JP6589679B2 - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチを用いて直流／交流の電力変換を行う電力変換装置に関し、特に、単相３線式の電力変換装置及びその制御方法に関する。

例えば、住宅用の太陽光発電システムでは、パワーコンディショナを用いて低圧配電系統に連系し、太陽光発電パネルで発電した直流電力を、系統に同期した交流電力に変換して出力する。住宅に引き込まれる低圧配電線は単相３線式であり、パワーコンディショナは単相３線のうち中性線を除く、線間電圧２００Ｖの２線と接続して単相２線式で単相電力を出力することができる。

なお、日本国内で販売されている住宅用のパワーコンディショナには、商用電力系統で停電が発生したときパワーコンディショナを商用電力系統から解列して、専用線から自立出力を提供する機能が搭載されている。この場合の自立出力は１００Ｖであり、家庭用のコンセントと同様に最大１．５ｋＶＡ（１５Ａ）の出力を提供することができる。但し、これは停電時の自立出力であり、常用の系統連系出力ではない。

住宅用の蓄電池に接続されるパワーコンディショナにも、単相２線式で単相３線式の低圧配電線に連系する機能が搭載されている。蓄電池に蓄えられた電力は、パワーコンディショナで交流電力に変換し、自家消費に充てることができる。太陽光発電の出力が天候や時刻に左右されるのに比して、蓄電池の出力は安定しているため、自立出力で２００Ｖ及び１００Ｖを両方使える単相３線式の交流出力を行う製品も既に存在している。但し、これも停電時の自立出力であり、常用の系統連系出力ではない。

一方、単相３線式の出力を提供できるインバータ装置も過去に提案されている（例えば、特許文献１参照。）。このインバータ装置では、必要な交流電圧（電圧線の２線間の電圧すなわち２００Ｖ）のピーク値より高い直流電圧を、インバータブリッジで単相３線式の低圧配電線に連系する回路例が開示されている。また、その従来技術として、太陽光発電の電力を交流に変換した後、変圧器を介して単相３線式の低圧配電線に連系する回路例も開示されている。

特許第３３３７０４１号公報

今後、太陽光発電と蓄電池とを組合せて住宅内で電力を自給自足するシステムの普及が予想されている。従って、自家消費電力を過不足なくパワーコンディショナから供給するために、系統連系時も単相３線出力をするパワーコンディショナが必要となる。特許文献１の場合、単相３線式の低圧配電線に連系する回路例が開示されているが、中性線に流れる電流が０になる制御が行われており、実質的には、単相２線出力とも解される。
また、これからのパワーコンディショナに求められる重要性能の１つとして、変換効率の向上がある。

特許文献１に記載されたインバータ装置では、必要な交流電圧のピーク値より高い直流電圧を供給する直流電源が必要である。直流電源自身にそのような電圧がない場合は、インバータの交流側又は直流側で昇圧する必要がある。例えば、単相２線式電力を出力するインバータの交流出力側に変圧器を置いて、出力電圧を昇圧するとともに変圧器の二次巻線側を、中間タップ付きの３線出力にすれば、交流電圧のピーク値よりも低い直流電圧から、単相３線式の交流電力を出力することができる。しかし、この方法では、高価で、重く、大きな低周波トランスを用いなければならないため実用的ではない。

一方、インバータの直流側で昇圧するには、インバータと直流電源の間にＤＣ／ＤＣコンバータを置いて、直流電源の電圧を交流電圧のピーク値以上に昇圧する必要がある。
ところが、この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧のための変換と、インバータによる交流への変換が常に行われるため、電力の変換効率を高めることが困難である。

かかる課題に鑑み、本発明は、変圧器を用いることなく、必要な交流電圧のピーク値よりも電圧が低い直流電源から単相３線式交流電力を出力し、かつ、その変換効率を改善することができる電力変換装置及びその制御方法を提供すること、を目的とする。

本開示は以下の発明を含む。但し、本発明は、特許請求の範囲によって定められるものである。
本開示は、直流電力を単相３線式の交流電力に変換する電力変換装置であって、交流電圧のピーク値より電圧が低い直流電源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に並列に接続された中間コンデンサと、前記中間コンデンサの両端に接続され、電圧出力型で、第１レグ、第２レグ及び中性レグを有するインバータと、前記インバータの各レグの出力線から出力される電力と前記中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが出力するように制御する制御部と、を備えている。

また、他の観点からの本開示は、交流電圧のピーク値より電圧が低い直流電源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に並列に接続された中間コンデンサと、前記中間コンデンサの両端に接続され、電圧出力型で、第１レグ、第２レグ及び中性レグを有するインバータと、を備え、直流電力を単相３線式の交流電力に変換する電力変換装置において、その制御部によって実行される電力変換装置の制御方法であって、
前記インバータの各レグの出力線から出力される電力を求めるとともに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧降下を考慮した直流電源電圧を求め、前記インバータの各レグの出力線から出力される電力と前記中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力が、前記直流電源電圧と電流指令値との積となるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記電流指令値を制御する、電力変換装置の制御方法である。

本発明によれば、変圧器を用いることなく、必要な交流電圧のピーク値よりも電圧が低い直流電源から単相３線式交流電力を出力し、かつ、その変換効率を改善することができる。

単相３線式の商用電力系統に連系する電力変換装置（パワーコンディショナ）の詳細な回路図の一例である。 各レグについて、ゲート駆動信号を得るコンパレータを示す制御ブロック図である。 コンパレータでゲート駆動信号を生成する他の例を示す制御ブロック図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータのゲート駆動信号をコンパレータで生成する一例を示すブロック図である。 電力変換装置の動作波形を示す図である。 ｕ相に６．８Ω、ｖ相に６８Ωの抵抗負荷を接続して自立運転を行ったときの動作波形を示す図である。 単相３線式の商用電力系統に連系する電力変換装置及び電力計測部の詳細な回路図の一例である。 （ａ）は、ｕ相電圧及びｖ相電圧の波形図である。（ｂ）は、交流リアクトルに流れるｕ線電流、交流リアクトルに流れるｖ線電流の波形図であり、実効値２０Ａの方がｕ線電流、実効値１０Ａの方がｖ線電流である。（ｃ）は、電流センサに流れる商用電力系統側のｕ線電流及びｖ線電流の波形図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、直流電力を単相３線式の交流電力に変換する電力変換装置であって、交流電圧のピーク値より電圧が低い直流電源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に並列に接続された中間コンデンサと、前記中間コンデンサの両端に接続され、電圧出力型で、第１レグ、第２レグ及び中性レグを有するインバータと、前記インバータの各レグの出力線から出力される電力と前記中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが出力するように制御する制御部と、を備えている電力変換装置である。

上記のように構成された電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータが出力する電力はインバータの各レグの出力線から出力される電力と中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力であるため、無効電力も含めて、ＤＣ／ＤＣコンバータは過不足なく、インバータに電力を出力することになる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは最小限のスイッチングを行い、単相３線式で、最小スイッチング変換を実現することができる。
こうして、変圧器を用いることなく、必要な交流電圧のピーク値よりも電圧が低い直流電源から単相３線式交流電力を出力し、かつ、その変換効率を改善することができる。

（２）また、（１）の電力変換装置において、前記制御部は、前記中性レグから出力する電流を、０及び０以外の値を含む指令値に制御するようにしてもよい。
単相３線の負荷が、中性線から見て均衡がとれている場合には、中性レグから出力する電流は０を指令値として制御することができる。また、単相３線の負荷が、中性線から見て不均衡である場合には、中性レグから出力する電流は、０以外の値を指令値として制御することで第１線、第２線に絶対値の相異なる電流を流すことができ、不均衡な負荷にも電力変換装置から無駄なく電力を供給することができる。

（３）また、（１）又は（２）の電力変換装置において、前記第１レグを構成する上アームの半導体スイッチ及び下アームの半導体スイッチの相互接続点である第１接続点と、前記単相３線式の第１線との間に設けられた第１の交流リアクトルと、前記第２レグを構成する上アームの半導体スイッチ及び下アームの半導体スイッチの相互接続点である第２接続点と、前記単相３線式の第２線との間に設けられた第２の交流リアクトルと、前記中性レグを構成する上アームの半導体スイッチ及び下アームの半導体スイッチの相互接続点である第３接続点と、前記単相３線式の中性線との間に設けられた第３の交流リアクトルと、前記第１線と、前記中性線との間に設けられた第１のコンデンサと、前記第２線と、前記中性線との間に設けられた第２のコンデンサと、前記直流電源の電圧を検出する直流電圧センサと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれる直流リアクトルに流れる電流を検出する直流電流センサと、前記第１の交流リアクトルに流れる電流を検出する第１の電流センサと、前記第２の交流リアクトルに流れる電流を検出する第２の電流センサと、前記第１の交流側コンデンサの両端の電圧を検出する第１の電圧センサと、前記第２の交流側コンデンサの両端の電圧を検出する第２の電圧センサと、を備えている構成であってもよい。
この場合、各センサの検出信号に基づいてインバータの出力及びＤＣ／ＤＣコンバータの出力を、各指令値に合わせる制御をすることができる。

（４）また、（３）の電力変換装置において、前記単相３線式の交流電路に接続された負荷と商用電力系統との間で、前記第１線に流れる電流によって生じる第１の有効電力、及び、前記第２線に流れる電流によって生じる第２の有効電力について、それぞれの検出信号を受け取って、前記制御部は、前記第１の有効電力と前記第２の有効電力の少なくとも一方の大きさが０であるか、双方の向きが一致している状態を維持するように前記第１線及び前記第２線にそれぞれ流れる電流を制御する機能を有するものであってもよい。
この場合、単相３線式の第１線−中性線間で消費される電力と、第２線−中性線間で消費される電力とが互いに不均等となる負荷接続状態であっても、
（ａ）直流電源が供給可能な電力が負荷消費よりも大きく、直流電源の電力を売電できる場合には、第１の有効電力及び第２の有効電力は、一方の大きさが０で他方が逆潮流方向とするか、又は、双方が逆潮流方向とすることができる。
（ｂ）直流電源が供給可能な電力は負荷消費以上であるが、直流電源の電力を売電できないことになっている場合には、第１の有効電力及び第２の有効電力は共に０とすることができる。
（ｃ）直流電源が供給可能な電力が負荷消費より小さい場合には、第１の有効電力及び第２の有効電力は、一方の大きさが０で、他方が買電方向とするか、又は、双方が買電方向とすることができる。
従って、上記の何れの場合にも、単価の異なる買電と売電とが同時に行われる状態を回避し、直流電源のその時点での電力供給能力を最大限に有効活用しつつ、電力変換装置から負荷及び商用電力系統に電力を供給することができる。

（５）一方、方法の観点からは、交流電圧のピーク値より電圧が低い直流電源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に並列に接続された中間コンデンサと、前記中間コンデンサの両端に接続され、電圧出力型で、第１レグ、第２レグ及び中性レグを有するインバータと、を備え、直流電力を単相３線式の交流電力に変換する電力変換装置において、その制御部によって実行される電力変換装置の制御方法であって、
前記インバータの各レグの出力線から出力される電力を求めるとともに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧降下を考慮した直流電源電圧を求め、前記インバータの各レグの出力線から出力される電力と前記中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力が、前記直流電源電圧と電流指令値との積となるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記電流指令値を制御する、電力変換装置の制御方法である。

上記のような電力変換装置の制御方法では、ＤＣ／ＤＣコンバータが出力する電力はインバータの各レグの出力線から出力される電力と中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力であるため、ＤＣ／ＤＣコンバータは過不足なく、電力を出力することになる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは最小限のスイッチングを行い、単相３線式で、最小スイッチング変換を実現することができる。
こうして、変圧器を用いることなく、必要な交流電圧のピーク値よりも電圧が低い直流電源から単相３線式交流電力を出力し、かつ、その変換効率を改善することができる。

［実施形態の詳細］
以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。

《第１実施形態》
《電力変換システムの回路構成例》
図１は、単相３線式の商用電力系統４に連系する電力変換装置（パワーコンディショナ）２の詳細な回路図の一例である。電力変換装置２は、主回路の電力変換部２Ａと、制御部２Ｃとを備えている。制御部２Ｃは例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部２Ｃの記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、コンピュータを含まないハードウェアのみの回路で制御部を構成することも可能ではある。

電力変換部２Ａの直流側の電路には分散型の直流電源１が接続されている。また、交流側の電路には、負荷Ｒｕｖ，Ｒｕｏ，Ｒｖｏが接続されている。電力変換装置２の出力電圧は例えば２００Ｖである。負荷Ｒｕｖは、ｕ線−ｖ線間に接続されている。負荷Ｒｕｏは、ｕ線−ｏ線の間に接続されている。負荷Ｒｖｏは、ｖ線−ｏ線の間に接続されている。商用電力系統４は、ｕ相の相電源４ｕ及びｖ相の相電源４ｖを有している。

次に電力変換部２Ａの内部構成について詳細に説明する。電力変換部２Ａは、直流電源１に並列に接続されている平滑用の直流側コンデンサ２１と、直流リアクトル２２と、ローサイドの半導体スイッチＱ_Ｌ、ハイサイドの半導体スイッチＱ_Ｈとを備えている。半導体スイッチＱ_Ｌ，Ｑ_Ｈにはそれぞれ逆並列に、ダイオードｄ_Ｌ，ｄ_Ｈが接続されている。半導体スイッチＱ_Ｌ，Ｑ_Ｈは、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。直流リアクトル２２並びに半導体スイッチＱ_Ｌ及びＱ_Ｈは、ＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧回路）２０を構成している。

２つの半導体スイッチＱ_Ｌ，Ｑ_Ｈの直列体の両端は、ＤＣバス２Ｂに接続されている。ＤＣバス２Ｂには、平滑用の中間コンデンサ２３が接続されている。また、ＤＣバス２Ｂには半導体スイッチＱ１〜Ｑ６によって構成されるフルブリッジ回路のインバータ２９が接続されている。半導体スイッチＱ１〜Ｑ６は、例えばＩＧＢＴである。半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６にはそれぞれ、逆並列にダイオードｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６が接続されている。

インバータ２９の構成を、ＤＣバス２Ｂの２線間に接続された３本のレグで定義すると、第１レグＬ１は、上アームの半導体スイッチＱ１及び下アームの半導体スイッチＱ２を第１接続点Ｐ１で互いに直列接続して成り、第１接続点Ｐ１から第１線（ｕ線）となる出力線が引き出される。第２レグＬ２は、上アームの半導体スイッチＱ３及び下アームの半導体スイッチＱ４を第２接続点Ｐ２で互いに直列接続して成り、第２接続点Ｐ２から第２線（ｖ線）となる出力線が引き出される。そして、中性レグＬ３は、上アームの半導体スイッチＱ５及び下アームの半導体スイッチＱ６を第３接続点Ｐ３で互いに直列接続して成り、第３接続点Ｐ３から中性線（ｏ線）となる出力線が引き出される。

引き出された電路は、各線の交流リアクトル２４，２５，２６を介して、単相３線式の商用電力系統４と連系可能なｕ、ｖ、ｏの電路となる。ｕ線、ｏ線の間には平滑用の交流側コンデンサ２７が接続されている。同様に、ｖ線、ｏ線の間には平滑用の交流側コンデンサ２８が接続されている。

計測用の回路要素としては、直流電源１からの入力電圧及びＤＣ／ＤＣコンバータ２０に流れる電流をそれぞれ検出する電圧センサ（直流電圧センサ）２０１及び電流センサ（直流電流センサ）２０２と、ＤＣバス２Ｂの電圧すなわち中間コンデンサ２３の両端電圧を検出する電圧センサ２０３と、交流リアクトル２４及び２５をそれぞれ流れる電流を検出する電流センサ２０４及び２０５と、ｕ線−ｏ線間の電圧（ｕ相電圧）を検出する電圧センサ２０６と、ｖ線−ｏ線間の電圧（ｖ相電圧）を検出する電圧センサ２０７とが設けられている。これら各センサ（２０１〜２０７）の検出出力は、制御部２Ｃに送られる。後述のように、各センサの検出信号に基づいてインバータ２９の出力及びＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力を、各指令値に合わせる制御をすることができる。
また、制御部２Ｃは、各センサ（２０１〜２０７，３１〜３４）の検出出力に基づいて半導体スイッチＱ_Ｌ，Ｑ_Ｈ，Ｑ１〜Ｑ６を制御する。

なお、直流電源１が蓄電池である場合は、直流リアクトル２２と半導体スイッチＱ_Ｌ，Ｑ_Ｈによって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、逆方向に、降圧回路として動作させることができる。また、インバータ２９（第１レグＬ１、第２レグＬ２及び中性レグＬ３）は、交流から直流への変換回路として逆方向に変換動作を行うことができる。

《系統連系制御》
次に、制御部２Ｃが主体となって実行する系統連系制御の演算手順について説明する。ここで、電流の符号は直流電源１から商用電力系統４に向かう方向を正とする。電圧の基準は、直流入力電圧Ｖ_ｇ及びＤＣリンク電圧（ＤＣバス２Ｂの２線間電圧）Ｖ_ｏについてはＤＣバス２Ｂの負極側、交流出力電圧は中性線（ｏ線）とする。

ｕ線の交流出力電流指令値Ｉ_ａ＿ｕ ^＊（ｔ）とｖ線の交流出力電流指令値Ｉ_ａ＿ｖ ^＊（ｔ）とを互いに独立に決定する。このときｏ線（中性線）の交流出力電流指令値Ｉ_ａ＿ｏ ^＊（ｔ）は、式（１）によって与えられる。なお、「（ｔ）」は、時間の関数であることを表す。
Ｉ_ａ＿ｏ ^＊（ｔ）＝−Ｉ_ａ＿ｕ ^＊（ｔ）−Ｉ_ａ＿ｖ ^＊（ｔ） ・・・（１）

次に、下記の式（２）、式（３）により、ｕ線の交流リアクトル２４の電流指令値Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）、ｖ線の交流リアクトル２５の電流指令値Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）をそれぞれ求める。ここで、Ｋ_ｕ、Ｋ_ｖは、フィードフォワード制御のためのゲイン、Ｃ_ａ＿ｕ、Ｃ_ａ−ｖはそれぞれ、交流側コンデンサ２７，２８の各容量、Ｖ_ａ−ｕ、Ｖ_ａ−ｖは、系統電圧の検出値であり、それぞれ、ｕ相、ｖ相について定義している。
Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）＝Ｋ_ｕＩ_ａ＿ｕ ^＊（ｔ）＋
Ｃ_ａ＿ｕ（ｄＶ_ａ＿ｕ（ｔ）／ｄｔ） ・・・（２）
Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）＝Ｋ_ｖＩ_ａ＿ｖ ^＊（ｔ）＋
Ｃ_ａ＿ｖ（ｄＶ_ａ＿ｖ（ｔ）／ｄｔ） ・・・（３）

また、ｏ線の交流リアクトル２６の電流指令値は下記の式（４）で与えられる。
Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）＝−Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）−Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ） ・・・（４）
式（２），（３），（４）により、交流側コンデンサ２７，２８に流れる無効電流を考慮して各交流リアクトル２４〜２６に流れるべき電流を指令値に設定した制御を行うことができ、また、これに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力を制御することができる。式（４）は、中性レグＬ３から出力する電流が、０及び０以外の値を含む指令値に制御されることを示している。例えば、単相３線の負荷が、中性線（ｏ線）から見て均衡がとれている場合には、Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）とＩ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）とは互いに絶対値が同じで符号が逆になるので、電流指令値Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）＝０として制御することができる。また、単相３線の負荷が、中性線から見て不均衡である場合には、中性レグＬ３から出力する電流は、０以外の値を指令値として制御することで第１線、第２線に絶対値の相異なる電流を流すことができ、不均衡な負荷にも電力変換装置から無駄なく電力を供給することができる。

また、下記の式（５）に従って、式（２）で得た電流指令値Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）を用いたｕ線電流のフィードバック制御を行い、参照値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^ｒｅｆ（ｔ）を得ることができる。ここで、Ｋ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｔ）は補償関数、Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｔ）はｕ線電流の検出値である。
Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｖ_ａ＿ｕ（ｔ）＋
Ｋ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｔ）（Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）−Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｔ）） ・・・（５）
同様にｖ線、ｏ線についても、それぞれ以下の式（６）、式（７）に従ってフィードバック制御を行いＶ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^ｒｅｆ（ｔ）、Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）を得ることができる。
Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｖ_ａ＿ｖ（ｔ）＋
Ｋ_{ｉｎｖ＿ｖ}（ｔ）（Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）−Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ}（ｔ）） ・・・（６）
Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｋ_{ｉｎｖ＿ｏ}（ｔ）（Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）−Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ}（ｔ））
・・・（７）

ｏ線の電流検出値Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ}（ｔ）に関し、電流センサを省略するときには、ｕ線の電流検出値及びｖ線の電流検出値を用いた以下の式（８）により参照値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）を得ることができる。
Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）＝
Ｋ_{ｉｎｖ＿ｏ}（ｔ）（Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ}（ｔ））
・・・（８）
また、ｏ線は独立にフィードバック制御は行わず、ｕ線及びｖ線のフィードバック制御の結果を用いるときには以下の式（９）により、参照値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）を得ることができる。
Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）＝−Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^ｒｅｆ（ｔ）−Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^ｒｅｆ（ｔ） ・・・（９）

図２は、各レグＬ１，Ｌ２，Ｌ３について、ゲート駆動信号を得るコンパレータを示す制御ブロック図である。Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６はそれぞれ、半導体スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のゲート駆動信号である。

図２の（ａ）において、参照値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^ｒｅｆ（ｔ）を、ＤＣリンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）で割って規格化し、第１レグＬ１（半導体スイッチＱ１，Ｑ２）のゲート駆動信号Ｇ１，Ｇ２を得るためのコンパレータに入力する。なお、Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）についてはＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御のための演算手順で述べる。搬送波は両振幅が１、中点が０の三角波である。従って、参照値が０．５以上のときは、ゲート駆動信号が１に固定される。よって、Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^ｒｅｆ（ｔ）の絶対値が、リンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）の１／２よりも大きいときには、第１レグＬ１の半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、上下いずれか一方がオン、他方がオフに固定される。

同様に、図２の（ｂ）において、参照値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^ｒｅｆ（ｔ）を、ＤＣリンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）で割って規格化し、第２レグＬ２（半導体スイッチＱ３，Ｑ４）のゲート駆動信号Ｇ３，Ｇ４を得るためのコンパレータに入力する。搬送波は両振幅が１、中点が０の三角波である。従って、参照値が０．５以上のときは、ゲート駆動信号が１に固定される。よって、Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^ｒｅｆ（ｔ）の絶対値が、リンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）の１／２よりも大きいときには、第２レグＬ２の半導体スイッチＱ３，Ｑ４は、上下いずれか一方がオン、他方がオフに固定される。

同様に、図２の（ｃ）において、参照値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）を、ＤＣリンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）で割って規格化し、中性レグＬ３（半導体スイッチＱ５，Ｑ６）のゲート駆動信号Ｇ５，Ｇ６を得るためのコンパレータに入力する。搬送波は両振幅が１、中点が０の三角波である。従って、参照値が０．５以上のときは、ゲート駆動信号が１に固定される。よって、Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^ｒｅｆ（ｔ）の絶対値が、リンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）の１／２よりも大きいときには、中性レグＬ３の半導体スイッチＱ５，Ｑ６は、上下いずれか一方がオン、他方がオフに固定される。

なお、第１レグＬ１と第２レグＬ２は、バイポーラ駆動の単相２線インバータと同じく、Ｑ１とＱ４、Ｑ２とＱ３、をペアにして相補スイッチングを行うこともできる。
Ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^ｒｅｆ（ｔ）−Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^ｒｅｆ（ｔ） ・・・（１０）
この場合には、式（１０）によりＶ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^ｒｅｆ（ｔ）、Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^ｒｅｆ（ｔ）から参照値Ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆ（ｔ）を定義し、図３のコンパレータでゲート駆動信号を生成することができる。

すなわち、図３は、コンパレータでゲート駆動信号を生成する他の例を示すブロック図である。図において、参照値Ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆ（ｔ）を、ＤＣリンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）で割って規格化し、コンパレータに入力する。搬送波は両振幅が２、中点が０の三角波である。従って、Ｖ_ｉｎｖ ^ｒｅｆ（ｔ）の絶対値が、リンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）よりも大きいときには、半導体スイッチＱ１，Ｑ４のペア及び半導体スイッチＱ２，Ｑ３のペアのいずれか一方がオン、他方がオフとなるゲート駆動信号（Ｇ１，Ｇ４）（Ｇ２，Ｇ３）が出力される。

次に、単相３線出力のインバータ２９と接続するＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御について述べる。以下の式（１１）、式（１２）、及び式（１３）にてそれぞれインバータ２９のｕ相出力電圧指令値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）、ｖ相出力電圧指令値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）、０Ｖに対するｏ線出力電圧指令値Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）を定義する。Ｒ_{ｉｎｖ＿ｘ}、Ｌ_{ｉｎｖ＿ｘ}はそれぞれインバータ２９の電流経路上の抵抗とインダクタンスである。

Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）＝Ｖ_ａ＿ｕ（ｔ）＋
｛（Ｒ_{ｉｎｖ＿ｕ}Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）＋Ｌ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｄＩ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）／ｄｔ）｝
・・・（１１）
Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）＝Ｖ_ａ＿ｖ（ｔ）＋
｛（Ｒ_{ｉｎｖ＿ｖ}Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）＋Ｌ_{ｉｎｖ＿ｖ}（ｄＩ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）／ｄｔ）｝
・・・（１２）
Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）＝
｛（Ｒ_{ｉｎｖ＿ｏ}Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）＋Ｌ_{ｉｎｖ＿ｏ}（ｄＩ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）／ｄｔ）｝
・・・（１３）

次に、以下の式（１４）でＶ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）を得る。これはｕ−ｖ間の出力電圧指令値である。
Ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）＝Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）−Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ） ・・・（１４）
また、次に、以下の式（１５）から式（１７ａ，１７ｂ）までを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の電流指令値Ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）を求める。

Ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）＝｛Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）＋Ｃ_ｏ（ｄＶ_ｏ ^＊（ｔ）／ｄｔ）Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）｝／Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ） ・・・（１５）
ここで、Ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）は、直流リアクトル２２の電流指令値、Ｃ_ｏは、中間コンデンサ２３の容量である。また、分母のＶ_ｉｎ ^＊（ｔ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の電圧降下を考慮した直流電源電圧であり、以下の式（１６）によって表される。
Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）＝Ｖ_ｇ−｛Ｒ_ｉｎＩ_ｉｎ ^＊（ｔ）＋Ｌ_ｉｎ（ｄＩ_ｉｎ ^＊（ｔ）／ｄｔ）｝
・・・（１６）
ここで、Ｖ_ｇは、直流電源１の電圧検出値である。Ｒ_ｉｎは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の抵抗値、Ｌ_ｉｎは、直流リアクトル２２のインダクタンスである。

Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）は、|Ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）|と、Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）との大小関係によって以下の値をとる。
|Ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）|＜Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）のとき、Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）＝Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）
・・・（１７ａ）
|Ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）|≧Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）のとき、Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）＝|Ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）|
・・・（１７ｂ）
ここで、Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）は、ＤＣリンク電圧の指令値である。

そして、以下の式（１８）に従ってＤＣ／ＤＣコンバータ２０のフィードバック制御を行う。
Ｖ_ｉｎ ^ｒｅｆ（ｔ）＝Ｖ_ｇ（ｔ）−Ｋ_ｉｎ（ｔ）（Ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）−Ｉ_ｉｎ（ｔ））
・・・（１８）
なお、Ｋ_ｉｎ（ｔ）は、フィードバック制御の補償関数である。

中間コンデンサ２３の容量Ｃ_ｏは、４７μＦとした。交流電圧のピーク電圧以上の直流電圧を用意する従来方式では数ｍＦとして、単相インバータの出力電力に含まれる無効電力は中間コンデンサ２３から供給し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は有効電力のみを供給するが、本実施形態の電力変換装置２はＤＣ／ＤＣコンバータ２０が有効電力だけでなく、無効電力を合わせて供給するため、Ｃ_ｏはスイッチングによって発生するリプルを吸収する程度の容量とする。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のゲート駆動信号は、図４に示したコンパレータで生成することができる。すなわち図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のゲート駆動信号をコンパレータで生成する一例を示す制御ブロック図である。図４において、参照値Ｖ_ｉｎ ^ｒｅｆ（ｔ）を、ＤＣリンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）で割って規格化し、コンパレータに入力する。搬送波は振幅が１、最小値が０の三角波である。従って、Ｖ_ｉｎ ^ｒｅｆ（ｔ）の絶対値が、リンク電圧指令値Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）よりも大きいときには、ハイサイドの半導体スイッチＱ_Ｈがオン、ローサイドの半導体スイッチＱ_Ｌがオフに固定されたゲート駆動信号ＧＨ，ＧＬが出力される。

《動作波形の例》
図５は、上記要領の演算手順によって制御した電力変換装置の動作波形を示す図である。直流電源１としては、電圧が２００Ｖの蓄電池を接続しており、交流側は電圧実効値が２０２Ｖ／１０１Ｖの単相３線式商用電力系統に連系している。交流出力電流の指令値は、ｕ線が実効値３０Ａ、ｖ線はｕ線と逆位相で実効値１０Ａとした。従って、式（１）からｏ線の電流はｕ線と逆位相であり、実効値２０Ａである。

（ａ）はゲート駆動信号であり、上から順に、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６，ＧＨ，ＧＬである。このゲート駆動信号より、第１レグＬ１及び第２レグＬ２のゲート駆動信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４は、交流出力電流のピーク値の時期の前後一定範囲でスイッチングを休止し、各レグの一対の半導体スイッチのうち、一方はオン、他方がオフに固定されている。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のゲート駆動信号ＧＨ，ＧＬには交流出力電流のゼロクロスの時期の前後一定範囲に同様のスイッチング休止期間があり、ＧＨがオン、ＧＬがオフに固定されている。

両スイッチング休止期間は互いに相補関係にあり、第１レグＬ１及び第２レグＬ２とＤＣ／ＤＣコンバータ２０とは、概ね、相手方のスイッチング休止期間でのみスイッチングを行っていることが分かる。このため、全体のスイッチング回数は概ね半減されており、常時スイッチングを行う場合と比べるとスイッチング損失が大幅に低減される。一方、中性レグのＧ５，Ｇ６には休止期間はなく常時スイッチングを行っている。

（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電流検出値Ｉ_ｉｎ（ｔ）を示す。これは、式（１５）に示すように、ｕ，ｖ，ｏ各レグの電力と、中間コンデンサ２３を流れる電流による無効電力を合わせた電力をＶ_ｉｎ ^＊（ｔ）、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ２０の電圧降下を考慮した直流電源電圧で割った値となっている。

（ｃ）は、中間コンデンサ２３の電圧（ＤＣバス２Ｂの電圧）Ｖ_ｏ（ｔ）を、Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）及びＶ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）の絶対値と共に重ねて示している。少し波打っている直流電圧の方がＶ_ｉｎ ^＊（ｔ）であり、脈流波形がＶ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）の絶対値である。
Ｖ_ｏ（ｔ）はＶ_ｉｎ ^＊（ｔ）、Ｖ_ｉｎｖ ^＊（ｔ）の絶対値のいずれか大きい方となっており、この実施形態の場合には約１９０Ｖから約２９０Ｖの範囲で変化する波形となっている。平均電圧は約２３０Ｖで、従来方式の場合の３３０Ｖと比べると約３０％も低い電圧となっている。

この電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ２０とインバータ２９の半導体スイッチに加わるが、半導体スイッチのスイッチング損失は概ね印加する電圧に比例する。特にインバータ２９のｏ線電流を制御する中性レグＬ３は常時スイッチングが行われるのでＶ_ｏ（ｔ）を低減することによって、この実施形態の場合であればスイッチング損失を約３０％低減することができる。なお、直流電源１の電圧が２００Ｖよりも低いときには本実施形態の電力変換装置２のＶ_ｏ（ｔ）の平均電圧はさらに低くなる。例えば、直流電源１の電圧が１００Ｖのときには、Ｖ_ｏ（ｔ）の平均電圧は約２００Ｖになる。よって、中性レグＬ３のスイッチング損失は約４０％低減することができる。

（ｄ）は、各レグの交流出力電流Ｉ_ａ＿ｕ（ｔ）、Ｉ_ａ＿ｖ（ｔ）、Ｉ_ａ＿ｏ（ｔ）を示す。この例では、振幅が最も大きいのがＩ_ａ＿ｕ（ｔ）、次がＩ_ａ＿ｏ（ｔ）、最も小さいのがＩ_ａ＿ｖ（ｔ）である。
このように、ｕ線とｖ線の電流が異なる場合にも、実効値は指令値どおりそれぞれ３０Ａ、１０Ａ、２０Ａとなっており、また、波形の歪みも実用上問題ない程度に抑えることができている。

《まとめ》
上記の式（１５）は、右辺の分母を両辺に乗じると、
Ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）＝Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）＋Ｃ_ｏ（ｄＶ_ｏ ^＊（ｔ）／ｄｔ）Ｖ_ｏ ^＊（ｔ） ・・・（１５’）
となる。すなわち、上記のような制御は、制御部２Ｃが、インバータ２９の各レグ（ｕ，ｖ，ｏ）が出力する電力である｛Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）＋Ｉ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）Ｖ_{ｉｎｖ＿ｏ} ^＊（ｔ）｝と、中間コンデンサ２３を流れる電流による無効電力｛Ｃ_ｏ（ｄＶ_ｏ ^＊（ｔ）／ｄｔ）Ｖ_ｏ ^＊（ｔ）｝とを合わせた電力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が、Ｉ_ｉｎ ^＊（ｔ）Ｖ_ｉｎ ^＊（ｔ）として出力するように制御している、と言える。

このような電力変換装置２又はその制御方法によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が出力する電力はインバータ２９が出力する単相３線式交流電力の各レグの出力線から出力される電力と中間コンデンサ２３を流れる電流による無効電力とを合わせた電力であるため、無効電力も含めて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は過不足なく、インバータ２９に電力を出力することになる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ２９は両者で最小限のスイッチングを行い、単相３線式で、最小スイッチング変換を実現することができる。
こうして、変圧器を用いることなく、必要な交流電圧のピーク値よりも電圧が低い直流電源から単相３線式交流電力を出力し、かつ、その変換効率を改善することができる。

《第２実施形態》
以上の説明では、電力変換装置２の交流出力側を単相３線式の配電系統に連系している場合を示したが、系統連系はされておらず負荷だけが接続されている自立運転の場合にも、この電力変換装置２を用いることができる。この場合は、式（２）、式（３）を、それぞれ、以下の式（１９）及び式（２０）に置き換えて、ｕ相及びｖ相の電圧をそれぞれフィードバック制御することにより、交流リアクトル電流指令値Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）、Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）を決定し、それ以降は系統連系の場合と同様に式（４）から式（１８）に示した演算手順を実施すれば、電力変換装置の自立運転を行うことができる。

Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ} ^＊（ｔ）＝Ｉ_ａ＿ｕ（ｔ）＋Ｋ_ａ＿ｕ（ｔ）（Ｖ_ａ＿ｕ ^＊（ｔ）−Ｖ_ａ＿ｕ（ｔ））
・・・（１９）
Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ} ^＊（ｔ）＝Ｉ_ａ＿ｖ（ｔ）＋Ｋ_ａ＿ｖ（ｔ）（Ｖ_ａ＿ｖ ^＊（ｔ）−Ｖ_ａ＿ｖ（ｔ））
・・・（２０）

なお、式（１９）及び式（２０）に含まれる出力電流Ｉ_ａ＿ｕ（ｔ）、Ｉ_ａ＿ｖ（ｔ）はセンサを設けてその検出値を用いるが、出力電流検出センサを省略する場合には、交流リアクトル２４，２５の電流検出値Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｔ）、Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ}（ｔ）に適当な演算を加えた数値で代用することもできる。例えば、Ｉ_{ｉｎｖ＿ｕ}（ｔ）、Ｉ_{ｉｎｖ＿ｖ}（ｔ）にローパスフィルタを通過させた数値とすることができる。自立出力では式（５）、式（６）、式（１１）及び式（１２）に含まれる交流出力電圧Ｖ_ａ＿ｕ（ｔ）、Ｖ_ａ＿ｖ（ｔ）は、検出値の代わりに指令値Ｖ_ａ＿ｕ ^＊（ｔ）、Ｖ_ａ＿ｖ ^＊（ｔ）を用いることができる。

図６は、ｕ相に６．８Ω、ｖ相に６８Ωの不平衡な抵抗負荷を接続して自立運転を行ったときの動作波形を示す図である。図の（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｅ）は、それぞれ、図５における（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）に対応する図である。図６の（ｄ）は、ｕ相電圧Ｖ_ａ＿ｕ及びｖ相電圧Ｖ_ａ＿ｖの波形図である。

直流電源としては電圧が２００Ｖの蓄電池を接続しており、交流側は電圧実効値が２０２Ｖ／１０１Ｖの単相３線式電力を出力する。このようにｕ相とｖ相の負荷の大きさが異なる場合でもｕ相、ｖ相は実効値が１０１Ｖの歪みのない正弦波電圧を出力することができる。図５の系統連系の場合と同様に、第１レグＬ１及び第２レグＬ２のゲート駆動信号と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のゲート駆動信号とは、休止期間があり、ＤＣリンク電圧Ｖ_ｏ（ｔ）の平均値は２３０Ｖとなっており、スイッチング損失を低減することができる。

《第３実施形態》
図７は、単相３線式の商用電力系統４に連系する電力変換装置（パワーコンディショナ）２の詳細な回路図の一例である。図１との違いは、負荷（Ｒｕｖ，Ｒｕｏ，Ｒｖｏ）と商用電力系統４との間に電力計測部３を設けた点である。電力計測部３には、商用電力系統４と負荷Ｒｕｖ，Ｒｕ，Ｒｖとの間の、ｕ線及びｖ線にそれぞれ流れる電流を検出する電流センサ３１及び３２と、これらの電流センサ３１，３２と同じ場所にあって、ｕ線−ｏ線間の電圧（ｕ相電圧）を検出する電圧センサ３３と、ｖ線−ｏ線間の電圧（ｖ相電圧）を検出する電圧センサ３４とが設けられている。電流センサ３１，３２及び電圧センサ３３，３４の検出出力は、電力変換装置２の制御部２Ｃに送られる。

制御部２Ｃは、これらの検出出力に基づいて、ｕ相の電力、ｖ相の電力を求める。電流センサ３１及び電圧センサ３３は、ｕ線の電路に流れる電流によって生じる第１の有効電力Ｐ１を検出する第１電力検出部を構成している。また、電流センサ３２及び電圧センサ３４は、ｖ線の電路に流れる電流によって生じる第２の有効電力Ｐ２を検出する第２電力検出部を構成している。

図７において、直流電源１は蓄電池であり、交流側は電圧実効値が２０２Ｖ／１０１Ｖの単相３線式の商用電力系統４に連系した。ｕ相にＲｕｏ：１０Ω、ｕｖ間にＲｕｖ：２０Ωの抵抗負荷を接続した（Ｒｖｏは接続せず。）。このとき電力計測部３によって検出される有効電力検出値Ｐ１、Ｐ２がどちらも０になるように、電力変換装置２の出力電流指令値Ｉ_ａ＿ｕ ^＊（ｔ）、Ｉ_ａ＿ｖ ^＊（ｔ）を設定した。

図８の（ａ）は、ｕ相電圧Ｖ_ａ＿ｕと、ｖ相電圧Ｖ_ａ＿ｖの波形図である。（ｂ）は、交流リアクトル２４に流れるｕ線電流、交流リアクトル２５に流れるｖ線電流の波形図であり、実効値２０Ａの方がｕ線電流、実効値１０Ａの方がｖ線電流である。（ｃ）は、電流センサ３１及び３２に流れる商用電力系統側のｕ線電流及びｖ線電流の波形図である。電流センサ３１及び３２に流れるｕ線の有効電流及びｖ線の有効電流は、共に、約０Ａである。このように、需要家の負荷より商用電力系統側に電流を流さない制御を行えば、単相３線式電路に接続された自家消費負荷に対して直流電源から過不足なく電力を供給することができる。これにより、買電を抑制することができる。

なお、前述のように、ｕ線の有効電流及びｖ線の有効電流の少なくとも一方の大きさが０であるか、双方の向きが一致している状態を維持するようにｕ線及びｖ線にそれぞれ流れる電流を制御する機能を有するものであってもよい。この場合、単相３線式の負荷であっても、買電と売電とが同時に行われる状態を回避し、直流電源のその時点での電力供給能力を最大限に有効活用しつつ、電力変換装置２から負荷Ｒｕｏ，Ｒｖｏ，Ｒｕｖ及び商用電力系統４に電力を供給することができる。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 直流電源
２ 電力変換装置
２Ａ 電力変換部
２Ｂ ＤＣバス
２Ｃ 制御部
３ 電力計測部
４ 商用電力系統
４ｕ 相電源
４ｖ 相電源
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２１ 直流側コンデンサ
２２ 直流リアクトル
２３ 中間コンデンサ
２４〜２６ 交流リアクトル
２７，２８ 交流側コンデンサ
２９ インバータ
３１，３２ 電流センサ
３３，３４ 電圧センサ
２０１，２０３，２０６，２０７ 電圧センサ
２０２，２０４，２０５ 電流センサ
ｄ_Ｌ，ｄ_Ｈ ダイオード
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｌ１ 第１レグ
Ｌ２ 第２レグ
Ｌ３ 中性レグ
Ｐ１ 第１接続点
Ｐ２ 第２接続点
Ｐ３ 第３接続点
Ｑ_Ｌ，Ｑ_Ｈ 半導体スイッチ
Ｑ１〜Ｑ６ 半導体スイッチ
Ｒｕｏ，Ｒｖｏ，Ｒｕｖ 負荷

Claims (5)

1. 直流電力を単相３線式の交流電力に変換する電力変換装置であって、
   交流電圧のピーク値より電圧が低い直流電源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に並列に接続された中間コンデンサと、
   前記中間コンデンサの両端に接続され、電圧出力型で、第１レグ、第２レグ及び中性レグを有するインバータと、
   前記インバータの各レグの出力線から出力される電力と前記中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが出力するように制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記中性レグから出力する電流を、０及び０以外の値を含む指令値に制御する電力変換装置。
2. 前記制御部は、単相３線の負荷が中性線から見て不均衡である場合に、前記中性レグから出力する電流の前記指令値を、０以外の値として制御する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１レグを構成する上アームの半導体スイッチ及び下アームの半導体スイッチの相互接続点である第１接続点と、前記単相３線式の第１線との間に設けられた第１の交流リアクトルと、
   前記第２レグを構成する上アームの半導体スイッチ及び下アームの半導体スイッチの相互接続点である第２接続点と、前記単相３線式の第２線との間に設けられた第２の交流リアクトルと、
   前記中性レグを構成する上アームの半導体スイッチ及び下アームの半導体スイッチの相互接続点である第３接続点と、前記単相３線式の中性線との間に設けられた第３の交流リアクトルと、
   前記第１線と、前記中性線との間に設けられた第１のコンデンサと、
   前記第２線と、前記中性線との間に設けられた第２のコンデンサと、
   前記直流電源の電圧を検出する直流電圧センサと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれる直流リアクトルに流れる電流を検出する直流電流センサと、
   前記第１の交流リアクトルに流れる電流を検出する第１の電流センサと、
   前記第２の交流リアクトルに流れる電流を検出する第２の電流センサと、
   前記第１のコンデンサの両端の電圧を検出する第１の電圧センサと、
   前記第２のコンデンサの両端の電圧を検出する第２の電圧センサと、を備えている請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記単相３線式の交流電路に接続された負荷と商用電力系統との間で、前記第１線に流れる電流によって生じる第１の有効電力、及び、前記第２線に流れる電流によって生じる第２の有効電力について、それぞれの検出信号を受け取って、
   前記制御部は、前記第１の有効電力と前記第２の有効電力の少なくとも一方の大きさが０であるか、双方の向きが一致している状態を維持するように前記第１線及び前記第２線にそれぞれ流れる電流を制御する機能を有する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 交流電圧のピーク値より電圧が低い直流電源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に並列に接続された中間コンデンサと、前記中間コンデンサの両端に接続され、電圧出力型で、第１レグ、第２レグ及び中性レグを有するインバータと、を備え、直流電力を単相３線式の交流電力に変換する電力変換装置において、その制御部によって実行される電力変換装置の制御方法であって、
   前記インバータの各レグの出力線から出力される電力を求めるとともに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧降下を考慮した直流電源電圧を求め、
   前記インバータの各レグの出力線から出力される電力と前記中間コンデンサを流れる電流による無効電力とを合わせた電力が、前記直流電源電圧と電流指令値との積となるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記電流指令値を制御するとともに、前記中性レグから出力する電流を、０及び０以外の値を含む指令値に制御する、電力変換装置の制御方法。