KR102448805B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 실시 예에 따른 DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치는제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단은 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 스위칭 소자의 타단은 상기 제2 다이오드의 일단 및 상기 제4 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고, 상기 제3 스위칭 소자의 타단은 상기 제4 스위칭 소자의 타단 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결될 수 있다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무정전 전원 공급 장치(Uninterruptible Power Supply, UPS)에 사용되는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
무정전 전원 공급 장치(Uninterruptible Power Supply, UPS)는 일정 기간 동안, 외부 전원 시스템의 중단으로 인해, 부하 시스템이 영향받지 않도록 하는 에너지 보호 장치이다.
즉, 무정전 전원 공급 장치는 정전 시에, 배터리에 축적된 에너지를 이용하여, 부하에 전원을 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치는 교류 소스로부터 수신된 교류 전력을 직류 전력으로 또는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치를 포함한다.
전력 변환 장치는 복수의 스위칭 소자들을 포함하고, 각 스위칭 소자의 스위칭 주파수 제어를 통해, 전력 변환을 수행할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치로 사용되는 전력 변환 장치는 일반적으로, 6개의 스위칭 소자가 필요하나, 특정 모드 즉, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 모드에서, 일부 스위칭 소자는 스위칭에 사용되지 않아, 불필요한 스위칭 손실이 발생하고, 비용이 증가하는 문제가 있었다.
본 발명은 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 전력 변환 장치의 구성을 단순화하는 것에 그 목적이 있다.
본 발명은 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 전력 변환 장치에 포함된 일부 스위칭 소자들을 간단한 구성의 회로로 대체하는 것에 그 목적이 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치는제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단은 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 스위칭 소자의 타단은 상기 제2 다이오드의 일단 및 상기 제4 스위칭 소자의 일단에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고, 상기 제3 스위칭 소자의 타단은 상기 제4 스위칭 소자의 타단 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결될 수 있다.
상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
상기 전력 변환 장치는 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각의 온 또는 오프를 제어하는 게이트 드라이버를 더 포함할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 교류 단자에서 출력된 전류가 상기 제1 스위칭 소자에 포함된 다이오드 및 상기 제1 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 양 단자로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 절반이, 상기 제1 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제3 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르고, 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 나머지 절반이, 상기 제2 스위칭 소자의 IGBT, 상기 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송 할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 DC 링크의 음 단자에서 출력된 전류(1000)는 상기 제2 다이오드 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해, 상기 교류 단자(301)로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송할 수 있다.
상기 게이트 드라이버는 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 절반이 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제1 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 교류 단자로 흐르고, 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 나머지 절반이 상기 제4 스위칭 소자의 IGBT 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해 상기 교류 단자로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송할 수 있다.
상기 전력 변환 장치는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고, 교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 (Active Neutral Point Clamped, ANPC) 타입의 컨버터일 수 있다.
상기 전력 변환 장치는 상기 DC 링크의 양 단자와 중성점 사이에 위치한 제1 커패시터 및 상기 중성점 및 상기 음 단자 사이에 위치한 제2 커패시터를 더 포함할 수 있다.
상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET) 및 상기 MOSFET에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치는 제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은
절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하고, 상기 제1 다이오드의 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 제3 스위칭 소자의 콜렉터에 연결되고, 상기 제1 스위칭 소자의 에미터 단자는 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 콜렉터 단자에 연결되고, 상기 제2 스위칭 소자의 에미터 단자는 상기 제2 다이오드의 캐소드 단자 및 상기 제4 스위칭 소자의 에미터 단자에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 애노드 단자는 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고, 상기 제3 스위칭 소자의 에미터 단자은 상기 제4 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 DC 링크의 중성점에 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시 예에 따르면, 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 ANPC 타입의 전력 변환 장치에서, 2개의 스위칭 소자를 2개의 다이오드로 교체함에 따라 회로 구성이 단순해질 수 있다.
이에 따라, 스위칭 손실이 감소되며, 비용이 크게 절감되는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 시스템의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 제1 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 3 내지 도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치를 통한 DC 링크의 DC 전압 제어 시, 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 8 내지 도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따라 DC 링크의 전압 제어 시, 전력 변환 장치의 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
도 12 내지 도 14는 2개의 스위칭 소자를 2개의 다이오드로 교체한 상황을 가정하여, 스위칭 소자들의 스위칭 동작에 따라 내부에 흐르는 전류의 변화에 대해 시뮬레이션을 수행한 결과를 설명하는 도면이다.
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치를 3상으로 구성하였을 경우, 전력 변환 시스템의 구성을 설명하는 도면이다.
이하, 본 발명과 관련된 실시 예에 대하여 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다. 이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 시스템의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전력 시스템(1)은 교류 전원 공급부(10), 무정전 전원 공급 장치(20) 및 부하(30)를 포함할 수 있다.
교류 전원 공급부(10)는 무정전 전원 공급 장치에 교류 전력을 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 교류 전원 공급부(10)로부터 공급된 교류 전력을 부하(30)로 전달할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 컨버터(21), 인버터(23) 및 배터리(25)를 포함할 수 있다.
컨버터(21)는 교류 전원 공급부(10)로부터 수신된 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 수 있다. 컨버터(21)는 변환된 직류 전력을 인버터(23)로 전달할 수 있다.
컨버터(21)는 변환된 직류 전력의 일부를 배터리(25)에 충전할 수도 있다.
인버터(23)는 컨버터(21)로부터 전달받은 직류 전력을 교류 전력으로 재 변환할 수 있고, 변환된 교류 전력을 부하(30)에 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 교류 전원 공급부(10)와 부하(30) 사이에 위치한 바이패스 컨버터(Bypass converter, 미도시)를 더 포함할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 정전 시, 바이패스 컨버터를 통해 부하(30)에 에너지를 공급할 수 있다. 무정전 전원 공급 장치(20)는 정전과 같이, 인버터(23)가 부하(30)에 전력을 공급할 수 없는 상황에 있는 경우, 바이패스 컨버터를 통해 부하(30)에 전력을 공급할 수 있다.
무정전 전원 공급 장치(20)는 정전 시에도, 안정적으로 부하(30)에 전력을 공급할 수 있다.
부하(30)는 무정전 전원 공급 장치(20)로부터 교류 전력을 수신하고, 수신된 교류 전력에 따라 동작할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 제1 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 2에 도시된 전력 변환 장치(200)는 도 1의 무정전 전원 공급 장치(20)에 포함된 컨버터(21)의 일 예이다.
전력 변환 장치(200)는 ANPC(Active Neutral Point Clamped) 타입의 컨버터일 수 있다.
ANPC(Active Neutral Point Clamped) 타입은 스위칭 소자의 연결 관계를 나타내는 타입 중 하나일 수 있다.
도 2의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(200)는 AC 전원을 DC 전원으로 변환할 수 있다.
전력 변환 장치(200)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260), 제1 커패시터(203), 제2 커패시터(205) 및 게이트 드라이버(290)를 포함할 수 있다.
제1 내지 제6 스위칭 소자(210 내지 260) 각각은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
제1 커패시터(203) 및 제2 커패시터(205) 각각은 AC 전원을 DC 전원으로 변환하는 과정에서, 맥류를 직류로 전환할 수 있다. 즉, 제1 커패시터(203) 및 제2 커패시터(205) 각각은 평활 회로의 예일 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자(210 내지 260)들의 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260) 각각에 온 신호 또는 오프 신호를 인가하여, 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260) 각각의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 신호를 인가할 수 있다.
게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(210 내지 260) 각각의 게이트 단자에 PWM 신호를 인가할 수 있다.
제1 스위칭 소자(210)의 콜렉터 단자(C1)는 DC 링크의 양 단자(P)에 연결된다. 제1 스위칭 소자(210)의 에미터 단자(E1)는 제2 스위칭 소자(220)의 콜렉터 단자(C2) 및 제5 스위칭 소자(250)의 콜렉터 단자(C5)에 연결된다.
제2 스위칭 소자(220)의 에미터 단자(E2)는 교류 단자(201) 및 제3 스위칭 소자(230)의 콜렉터 단자(C3)에 연결된다.
재5 스위칭 소자(250)의 에미터 단자(E5)는 DC 링크의 중성점(O) 및 제6 스위칭 소자(260)의 콜렉터 단자(C6)에 연결된다.
DC 링크의 중성점(O)는 제1 커패시터(203)의 일단 및 제2 커패시터(205)의 일단에 연결된다.
제1 커패시터(203)의 타단은 DC 링크의 양 단자(P)에 연결된다.
제2 커패시터(205)의 타단은 DC 링크의 음 단자(N)에 연결된다.
제6 스위칭 소자(260)의 콜렉터 단자(C6)는 제3 스위칭 소자(230)의 에미터 단자(230) 및 제4 스위칭 소자(240)의 콜렉터 단자(C4)에 연결된다.
제4 스위칭 소자(240)의 에미터 단자(E4)는 DC 링크의 음 단자(N)에 연결된다.
도 2의 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)는 제2 스위칭 소자(220) 및 제3 스위칭 소자(230)에 고 주파수 신호를 인가하는 고주파 스위칭 방식 및 제1 스위칭 소자(210), 제5 스위칭 소자(250), 제6 스위칭 소자(260) 및 제4 스위칭 소자(240)에 저 주파수 신호를 인가하는 저주파 스위칭 방식을 사용한다.
또 다른 예로, ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)는 제2 스위칭 소자(220) 및 제3 스위칭 소자(230)에 저 주파수 신호를 인가하는 저주파 스위칭 방식 및 제1 스위칭 소자(210), 제5 스위칭 소자(250), 제6 스위칭 소자(260) 및 제4 스위칭 소자(240)에 고 주파수 신호를 인가하는 고주파 스위칭 방식을 사용한다.
도 3 내지 도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 변환 장치를 통한 DC 링크의 DC 전압 제어 시, 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
도 3 내지 도 6에서는, 도 2의 전력 변환 장치(200)를 이용하여 설명한다.
도 3 내지 도 6에서, 전력 변환 장치(200)는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고, 계통으로부터 제공된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 ANPC 타입의 장치일 수 있다.
또한, 도 3 내지 도 6은 전력 변환 장치(200)가 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 시, 전력 변환 장치(200)의 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
먼저, 도 3을 설명한다.
도 3에서, 제1 스위칭 소자(210), 제2 스위칭 소자(220), 제6 스위칭 소자(260) 각각은 온 상태에 있고, 제3 스위칭 소자(230), 제4 스위칭 소자(240) 및 제5 스위칭 소자(250) 각각은 오프 상태에 있음을 가정한다.
이 경우, 교류 단자(301)로부터 나온 전류(300)는 제2 스위칭 소자(220)의 다이오드 및 제1 스위칭 소자(210)의 다이오드를 거쳐, DC 링크의 양 단자(P)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 4를 설명한다.
도 4에서, 제2 스위칭 소자(220), 제3 스위칭 소자(230), 제5 스위칭 소자(250) 및 제6 스위칭 소자(260)는 온 상태에 있고, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)는 오프 상태에 있다.
이 경우, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(400)의 절반(410)은 제2 스위칭 소자(220)의 다이오드 및 제5 스위칭 소자(250)의 IGBT를 통과하여, DC 링크의 중성점(O)로 흐르게 된다.
또한, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(400)의 나머지 절반(430)은 제3 스위칭 소자(230)의 IGBT 및 제6 스위칭 소자(260)의 다이오드를 통과하여, DC 링크의 중성점(O)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 5를 설명한다.
도 5에서, 제1 스위칭 소자(210), 제2 스위칭 소자(220) 및 제6 스위칭 소자(260) 각각은 오프 상태에 있고, 제3 스위칭 소자(230), 제4 스위칭 소자(240) 및 제5 스위칭 소자(250) 각각은 온 상태에 있다.
이 경우, DC 링크의 음 단자(N)에서 출력된 전류(500)는 제4 스위칭 소자(240)의 다이오드 및 제3 스위칭 소자(230)의 다이오드를 통과하여, 교류 단자(201)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 6을 설명한다.
도 6에서, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240) 각각은 오프 상태에 있고, 제2 스위칭 소자(220), 제3 스위칭 소자(230), 제5 스위칭 소자(250) 및 제6 스위칭 소자(260) 각각은 온 상태에 있다.
이 경우, DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(600)의 절반(610)은 제5 스위칭 소자(250)의 다이오드 및 제2 스위칭 소자(220)의 IGBT를 통해 교류 단자(201)로 흐르게 된다.
DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(600)의 나머지 절반(630)은 제6 스위칭 소자(260)의 IGBT 및 제3 스위칭 소자(220)의 다이오드를 통해 교류 단자(201)로 흐르게 된다.
ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)가 DC 전원을 AC 전원으로 변환하는 경우에는, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)가 모두 스위칭 동작을 수행한다.
이에 반해, ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)가 AC 전원을 DC 전원으로 변환하는 경우, DC 링크 전압을 제어하기 위해, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)는 단순히 다이오드와 같은 역할만을 수행한다.
즉, ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)가 무정전 전원 공급 장치에 사용되는 경우, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240)는, 다이오드의 역할만을 수행하기에, IGBT와 같은 고가의 소자를 사용할 필요가 없다.
본 발명의 실시 예에서는, ANPC 타입의 전력 변환 장치가 무정전 전원 공급 장치의 컨버터로 사용되는 경우, 스위칭 동작을 하지 않는 스위칭 소자를 다이오드로 대체하는 방안을 제시하고자 한다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
전력 변환 장치(300)는 도 1에 도시된 무정전 전원 공급 장치(20)의 컨버터(21)의 일 예이고, ANPC 타입을 가질 수 있다.
전력 변환 장치(300)는 제1 다이오드(310), 제2 다이오드(320), 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360), 제1 커패시터(303), 제2 커패시터(305)를 포함할 수 있다.
전력 변환 장치(300)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)의 동작을 제어하기 위한 게이트 드라이버(390)를 더 포함할 수 있다.
도 7의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(300)와 도 2의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(200)를 비교한다.
도 7에서는, 도 2의 전력 변환 장치(200)의 구성 요소들 중 제1 스위칭 소자(210)가 제1 다이오드(310)로 변경되었고, 제4 스위칭 소자(240)가 제2 다이오드(320)로 변경되었다.
제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)로 구성될 수 있으나, 이는 예시에 불과하다.
즉, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET)로 구성될 수도 있다.
이 경우, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 MOSFET 및 MOSFET에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
제1 커패시터(303) 및 제2 커패시터(305) 각각은 평활 회로의 예일 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)의 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각에 온 신호 또는 오프 신호를 인가하여, 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 신호를 인가할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각의 게이트 단자에 PWM 신호를 인가할 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각에 PWM 신호를 인가하여, DC 링크의 DC 전압을 제어할 수 있다. 구체적으로, 게이트 드라이버(290)는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각의 스위칭 제어를 통해 DC 링크의 DC 전압의 크기를 증가시킬 수 있다.
다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(300)의 회로 구성을 설명한다.
이하에서, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360) 각각은 IGBT 및 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함할 수 있다.
제1 다이오드(310)의 캐소드 단자(D11)는 DC 링크의 양 단자(P)에 연결된다.
제1 다이오드(310)의 애노드 단자(D12)는 제1 스위칭 소자(330)의 콜렉터 단자(C11) 및 제3 스위칭 소자(350)의 콜렉터 단자(C33)에 연결된다.
제1 스위칭 소자(330)의 에미터 단자(E11)는 교류 단자(301) 및 제2 스위칭 소자(340)의 콜렉터 단자(C22)에 연결된다.
교류 단자(301)에는 계통이 연결될 수 있다.
제2 스위칭 소자(240)의 에미터 단자(E22)에는 제4 스위칭 소자(360)의 에미터 단자(E44) 및 제2 다이오드(320)의 캐소드 단자(D21)가 연결된다.
제2 다이오드(320)의 애노드 단자(D22)는 DC 링크의 음 단자(N)에 연결된다.
제3 스위칭 소자(350)의 에미터 단자(E5)는 DC 링크의 중성점(O), 제1 커패시터(303)의 일단, 제2 커패시터의 일단 및 제4 스위칭 소자(360)의 콜렉터 단자(C44)가 연결된다.
제1 커패시터(303)의 타단에는 DC 링크의 양 단자(P)가 연결되고, 제2 커패시터(305)의 타단에는 DC 링크의 음 단자(N)가 연결된다.
전력 변환 장치(300)는 양 단자(P) 및 음 단자(N)를 통해 DC 링크(미도시)와 연결될 수 있다.
도 7의 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치(300)는 도 2의 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치(200)에 비해, 2개의 스위칭 소자들 대신, 2개의 다이오드를 포함하고 있다.
즉, 도 7의 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치(300)는 2개의 스위칭 소자들을 2개의 다이오드로 대체하여, 스위칭 손실이 감소되고, 비용이 절감되는 효과를 가져온다.
도 8 내지 도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따라 DC 링크의 전압 제어 시, 전력 변환 장치의 내부에 흐르는 전류의 방향을 설명하는 도면이다.
특히, 도 8 내지 도 11은 교류 전력을 직류 전력으로 변환 시, 도 2의 전력 변환 장치(200)의 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240) 각각을 다이오드로 교체하여도, 동일한 전류 흐름을 보여주는 과정을 설명하는 도면이다.
특히, 도 8 내지 도 11에서, 제1 스위칭 소자(330) 및 제2 스위칭 소자(340) 각각의 스위칭 주파수는 동일하고, 제3 스위칭 소자(350)와 제4 스위칭 소자(360) 간의 스위칭 주파수는 동일함을 가정한다.
도 8 내지 도 11에서 각 스위칭 소자의 동작은 게이트 드라이버(390)에 의해 제어될 수 있다.
게이트 드라이버(390)는 DC 링크의 DC 전압 제어를 위해, 각 스위칭 소자에 온 신호 또는 오프 신호를 전송할 수 있다.
먼저, 도 8을 설명한다.
도 8에서는, 제1 스위칭 소자(330) 및 제4 스위칭 소자(360) 각각이 온 된 상태이고, 제2 스위칭 소자(340) 및 제3 스위칭 소자(350) 각각이 오프된 상태임을 가정한다.
이 경우, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(800)는 제1 스위칭 소자(330)의 다이오드 및 제1 다이오드(310) 각각을 통해 DC 링크의 양 단자(P)로 흐르게 된다.
즉, 제1 다이오드(310)는 정방향의 전류(800)를 통과시키고, 통과된 전류는 DC 링크의 양 단자(P)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 9를 설명한다.
도 9에서는 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)이 모두 온 된 상태임을 가정한다.
이 경우, 교류 단자(301)에서 출력된 전류(900)의 절반(910)은 제1 스위칭 소자(330)의 다이오드, 제3 스위칭 소자(350)의 IGBT를 통해 DC 링크의 중성점(O)로 흐르게 된다.
교류 단자(301)에서 출력된 전류(900)의 나머지 절반(930)은 제2 스위칭 소자(340)의 IGBT, 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 DC 링크의 중성점(O)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 10을 설명한다.
도 10에서, 제1 스위칭 소자(330) 및 제4 스위칭 소자(360) 각각은 오프된 상태이고, 제2 스위칭 소자(340) 및 제3 스위칭 소자(350) 각각은 온 된 상태임을 가정한다.
이 경우, DC 링크의 음 단자(N)에서 출력된 전류(1000)는 제2 다이오드(320) 및 제2 스위칭 소자(340)의 다이오드를 통해, 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
즉, 제2 다이오드(320)는 전류(1000)를 통과시키고, 통과된 전류(1000)는 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
다음으로, 도 11을 설명한다.
도 11에서, 제1 내지 제4 스위칭 소자들(330 내지 360)이 모두 온 된 상태임을 가정한다.
이 경우, DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(1100)의 절반(1110)은 제2 스위칭 소자(350)의 다이오드 및 제1 스위칭 소자(330)의 IGBT를 통해 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
DC 링크의 중성점(O)에서 출력된 전류(1100)의 나머지 절반(1130)은 제4 스위칭 소자(360)의 IGBT 및 제2 스위칭 소자(340)의 다이오드를 통해 교류 단자(301)로 흐르게 된다.
이와 같이, 도 3 내지 도 6의 실시 예, 도 8 내지 도 11의 실시 예를 비교해 보면, 2개의 스위칭 소자(210, 240)가 2개의 다이오드(310, 340)로 대체되어도, 전류 흐름의 변화가 없는 것을 알 수 있다.
즉, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 변환 장치(300)는 AC 전원을 DC 전원으로 변환할 시, 2개의 스위칭 소자 대신, 2개의 다이오드를 사용하여, 스위칭 손실 및 비용 절감을 가져올 수 있다.
도 12 내지 도 14는 2개의 스위칭 소자를 2개의 다이오드로 교체한 상황을 가정하여, 스위칭 소자들의 스위칭 동작에 따라 내부에 흐르는 전류의 변화에 대해 시뮬레이션을 수행한 결과를 설명하는 도면이다.
시뮬레이션 조건은 다음과 같다.
1. 계통으로부터 제어되는 DC 링크의 DC 전압은 700V이다.
2. 계통 전압은 440 Vac이다.
3. DC 링크의 부하는 1.85 옴이다.
4. DC 링크의 부하에서 소모되는 전력은 264kw이다.
5. 스위칭 소자(S1) 및 스위칭 소자(S4)는 다이오드의 역할로 사용된다.
도 12는 ANPC 타입의 전력 변환 장치를 모델링한 회로도(1200)를 보여준다.
회로도는 제1 내지 제6 스위칭 소자들(S1 내지 S6), 2개의 필터(F1, F2)
도 13은 도 12의 각 스위칭 소자의 온/오프 상태를 나타내는 그래프 및, 내부 전류의 흐름을 보여주는 그래프를 보여준다.
제1 그래프(1301)는 제1 스위칭 소자(S1)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제2 그래프(1302)는 제2 스위칭 소자(S2)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제3 그래프(1303)는 제3 스위칭 소자(S3)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제4 그래프(1304)는 제4 스위칭 소자(S4)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제5 그래프(1305)는 제5 스위칭 소자(S5)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제6 그래프(1301)는 제6 스위칭 소자(S6)의 온/오프 패턴을 보여준다.
제7 그래프(1307)는 DC 링크에 연결된 계통의 삼상 중 어느 한 상에 흐르는 전류(Is)를 나타내는 그래프이다.
제8 그래프(1301)는 제1 스위칭 소자(S1)에서 DC 링크의 양 단자(P)로 흐르는 전류(IP)를 나타내는 그래프이다.
제9 그래프(139)는 DC 링크의 중성점(O)에서 제5, 6 스위칭 소자(S5, S6) 측으로 흐르는 전류(Io)를 나타내는 그래프이다.
제10 그래프(1310)는 DC 링크의 음 단자(N)에서, 제4 스위칭 소자(S4) 측으로 흐르는 전류(IN)를 나타내는 그래프이다.
제11 그래프(1311)는 교류 단자에 연결된 필터에 흐르는 전류(IL)를 나타낸다.
도 14는 도 12 및 도 13의 시뮬레이션에 따른 전류 방향을 정리한 표이다.
도 14에서, "+"및 "-" 각각은 전류의 방향을 나타낸다.
+IL는 도 7에서 교류 단자(301)로 IL의 전류가 들어감을 의미하고, -IL는 교류 단자(301)에서 IL의 전류가 나감을 의미한다.
-I는 DC 링크의 양 단자(P) 또는 음 단자(N)로 I의 전류가 들어감을 의미하고, +I는 DC 링크의 양 단자(P) 또는 음 단자(N)에서 I의 전류가 나감을 의미한다.
CASE 1은 도 8의 실시 예에 해당되는 결과이고, CASE 2는 도 9의 실시 예에 해당되는 결과이고, CASE 3은 도 10의 실시 예에 해당되는 결과이고, CASE 4는 도 11의 실시 예에 해당되는 결과이다.
CASE 1 내지 CASE 4에서 보여지는 스위칭 동작에 따른 전류의 방향들 각각은 도 3 내지 도 6에서 보여지는 전류의 방향들 각각과 일치한다.
이는, ANPC 타입의 전력 변환 장치에서, 제1 스위칭 소자(S1) 및 제4 스위칭 소자(S4)를 그대로 사용한 경우의 전류의 방향들과 제1 스위칭 소자(S1) 및 제4 스위칭 소자(S4)를 다이오드의 기능으로 변환한 시뮬레이션 결과와 일치함을 보여준다.
즉, 기존의 전력 변환 장치(200)에서, 제1 스위칭 소자(210) 및 제4 스위칭 소자(240) 각각이 다이오드로 변환된 전력 변환 장치(300)가 사용되어도, 동일한 전류 흐름의 결과가 도출될 수 있다.
즉, 본 발명의 실시 예에 따르면, IGBT를 이용하는 2개의 스위칭 소자 대신, 다이오드가 사용됨에 따라, 스위칭 손실 감소 및 비용 절감의 효과를 얻을 수 있다.
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 ANPC 타입의 전력 변환 장치를 3상으로 구성하였을 경우, 전력 변환 시스템의 구성을 설명하는 도면이다.
3상 전력 변환 시스템(1500)은 제1 전력 변환 장치(300-1), 제2 전력 변환 장치(300-2) 및 제3 전력 변환 장치(300-3)를 포함할 수 있다.
제1 전력 변환 장치(300-1), 제2 전력 변환 장치(300-2) 및 제3 전력 변환 장치(300-3) 각각은 도 7에 도시된 ANPC 타입의 전력 변환 장치(300)의 구성과 동일할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 의하면, 전술한 방법은, 프로그램이 기록된 매체에 프로세서가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 프로세서가 읽을 수 있는 매체의 예로는, ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있다.
상기와 같이 설명된 디스플레이 장치는 상기 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.

Claims (18)

  1. DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치에 있어서,
    제1 캐소드 단자 및 제1 애노드 단자를 가지며, 일 방향으로 전류를 흐르게 하는 제1 다이오드;
    제2 캐소드 단자 및 제2 애노드 단자를 가지며, 일 방향으로 전류를 흐르게 하는 제2 다이오드;
    제1 스위칭 소자;
    제2 스위칭 소자;
    제3 스위칭 소자;
    제4 스위칭 소자; 및
    게이트 드라이버를 포함하고,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은
    절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하고,
    상기 제1 다이오드의 상기 제1 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 상기 제1 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 일단 및 상기 제3 스위칭 소자의 일단에 연결되고,
    상기 제1 스위칭 소자의 타단은 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 일단에 연결되고,
    상기 제2 스위칭 소자의 타단은 상기 제2 다이오드의 상기 제2 캐소드 단자 및 상기 제4 스위칭 소자의 일단에 연결되고,
    상기 제2 다이오드의 상기 제2 애노드 단자는 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고,
    상기 제3 스위칭 소자의 타단은 상기 제4 스위칭 소자의 타단 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결되고,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들에만 온 신호 또는 오프 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류가 상기 제1 스위칭 소자에 포함된 다이오드 및 상기 제1 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 양 단자로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류의 절반이, 상기 제1 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제3 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르고, 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 나머지 절반이, 상기 제2 스위칭 소자의 IGBT, 상기 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 음 단자에서 출력된 전류(1000)는 상기 제2 다이오드 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해, 상기 교류 단자(301)로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 절반이 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제1 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 교류 단자로 흐르고, 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 나머지 절반이 상기 제4 스위칭 소자의 IGBT 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해 상기 교류 단자로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고,
    교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 (Active Neutral Point Clamped, ANPC) 타입의 컨버터인
    전력 변환 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 DC 링크의 양 단자와 중성점 사이에 위치한 제1 커패시터 및 상기 중성점 및 상기 음 단자 사이에 위치한 제2 커패시터를 더 포함하는
    전력 변환 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은
    금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET) 및 상기 MOSFET에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하는
    전력 변환 장치.
  11. DC 링크의 DC 전압을 제어하는 전력 변환 장치에 있어서,
    제1 캐소드 단자 및 제1 애노드 단자를 가지며, 전류를 일 방향으로 흐르게 하는 제1 다이오드;
    제2 캐소드 단자 및 제2 애노드 단자를 가지며, 전류를 일 방향으로 흐르게 하는 제2 다이오드;
    제1 스위칭 소자;
    제2 스위칭 소자;
    제3 스위칭 소자;
    제4 스위칭 소자; 및
    게이트 드라이버를 포함하고,
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자 각각은
    절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 및 상기 IGBT에 역병렬로 연결된 역병렬 다이오드를 포함하고,
    상기 제1 다이오드의 상기 제1 캐소드 단자는 상기 DC 링크의 양 단자에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 상기 제1 애노드 단자는 상기 제1 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 제3 스위칭 소자의 콜렉터에 연결되고,
    상기 제1 스위칭 소자의 에미터 단자는 교류 단자 및 상기 제2 스위칭 소자의 콜렉터 단자에 연결되고,
    상기 제2 스위칭 소자의 에미터 단자는 상기 제2 다이오드의 상기 제2 캐소드 단자 및 상기 제4 스위칭 소자의 에미터 단자에 연결되고,
    상기 제2 다이오드의 상기 제2 애노드 단자는 상기 DC 링크의 음 단자에 연결되고,
    상기 제3 스위칭 소자의 에미터 단자은 상기 제4 스위칭 소자의 콜렉터 단자 및 상기 DC 링크의 중성점에 연결되고,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들에만 온 신호 또는 오프 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  12. 삭제
  13. 제11항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류가 상기 제1 스위칭 소자에 포함된 다이오드 및 상기 제1 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 양 단자로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 교류 단자에서 출력된 전류의 절반이, 상기 제1 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제3 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르고, 상기 교류 단자에서 출력된 전류의 나머지 절반이, 상기 제2 스위칭 소자의 IGBT, 상기 제4 스위칭 소자(360)의 다이오드를 통해 상기 DC 링크의 중성점으로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 음 단자에서 출력된 전류(1000)는 상기 제2 다이오드 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해, 상기 교류 단자(301)로 흐르도록 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 각각에 오프 신호를 전송하고, 상기 제2 스위칭 소자 및 상기 제3 스위칭 소자 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 게이트 드라이버는
    상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 절반이 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드 및 상기 제1 스위칭 소자의 IGBT를 통해 상기 교류 단자로 흐르고, 상기 DC 링크의 중성점에서 출력된 전류의 나머지 절반이 상기 제4 스위칭 소자의 IGBT 및 상기 제2 스위칭 소자의 다이오드를 통해 상기 교류 단자로 흐르도록 상기 제1 내지 제4 스위칭 소자들 각각에 온 신호를 전송하는
    전력 변환 장치.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는 무정전 전원 공급 장치에 포함되고,
    교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 (Active Neutral Point Clamped, ANPC) 타입의 컨버터인
    전력 변환 장치.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 DC 링크의 양 단자와 중성점 사이에 위치한 제1 커패시터 및 상기 중성점 및 상기 음 단자 사이에 위치한 제2 커패시터를 더 포함하는
    전력 변환 장치.
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