JP7008222B2 - 電力変換システム - Google Patents

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Description

本開示は、一般に電力変換システムに関し、より詳細には、直流と三相交流との間で電力変換を行う電力変換システムに関する。
特許文献１には、バッテリと電気二重層コンデンサとの間に接続される絶縁型の双方向昇降圧チョッパ回路が記載されている。特許文献１に記載の双方向昇降圧チョッパ回路は、センタータップ付きのトランスを備えている。トランスの１次側巻線のセンタータップは、リアクトルを介してバッテリのプラス側に接続され、１次側巻線の両端部は、それぞれ昇圧用チョッパ素子を介してバッテリのマイナス側に接続されている。また、トランスの２次側巻線のセンタータップは、電気二重層コンデンサの一端側に接続され、２次側巻線の両端部は、それぞれ降圧用チョッパ素子を介して電気二重層コンデンサの他端側に接続されている。さらに、双方向昇降圧チョッパ回路の入力端間には、平滑用のコンデンサが接続されている。
特開平７－２３５０５号公報
本開示は、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの低減を図ることができる電力変換システムを提供することを目的とする。
本開示の一態様に係る電力変換システムは、直流端子と、交流端子との間で電力変換を行う電力変換システムであって、コンバータ回路と、制御回路と、を備える。前記直流端子は、直流電源又は直流負荷が電気的に接続される。前記交流端子は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相を有する三相交流電源又は三相交流負荷が電気的に接続される。前記コンバータ回路は、前記交流端子に電気的に接続される。前記コンバータ回路は、それぞれ電気的に直列に接続された高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを含み、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相に一対一で対応するＵ相回路、Ｖ相回路及びＷ相回路を有する。前記制御回路は、前記Ｕ相回路、前記Ｖ相回路及び前記Ｗ相回路の各々について、ＰＷＭ信号にて前記高電位側スイッチを制御する。前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号の半キャリアごとに第１変調方式と第２変調方式とを交互に切り替える。前記制御回路は、前記第１変調方式では、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最大である相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を第１値に決定する。前記制御回路は、前記第２変調方式では、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最小である相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を第２値に決定する。前記電力変換システムは、トランス回路部と、接続部と、を更に備える。前記トランス回路部は、互いに磁気結合される一次巻線及び二次巻線と、第１コンバータ部と、第２コンバータ部とを含む。前記第１コンバータ部は、前記直流端子及び前記一次巻線間に電気的に接続される。前記第２コンバータ部は、前記二次巻線に電気的に接続される。前記接続部は、前記第２コンバータ部及び前記コンバータ回路間を電気的に接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む。前記制御回路は、前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように前記第１コンバータ部を制御する。前記制御回路は、前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第２コンバータ部を制御する。前記制御回路は、第１期間には、前記トランス回路部及び前記コンバータ回路間で電力の伝達が行われないように前記コンバータ回路を制御する。前記第１期間は、前記一次巻線に印加される電圧の極性が反転する反転期間を含む。
図１は、実施形態１に係る電力変換システムの概略構成を示す回路図である。 図２は、同上の電力変換システムで採用される交番線間変調の説明図である。 図３は、同上の電力変換システムにおける第１変調方式でのデューティ比の決定手順の一例を表すフローチャートである。 図４は、同上の電力変換システムにおける第２変調方式でのデューティ比の決定手順の一例を表すフローチャートである。 図５は、同上の電力変換システムのインバータモードにおける動作を示す波形図である。 図６Ａは三相変調の説明図、図６Ｂは線間変調の説明図、図６Ｃは三相変調の説明図である。 図７は、二相変調を採用した場合の波形図である。 図８は、図５と同一の波形図について、第１期間及び第２期間を明示した説明図である。 図９は、実施形態２に係る電力変換システムの概略構成を示す回路図である。
（実施形態１）
（１）概要
本実施形態に係る電力変換システム１は、図１に示すように、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２と、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３との間で電力変換を行うシステムである。直流端子Ｔ１１，Ｔ１２には、蓄電池８が電気的に接続される。交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３には、電力系統９が電気的に接続される。本開示でいう「電力系統」は、電力会社等の電気事業者が需要家の受電設備に電力を供給するためのシステム全体を意味する。
本実施形態に係る電力変換システム１は、蓄電池８から入力される直流電力をＵ相、Ｖ相及びＷ相を有する三相の交流電力に変換し、この交流電力を電力系統９に出力（伝達）する。また、電力変換システム１は、電力系統９から入力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相を有する三相の交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を蓄電池８に出力する。つまり、電力変換システム１は、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２と、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３との間で双方向に電力変換を行う。
言い換えると、電力変換システム１は、蓄電池８の放電時には、蓄電池８から入力される直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を電力系統９に出力（放電）する。このとき、蓄電池８は「直流電源」として機能し、電力系統９はＵ相、Ｖ相及びＷ相を有する「三相交流負荷」として機能する。また、電力変換システム１は、蓄電池８の充電時には、電力系統９から入力される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を蓄電池８に出力（充電）する。この状態では、蓄電池８は「直流負荷」として機能し、電力系統９はＵ相、Ｖ相及びＷ相を有する「三相交流電源」として機能する。
本実施形態に係る電力変換システム１は、図１に示すように、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３に電気的に接続されたコンバータ回路４と、制御回路６と、を備える。コンバータ回路４は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に一対一で対応するＵ相回路４１、Ｖ相回路４２及びＷ相回路４３を有する。Ｕ相回路４１、Ｖ相回路４２及びＷ相回路４３の各々は、電気的に直列に接続された高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９及び低電位側スイッチＱ６，Ｑ８，Ｑ１０を含む。制御回路６は、Ｕ相回路４１、Ｖ相回路４２及びＷ相回路４３の各々について、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号にて高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９を制御する。
ここにおいて、制御回路６は、ＰＷＭ信号の半キャリアごとに第１変調方式と第２変調方式とを交互に切り替える。制御回路６は、第１変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大である相のＰＷＭ信号のデューティ比を第１値に決定する。制御回路６は、第２変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小である相のＰＷＭ信号のデューティ比を第２値に決定する。
本開示でいう「ＰＷＭ信号の半キャリア」は、ＰＷＭ信号のキャリア周期の半分、言い換えればＰＷＭのキャリア信号の半周期の期間を意味する。例えば、制御回路が三角波状のキャリア信号を用いてＰＷＭ信号を生成している場合には、キャリア信号の最大値と最大値（又は最小値と最小値）との時間間隔がキャリア信号の１周期となり、その半分の時間が半キャリアとなる。制御回路がのこぎり波状のキャリア信号を用いてＰＷＭ信号を生成している場合には、キャリア信号の最小値と最大値との時間間隔をキャリア信号の１周期とし、その半分の時間が半キャリアとなる。
また、本開示でいう「デューティ比」は、ＰＷＭ信号がアクティブ値と非アクティブ値とで切り替わる二値信号である場合に、ＰＷＭ信号の半キャリア、つまりキャリア信号の半周期に占める、アクティブ値である期間の割合である。ここでは、ＰＷＭ信号で制御される高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９は、ＰＷＭ信号がアクティブ値のときにオンすることと仮定する。言い換えれば、デューティ比は、半キャリアにおける高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９のオン期間の割合に相当する。以下、ディーティ比の値は、最小値である「０」（実質的に０％）と最大値である「１」（実質的に１００％）との間の範囲で変化することと仮定する。「実質的に１００％」とは、半キャリアから反転期間Ｔｄ１（図５参照）を差し引いた時間に対する、高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９のオン期間の割合が略１００％であることをいう。「実質的に０％」についても同様である。
上述したように、本実施形態に係る電力変換システム１は、ＰＷＭ信号の半キャリアごとに第１変調方式と第２変調方式とを交互に切り替える変調（以下、「交番線間変調」ともいう）方式を採用している。そのため、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大である相のＰＷＭ信号のデューティ比が固定的に決まる期間と、相電圧が最小である相のＰＷＭ信号のデューティ比が固定的に決まる期間と、が半キャリアごとに交互に繰り返される。このような変調方式でコンバータ回路４の制御を行うことにより、電力変換システム１は、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に、出力波形の波形歪みの低減を図ることができる。
本実施形態では一例として、電力変換システム１及び蓄電池８を含む蓄電システムが、オフィスビル、病院、商業施設及び学校等の、非住宅施設に導入される場合を想定して説明する。
特に近年、法人又は個人が、分散型電源（例えば、太陽電池、蓄電池又は燃料電池）から得た電力を商用電力系統に逆潮流する「売電」が拡大している。売電は、分散型電源を商用電力系統と接続する系統連系によって実現される。系統連系では、パワーコンディショナと称される電力変換システム１を用いて、分散型電源の電力を、商用電力系統に適応した電力に変換する。本実施形態に係る電力変換システム１は、一例として、パワーコンディショナとして用いられ、分散型電源として蓄電池８と、電力系統９との間において、直流電力と三相交流電力とを相互に変換する。
（２）構成
以下、本実施形態に係る電力変換システム１の構成について図１を参照して説明する。
本実施形態に係る電力変換システム１は、上述したように、コンバータ回路４と、制御回路６と、を備えている。電力変換システム１は、２つの直流端子Ｔ１１，Ｔ１２と、３つの交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３との間で電力変換を行うシステムである。直流端子Ｔ１１，Ｔ１２には、直流電源又は直流負荷として機能する蓄電池８が電気的に接続される。交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３には、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相を有する三相交流電源又は三相交流負荷として機能する電力系統９が電気的に接続される。
電力変換システム１は、第１コンデンサＣ１０と、トランス回路部２と、接続部３と、フィルタ回路５と、を更に備えている。また、電力変換システム１は、２つの直流端子Ｔ１１，Ｔ１２と、３つの交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３と、を更に備えている。ただし、２つの直流端子Ｔ１１，Ｔ１２、及び３つの交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３は、電力変換システム１の構成要素に含まれなくてもよい。また、本開示でいう「端子」は、電線等を接続するための部品でなくてもよく、例えば、電子部品のリード、又は回路基板に含まれる導体の一部等であってもよい。
第１コンデンサＣ１０は、２つの直流端子Ｔ１１，Ｔ１２間に電気的に接続されている。言い換えれば、第１コンデンサＣ１０は、２つの直流端子Ｔ１１，Ｔ１２を介して蓄電池８に接続されている。第１コンデンサＣ１０は、例えば、電解コンデンサである。第１コンデンサＣ１０は、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２間の電圧を安定させる機能を有している。以下では、第１コンデンサＣ１０の両端電圧を「Ｖ１０」とする。
トランス回路部２は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータである。トランス回路部２は、図１に示すように、第１コンバータ部２１と、第２コンバータ部２２と、トランス２３と、を備えている。第１コンバータ部２１は、複数（図示例では２つ）のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有している。第２コンバータ部２２は、複数（図示例では２つ）のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を有している。トランス２３は、互いに磁気結合された一次巻線２３１及び二次巻線２３２を有している。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）である。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々は、寄生ダイオードを含んでいる。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の寄生ダイオードは、アノードが対応するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のソースに電気的に接続され、カソードが対応するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のドレインに電気的に接続されている。
一次巻線２３１は、第１コンバータ部２１を介して第１コンデンサＣ１０に電気的に接続されている。二次巻線２３２は、第２コンバータ部２２を介して接続部３に電気的に接続されている。制御回路６は、トランス回路部２の第１コンバータ部２１及び第２コンバータ部２２を制御する。
図１の例では、２つの直流端子Ｔ１１，Ｔ１２のうち、相対的に、直流端子Ｔ１１が高電位（正極）、直流端子Ｔ１２が低電位（負極）となるように、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２間に蓄電池８が電気的に接続されている。また、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３には、電力系統９が電気的に接続されている。交流端子Ｔ２１はＵ相、交流端子Ｔ２２はＶ相、交流端子Ｔ２３はＷ相にそれぞれ接続される。
言い換えれば、トランス回路部２は、互いに磁気結合される一次巻線２３１及び二次巻線２３２と、第１コンバータ部２１と、第２コンバータ部２２と、を含んでいる。第１コンバータ部２１は、直流端子Ｔ１２及び一次巻線２３１間に電気的に接続される。第２コンバータ部２２は、二次巻線２３２に電気的に接続される。
ここで、トランス２３は、一例として、センタータップ付きの高周波絶縁トランスである。トランス２３の一次巻線２３１は、一次側センタータップＣＴ１を接続点とする、２つの巻線Ｌ１，Ｌ２の直列回路にて構成されている。同様に、トランス２３の二次巻線２３２は、二次側センタータップＣＴ２を接続点とする、２つの巻線Ｌ３，Ｌ４の直列回路にて構成されている。つまり、２つの巻線Ｌ１，Ｌ２が電気的に直列に接続され、一次巻線２３１を構成する。同様に、２つの巻線Ｌ３，Ｌ４が電気的に直列に接続され、二次巻線２３２を構成する。一次側センタータップＣＴ１は、第１コンデンサＣ１０の正極側（直流端子Ｔ１１側）の端子に電気的に接続されている。二次側センタータップＣＴ２は、後述する端子Ｐ３に電気的に接続されている。巻線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の巻数比は、例えば、１：１：１：１である。巻線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の巻数比は、電力変換システム１の仕様等に応じて任意に変更することができる。
第１コンバータ部２１は、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２に印加される直流電圧を、例えば、２０〔ｋＨｚ〕の矩形波状の高周波の交流電圧に変換し、一次巻線２３１に供給する高周波インバータである。
第１コンバータ部２１のスイッチング素子Ｑ１は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、巻線Ｌ２と電気的に直列に接続されている。第１コンバータ部２１のスイッチング素子Ｑ２は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、巻線Ｌ１と電気的に直列に接続されている。言い換えると、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２間には、スイッチング素子Ｑ１及び巻線Ｌ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２及び巻線Ｌ１の直列回路と、が電気的に並列に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１のドレインは、巻線Ｌ２を介して一次巻線２３１のセンタータップＣＴ１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインは、巻線Ｌ１を介して一次巻線２３１のセンタータップＣＴ１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース及びスイッチング素子Ｑ２のソースは、それぞれ低電位（負極）側の直流端子Ｔ１２に電気的に接続されている。
第２コンバータ部２２は、二次巻線２３２に交互に供給される正及び負の極性を持つ矩形波状の交流電圧を、正の極性を持つ電圧に変換し、接続部３の端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。ここでは、２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち、相対的に、端子Ｐ３が高電位（正極）、端子Ｎ３が低電位（負極）となるように、端子Ｐ３，Ｎ３間に電圧が供給される。
第２コンバータ部２２のスイッチング素子Ｑ３は、後述の端子Ｐ３，Ｎ３間において、巻線Ｌ４と電気的に直列に接続されている。第２コンバータ部２２のスイッチング素子Ｑ４は、端子Ｐ３，Ｎ３間において、巻線Ｌ３と電気的に直列に接続されている。つまり、端子Ｐ３，Ｎ３間には、スイッチング素子Ｑ３及び巻線Ｌ４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ４及び巻線Ｌ３の直列回路と、が電気的に並列に接続されている。
スイッチング素子Ｑ３のドレインは、巻線Ｌ４を介して二次巻線２３２のセンタータップＣＴ２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ４のドレインは、巻線Ｌ３を介して二次巻線２３２のセンタータップＣＴ２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソース及びスイッチング素子Ｑ４のソースは、それぞれ低電位（負極）側の端子Ｎ３に電気的に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々のドレイン及びソース間には、コンデンサが電気的に接続されていてもよい。この場合、コンデンサが一次巻線２３１と共振することで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のソフトスイッチングを実現する。コンデンサは、スイッチング素子Ｑ１のドレイン及びスイッチング素子Ｑ２のドレイン間に電気的に接続されてもよいし、巻線Ｌ１，Ｌ２の各々に電気的に並列に接続されてもよい。
接続部３は、図１に示すように、トランス２３の二次巻線２３２に、第２コンバータ部２２を介して電気的に接続されている。さらに、接続部３には、コンバータ回路４が電気的に接続されている。言い換えれば、接続部３は、第２コンバータ部２２及びコンバータ回路４間を電気的に接続する。接続部３は、上述したように端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、を含む。そして、端子Ｎ３に対する端子Ｐ３の電圧が正となるように、つまり端子Ｎ３に対し端子Ｐ３の電位が相対的に高電位となるように、第２コンバータ部２２が動作する。
接続部３は、上述した２つの端子Ｐ３，Ｎ３と、複数（図示例では２つ）のダイオードＤ１，Ｄ２と、抵抗Ｒ２と、複数（図示例では２つ）の第２コンデンサＣ１，Ｃ２と、を有している。接続部３は、二次巻線２３２に電気的に接続されたスナバ回路である。ダイオードＤ１は、端子Ｐ３，Ｎ３間において、第２コンデンサＣ１と電気的に直列に接続されている。ダイオードＤ２は、端子Ｐ３，Ｎ３間において、第２コンデンサＣ２と電気的に直列に接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、端子Ｐ３に電気的に接続され、ダイオードＤ１のカソードは、第２コンデンサＣ１を介して端子Ｎ３に電気的に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、第２コンデンサＣ２を介して端子Ｎ３に電気的に接続され、ダイオードＤ２のカソードは、端子Ｐ３に電気的に接続されている。つまり、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とは、端子Ｐ３，Ｎ３間において互いに逆向きに接続されている。抵抗Ｒ２は、ダイオードＤ１及び第２コンデンサＣ１の接続点と、ダイオードＤ２及び第２コンデンサＣ２の接続点との間に電気的に接続されている。
コンバータ回路４は、Ｕ相回路４１、Ｖ相回路４２及びＷ相回路４３を有する三相インバータ回路である。Ｕ相回路４１、Ｖ相回路４２及びＷ相回路４３は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に一対一で対応する。Ｕ相に対応するＵ相回路４１は、電気的に直列に接続された高電位側スイッチＱ５及び低電位側スイッチＱ６を含む。Ｖ相に対応するＶ相回路４２は、電気的に直列に接続された高電位側スイッチＱ７及び低電位側スイッチＱ８を含む。Ｗ相に対応するＷ相回路４３は、電気的に直列に接続された高電位側スイッチＱ９及び低電位側スイッチＱ１０を含む。このように、コンバータ回路４は、高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９又は低電位側スイッチＱ６，Ｑ８，Ｑ１０として機能する、ブリッジ接続された複数（図１では６つ）のスイッチング素子を有している。以下、高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９及び低電位側スイッチＱ６，Ｑ８，Ｑ１０を、「スイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０」と称することもある。
スイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ５は、端子Ｐ３，Ｎ３間において、スイッチング素子Ｑ６と電気的に直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ７は、端子Ｐ３，Ｎ３間において、スイッチング素子Ｑ８と電気的に直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ９は、端子Ｐ３，Ｎ３間において、スイッチング素子Ｑ１０と電気的に直列に接続されている。つまり、端子Ｐ３，Ｎ３間には、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列回路と、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の直列回路と、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の直列回路と、が電気的に並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０の各々は、寄生ダイオードを含んでいる。各スイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０の寄生ダイオードは、アノードが対応するスイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０のソースに電気的に接続され、カソードが対応するスイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０のドレインに電気的に接続されている。
高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９のドレインは、それぞれ端子Ｐ３に電気的に接続されている。低電位側スイッチＱ６，Ｑ８，Ｑ１０のソースは、それぞれ端子Ｎ３に電気的に接続されている。高電位側スイッチＱ５のソースは、低電位側スイッチＱ６のドレインに電気的に接続され、高電位側スイッチＱ７のソースは、低電位側スイッチＱ８のドレインに電気的に接続されている。また、高電位側スイッチＱ９のソースは、低電位側スイッチＱ１０のドレインに電気的に接続されている。
フィルタ回路５は、コンバータ回路４から出力された矩形波状の交流電圧を平滑化する。これにより、コンバータ回路４から出力された矩形波状の交流電圧は、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流電圧に変換される。
具体的には、フィルタ回路５は、複数（図１では３つ）のインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３と、複数（図１では３つ）のコンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３と、を有している。インダクタＬ１１の一端は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１１の他端は、交流端子Ｔ２１に電気的に接続されている。インダクタＬ１２の一端は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１２の他端は、交流端子Ｔ２２に電気的に接続されている。インダクタＬ１３の一端は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１３の他端は、交流端子Ｔ２３に電気的に接続されている。コンデンサＣ１１は、インダクタＬ１１の他端とインダクタＬ１２の他端との間に電気的に接続され、コンデンサＣ１２は、インダクタＬ１２の他端とインダクタＬ１３の他端との間に電気的に接続されている。また、コンデンサＣ１３は、インダクタＬ１１の他端とインダクタＬ１３の他端との間に電気的に接続されている。
言い換えれば、Ｕ相回路４１における高電位側スイッチＱ５及び低電位側スイッチＱ６の接続点は、インダクタＬ１１を介して、Ｕ相に対応する交流端子Ｔ２１に電気的に接続される。Ｖ相回路４２における高電位側スイッチＱ７及び低電位側スイッチＱ８の接続点は、インダクタＬ１２を介して、Ｖ相に対応する交流端子Ｔ２２に電気的に接続される。Ｗ相回路４３における高電位側スイッチＱ９及び低電位側スイッチＱ１０の接続点は、インダクタＬ１３を介して、Ｗ相に対応する交流端子Ｔ２３に電気的に接続される。
制御回路６は、プロセッサ及びメモリを有するマイクロコンピュータで構成されている。つまり、制御回路６は、プロセッサ及びメモリを有するコンピュータシステムで実現されている。そして、プロセッサが適宜のプログラムを実行することにより、コンピュータシステムが制御回路６として機能する。プログラムは、メモリに予め記録されていてもよいし、インターネット等の電気通信回線を通じて、又はメモリカード等の非一時的記録媒体に記録されて提供されてもよい。
制御回路６は、トランス回路部２及びコンバータ回路４を制御するように構成されている。制御回路６は、トランス回路部２に対しては、第１コンバータ部２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、及び第２コンバータ部２２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をそれぞれ駆動するための駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ４を出力する。制御回路６は、コンバータ回路４に対しては、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０をそれぞれ駆動するための駆動信号Ｓｉｇ５～Ｓｉｇ１０を出力する。駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ１０の各々は、ハイレベル（アクティブ値の一例）とローレベル（非アクティブ値の一例）とで切り替わる二値信号からなるＰＷＭ信号である。
（３）動作
本実施形態に係る電力変換システム１は、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２と交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３との間で、トランス２３を介して、双方向に電力の変換（伝達）を行うよう。つまり、電力変換システム１は、インバータモードと、コンバータモードとの２つの動作モードを有している。インバータモードは、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２に入力される直流電力を三相の交流電力に変換し、この交流電力を交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３から出力するモードである。コンバータモードは、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３に入力される三相の交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を直流端子Ｔ１１，Ｔ１２から出力するモードである。
言い換えれば、インバータモードは、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３の間において、電力系統９を介して電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生するモード、つまり、同極性の電圧と電流とが発生するモードである。コンバータモードは、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３の間において、電力系統９を介して電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生するモード、つまり、異極性の電圧と電流とが発生するモードである。
以下では、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２間の電圧を電圧Ｖｂａｔとし、電力変換システム１の動作モードがインバータモードであって、電力変換システム１が、直流電力を周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの三相の交流電力に変換する場合を例に説明する。また、以下では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数が２０〔ｋＨｚ〕である場合を例示する。
制御回路６は、一次巻線２３１に正及び負の電圧が交互に印加されるように第１コンバータ部２１を制御する。また、制御回路６は、端子Ｎ３（第２接続端子）に対する端子Ｐ３（第１接続端子）の電圧が正となるように第２コンバータ部２２を制御する。
具体的には、制御回路６は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオンしているときにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオフしているときにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオンする。ここで、制御回路６は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を同じデューティ比で制御する。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のデューティ比は、「０．５」（実質的に５０％）である。
ここで、制御回路６は、一次巻線２３１及び二次巻線２３２に高周波の交流電圧が供給されるように第１コンバータ部２１を制御し、かつ端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に正の極性を持つ電圧が供給されるように第２コンバータ部２２を制御する。
制御回路６は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ１０の各々をオン又はオフすることによって、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３から出力される電圧又は電流の少なくとも一方の振幅を制御する。
ここで、制御回路６は、一次巻線２３１に印加される電圧の極性が反転する反転期間Ｔｄ１を含む第１期間Ｔ１（図８参照）には、トランス回路部２及びコンバータ回路４間で電力の伝達が行われないようにコンバータ回路４を制御する。また、制御回路６は、第１期間Ｔ１とは異なる第２期間Ｔ２（図８参照）において、トランス回路部２からコンバータ回路４に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ回路４を制御する。
具体的には、制御回路６は、以下に説明する第１～４のモードを繰り返すように動作する。
第１モードにおいて、制御回路６は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフとなるように、第１コンバータ部２１及び第２コンバータ部２２に駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ４を出力する。これにより、一次巻線２３１の巻線Ｌ１の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となり、一次巻線２３１の巻線Ｌ２の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となる。また、これにより、二次巻線２３２の巻線Ｌ３の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となり、二次巻線２３２の巻線Ｌ４の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となる。このとき、スイッチング素子Ｑ４がオンであるので、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧は「＋Ｖｂａｔ」となる。
第２モードにおいて、制御回路６は、低電位側スイッチＱ６，Ｑ８，Ｑ１０がオフ、高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９がオンとなるように、コンバータ回路４に駆動信号Ｓｉｇ５～Ｓｉｇ１０を出力する。これにより、コンバータ回路４内で電流が循環する循環モードとなる。このとき、トランス回路部２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、すべてオフである。
第３モードにおいて、制御回路６は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフとなるように、第１コンバータ部２１及び第２コンバータ部２２に駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ４を出力する。これにより、一次巻線２３１の巻線Ｌ１の両端電圧が「－Ｖｂａｔ」となり、一次巻線２３１の巻線Ｌ２の両端電圧が「－Ｖｂａｔ」となる。また、これにより、二次巻線２３２の巻線Ｌ３の両端電圧が「－Ｖｂａｔ」となり、二次巻線２３２の巻線Ｌ４の両端電圧が「－Ｖｂａｔ」となる。このとき、スイッチング素子Ｑ３がオンであるので、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧は「＋Ｖｂａｔ」となる。
第４モードにおいて、制御回路６は、高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９がオフ、低電位側スイッチＱ６，Ｑ８，Ｑ１０がオンとなるように、コンバータ回路４に駆動信号Ｓｉｇ５～Ｓｉｇ１０を出力する。これにより、コンバータ回路４内で電流が循環する循環モードとなる。このとき、トランス回路部２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、すべてオフである。
制御回路６は、上述の第１モード、第２モード、第３モード及び第４モードの動作を、この順で繰り返す。これにより、端子Ｎ３に対する端子Ｐ３の電圧が「＋Ｖｂａｔ」に維持され、コンバータ回路４に供給される。その結果、コンバータ回路４には略一定の電圧Ｖｂａｔが供給される。
ところで、本実施形態に係る電力変換システム１においては、制御回路６は、Ｕ相回路４１、Ｖ相回路４２及びＷ相回路４３の各々について、駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９（ＰＷＭ信号の一例）にて高電位側スイッチＱ５，Ｑ７，Ｑ９を制御する。ここにおいて、制御回路６は、ＰＷＭ信号（駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９）の半キャリアごとに第１変調方式と第２変調方式とを交互に切り替える。制御回路６は、第１変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大である相のＰＷＭ信号（駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９）のデューティ比を第１値に決定する。制御回路６は、第２変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小である相のＰＷＭ信号（駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９）のデューティ比を第２値に決定する。本実施形態では、制御回路６は、キャリア周期の前半の半キャリアに第１変調方式を適用し、キャリア周期の後半の半キャリアに第２変調方式を適用する。
これにより、図２に示すように、ＰＷＭ信号の半キャリアごとに、デューティ比が設定された交番線間変調が実現される。図２では、上段から順に、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧、キャリア周期の前半のＰＷＭ信号のデューティ比、キャリア周期の後半のＰＷＭ信号のデューティ比を示す。ここで、相電圧については、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ図中に「Ｕ」、「Ｖ」、「Ｗ」を付している。同様に、前半のデューティ比については、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ図中に「ＤＵ１」、「ＤＶ１」、「ＤＷ１」を付している。また、後半のデューティ比については、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ図中に「ＤＵ２」、「ＤＶ２」、「ＤＷ２」を付している。
例えば、第１変調方式において、Ｕ相の相電圧が、Ｖ相及びＷ相のいずれの相電圧よりも大きい場合、Ｕ相に対応するＵ相回路４１の高電位側スイッチＱ５を制御する駆動信号Ｓｉｇ５のデューティ比が第１値に決定される。そのため、Ｕ相の相電圧が、Ｖ相及びＷ相のいずれの相電圧よりも大きい期間においては、キャリア周期の前半のＵ相のＰＷＭ信号（駆動信号Ｓｉｇ５）のデューティ比（ＤＵ１）は第１値（図中「ＭＡＸ」）に設定される。また、第２変調方式において、Ｗ相の相電圧が、Ｕ相及びＶ相のいずれの相電圧よりも小さい場合、Ｗ相に対応するＷ相回路４３の高電位側スイッチＱ９を制御する駆動信号Ｓｉｇ９のデューティ比が第２値に決定される。そのため、Ｗ相の相電圧が、Ｕ相及びＶ相のいずれの相電圧よりも小さい期間においては、キャリア周期の後半のＷ相のＰＷＭ信号（駆動信号Ｓｉｇ９）のデューティ比（ＤＷ２）は第２値（図中「ＭＩＮ」）に設定される。
ここで、第１値は、第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大でない２つの相のＰＷＭ信号のいずれのデューティ比より大きな値である。具体的には、第１値は、デューティ比の最大値（図２中「ＭＡＸ」）である。本開示でいう「デューティ比の最大値」は、デューティ比の可変域における最大値を意味する。つまり、デューティ比が「０」～「１」の範囲で変化する場合には、「１」がデューティ比の最大値となる。
また、第２値は、第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小でない２つの相のＰＷＭ信号のいずれのデューティ比より小さな値である。具体的には、第１値は、デューティ比の最小値（図２中「ＭＩＮ」）である。本開示でいう「デューティ比の最小値」は、デューティ比の可変域における最大値を意味する。つまり、デューティ比が「０」～「１」の範囲で変化する場合には、「０」がデューティ比の最小値となる。
また、制御回路６は、第１変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大でない２つの相のＰＷＭ信号のデューティ比をそれぞれ相電圧に応じて決定する。さらに、制御回路６は、第２変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小でない２つの相のＰＷＭ信号のデューティ比を相電圧に応じて決定する。
例えば、第１変調方式において、Ｕ相の相電圧が、Ｖ相及びＷ相のいずれの相電圧よりも大きい場合、Ｖ相及びＷ相に対応する駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９のデューティ比が相電圧に応じて決定される。そのため、Ｕ相の相電圧が、Ｖ相及びＷ相のいずれの相電圧よりも大きい期間においては、キャリア周期の前半のＶ相及びＷ相のＰＷＭ信号のデューティ比（ＤＶ１及びＤＷ１）は、相電圧に応じて変化する可変値である。また、第２変調方式において、Ｗ相の相電圧が、Ｕ相及びＶ相のいずれの相電圧よりも小さい場合、Ｕ相及びＶ相に対応する駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７のデューティ比が相電圧に応じて決定される。そのため、Ｗ相の相電圧が、Ｕ相及びＶ相のいずれの相電圧よりも小さい期間においては、キャリア周期の後半のＵ相及びＶ相のＰＷＭ信号のデューティ比（ＤＵ２及びＤＶ２）は、相電圧に応じて変化する可変値である。
ただし、第１変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大でない２つの相のＰＷＭ信号のデューティ比、第２変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小でない２つの相のＰＷＭ信号のデューティ比は、相電圧に応じて決定されなくてもよい。これらのデューティ比は、例えば、各相電圧の位相に応じて決定されてもよい。
図３は、制御回路６における、第１変調方式、つまりキャリア周期の前半でのＵ相、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号のデューティ比の決定手順の一例を表すフローチャートである。すなわち、制御回路６は、相電圧の比較を実行する（Ｓ１１）。このとき、Ｕ相の相電圧が最大であれば、制御回路６は、Ｕ相の駆動信号Ｓｉｇ５のデューティ比を最大値に固定し（Ｓ１２）、Ｖ相及びＷ相の駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９のデューティ比を相電圧に応じて可変値に設定する（Ｓ１３）。Ｖ相の相電圧が最大であれば、制御回路６は、Ｖ相の駆動信号Ｓｉｇ７のデューティ比を最大値に固定し（Ｓ１４）、Ｕ相及びＷ相の駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ９のデューティ比を相電圧に応じて可変値に設定する（Ｓ１５）。Ｗ相の相電圧が最大であれば、制御回路６は、Ｗ相の駆動信号Ｓｉｇ９のデューティ比を最大値に固定し（Ｓ１６）、Ｕ相及びＶ相の駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７のデューティ比を相電圧に応じて可変値に設定する（Ｓ１７）。
図４は、制御回路６における、第２変調方式、つまりキャリア周期の後半でのＵ相、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号のデューティ比の決定手順の一例を表すフローチャートである。すなわち、制御回路６は、相電圧の比較を実行する（Ｓ２１）。このとき、Ｕ相の相電圧が最小であれば、制御回路６は、Ｕ相の駆動信号Ｓｉｇ５のデューティ比を最小値に固定し（Ｓ２２）、Ｖ相及びＷ相の駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９のデューティ比を相電圧に応じて可変値に設定する（Ｓ２３）。Ｖ相の相電圧が最小であれば、制御回路６は、Ｖ相の駆動信号Ｓｉｇ７のデューティ比を最小値に固定し（Ｓ２４）、Ｕ相及びＷ相の駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ９のデューティ比を相電圧に応じて可変値に設定する（Ｓ２５）。Ｗ相の相電圧が最小であれば、制御回路６は、Ｗ相の駆動信号Ｓｉｇ９のデューティ比を最小値に固定し（Ｓ２６）、Ｕ相及びＶ相の駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７のデューティ比を相電圧に応じて可変値に設定する（Ｓ２７）。
図５は、本実施形態に係る電力変換システム１のインバータモードにおける動作を示す波形図である。図５の横軸は時間軸である。
図５では、上段から順に、駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ４、駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ６、駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ８、駆動信号Ｓｉｇ９，Ｓｉｇ１０、電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を示す。駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ１０について、ハイレベルを図中「Ｈ」と表記し、ローレベルを図中「Ｌ」と表記する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１０の各々は、対応する駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ１０がハイレベルのときにオンとなり、ローレベルのときにオフとなる。また、電圧Ｖ２は、二次巻線２３２の両端に発生する電圧であって、電流Ｉ２は、二次側センタータップＣＴ２から端子Ｐ３に流れる電流である。
図５に示すように、トランス回路部２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がオフとなる期間は、一次巻線２３１に印加される電圧の極性が反転する反転期間Ｔｄ１となる。また、図５に示すように、一次巻線２３１に正及び負の電圧が交互に繰り返されるキャリア周期は、前半Ｔ１０と後半Ｔ２０とに分かれる。ここで、キャリア周期の前半Ｔ１０におけるＵ相のＰＷＭ信号（駆動信号Ｓｉｇ５）のデューティ比は、前半Ｔ１０に占める駆動信号Ｓｉｇ５がハイレベルの期間（図中「ＴＵ１」）の割合である。同様に、キャリア周期の前半Ｔ１０におけるＶ相及びＷ相のＰＷＭ信号のデューティ比は、それぞれ前半Ｔ１０に占める駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９がハイレベルの期間（図中「ＴＶ１」、「ＴＷ１」）の割合である。また、キャリア周期の後半Ｔ２０におけるＷ相のＰＷＭ信号（駆動信号Ｓｉｇ９）のデューティ比は、後半Ｔ２０に占める駆動信号Ｓｉｇ５がハイレベルの期間（図中「ＴＵ２」）の割合である。同様に、キャリア周期の後半Ｔ２０におけるＶ相及びＷ相のＰＷＭ信号のデューティ比は、それぞれ後半Ｔ２０に占める駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９がハイレベルの期間（図中「ＴＶ２」、「ＴＷ２」）の割合である。
図５の例では、キャリア周期の前半Ｔ１０において、相電圧が最大であるＵ相の高電位側スイッチＱ５に対応する駆動信号Ｓｉｇ５のデューティ比が最大値に固定されている。このとき、Ｖ相及びＷ相の高電位側スイッチＱ７，Ｑ９に対応する駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９のデューティ比は、相電圧に応じて適宜設定される。また、キャリア周期の後半Ｔ２０において、相電圧が最小であるＷ相の高電位側スイッチＱ９に対応する駆動信号Ｓｉｇ９のデューティ比が最小値に固定されている。このとき、Ｕ相及びＶ相の高電位側スイッチＱ５，Ｑ７に対応する駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７のデューティ比は、相電圧に応じて適宜設定される。
ここで、図５から明らかなように、一次巻線２３１に印加される電圧の極性はＰＷＭ信号の半キャリアごとに反転する。第１変調方式と第２変調方式とは、反転期間Ｔｄ１中に切り替わる。すなわち、本実施形態では、制御回路６は、ＰＷＭ信号の半キャリアごとに、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンの状態と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンの状態とを交互に繰り返す。ここで、第１変調方式と第２変調方式との切り替わりのタイミング、つまりキャリア周期の前半Ｔ１０と後半Ｔ２０との境界点は、反転期間Ｔｄ１内に設定されるように、反転期間Ｔｄ１に同期して設定される。特に、本実施形態では、第１変調方式と第２変調方式との切り替わりのタイミングは、反転期間Ｔｄ１の略中心に位置する。また、図５に示す電力変換システム１の動作は一例に過ぎず、例えば、キャリア周期の前半Ｔ１０にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンし、キャリア周期の後半Ｔ２０にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンしてもよい。
（４）比較例との対比
図６Ａ～図６Ｃは、本実施形態に係る電力変換システム１に比較例としての変調方式の説明図である。図６Ａ～図６Ｃでは、図２と同様に、上段から順に、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧、キャリア周期の前半のＰＷＭ信号のデューティ比、キャリア周期の後半のＰＷＭ信号のデューティ比を示す。また、図６Ａ～図６Ｃでは、図２と同様の符号（Ｕ，Ｖ，Ｗ等）を付している。
図６Ａは二相変調の説明図、図６Ｂは線間変調の説明図、図６Ｃは三相変調の説明図である。図６Ａに示すように、二相変調では、キャリア周期の前半Ｔ１０及び後半Ｔ２０のいずれにおいても、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のいずれか１相のみについて、ＰＷＭ信号のデューティ比が最大値ＭＡＸ又は最小値ＭＩＮに固定される。図６Ｂに示すように、線間変調では、キャリア周期の前半Ｔ１０及び後半Ｔ２０のいずれにおいても、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のいずれか１相のみについて、ＰＷＭ信号のデューティ比が最大値ＭＡＸに固定される。図６Ｃに示すように、三相変調では、キャリア周期の前半Ｔ１０及び後半Ｔ２０のいずれにおいても、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相のＰＷＭ信号のデューティ比が可変値である。
これら比較例としての変調方式と本実施形態に係る電力変換システム１で採用している変調方式（交番線間変調）とを比較すると、交番線間変調には以下の利点がある。
すなわち、交番線間変調では、比較例としての変調方式に比べて、デューティ比の連続性が比較的高く、かつデューティ比を変化させる頻度が少ない。例えば、キャリア周期の前半Ｔ１０において、Ｕ相のデューティ比（ＤＵ１）を第１値に固定した状態から、Ｗ相のデューティ比（ＤＷ１）を第１値に固定する状態への切り替わり時点（図２の時点ｔ１）に着目する。この時点ｔ１において、キャリア周期の前半Ｔ１０におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のデューティ比（ＤＵ１，ＤＶ１，ＤＷ１）は、いずれも連続的に変化する。また、キャリア周期の後半Ｔ２０では、時点ｔ１において、Ｕ相及びＷ相のデューティ比（ＤＵ２，ＤＷ２）はいずれも連続的に変化し、Ｖ相のデューティ比（ＤＶ２）に至っては変化しない。そのため、本実施形態に係る電力変換システム１では、デューティ比の切り替えに伴うコンバータ回路４の出力波形の歪み、及び全高調波歪（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）の両方について、低減を図ることができる。また、キャリア周期の前半Ｔ１０と後半Ｔ２０とで、変調方式を切り替わるので、出力電圧におけるキャリア周波数の成分が減衰され、出力波形の歪みが抑制される。
結果的に、本実施形態に係る電力変換システム１によれば、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの低減を図ることができる、という利点がある。
また、図７は二相変調を採用した場合の波形図を示す。図７では、図５と同様に、横軸を時間軸とし、上段から順に、駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ４、駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ６、駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ８、駆動信号Ｓｉｇ９，Ｓｉｇ１０、電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を示す。また、図７では、図５と同様の符号（Ｉ２，Ｖ２等）を付している。
図７と比較すると、本実施形態に係る電力変換システム１では、キャリア周期の前半Ｔ１０において、図５に示すように、線間変調の効果によって、Ｗ相の低電位側スイッチＱ１０がオフするタイミングが、前倒しされる形になる。言い換えれば、キャリア周期の前半Ｔ１０における駆動信号Ｓｉｇ６，Ｓｉｇ８，Ｓｉｇ１０の立ち下がり（ハイレベルからローレベルへの変化点）の各々が前倒し（図５において左方にシフト）されることになる。そのため、負荷電流が大きくなった場合にトランス２３の漏れインダクタンスに伴う残留電流が、比較的長時間にわたって発生しても、残留電流は反転期間Ｔｄ１まで持続し難くなる。結果的に、トランス２３の電圧の急反転が抑制される。そして、トランス２３における励磁電流の正側あるいは負側への偏りが抑制され、いわゆる偏磁が起こりにくくなる。
したがって、本実施形態に係る電力変換システム１では、一次巻線２３１に印加される電圧の極性の反転を比較的安定的に行うことができ、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１０の損失及び耐圧を低く抑えることができる。
（５）第１期間及び第２期間
図８は、図５と同一の波形図について、第１期間Ｔ１及び第２期間Ｔ２を明示した図である。図８では、図５と同様に、横軸を時間軸とし、上段から順に、駆動信号Ｓｉｇ１～Ｓｉｇ４、駆動信号Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ６、駆動信号Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ８、駆動信号Ｓｉｇ９，Ｓｉｇ１０、電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を示す。また、図８では、図５と同様の符号（Ｉ２，Ｖ２等）を付している。
制御回路６は、上述したように、一次巻線２３１に印加される電圧の極性が反転する反転期間Ｔｄ１を含む第１期間Ｔ１には、トランス回路部２及びコンバータ回路４間で電力の伝達が行われないようにコンバータ回路４を制御する。また、制御回路６は、第１期間Ｔ１とは異なる第２期間Ｔ２において、トランス回路部２からコンバータ回路４に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ回路４を制御する。
より詳細には、電力変換システム１では、ＰＷＭ信号の半キャリアに相当する単位期間内に、第１期間Ｔ１及び第２期間Ｔ２を割り当てる。さらに、第１期間Ｔ１には、反転期間Ｔｄ１と、循環期間とが割り当てられ、第２期間Ｔ２に供給期間が割り当てられる。電力変換システム１の動作モードがインバータモードであれば、第２期間Ｔ２には上述のように供給期間が割り当てられるが、電力変換システム１の動作モードがコンバータモードであれば、第２期間Ｔ２には回生期間が割り当てられる。
ここで、制御回路６は、コンバータ回路４をＰＷＭ制御して各単位期間（半キャリア）に占める第２期間Ｔ２の割合を変更することで、目標とする電圧又は電流を生成する。目標とする電圧又は電流とは、例えば、ＰＷＭ制御で用いられる変調波信号と同じ波形を持つ電圧又は電流である。
ここにおいて、第１期間Ｔ１の始点から反転期間Ｔｄ１の始点までの期間Ｔ４の長さである第１時間長は、反転期間Ｔｄ１の終点から第１期間Ｔ１の終点までの期間Ｔ３の長さである第２時間長以上である。つまり、第１期間Ｔ１において反転期間Ｔｄ１の前後に設定される期間Ｔ４及び期間Ｔ３の時間長を比較すると、反転期間Ｔｄ１前の期間Ｔ４の時間長は、反転期間Ｔｄ１後の期間Ｔ３の時間長以上である。図８の例では、期間Ｔ４の時間長（第１時間長）は、期間Ｔ３の時間長（第２時間長）より長い。
特に、本実施形態では、少なくとも直流端子Ｔ１１，Ｔ１２に印加される直流電圧が定格動作範囲の最大値であるときにおいても、第１時間長（期間Ｔ４の時間長）が第２時間長（期間Ｔ３の時間長）以上となる。
すなわち、電力系統９に印加される電圧は仕様上決まった値であるが、蓄電池８の電圧はある程度の範囲を仕様として持つ。例えば、蓄電池８の電圧が高くなるとトランス２３の励磁電流は大きくなり、電圧利用率は低下する。すなわち、余剰の時間が多くなる。これにより、定常時では発生し得ない過電流が生じたとしても、第１時間長（期間Ｔ４の時間長）を第２時間長（期間Ｔ３の時間長）よりも大きくすることで、残留電流が減衰する時間をより多く確保できる。
これとは逆に、蓄電池８の電圧が比較的低い場合は、電圧利用率が上昇し余剰の時間が少なくなる。この場合、第１時間長（期間Ｔ４の時間長）を第２時間長（期間Ｔ３の時間長）よりも大きくしても、残留電流が減衰する時間を十分に確保できない可能性がある。このときは、トランス２３の電圧の急反転が起こり、偏磁が起こる可能性がある。一般に偏磁が起こるとトランス２３の励磁電流が増加することになり、より高い直流重畳特性が必要になる。本実施形態においても蓄電池８の電圧が低い場合は、偏磁が起こる可能性があるが、もともとの励磁電流が低いため、問題となり難い。
ここで、第２時間長（期間Ｔ３の時間長）を必要最小値にし、第１時間長（期間Ｔ４の時間長）をとり得る範囲内の最大値とすることが好ましい。
また、期間Ｔ３，Ｔ４は、以下のように定義することもできる。すなわち、電力変換システム１がインバータモードで動作中においては、供給期間である第２期間Ｔ２の終点から反転期間Ｔｄ１の始点までが期間Ｔ４であり、反転期間Ｔｄ１の終点から供給期間である第２期間Ｔ２の始点までが期間Ｔ３となる。同様に、電力変換システム１がコンバータモードで動作中においては、回生期間である第２期間Ｔ２の終点から反転期間Ｔｄ１の始点までが期間Ｔ４であり、反転期間Ｔｄ１の終点から回生期間である第２期間Ｔ２の始点までが期間Ｔ３となる。
（６）変形例
実施形態１は、本開示の様々な実施形態の一つに過ぎない。実施形態１は、本開示の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。また、電力変換システム１と同様の機能は、電力供給方法、コンピュータプログラム、又はプログラムを記録した非一時的記録媒体等で具現化されてもよい。以下に説明する変形例は、適宜組み合わせて適用可能である。以下、実施形態１の変形例を列挙する。
本開示における電力変換システム１は、例えば、制御回路６に、コンピュータシステムを含んでいる。コンピュータシステムは、ハードウェアとしてのプロセッサ及びメモリを主構成とする。コンピュータシステムのメモリに記録されたプログラムをプロセッサが実行することによって、本開示における電力変換システム１としての機能が実現される。プログラムは、コンピュータシステムのメモリに予め記録されてもよく、電気通信回線を通じて提供されてもよく、コンピュータシステムで読み取り可能なメモリカード、光学ディスク、ハードディスクドライブ等の非一時的記録媒体に記録されて提供されてもよい。コンピュータシステムのプロセッサは、半導体集積回路（ＩＣ）又は大規模集積回路（ＬＳＩ）を含む１ないし複数の電子回路で構成される。複数の電子回路は、１つのチップに集約されていてもよいし、複数のチップに分散して設けられていてもよい。複数のチップは、１つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に分散して設けられていてもよい。
また、電力変換システム１の複数の構成要素が、１つの筐体内に収容されていることは電力変換システム１に必須の構成ではなく、電力変換システム１の構成要素は、複数の筐体に分散して設けられていてもよい。電力変換システム１の一部の機能、例えば、制御回路６の機能は、サーバシステム又はクラウド（クラウドコンピューティング）等によって実現されてもよい。
実施形態１では、主にインバータモードでの動作について説明したが、コンバータモードでの動作についても同様に対応することができる。
また、実施形態１では、電力変換システム１がインバータモードとコンバータモードとの２つの動作モードを有しているが、この構成は電力変換システム１に必須の構成ではない。言い換えれば、電力変換システム１は、実施形態１のように直流端子Ｔ１１，Ｔ１２と、交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３との間で双方向に電力の変換（伝達）を行う構成に限らない。電力変換システム１は、直流端子Ｔ１１，Ｔ１２から交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３に向けて、又は交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３から直流端子Ｔ１１，Ｔ１２に向けて、単方向に電力の変換を行う構成でもあってもよい。
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１０の各々は、寄生ダイオードに代えて、外付けのダイオードが接続されていてもよい。また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１０の各々は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、ｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等であってもよい。この場合、ダイオードは、スイッチング素子がオンされているときにスイッチング素子に流れる電流とは逆向きの電流を流す向きで、エミッタ及びコレクタ間に電気的に接続される。
また、制御回路６は、マイクロコンピュータに限らず、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で実現されてもよい。
また、第１値及び第２値は固定値に限らず、例えば、入出力電圧（直流端子Ｔ１１，Ｔ１２に印加される電圧、又は交流端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３に印加される電圧）の変動に合わせて変化する可変値であってもよい。
また、第１期間Ｔ１の始点から反転期間Ｔｄ１の始点までの期間Ｔ４の長さである第１時間長は、反転期間Ｔｄ１の終点から第１期間Ｔ１の終点までの期間Ｔ３の長さである第２時間長と等しくてもよい。
また、実施形態１では、キャリア周期の前半Ｔ１０の半キャリアに第１変調方式を適用し、キャリア周期の後半Ｔ２０の半キャリアに第２変調方式を適用しているが、この構成は電力変換システム１に必須の構成ではない。例えば、制御回路６は、キャリア周期の前半Ｔ１０の半キャリアに第２変調方式を適用し、キャリア周期の後半Ｔ２０の半キャリアに第１変調方式を適用してもよい。
（実施形態２）
本実施形態に係る電力変換システム１Ａは、図９に示すように、トランス回路部２を有さない非絶縁型の電力変換システムである点で、実施形態１に係る電力変換システム１と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については共通の符号を付して適宜説明を省略する。
電力変換システム１Ａは、実施形態１に係る電力変換システム１（図１参照）から、第１コンデンサＣ１０と、トランス回路部２と、接続部３と、が省略された構成を有している。そのため、制御回路６は、コンバータ回路４を制御するための駆動信号Ｓｉｇ５～Ｓｉｇ１０のみを出力する。本実施形態では、コンバータ回路４は２つの直流端子Ｔ１１，Ｔ１２に直接的に接続されている。
本実施形態の電力変換システム１Ａにおいても、実施形態１と同様に、交番線間変調を採用する。そのため、本実施形態に係る電力変換システム１Ａでは、デューティ比の切り替えに伴うコンバータ回路４の出力波形の歪み、及び全高調波歪の両方について、低減を図ることができる。また、キャリア周期の前半Ｔ１０と後半Ｔ２０とで、変調方式を切り替わるので、出力電圧におけるキャリア周波数の成分が減衰され、出力波形の歪みが抑制される。結果的に、実施形態１と同様に、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの低減を図ることができる、という利点がある。
実施形態２で説明した構成は、実施形態１（変形例を含む）で説明した構成と適宜組み合わせて適用可能である。
（まとめ）
以上説明したように、第１の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ）は、直流端子（Ｔ１１，Ｔ１２）と、交流端子（Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３）との間で電力変換を行う電力変換システムであって、コンバータ回路（４）と、制御回路（６）と、を備える。直流端子（Ｔ１１，Ｔ１２）は、直流電源又は直流負荷が電気的に接続される。交流端子（Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３）は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相を有する三相交流電源又は三相交流負荷が電気的に接続される。コンバータ回路（４）は、交流端子（Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３）に電気的に接続される。コンバータ回路（４）は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に一対一で対応するＵ相回路（４１）、Ｖ相回路（４２）及びＷ相回路（４３）を有する。Ｕ相回路（４１）は、電気的に直列に接続された高電位側スイッチ（Ｑ５）及び低電位側スイッチ（Ｑ６）を含む。Ｖ相回路（４２）は、電気的に直列に接続された高電位側スイッチ（Ｑ７）及び低電位側スイッチ（Ｑ８）を含む。Ｗ相回路（４３）は、電気的に直列に接続された高電位側スイッチ（Ｑ９）及び低電位側スイッチ（Ｑ１０）を含む。制御回路（６）は、Ｕ相回路（４１）、Ｖ相回路（４２）及びＷ相回路（４３）の各々について、ＰＷＭ信号にて高電位側スイッチ（Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９）を制御する。制御回路（６）は、ＰＷＭ信号の半キャリアごとに第１変調方式と第２変調方式とを交互に切り替える。制御回路（６）は、第１変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大である相のＰＷＭ信号のデューティ比を第１値に決定する。制御回路（６）は、第２変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小である相のＰＷＭ信号のデューティ比を第２値に決定する。
この態様によれば、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大である相のＰＷＭ信号のデューティ比が固定的に決まる期間と、相電圧が最小である相のＰＷＭ信号のデューティ比が固定的に決まる期間と、が半キャリアごとに交互に繰り返される。このような変調方式でコンバータ回路（４）の制御を行うことにより、電力変換システム（１，１Ａ）は、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの低減を図ることができる。
第２の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ）では、第１の態様において、第１値及び第２値は固定値である。
この態様によれば、半キャリアごとに、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大である相のＰＷＭ信号のデューティ比、又は相電圧が最小である相のＰＷＭ信号のデューティ比が、交互に固定値に設定される。したがって、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの更なる低減を図ることができる。
第３の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ）では、第１又は２の態様において、制御回路（６）は、第１変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大でない２つの相のＰＷＭ信号のデューティ比をそれぞれ相電圧に応じて決定する。制御回路（６）は、第２変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小でない２つの相のＰＷＭ信号のデューティ比を相電圧に応じて決定する。
この態様によれば、半キャリアごとに、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大でない相のＰＷＭ信号のデューティ比、又は相電圧が最小でない相のＰＷＭ信号のデューティ比が、交互に可変値に設定される。したがって、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの更なる低減を図ることができる。
第４の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ）では、第１～３のいずれかの態様において、第１値は、第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大でない２つの相のＰＷＭ信号のいずれのデューティ比より大きな値である。
この態様によれば、第１変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最大である相のＰＷＭ信号のデューティ比が比較的大きく設定される。したがって、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの更なる低減を図ることができる。
第５の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ）では、第１～４のいずれかの態様において、第２値は、第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小でない２つの相のＰＷＭ信号のいずれのデューティ比より小さな値である。
この態様によれば、第２変調方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうち相電圧が最小である相のＰＷＭ信号のデューティ比が比較的小さく設定される。したがって、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの更なる低減を図ることができる。
第６の態様に係る電力変換システム（１）は、第１～５のいずれかの態様において、トランス回路部（２）と、接続部（３）と、を更に備える。トランス回路部（２）は、互いに磁気結合される一次巻線（２３１）及び二次巻線（２３２）と、第１コンバータ部（２１）と、第２コンバータ部（２２）とを含む。第１コンバータ部（２１）は、直流端子（Ｔ１２）及び一次巻線（２３１）間に電気的に接続される。第２コンバータ部（２２）は、二次巻線（２３２）に電気的に接続される。接続部（３）は、第２コンバータ部（２２）及びコンバータ回路（４）間を電気的に接続する第１接続端子（Ｐ３）及び第２接続端子（Ｎ３）を含む。制御回路（６）は、一次巻線（２３１）に正及び負の電圧が交互に印加されるように第１コンバータ部（２１）を制御する。制御回路（６）は、第２接続端子（Ｎ３）に対する第１接続端子（Ｐ３）の電圧が正となるように第２コンバータ部（２２）を制御する。
この態様によれば、トランス回路部（２）を含む絶縁型の電力変換システム（１）において、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの低減を図ることができる。しかも、トランス回路部（２）における励磁電流の正側あるいは負側への偏りが抑制され、いわゆる偏磁が起こりにくくなる。
第７の態様に係る電力変換システム（１）では、第６の態様において、制御回路（６）は、第１期間（Ｔ１）には、トランス回路部（２）及びコンバータ回路（４）間で電力の伝達が行われないようにコンバータ回路（４）を制御する。第１期間（Ｔ１）は、一次巻線（２３１）に印加される電圧の極性が反転する反転期間（Ｔｄ１）を含む。一次巻線（２３１）に印加される電圧の極性はＰＷＭ信号の半キャリアごとに反転する。第１変調方式と第２変調方式とが反転期間（Ｔｄ１）中に切り替わる。
この態様によれば、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの更なる低減を図ることができる。しかも、トランス回路部（２）における励磁電流の正側あるいは負側への偏りが抑制され、いわゆる偏磁がより起こりにくくなる。
第８の態様に係る電力変換システム（１）では、第６又は７の態様において、制御回路（６）は、第１期間（Ｔ１）には、トランス回路部（２）及びコンバータ回路（４）間で電力の伝達が行われないようにコンバータ回路（４）を制御する。第１時間長は、第２時間長以上である。第１時間長は、第１期間（Ｔ１）の始点から反転期間（Ｔｄ１）の始点までの期間の長さである。第２時間長は、反転期間（Ｔｄ１）の終点から第１期間（Ｔ１）の終点までの期間の長さである。
この態様によれば、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの低減を図ることができる。しかも、トランス回路部（２）における励磁電流の正側あるいは負側への偏りが抑制され、いわゆる偏磁が起こりにくくなる。
第９の態様に係る電力変換システム（１）は、第８の態様において、少なくとも直流端子（Ｔ１１，Ｔ１２）に印加される直流電圧が定格動作範囲の最大値であるときに、第１時間長が第２時間長以上となる。
この態様によれば、直流と三相交流との間で電力変換を行う場合に出力波形の波形歪みの低減を図ることができる。しかも、トランス回路部（２）における励磁電流の正側あるいは負側への偏りが抑制され、いわゆる偏磁が起こりにくくなる。
第２～９の態様に係る構成については、電力変換システム（１，１Ａ）に必須の構成ではなく、適宜省略可能である。
本開示によれば、電力変換システムは、パワーコンディショナに限らず、各種電子機器において有用である。
１，１Ａ 電力変換システム
２ トランス回路部
３ 接続部
４ コンバータ回路
６ 制御回路
２１ 第１コンバータ部
２２ 第２コンバータ部
４１ Ｕ相回路
４２ Ｖ相回路
４３ Ｗ相回路
２３１ 一次巻線
２３２ 二次巻線
Ｎ３ 端子（第２接続端子）
Ｐ３ 端子（第１接続端子）
Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９ 高電位側スイッチ
Ｑ６，Ｑ８，Ｑ１０ 高電位側スイッチ
Ｓｉｇ５，Ｓｉｇ７，Ｓｉｇ９ 駆動信号（ＰＷＭ信号）
Ｔ１ 第１期間
Ｔ１１，Ｔ１２ 直流端子
Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３ 交流端子
Ｔｄ１ 反転期間

Claims (8)

  1. 直流電源又は直流負荷が電気的に接続される直流端子と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相を有する三相交流電源又は三相交流負荷が電気的に接続される交流端子との間で電力変換を行う電力変換システムであって、
    前記交流端子に電気的に接続され、それぞれ電気的に直列に接続された高電位側スイッチ及び低電位側スイッチを含み、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相に一対一で対応するＵ相回路、Ｖ相回路及びＷ相回路を有するコンバータ回路と、
    前記Ｕ相回路、前記Ｖ相回路及び前記Ｗ相回路の各々について、ＰＷＭ信号にて前記高電位側スイッチを制御する制御回路と、を備え、
    前記制御回路は、
    前記ＰＷＭ信号の半キャリアごとに第１変調方式と第２変調方式とを交互に切り替え、
    前記第１変調方式では、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最大である相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を第１値に決定し、
    前記第２変調方式では、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最小である相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を第２値に決定し、
    互いに磁気結合される一次巻線及び二次巻線と、前記直流端子及び前記一次巻線間に電気的に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に電気的に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
    前記第２コンバータ部及び前記コンバータ回路間を電気的に接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、を更に備え、
    前記制御回路は、
    前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように前記第１コンバータ部を制御し、
    前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第２コンバータ部を制御し、
    前記一次巻線に印加される電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間には、前記トランス回路部及び前記コンバータ回路間で電力の伝達が行われないように前記コンバータ回路を制御する
    電力変換システム。
  2. 前記第１値及び前記第２値は固定値である
    請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 前記制御回路は、
    前記第１変調方式では、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最大でない２つの相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比をそれぞれ前記相電圧に応じて決定し、
    前記第２変調方式では、前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最小でない２つの相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を前記相電圧に応じて決定する
    請求項１又は２に記載の電力変換システム。
  4. 前記第１値は、前記第１変調方式における前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最大でない２つの相の前記ＰＷＭ信号のいずれのデューティ比より大きな値である
    請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  5. 前記第２値は、前記第２変調方式における前記Ｕ相、前記Ｖ相及び前記Ｗ相のうち相電圧が最小でない２つの相の前記ＰＷＭ信号のいずれのデューティ比より小さな値である
    請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  6. 前記一次巻線に印加される電圧の極性は前記ＰＷＭ信号の半キャリアごとに反転し、
    前記第１変調方式と前記第２変調方式とが前記反転期間中に切り替わる
    請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  7. 前記第１期間の始点から前記反転期間の始点までの期間の長さである第１時間長は、前記反転期間の終点から前記第１期間の終点までの期間の長さである第２時間長以上である
    請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  8. 少なくとも前記直流端子に印加される直流電圧が定格動作範囲の最大値であるときに、前記第１時間長が前記第２時間長以上となる
    請求項７に記載の電力変換システム。
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