JPH1014252A

JPH1014252A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH1014252A
Application number: JP8158443A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Sakakibara; 憲一榊原
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1996-06-19
Filing date: 1996-06-19
Publication date: 1998-01-16
Anticipated expiration: 2016-06-19
Also published as: JP3588917B2

Abstract

(57)【要約】【課題】日中時に負荷の小さい住宅用の、直流電力源
を含む分散電源において、商用電源系統および直流負荷
への電力供給効率を改善する。【解決手段】商用電源系統３に対して商用周波数で動
作し、かつ脈流電圧を生成する単相インバータ５を接続
し、直流電力源１に対してＤＣ／ＤＣコンバータ２を接
続し、単相インバータ５とＤＣ／ＤＣコンバータ２とを
トランス４を介して接続し、単相インバータ５とトラン
ス４との接続点に、直流負荷８に電力を供給するための
昇圧チョッパ回路６を接続してある。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は電力変換装置に関
し、さらに詳細にいえば、太陽電池、燃料電池などの直
流電力源と商用電源系統とを併用して家庭内負荷などに
電源を供給するに当って、直流電力源による発電量が多
い場合に直流電力源の余剰電力を商用電源系統に供給す
るために好適な電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、太陽電池、燃料電池などの直
流電力源を分散電源として導入することが強く要望され
るようになってきている。この場合に、図１に示すよう
に、家庭内負荷など（以下、負荷機器という）への電力
供給形態としては、直流電力源１００の出力をＰＷＭイ
ンバータ１０１を用いて交流に変換し、商用周波数トラ
ンス１０２を介して商用電源系統１０３に接続し、商用
電源系統１０３の屋内配電線を介して負荷機器１０４へ
の電力供給を行うことが一般的である（以下、この形態
を系統連系という）。なお、図１には、電気的構成と共
にこの構成の各部における電圧波形を示してある。

【０００３】一方、負荷機器についてみると、インバー
タの普及によって、交流を直流に変換した後、インバー
タで電力を供給するようにしたものが増加してきている
ので、直流電力源１００からの出力を直接用いる方が高
効率に負荷機器１０４に電力を供給することができる。
例えば、空気調和装置用インバータ１０５に直流電力を
供給する方式として、例えば、図２に示すように、直流
電力源１００に対して直接に空気調和装置用インバータ
１０５を接続するものが提案されているが、夜間、降雨
時などのように直流電力源１００の発生電力が少なくな
る場合には、商用電源系統１０３からの電力供給を行う
ことになるので、商用周波数トランス１０２による機器
効率の低下が問題になる。また、商用周波数トランスは
体積、重量が著しく大きいのであるから、最近では、商
用周波数トランスを用いる代わりに、高周波で絶縁する
方式が主流になりつつある。

【０００４】ここで、絶縁が求められるのは直流電力源
と商用電源系統との間のみであるから、最近では、図３
に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６を用いた系
統連系インバータが用いられており、高周波で絶縁する
ことに起因してトランス１０７の小形化を可能にしてい
る。なお、図３には、電気的構成と共にこの構成の各部
における電圧波形（瞬時波形及び平均値）を示してあ
る。

【０００５】この場合にも、直流部（トランス１０７と
ＰＷＭインバータ１０１との接続部）に空気調和装置用
インバータ１０５を接続すれば、交流で連系する場合と
比較して、ＰＷＭインバータ１０１および空気調和装置
用インバータ負荷の整流部の損失を排除できることに起
因して、直流電力源１００から空気調和装置１０４への
電力供給効率を改善することができる。また、商用電源
系統１０３のみで直流負荷を駆動する場合には、トラン
ス１０７が介在していないので、図２の構成を採用する
場合と比較して電力供給効率を改善することができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図３の構成を
採用した場合には、高周波で動作するＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１０６とＰＷＭインバータ１０１とを用い、これら
が直流電力源１００と商用電源系統１０３との間に介在
されているのであるから、直流電力源１００から商用電
源系統１０３への電力供給効率が低くなってしまう。

【０００７】ここで、住宅用システムにおいては、契約
電力相当と発電容量とが大きく設定され（例えば、３０
Ａの場合は３ｋＷ、５０Ａの場合は５ｋＷ）、在室数の
少ない日中時は売電を積極的に行い、夜間は買電により
終日収支が零になるような運用形態が取られるのである
から、上述のような商用電源系統への電力供給効率の悪
化は終日の電力利用率を低下させることになってしま
う。

【０００８】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、日中時に負荷の小さい住宅用の、直流電
力源を含む分散電源において、商用電源系統および直流
負荷への電力供給効率を改善することができる高周波絶
縁型の電力変換装置を提供することを目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の電力変換装置
は、商用電源系統に対して商用周波数で動作し、かつ脈
流電圧を生成する単相インバータを接続し、直流電力源
に対してＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、単相インバー
タとＤＣ／ＤＣコンバータとをトランスを介して接続
し、単相インバータとトランスとの接続点に、直流負荷
に電力を供給するための昇圧チョッパ回路を接続してあ
る。

【００１０】

【作用】請求項１の電力変換装置であれば、商用電源系
統に対して商用周波数で動作し、かつ脈流電圧を生成す
る単相インバータを接続し、直流電力源に対してＤＣ／
ＤＣコンバータを接続し、単相インバータとＤＣ／ＤＣ
コンバータとをトランスを介して接続し、単相インバー
タとトランスとの接続点に、直流負荷に電力を供給する
ための昇圧チョッパ回路を接続してあるので、直流電力
源から直流負荷に電力を供給する場合には昇圧チョッパ
回路による損失が増加する。しかし、直流電力源から商
用電源系統に電力を供給する場合には、単相インバータ
において脈流電圧を商用交流電圧に変換するだけでよい
からＰＷＭ制御によるスイッチング損失分を改善するこ
とができる。そして、両者の増減はほぼ等しい値にな
る。したがって、日中時に売電を主体とする住宅用の分
散電源において終日総合効率の改善を達成することがで
きる。また、日中時に負荷の大きい空気調和装置などを
直流電力源側に接続することにより、交流連系と比較し
て高効率に電力利用を行うことができる。

【００１１】さらに、商用電源系統から直流負荷に電力
を供給する場合には、図３に示す従来例と同等の電力変
換効率を達成することができ、夜間、降雨時などにおい
ても機器効率の低下を少なくすることができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、添付図面によってこの発明
の実施の態様を詳細に説明する。図４はこの発明の電力
変換装置の一実施態様を示す電気回路図である。なお、
図４には、構成各部の電圧波形（瞬時波形及び平均値）
をも示してある。

【００１３】この電力変換装置は、太陽電池からなる直
流電力源１と並列にコンデンサ１ａを接続してあるとと
もに、直流電力源１の両端子間にＤＣ／ＤＣコンバータ
２を接続している。このＤＣ／ＤＣコンバータ２は、直
流電力源１の両端子間に互いに直列接続した電力用スイ
ッチングトランジスタ（以下、単にスイッチングトラン
ジスタという）２ａ，２ｂと直流電力源１の両端子間に
互いに直列接続したスイッチングトランジスタ２ｃ，２
ｄとを互いに並列接続してなるものであり、スイッチン
グトランジスタ２ａ，２ｂの接続点とスイッチングトラ
ンジスタ２ｃ，２ｄの接続点との間に高周波絶縁用のト
ランス４の一方の巻線を接続している。また、商用電源
系統３の両端子間に単相インバータ５を接続し、単相イ
ンバータ５の両出力端子間にコンデンサ５ｈを接続する
とともに、リアクトル５ｆを介してダイオードブリッジ
５ｇを接続し、ダイオードブリッジ５ｇの両出力端子間
に前記高周波絶縁用のトランス４の他方の巻線を接続し
ている。前記単相インバータ５は、商用電源系統３の両
端子間に互いに直列接続したスイッチングトランジスタ
５ａ，５ｂと互いに直列接続したスイッチングトランジ
スタ５ｃ，５ｄとを互いに並列接続してなるものであ
る。

【００１４】また、前記単相インバータ５の両出力端子
間にリアクトル６ａを介して昇圧チョッパ回路６を接続
し、昇圧チョッパ回路６の両出力端子間に空気調和装置
用のインバータ（直流負荷）８を接続してある。前記昇
圧チョッパ回路６は、リアクトル６ａと直列に接続され
たスイッチングトランジスタ６ｂと、スイッチングトラ
ンジスタ６ｂに対して逆極性で直列接続されたダイオー
ド６ｃと、スイッチングトランジスタ６ｂとダイオード
６ｃとの直列回路と並列に接続されたコンデンサ６ｄと
からなるものである。

【００１５】この電力変換装置は、直流電力源１の端子
間電圧Ｖｄｃ１、第１直流部電圧指令Ｖｄｃ１＊、空気
調和装置用のインバータ８の入力電圧Ｖｄｃ２、第２直
流部電圧指令Ｖｄｃ２＊、商用電源系統３の電圧Ｖｓ、
リアクトル５ｆに流れる電流Ｉ１、リアクトル６ａに流
れる電流Ｉ２を入力として、単相インバータ５のスイッ
チングトランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄに対するス
イッチング信号ｓｙｎｃ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のス
イッチングトランジスタに対するスイッチング信号ｐｗ
ｍ１、昇圧チョッパ回路６のスイッチングトランジスタ
６ｂに対するスイッチング信号ｐｗｍ２を出力する電力
制御部７を有している。

【００１６】なお、第１直流部電圧指令Ｖｄｃ１＊は直
流電力源１の最大出力が得られる電圧値であり、第２直
流部電圧指令Ｖｄｃ２＊は空気調和装置用のインバータ
８が必要とする直流電圧値である。図５はこの電力制御
部７を示すブロック図である。この電力制御部７におい
ては、商用電源系統３から検出された電圧波形Ｖｓを入
力として、極性判別部７ａにより方形波のスイッチング
信号ｓｙｎｃを生成し、単相インバータ５に供給する。
そして、単相インバータ５は、このスイッチング信号ｓ
ｙｎｃに基づいて各相を逆極性でＯＮ−ＯＦＦすること
により商用電源系統３の正弦波を脈流電圧に変換する。

【００１７】また、第１直流部電圧指令Ｖｄｃ１＊と直
流電力源１の端子間電圧Ｖｄｃ１との偏差を減算器７ｂ
１により得、この偏差をＰＩ（比例、積分）補償器７ｂ
２を介して乗算器７ｂ３に供給するとともに、前記電圧
波形Ｖｓを絶対値部７ｄに供給することにより得られる
脈流波形をも乗算器７ｂ３に供給して電流指令Ｉ１＊を
得、この電流指令Ｉ１＊とリアクトル５ｆに流れる電流
Ｉ１との偏差を減算器７ｂ４により得、この偏差をＰ
（比例）補償器７ｂ５に供給し、さらにパルス幅変調部
７ｂ６に供給することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２
のスイッチングトランジスタ２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄを
スイッチングさせるためのスイッチング信号ｐｗｍ１を
生成する。

【００１８】また、第２直流部電圧指令Ｖｄｃ２＊と空
気調和装置用のインバータ８の入力電圧Ｖｄｃ２との偏
差を減算器７ｃ１により得、この偏差をＰＩ補償器７ｃ
２を介して乗算器７ｃ３に供給するとともに、前記電圧
波形Ｖｓを絶対値部７ｄに供給することにより得られる
脈流波形をも乗算器７ｃ３に供給して電流指令Ｉ２＊を
得、この電流指令Ｉ２＊とリアクトル６ａに流れる電流
Ｉ２との偏差を減算器７ｃ４により得、この偏差をＰ
（比例）補償器７ｃ５に供給し、さらにパルス幅変調部
７ｃ６に供給することにより、昇圧チョッパ回路６のス
イッチングトランジスタ６ｂをスイッチングさせるため
のスイッチング信号ｐｗｍ２を生成する。

【００１９】次に、図４の電力変換装置の動作を説明す
る。ただし、直流電力源１として太陽電池を採用し、太
陽電池は、最大出力が得られる動作電圧がほぼ一定値と
なるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の直流電圧制御は定
電圧制御を行うものと仮定する。直流電圧制御は、商用
電源系統３の電源波形Ｖｓを整流した脈流の基準信号
と、直流電圧の偏差信号とを乗算することにより電流指
令の振幅を決定し、直流電圧が一定になるように出力電
流を制御することにより達成される。ここで、直流負荷
がない場合には、得られた電流は単相インバータ５によ
り、商用電源系統３の半周期毎に極性が反転され、商用
電源電圧に同期した力率１の電流波形が得られる。

【００２０】また、昇圧チョッパ回路６についても、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ２の場合と同じ構成（電力制御部７
の構成）にて、直流負荷が必要とする直流電圧値となる
ように脈流波形に同期した電流を直流負荷に供給する。
ここで、発電電力（直流電力源１の出力電力）が直流負
荷電力よりも大きい場合には、余剰電力が、上述のよう
に、単相インバータ５により商用電源系統３に供給され
る。逆に、発電電力が直流負荷よりも小さい場合には、
発電電力の不足分を補うように単相インバータのダイオ
ード部を通して脈流電流が供給される。この場合におい
て、ＤＣ／ＤＣコンバータ２、昇圧チョッパ回路６共に
商用電源系統３の電源波形と同期して電流制御されるの
であるから、商用電源系統３から流れ込む電流も力率１
の波形になる。

【００２１】したがって、単相インバータ５を商用電源
系統３の電源周期に同期して動作させれば、脈流部の発
電電力と直流負荷の需給関係により、無制御で順変換、
逆変換を切り代えることができる。次いで、図３に示す
従来装置と比較しながら図４の電力変換装置の動作をさ
らに説明する。

【００２２】（１）商用電源系統から直流負荷へ電力変
換を行う場合図３に示す装置において、ＰＷＭインバータのスイッチ
ングトランジスタをＯＮすれば、図６中（Ａ）に導通経
路のみを示すように、ダイオードを通してリアクトルと
商用電源系統とが短絡され、電力を蓄積する。逆に、Ｐ
ＷＭインバータのスイッチングトランジスタをＯＦＦす
れば、図６中（Ｂ）に導通経路のみを示すように、商用
電源系統と空気調和装置用のインバータに直流電圧を与
えるためのコンデンサとの電位差によりリアクトルには
逆電圧が印加され、電力をコンデンサに供給する。な
お、図６において実線矢印は電圧を、破線矢印は電流を
それぞれ示している。

【００２３】図４に示す装置においても、昇圧チョッパ
回路のスイッチングトランジスタをＯＮすれば、図６中
（Ａ）に導通経路のみを示すように、ダイオードを通し
てリアクトルと商用電源系統とが短絡され、電力を蓄積
する。逆に、ＰＷＭインバータのスイッチングトランジ
スタをＯＦＦすれば、図７中（Ｂ）に導通経路のみを示
すように、商用電源系統と空気調和装置用のインバータ
に直流電圧を与えるためのコンデンサとの電位差により
リアクトルには逆電圧が印加され、電力をコンデンサに
供給する。なお、図６において実線矢印は電圧を、破線
矢印は電流をそれぞれ示している。

【００２４】図６と図７とを比較すると、図７の方が、
各状態において導通する素子の数が１だけ多いことが分
かる。ここで、各素子での電圧降下を比較すると、図３
に示す装置においては、インバータをＰＷＭ制御してい
るので、高速なスイッチングトランジスタおよびダイオ
ードを用いており、電圧降下は共に２Ｖ程度である。こ
れに対して、図４の装置においては、インバータを電源
周波数でスイッチングするため低速なスイッチングトラ
ンジスタが用いられる。この場合、半導体素子のスイッ
チング速度と飽和電圧とは比例関係にあるため、スイッ
チングトランジスタに内蔵されるダイオードの電圧降下
は１Ｖ程度と低くなる。このため、何れの状態での電圧
降下も共に４Ｖ程度であり、ＯＮ損失は同等である。さ
らに、転流動作についても、何れの装置も共に１つのス
イッチングトランジスタとダイオードの導通状態が切り
替わるだけであるから、スイッチングによる損失も同じ
である。

【００２５】（２）直流電力源から商用電源系統へ電力
変換を行う場合図３に示す装置において、ＰＷＭインバータのスイッチ
ングトランジスタをＯＮすれば、図８中（Ａ）に導通経
路のみを示すように、リアクトルを介して直流部（ダイ
オードブリッジの出力をコンデンサで平滑化した部分）
と商用電源系統とが短絡され、リアクトルに電力を蓄積
する。逆に、ＰＷＭインバータのスイッチングトランジ
スタをＯＦＦすれば、図８中（Ｂ）に導通経路のみを示
すように、直流部とリアクトルとが切り離され、電力を
商用電源系統に供給する。なお、図８において実線矢印
は電圧を、破線矢印は電流をそれぞれ示している。

【００２６】図４に示す装置においては、図９に導通経
路のみを示すように、脈流部にて電流制御を行うのであ
るから、直交変換部のスイッチング動作が不要になる。
また、直流電力源から空気調和装置用のインバータ（直
流負荷）への電力変換については、図３の装置が直流部
に直流負荷を直接接続することにより行われるのに対し
て、図４の装置は昇圧チョッパ回路による昇圧動作が必
要である。

【００２７】図６と図７との発生損失を比較すると、Ｐ
ＷＭ動作に伴う損失は、図８、図９に示すようにスイッ
チングトランジスタ１組の導通状態が切り替わるのであ
るから、同等であることが分かる。また、直交変換部に
おいて電源半周期にわたって導通状態になる素子は、図
３の装置が１つのスイッチングトランジスタであるのに
対し、図４の装置が２つのスイッチングトランジスタに
なる。しかし、前述した飽和電圧の相違により発生損失
は同等になる。

【００２８】以上のように、電力変換部の総損失は図３
の装置と図４の装置とでは互いに同等であるが、ＰＷＭ
インバータでのスイッチング損失を昇圧チョッパ回路を
用いて直流変換部に損失分布を移すことにより、売電に
おける効率の改善を達成することができる。図１０は電
力変換装置の変換効率を示す図である。

【００２９】図１０は、直流電力源１として３ｋＷの太
陽電池を採用し、直流負荷として消費電力が５００Ｗの
空気調和装置用のインバータが接続された場合を示して
いる。また、図１０中（Ａ）は交流連系方式の従来装置
を示し、図１０中（Ｂ）は直流連系方式の従来装置（図
３参照）を示し、図１０中（Ｃ）は図４の装置を示して
いる。なお、電力変換各部の効率ηは、３ｋＷクラスで
の代表的な値を採用している。

【００３０】図１０中（Ａ）の場合には、総損失が３５
０Ｗ、総合効率が８６％であり、図１０中（Ｂ）の場合
には、総損失が２９０Ｗ、総合効率が８８．４％であ
り、図１０中（Ｃ）の場合には、総損失が２２０Ｗ、総
合効率が９１．２％である。したがって、図４の電力変
換装置を採用することにより、従来の交流連系システム
と比較して５％以上、従来の直流連系システムと比較し
て３％程度の効率の改善効果が得られることが分かる。

【００３１】前記図４の電力変換装置において、図１１
に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の一次側および
二次側を共にハーフブリッジで構成してもよい。ただ
し、一次側、二次側の何れか一方のみをハーフブリッジ
で構成してもよい。また、電力回生のあるような直流負
荷が接続される場合には、昇圧チョッパ回路６に代え
て、図１２に示すように、電流可逆チョッパ回路（電流
を双方向に流すことが可能なチョッパ回路）を採用する
ことが好ましく、回生電力を商用電源系統に逆変換する
ことによって電力の利用率を向上させることができる。

【００３２】さらに、系統連系においては、供給される
電気方式と同じ方式での接続が求められるが、図１３に
示すように、高周波絶縁用のトランス４として商用電源
系統側の巻線が中間タップを有するトランスを採用し、
コンデンサ５ｈに代えて１対のコンデンサの直列接続回
路を採用し、単相インバータ５の各出力端子とダイオー
ドブリッジ５ｇとの間にそれぞれリアクトルを接続し、
単相三線式商用電源系統の共通線を前記中間タップおよ
び前記１対のコンデンサの接続点と接続する構成を採用
することによって、単相三線式の商用電源系統に対して
も接続することが可能になる。

【００３３】

【発明の効果】請求項１の発明は、日中時に売電を主体
とする住宅用の分散電源において終日総合効率の改善を
達成することができ、また、日中時に負荷の大きい空気
調和装置などを直流電力源側に接続することにより、交
流連系と比較して高効率に電力利用を行うことができ、
さらに、商用電源系統から直流負荷に電力を供給する場
合には、直流連系の従来例と同等の電力変換効率を達成
することができ、夜間、降雨時などにおいても機器効率
の低下を少なくすることができるという特有の効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の交流連系の電力変換装置の構成を示す電
気回路図である。

【図２】従来の直流連系の電力変換装置の構成を示す電
気回路図である。

【図３】従来の、高周波絶縁、かつ直流連系の電力変換
装置の構成を示す電気回路図である。

【図４】この発明の電力変換装置の一実施態様を示す電
気回路図である。

【図５】図４の電力変換装置のうち、電力制御部の構成
を示すブロック図である。

【図６】図３の電力変換装置の、商用電源系統から直流
負荷への電力変換を行う場合の導通状態を示す電気回路
図である。

【図７】図４の電力変換装置の、商用電源系統から直流
負荷への電力変換を行う場合の導通状態を示す電気回路
図である。

【図８】図３の電力変換装置の、直流電力源から商用電
源系統への電力変換を行う場合の導通状態を示す電気回
路図である。

【図９】図４の電力変換装置の、直流電力源から商用電
源系統への電力変換を行う場合の導通状態を示す電気回
路図である。

【図１０】従来の電力変換装置と図４の電力変換装置と
の変換効率を示す概略図である。

【図１１】ＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成例を示す電
気回路図である。

【図１２】昇降圧チョッパ回路の構成例を示す電気回路
図である。

【図１３】単相三線式商用電源系統への適用例を示す電
気回路図である。

【符号の説明】

１直流電力源２ＤＣ／ＤＣコンバータ３商用電源系統４高周波絶縁用のトランス５単相インバータ６昇圧チョッパ回路８空気調和装置用のインバータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源系統（３）に対して商用周波数
で動作し、かつ脈流電圧を生成する単相インバータ
（５）を接続し、直流電力源（１）に対してＤＣ／ＤＣ
コンバータ（２）を接続し、単相インバータ（５）とＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ（２）とをトランス（４）を介して
接続し、単相インバータ（５）とトランス（４）との接
続点に、直流負荷（８）に電力を供給するための昇圧チ
ョッパ回路（６）を接続してあることを特徴とする電力
変換装置。