 때문에, 고주파 스위칭에 비교하면 주파수가 매우 작다. 따라서, 온/오프에 의한 손실도 매우 적다.

한편, 상기한 구간(t1~t2, t3~t4)에 있어서 강압 회로(10d)는 강압 동작한다. (d)에 도시하는 가는 스트라이프는, 실제로는 PWM 펄스 열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 다르다. 강압 결과, (e)에 도시하는 원하는 직류 전압 Vg을 얻을 수 있다.

이상과 같이, 교류 전압에 기초한 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 낮은 기간만 AC/DC 컨버터(11u)가 동작하고, 그 밖의 기간에는 스위칭을 정지시킴으로써, AC/DC 컨버터(11u)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.

마찬가지로, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 높은 기간만 강압 회로(10d)가 동작하고, 그 밖의 기간에는 스위칭을 정지시킴으로써, 강압 회로(10d)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.

이렇게 해서, AC/DC 컨버터(11u)와 강압 회로(10d)가, 교대로 스위칭 동작하게 되어, 한쪽이 동작할 때는 다른 쪽은 스위칭을 정지하고 있다. 즉 AC/DC 컨버터(11u) 및 강압 회로(10d)의 각각에 스위칭의 정지 기간이 생긴다. 또한, AC/DC 컨버터(11u)는, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 피크 및 그 근방을 피하여 동작하게 되기 때문에, 스위칭을 행할 때의 전압이 상대적으로 낮아진다. 이것도 스위칭 손실의 저감에 기여한다. 이렇게 해서, 변환 장치(1R) 전체적인 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다.

〔제어의 사양〕

상기 변환 장치(1R)의 제어는, 도 2 등의 인버터 장치(1)에 의한 계통 연계의 제어를 역방향으로 본 유사 제어로서 생각할 수 있다. 이것은, 인버터 장치(1)와 동일한 계통 연계를 시킬 수 있는 변환 장치(1R)를 이용하여, 역방향의 동작에 있어서도 변환 장치(1R)의 효율을 높이는 데에 적합한 제어이다.

인버터 장치(1)에 있어서의 총계와 각각 대응하는 변환 장치(1R)에서의 총계는 다음과 같이 된다.

Ia*: 상용 전력 계통(3)으로부터의 입력 전류 목표치

Iin: 강압 회로 전류 검출치

Iin*: 강압 회로 전류 목표치

Iinv*: AC/DC 컨버터(11u)에의 교류 입력 전류 목표치

Ig*: 축전지(2B)에의 직류 입력 전류 목표치

Ic: 콘덴서(19)에 흐르는 전류

Ica: 콘덴서(23)에 흐르는 전류

Va: 계통 전압 검출치

Vg: 축전지 전압치

Vinv*: AC/DC 컨버터(11u)에의 교류 입력 전압 목표치

Vo*: 강압 회로(10d)에의 입력 전압 목표치

Pin: 축전지(2B)에의 입력 전력

P_LOSS: 변환 장치(1R)의 전력 손실

η: 변환 장치(1R)의 전력 변환 효율

따라서, 도 2 등의 인버터 장치(1)에 있어서의 전술한 식(1)~식(8)에 대응한 이하의 관계를 적용할 수 있다.

식(1)과 대응하는 축전지(2B)에의 입력 전력 Pin의 평균치〈Pin〉는,

〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 … (R1)

이다.

식(2)에 대응하는 상용 전력 계통(3)으로부터의 입력 전류 목표치의 평균치〈Ia*〉는,

〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/(η×〈Va〉) … (R2)

이다.

식(3)에 대응하는 입력 전류 목표치 Ia*는,

Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt … (R3)

이다.

식(4)에 대응하는 교류 입력 전류 목표치 Iinv*는,

Iinv*=Ia*-sCaVa … (R4)

이다.

상기 식(R4)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iinv*=Ia*-Ca×(dVa/dt) … (R4a)

Iinv*=Ia*-Ica … (R4b)

가 된다.

또한, 식(5)에 대응하는 교류 입력 전압 목표치 Vinv*는,

Vinv*=Va-ZaIinv* … (R5)

이다.

상기 식(R5)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vinv*=Va-{RaIinv*+La×(dIinv*/dt) … (R5a)

가 된다.

상기한 것과 같이, 교류 측의 목표치인 AC/DC 컨버터(11u)에의 입력 목표치(Iinv*, Vinv*)는, AC/DC 컨버터(11u)와 필터 회로(21)와의 회로 접속점(P)으로 설정된다. 따라서, 계통 연계를 행하는 경우와 마찬가지로, 상용 전력 계통(3)과 변환 장치(1R)의 회로 접속점보다 목표치의 설정점을 앞(AC/DC 컨버터(11u) 측)으로 이동하고 있게 된다. 이러한 말하자면 「역」계통 연계에 의해, 교류와 직류의 적절한 연계가 이루어진다.

또한, 식(6)에 대응하는 강압 회로(10d)에의 입력 전압 목표치 Vo*는, 식(6)에 있어서의 Vgf, 즉 (Vg-ZIin)가, Vgr 즉 (Vg+ZIin)로 교체되어,

Vo*=Max(Vg+ZIin, Vinv*의 절대치) … (R6)

로 할 수 있다.

상기 식(R6)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vo*=Max(Vg+RIin+L(dIin/dt), Vinv*의 절대치) … (R6a)

가 된다.

또한, 강압 회로 전류 목표치 Iin*는,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-(sCVo*)×Vo*}/(Vg+ZIin) … (R7)

이다.

상기 식(R7)은, 시간 t에 의한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-C×(dVo*/dt)×Vo*}/{Vg+RIin+L(dIin/dt)) … (R7a)

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*}/(Vg+ZIin) … (R7b)

가 된다.

식(R7), 식(R7a), 식(R7b)에서, 교류 입력 전류 목표치 Iinv*와, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*와의 곱에 가산되어 있는 항은, 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, AC/DC 컨버터(11u)의 전력 목표치에 더하여, 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

또한, 미리 변환 장치(1R)의 전력 손실 P_LOSS을 측정해 두면, 상기 식(R7a)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-C×(dVo*/dt)×Vo*-P_LOSS}/(Vg+ZIin) … (R7c)

마찬가지로, 상기 식(R7b)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*-P_LOSS}/(Vg+ZIin) … (R7d)

이 경우, AC/DC 컨버터(11u)의 전력 목표치에 더하여, 무효 전력 및 전력 손실 P_LOSS을 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

한편, 콘덴서(19)의 정전 용량 C 및 전력 손실 P_LOSS이, (Iinv*×Vinv*)에 비해서 충분히 작은 경우, 하기 식(R8)이 성립한다. 이 식(R8)에 의해서 구해지는 Iin*를 식(R6), 식(R6a), 식(R7), 식(R7a), 식(R7b), 식(R7c) 및 식(R7d)의 우측 변에 포함되는 Iin으로서 이용할 수 있다.

Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg … (R8)

이상과 같이 하여, 제어부(12)는, AC/DC 컨버터(11u)에의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압(Vg+ZIin)보다도 높은 부분의 전압을 출력할 때는 강압 회로(10d)를 동작시키고, AC/DC 컨버터(11u)의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압(Vg+Z Iin)보다도 낮은 부분의 전압을 출력할 때는 AC/DC 컨버터(11u)를 동작시키도록 제어된다. 그 때문에, AC/DC 컨버터(11u)에 의해서 승압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있음과 더불어, AC/DC 컨버터(11u) 및 강압 회로(10d)의 스위칭 손실을 저감하여, 보다 고효율로 직류 전력을 출력할 수 있다.

또한, 강압 회로(10d) 및 AC/DC 컨버터(11u)는 모두 제어부(12)가 설정한 목표치에 기초하여 동작하기 때문에, 양 회로의 고주파 스위칭 기간이 교대로 전환되도록 동작을 하여도, AC/DC 컨버터(11u)에 입력되는 교류 전류에 위상 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.

또한, 전술한 것과 같이, 변환 장치(IR)는, 도 2 등의 인버터 장치(1)와 같은 계통 연계의 동작을 하게 할 수 있다. 따라서, 계통 연계를 행하는 직류/교류의 변환 및 교류/직류의 변환 양 방향으로 사용할 수 있어 효율 좋은 변환 장치를 실현할 수 있다.

〔기타〕

한편, 도 20에서는, AC/DC 컨버터(11u)를 구성하는 스위칭 소자로서 FET를 이용한 예를 도시했지만, 도 14와 같이 FET 대신에 IGBT를 이용할 수도 있다. 단, IGBT에서는 동기 정류를 할 수 없다. 따라서, AC/DC 컨버터(11u)의 고주파 스위칭 정지 상태에서는, 소자 내장의 다이오드에 의해서 풀 브릿지 정류 회로로서 동작하게 된다.

《보충 기재》

한편, 도 2, 도 14, 도 20의 회로 구성에 있어서, DC/DC 컨버터(10)에 포함되는 반도체 스위칭 소자 중 적어도 하나 및 DC/AC 인버터(11)(또는 AC/DC 컨버터(11u))에 포함되는 반도체 스위칭 소자에 SiC 소자를 이용하는 것이 바람직하다.

전술한 변환 장치(1)는, 고주파 스위칭의 횟수를 저감함으로써 반도체 소자의 스위칭 손실과 직류 리액터(15) 및 교류 리액터(22)의 철손을 저감할 수 있지만, 반도체 소자의 도통 손실까지 저감할 수는 없다. 이 점에서, 반도체 소자로서 SiC 소자를 이용하면 도통 손실을 저감할 수 있으므로, 전술한 것과 같이 제어되는 변환 장치(1)에 SiC 소자를 이용함으로써, 양자의 상승 효과에 의해 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.

한편, 이번에 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 특허청구범위에 의해서 나타내어지며, 특허청구범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.

1: 인버터 장치, 1R: 변환 장치, 2: 태양광 발전 패널, 2B: 축전지, 3: 상용 전력 계통, 10: 승압 회로(DC/DC 컨버터), 10d: 강압 회로(DC/DC 컨버터), 11: 인버터 회로(DC/AC 인버터), 11u: AC/DC 컨버터, 12: 제어부, 15: 직류 리액터, 16: 다이오드, 17: 제1 전압 센서, 18: 제1 전류 센서, 19: 콘덴서(평활 콘덴서(제2 콘덴서)), 21: 필터 회로, 22: 교류 리액터, 23: 콘덴서(출력 평활 콘덴서(제1 콘덴서)), 24: 제2 전류 센서, 25: 제2 전압 센서, 26: 콘덴서, 27: 제3 전압 센서, 30: 제어 처리부, 32: 승압 회로 제어부, 33: 인버터 회로 제어부, 34: 평균화 처리부, 41: 제1 연산부, 42: 제1 가산기, 43: 보상기, 44: 제2 가산기, 51: 제2 연산부, 52: 제3 가산기, 53: 보상기, 54: 제4 가산기, P: 회로 접속점 Q1~Q4, Qb: 스위칭 소자

Claims

직류 전원으로부터 제공되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 급전하는 변환 장치로서,
상기 부하와 접속되고, 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와,
상기 필터 회로를 통해 상기 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와,
상기 직류 전원과 상기 DC/AC 인버터 사이에 설치되는 DC/DC 컨버터와,
상기 DC/AC 인버터와 상기 DC/DC 컨버터 사이에 설치되는 제2 콘덴서와,
상기 DC/AC 인버터 및 상기 DC/DC 컨버터를 제어하는 제어부를 구비하고,
상기 제어부는,
상기 필터 회로와 상기 DC/AC 인버터의 전로(電路) 상의 상호 접속 부위를 회로 접속점이라고 할 때, 상기 제1 콘덴서에 흐르는 무효 전류를 포함한 상기 DC/AC 인버터의 상기 회로 접속점에서의 교류 출력 전류 목표치, 및 상기 교류 출력 전류 목표치의 전류가 상기 교류 리액터의 임피던스에 흐르는 것에 의한 전압 변화를 포함한 상기 회로 접속점에서의 교류 출력 전압 목표치를 구하고,
상기 교류 출력 전류 목표치, 상기 교류 출력 전압 목표치, 상기 교류 출력 전압 목표치 및 상기 직류 전력의 전압 중 큰 쪽인 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치, 및 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치에서의 상기 제2 콘덴서에 의한 무효 전력, 그리고 상기 직류 전력의 전압에 기초하여, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치를, 상기 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는
변환 장치.
제1항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 부하에의 출력 전류 목표치를 Ia*, 상기 제1 콘덴서의 정전 용량을 Ca, 상기 교류 전력의 전압치를 Va, 상기 직류 전원 측의 전압을 V_DC, 라플라스 연산자를 s라고 할 때, 상기 회로 접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전류 목표치 Iinv*를,
Iinv*=Ia*+sCaVa
로 설정하고, 또한 상기 교류 리액터의 임피던스를 Za라고 할 때, 상기 회로 접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*를,
Vinv*=Va+ZaIinv*
로 설정하고, 상기 전압 V_DC 및 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치 중 어느 큰 쪽을, 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*로 설정하고, 상기 제2 콘덴서의 정전 용량을 C라고 할 때, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 Iin*는,
Iin*={(Iinv*×Vinv*)+(sCVo*)×Vo*}/V_DC
로 설정하는 것인 변환 장치.
제2항에 있어서, 상기 DC/DC 컨버터는 직류 리액터를 포함하고,
상기 직류 전원의 전압을 Vg, 상기 직류 리액터의 임피던스를 Z, 상기 DC/DC 컨버터의 전류치를 Iin라고 할 때, (Vg-ZIin)를 상기 전압 V_DC으로 하는 변환 장치.
제3항에 있어서, 상기 DC/DC 컨버터의 전류치 Iin를, 전류 센서에 의한 검출치 또는
Iinv*×Vinv*/Vg
에 의해서 얻어지는 계산치로 설정하는 변환 장치.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전류의 목표치 및 검출치에 기초한 참조치와,
상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치의 비교에 기초하여 상기 DC/AC 인버터를 제어하고,
상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 및 검출치에 기초한 참조치와,
상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치의 비교에 기초하여 상기 DC/DC 컨버터를 제어하는 변환 장치.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하와 병렬로 교류 전원이 접속되어 있는 변환 장치.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 직류 전원을 직류 부하, 상기 부하를 교류 전원으로 하여, 상기 교류 전원으로부터 상기 직류 부하에 전력을 공급하는 변환 장치.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 DC/DC 컨버터 및 상기 DC/AC 인버터에 포함되는 반도체 스위칭 소자 중 적어도 하나에 SiC 소자를 이용하는 변환 장치.