CN107888100B - 一种逆变器、控制逆变器的方法及控制装置 - Google Patents

一种逆变器、控制逆变器的方法及控制装置 Download PDF

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Abstract

本申请提供了一种逆变器、控制逆变器的方法及装置，用以提高逆变器的效率。该逆变器包括包含有第一第二母线电容、逆变电路的有源钳位三电平拓扑，逆变电路包括第一开关管至第六开关管；第一至第四开关管依次同向串联于正、负直流母线之间；第五和第六开关管同向串联且一端连接于第一和第二开关管的串接点，另一端连接于第三和第四开关管的串接点，且第五和第六开关管的串接点与第一和第二母线电容的串接点相连，各开关管分别反并联一对应的二极管；其中，该逆变器还包括：第七和第八开关管；第七开关管和第八开关管同向串联于正、负直流母线之间，且串接点连接于第二和第三开关管的串接点；第七开关管和第八开关管分别反并联对应的二极管。

Description

一种逆变器、控制逆变器的方法及控制装置
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种逆变器、控制逆变器的方法及装置。
背景技术
随着电力电子技术的不断发展，脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)已经逐渐成为主流的电力电子变换器控制方式，在不间断供电设备(Uninterruptible PowerSupply，UPS)、光伏逆变器、风能变流器以及电机变流器等方面应用越来越广泛。
从PWM调制逆变器输出的相电压的电平数量上，可将逆变器划分为两电平逆变器器、三电平逆变器器、五电平逆变器以及多电平逆变器，从实现的复杂度上，五电平及更多电平的多电平逆变器实现起来比较困难，目前业界应用较多的是两电平和三电平逆变器。
两电平逆变器实现起来比较简单，成本较低，但是由于开关器件要承受整个母线电压应力，因此必须选择耐压等级较高的开关器件。两电平逆变器的开关损耗较大，限制了PWM开关频率的提高。另外，由于两电平输出电压谐波含量较高，导致输出滤波器的体积和损耗都比较大。
三电平逆变器比两电平逆变器输出电平多，开关器件承受的电压应力为两电平的一半，因此可以选择耐压等级较低的开关器件，开关管的开关损耗较低，输出电压的谐波含量低于两电平，因此输出滤波器的体积可以减小。
常用的三电平拓扑是传统的二极管钳位型三电平(3Level-Netural PointClamped，3L-NPC)拓扑。其拓扑结构示意图如图1所示，由图1可知，所述二极管钳位型三电平拓扑包括：第一母线电容C1、第二母线电容C2和逆变电路，其中，所述C1、C2串联于正、负直流母线之间且串接点接地；所述逆变电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、以及第四开关管S4，且，所述S1、S2、S3、S4依次同向串联于正、负直流母线之间；另外，开关管S1、S2、S3、S4分别反并联一二极管，分别为第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4；再有，所述逆变电路还包括第五二极管D5、以及第六二极管D6；所述D5、D6同向串联后一端连接于S1、S2的串接点，另一端连接于S3、S4的串接点，且D5、D6的串接点连接到C1、C2的串接点；再有，所述二极管钳位型三电平拓扑还包括滤波电路，所述滤波电路可包括相互串联的一电感、一电容，且，所述滤波电路的一端可连接到S2、S3的串接点，另一端接地。
由于钳位二极管和内层钳位开关器件的存在，每相电路可以输出Vdc/2、0、-Vdc/2三个电平(其中，Vdc为直流母线电压)，线电压可以获得5电平的电压输出。例如，当开关管S1和S2开通的时候二极管钳位型三电平拓扑可输出Vdc/2电平(具体可如图2(a)所示，其中，粗线条表示线路导通)，当开关管S2和S3开通的时候二极管钳位型三电平拓扑可输出0电平(具体可如图2(b)所示)，当开关管S3和S4开通的时候二极管钳位型三电平拓扑可输出-Vdc/2电平(具体可如图2(c)所示)，因此，开关管S1和S4承受主要的开关损耗，S2和S3主要承受导通损耗。
也就是说，由图2(a)、图2(b)以及图2(c)可知，3L-NPC拓扑存在唯一的零电平开关状态，根据负载电流的方向，当电流方向为正的时候只能通过上侧中间的开关管S2和二极管D5流过电流，当电流方向为负的时候，只能通过下侧的开关管S3和二极管D6流过电流。由于桥臂中点输出的电流的方向被负载电流唯一确定，因此，输出零电平时的电流是不可控的，这会导致功率器件的损耗不平衡问题。
另外，当输出Vdc/2电平的时候，开关管S3和开关管S4串联承受整个母线电压，由于器件差异性或其它因素往往会导致两个开关器件不均压，进而可能会导致一个开关器件承受大于Vdc/2的母线电压或更高，严重时会使器件两端电压过高导致过压损坏。
为了解决上述问题，可在传统3L-NPC拓扑电路中的钳位二极管D5、D6上相应并联有源可控器件第五开关管S5、第六开关管S6而构成如图3所示的有源中点钳位三电平(3Level-Active Netural Point Clamped，3L-ANPC)拓扑。这种拓扑可以从根本上解决在二极管钳位多电平拓扑中，功率器件的损耗不平衡，以及不均压的问题。
但是，申请人发现，不管是3L-NPC拓扑还是3L-ANPC拓扑，虽然其已在电力电子领域被广泛应用，但是由于其开关器件的开关损耗和通态损耗较大，因而，效率并不高，因而，如何能够提高三电平逆变器的效率仍然是非常关键的技术问题。
发明内容
本发明实施例提供了一种逆变器、控制逆变器的方法及装置，用以提高逆变器的效率。
一方面，本发明实施例提供了一种逆变器，包括有源钳位三电平拓扑，其中，所述有源钳位三电平拓扑包括第一母线电容、第二母线电容和逆变电路，其中，所述第一母线电容和第二母线电容串联于正、负直流母线之间且串接点接地；所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管；所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次同向串联于正、负直流母线之间；所述第五开关管和第六开关管同向串联且第五开关管中一未与第六开关管相连的非控制端连接于第一开关管和第二开关管的串接点，第六开关管的一未与第五开关管相连的非控制端连接于第三开关管和第四开关管的串接点，且第五开关管和第六开关管的串接点与第一母线电容和第二母线电容的串接点相连，各开关管分别反并联一对应的二极管；其中，所述逆变器还包括：
第七开关管、第八开关管、与第七开关管对应的二极管和与第八开关管对应的二极管；
所述第七开关管和第八开关管同向串联于正、负直流母线之间，且所述第七开关管和第八开关管的串接点连接于第二开关管和第三开关管的串接点；
所述第七开关管和第八开关管分别反并联对应的二极管。
可选地，每一开关管为晶闸管、绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT)或金属氧化物半导体(Metal-Oxid-Semiconductor，MOS)管。
另一方面，本发明实施例提供了一种控制上述逆变器的方法，包括：
针对每一输出电压正半周，在所述输出电压正半周的第一时刻到来时，控制第一开关管、第二开关管、第六开关管导通，并在第一开关管完全导通之后，控制第七开关管导通；以及，在所述输出电压正半周的第二时刻到来时，控制第七开关管关断，并在第七开关管完全关断后，控制第一开关管关断；
针对每一输出电压负半周，在所述输出电压负半周的第一时刻到来时，控制第三开关管、第四开关管、第五开关管导通，并在第四开关管完全导通之后，控制第八开关管导通；以及，在所述输出电压负半周的第二时刻到来时，控制第八开关管关断，并在第八开关管完全关断后，控制第四开关管关断；
所述输出电压正半周的第一时刻为调制波的正半波和载波的第n个交点时刻；所述输出电压正半周的第二时刻为调制波的正半波和载波的第n+1个交点时刻提前第一时长后得到的时刻；所述输出电压负半周的第一时刻为调制波的负半波和载波的第n个交点时刻；所述输出电压负半周的第二时刻为调制波的负半波和载波的第n+1个交点时刻提前第二时长后得到的时刻，所述n为大于等于1的奇数，所述第一时长不小于第七开关管的关断时长，所述第二时长不小于第八开关管的关断时长。
又一方面，本发明实施例还提供了另一种控制上述逆变器的方法，包括：
确定当前所需的逆变器工作模式；
从逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系中，查找确定的工作模式对应的逆变器中各开关管的工作状态；
按照查找到的逆变器中各开关管的工作状态，对逆变器中各开关管的工作状态进行控制；
其中，逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系包括：
两电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于不工作状态，第七开关管和第八开关管处于工作状态；
T型三电平模式时，第一开关管、第四开关管处于不工作状态，第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
有源钳位三电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于工作状态，第七开关管和第八开关管处于不工作状态；
有源钳位三电平和T型三电平混合模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态。
可选地，当确定的工作模式为有源钳位三电平模式时，所述方法还包括：
确定所述逆变器的输出负载；
当确定的输出负载不大于设定阈值时，采用能够实现输出电压倍频的调制方式控制各开关管，否则，采用其它调制方式控制各开关管。
其中，所述能够实现输出电压倍频的调制方式为双频-正弦脉宽调制(Double-Frequency SPWM，DF-SPWM)或并联续流双频-正弦脉宽调制(Parallel-Freewheeling&Double-Frequency，PFDF-SPWM)方式。。
另外，所述其它调制方式为正弦脉宽调制(Sinusoidal PWM，SPWM)或并联续流-正弦脉宽调制(Parallel-Freewheeling SPWM，PF-SPWM)方式。
另一方面，本发明实施例还提供了一种控制上述逆变器的装置，包括：
第一控制模块，用于针对每一输出电压正半周，在所述输出电压正半周的第一时刻到来时，控制第一开关管、第二开关管、第六开关管导通，并在第一开关管完全导通之后，控制第七开关管导通；以及，在所述输出电压正半周的第二时刻到来时，控制第七开关管关断，并在第七开关管完全关断后，控制第一开关管关断；所述输出电压正半周的第一时刻为调制波的正半波和载波的第n个交点时刻，所述输出电压正半周的第二时刻为调制波的正半波和载波的第n+1个交点时刻提前第一时长后得到的时刻，所述第一时长不小于第七开关管的关断时长；
第二控制模块，用于针对每一输出电压负半周，在所述输出电压负半周的第一时刻到来时，控制第三开关管、第四开关管、第五开关管导通，并在第四开关管完全导通之后，控制第八开关管导通；以及，在所述输出电压负半周的第二时刻到来时，控制第八开关管关断，并在第八开关管完全关断后，控制第四开关管关断；所述输出电压负半周的第一时刻为调制波的负半波和载波的第n个交点时刻，所述输出电压负半周的第二时刻为调制波的负半波和载波的第n+1个交点时刻提前第二时长后得到的时刻，所述第二时长不小于第八开关管的关断时长，所述n为大于等于1的奇数。
又一方面，本发明实施例还提供了另一种控制上述逆变器的装置，包括：
工作模式确定模块，用于确定当前所需的逆变器工作模式；
查找模块，用于从逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系中，查找确定的工作模式对应的逆变器中各开关管的工作状态；
第一控制模块，用于按照查找到的逆变器中各开关管的工作状态，对逆变器中各开关管的工作状态进行控制；其中，逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系包括：
两电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于不工作状态，第七开关管和第八开关管处于工作状态；
T型三电平模式时，第一开关管、第四开关管处于不工作状态，第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
有源钳位三电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于工作状态，第七开关管和第八开关管处于不工作状态；
有源钳位三电平和T型三电平混合模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态。
可选地，所述装置还包括：
输出负载确定模块，用于当工作模式确定模块确定出的工作模式为有源钳位三电平模式时，确定所述逆变器的输出负载；
第二控制模块，用于当确定的输出负载不大于设定阈值时，采用能够实现输出电压倍频的调制方式控制各开关管，否则，采用其它调制方式控制各开关管。
本发明的有益效果包括：
本发明实施例提供的逆变器，在有源钳位三电平拓扑的基础上增加两个开关管，该两个开关管同向串联在正负直流母线之间，且该两个开关管的串接点与第二开关管和第三开关管的串接点，即，有源钳位三电平拓扑中的桥臂中点相连。针对该种结构的逆变器，由于通过对该种结构的逆变器中各开关管在各时刻的关断与导通进行合理控制，可以使得该种结构的逆变器能够兼顾两电平逆变器的低通态损耗和三电平逆变器的低开关损耗的优点，从而可有效降低功率器件的开关损耗和通态损耗，提高逆变器的效率。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为现有技术中的传统的3L-NPC拓扑电路的结构示意图；
图2(a)为现有技术中的传统的3L-NPC拓扑电路的开关状态示意图一；
图2(b)为现有技术中的传统的3L-NPC拓扑电路的开关状态示意图二；
图2(c)为现有技术中的传统的3L-NPC拓扑电路的开关状态示意图三；
图3为现有技术中的3L-ANPC拓扑电路的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的逆变器的结构示意图；
图5(a)为本发明实施例提供的逆变器的发波示意图一；
图5(b)为本发明实施例提供的逆变器的发波示意图二；
图6为本发明实施例提供的逆变器的Vdc/2电平输出模式示意图；
图7为本发明实施例提供的逆变器的0电平输出模式示意图；
图8为本发明实施例提供的逆变器的控制方法的示意图；
图9为本发明实施例提供的逆变器工作在3L-ANPC模式时的控制方法的示意图；
图10(a)为本发明实施例提供的3L-ANPC的SPWM发波方式示意图一；
图10(b)为本发明实施例提供的3L-ANPC的SPWM发波方式示意图二；
图11(a)为本发明实施例提供的3L-ANPC的PF-SPWM发波方式示意图一；
图11(b)为本发明实施例提供的3L-ANPC的PF-SPWM发波方式示意图二；
图12(a)为本发明实施例提供的3L-ANPC的DF-SPWM发波方式示意图一；
图12(b)为本发明实施例提供的3L-ANPC的DF-SPWM发波方式示意图；
图13(a)为本发明实施例提供的3L-ANPC的PFDF-SPWM发波方式示意图一；
图13(b)为本发明实施例提供的3L-ANPC的PFDF-SPWM发波方式示意图二；
图14为本发明实施例提供的3L-ANPC的双续流回路示意图；
图15为本发明实施例提供的控制逆变器的装置的结构示意图；
图16为本发明实施例提供的另一种控制逆变器的装置的结构示意图。
具体实施方式
为了给出提高逆变器的效率的实现方案，本发明实施例提供了一种逆变器、控制逆变器的方法及装置，以下结合说明书附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。并且在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
如图4所示，为本申请实施例提供的逆变器的结构示意图，包括有源钳位三电平拓扑和第七开关管S7、第八开关管S8、与第七开关管S7对应的二极管D7和与第八开关管S8对应的二极管D8。
其中，所述有源钳位三电平拓扑包括第一母线电容C1、第二母线电容C2和逆变电路。
所述第一母线电容C1和第二母线电容C2串联于正、负直流母线之间，且所述第一母线电容C1和第二母线电容C2的串接点可接地。
所述逆变电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6。
所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4依次同向串联于正、负直流母线之间。
所述第五开关管S5和第六开关管S6同向串联且第五开关管S5中一未与第六开关管S6相连的非控制端连接于第一开关管S1和第二开关管S2的串接点，第六开关管S6的一未与第五开关管S5相连的非控制端连接于第三开关管S3和第四开关管S4的串接点，且第五开关管S5和第六开关管S6的串接点与第一母线电容C1和第二母线电容C2的串接点相连。
所述第七开关管S7和第八开关管S8同向串联于正、负直流母线之间，且所述第七开关管S7和第八开关管S8的串接点连接于第二开关管S2和第三开关管S3的串接点。
第一开关管S1反并联一二极管D1，第二开关管S2反并联一二极管D2，第三开关管S3反并联一二极管D3，第四开关管S4反并联一二极管D4，第五开关管S5反并联一二极管D5，第六开关管S6反并联一二极管D6，第七开关管S7反并联一二极管D7，第八开关管S8反并联一二极管D8。
具体地，上述任一开关管可为晶闸管、绝缘栅双极型晶体管(Insulated GateBipolar Transistor，IGBT)或金属氧化物半导体(Metal-Oxid-Semiconductor，MOS)管中的任意一种。
可选地，以上述各开关管为IGBT为例，所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4依次同向串联于正、负直流母线之间具体可指的是：第一开关管S1的集电极(或漏极)与正直流母线相连、发射极(或源极)与第二开关管S2的集电极(或漏极)相连；第二开关管S2的发射极(或源极)与第三开关管S3的集电极(或漏极)相连；第三开关管S3的发射极(或源极)与第四开关管S4的集电极(或漏极)相连；第四开关管S4的发射极(或源极)与负直流母线相连；
另外，
所述第五开关管S5和第六开关管S6同向串联且第五开关管S5中一未与第六开关管S6相连的非控制端连接于第一开关管S1和第二开关管S2的串接点，第六开关管S6的一未与第五开关管S5相连的非控制端连接于第三开关管S3和第四开关管S4的串接点，具体可指的是：第五开关管S5的集电极(或漏极)与第一开关管S1和第二开关管S2的串接点相连、发射极(或源极)与第六开关管S6的集电极(或漏极)相连；第六开关管S6的发射极(或源极)与第三开关管S3和第四开关管S4的串接点相连；
再有，
所述第七开关管S7和第八开关管S8同向串联于正、负直流母线之间，具体可指的是：第七开关管S7的集电极(或漏极)与正直流母线相连、发射极(或源极)与第八开关管S8的集电极(或漏极)相连；第八开关管S8的发射极(或源极)与负直流母线相连，对此均不作赘述。
进一步地，需要说明的是，当上述任一开关管为MOS管时，与该开关管反并联的二极管通常可为MOS管的体二极管。另外，由图4可知，所述有源钳位三电平拓扑还可包括滤波电路，其中，所述滤波电路通常可包括相互串联的一电感L和一电容C，且，所述滤波电路的一端可与第七开关管S7和第八开关管S8的串接点相连，另一端可接地。
另外，需要说明的是，图4所示的逆变器中，第七开关管S7和第八开关管S8直接挂接在供电电源正极和负极之间，因此，对第七开关管S7和第八开关管S8的耐压要求较高。而第一开关管S1和第二开关管S2串联后挂接在供电电源正极和负极之间，因此对第一开关管S1和第二开关管S2的耐压要求稍低。
以上描述了本发明实施例中所述的逆变器的结构，下面将对本发明实施例中所述的逆变器的控制方法进行描述。具体有以下两种控制方法。
第一种控制方法：该种控制方法下的发波示意图可如图5(a)(对应输出电压正半周)以及图5(b)(对应输出电压负半周)所示。
具体为：
针对每一输出电压正半周(即逆变器的供电电源的每一输出电压正半周)，在所述输出电压正半周的第一时刻t11到来时，控制所述第一开关管S1、第二开关管S2、第六开关管S6导通(其中，第六开关管S6、第二开关管S2为同步管)，其中，所述输出电压正半周的第一时刻为调制波的正半波和载波的第n个交点时刻，调制波即为希望输出的波形，所述n为大于等于1的奇数；此时，正母线电压将沿所述第一开关管S1和第二开关管S2给电感L充电，且，由于第六开关管S6导通使第三开关管S3和第四开关管S4均被箝位到半个母线电压，因而可避免这两个器件串联承受整个母线电压等所导致的器件不均压的问题出现；以及，
在所述第一开关管S1完全导通后，控制所述第七开关管S7导通；此时，该逆变器可工作在有源箝位I型三电平和T型三电平混用的模态。由于第一开关管S1和第二开关管S2均已处于导通状态，因而，第七开关管S7两端的电压为零，因此，第七开关管S7为零电压导通，使得第七开关管S7没有导通损耗。由此有效规避了高压器件的开关损耗较大的问题，实现了低开关损耗。
需要说明的是，尽管图4中的逆变器新增了第七开关管S7和第八开关管S8，但电路的损耗仍小于图3中的开关管的损耗，具体分析如下：针对第七开关管S7，先导通第一开关管S1和第二开关管S2，待第一开关管S1完全导通后再导通第七开关管S7，这样一个开关周期内这三个管子的总损耗＝S1的开关损耗+第二开关管S2的开关损耗+第七开关管S7的导通损耗。而图3一个开关周期内的第一开关管S1和第二开关管S2两个管子的总损耗＝第一开关管S1的开关损耗+第二开关管S2的开关损耗+第一开关管的S1的导通损耗+第二开关管S2的导通损耗。而一个高压器件的导通压降小于两个低压器件串联的导通压降，也即第七开关管S7的导通损耗小于第一开关管S1和第二开关管S2的导通损耗。
当第七开关管S7导通后，第一开关管S1和第二开关管S2串联后与第七开关管S7并联。由于第七开关管S7的导通压降明显低于第一开关管S1和第二开关管S2的串联电压，因此电流不会流过第一开关管S1和第二开关管S2，而是全部流过第七开关管S7，其电流方向如图6所示。因此，就有效规避了低压器件第一开关管S1和第二开光管S2的通态损耗较大的缺点，实现了低通态损耗。
另外，针对每一输出电压正半周，在所述输出电压正半周的第二时刻t12到来时，控制第七开关管S7关断，并在第七开关管S7完全关断后，控制第一开关管S1关断；由于控制第七开关管S7关断时，第一开关管S1和第二开关管S2仍处于导通状态，因此，第七开关管S7没有关断损耗。由此，有效规避了高压器件(也即第七开关管S5)的开关损耗较大的问题，实现低开关损耗。其中，所述输出电压正半周的第二时刻t12为，调制波的正半波和载波的第n+1个交点时刻提前第一时长后得到的时刻，其中，所述第一时长通常可不小于第七开关管S7的关断时长。
再有，在第七开关管S7关断后，第一开关管S1正常关断，此时，逆变器的电流方向可如图7所示。
进一步地，针对每一输出电压负半周(即逆变器的供电电源的每一输出电压负半周)，在所述输出电压负半周的第一时刻t21到来时，控制所述第三开关管S3、第四开关管S4导通、第五开关管S5导通(其中，第五开关管S5、第三开关管S3为同步管)，其中，所述输出电压负半周的第一时刻t21为调制波的负半波和载波的第n个交点时刻；此时，正母线电压将沿所述第三开关管S3和第四开关管S4给电感L充电，且，由于第五开关管S5导通使第一开关管S1和第二开关管S2均被箝位到半个母线电压，因而可避免这两个器件串联承受整个母线电压等所导致的器件不均压的问题出现；以及，
在所述第四开关管S4完全导通后，控制所述第八开关管S8导通，此时该逆变器工作在有源箝位I型三电平和T型三电平混用的模态。由于第三开关管S3和第四开关管S4均已处于导通状态，因而第八开关管S8两端的电压为零，因此，第八开关管S8为零电压导通，第八开关管S8没有导通损耗。由此有效规避了高压器件的开关损耗较大的问题，实现了低开关损耗。
需要说明的是，尽管图4中的逆变器具新增了第七开关管S7和第八开关管S8，但电路的损耗仍小于图3中的开关管的损耗，具体分析如下：针对第八开关管S8，先导通第三开关管S3和第四开关管S4，待第四开关管S4完全导通后再导通第八开关管S8，这样一个开关周期内这三个管子的总损耗＝S3的开关损耗+第二开关管S4的开关损耗+第八开关管S8的导通损耗。而图3一个开关周期内的第三开关管S3和第四开关管S4两个管子的总损耗＝第三开关管S3的开关损耗+第四开关管S4的开关损耗+第三开关管的S3的导通损耗+第四开关管S4的导通损耗。而一个高压器件的导通压降小于两个低压器件串联的导通压降，也即第八开关管S8的导通损耗小于第三开关管S3和第四开关管S4的导通损耗。
当第八开关管S8导通后，第三开关管S3和第四开关管S4串联后与第八开关管S8并联。由于第八开关管S8的导通压降明显低于第三开关管S3和第二开关管S4的串联电压，因此电流不会流过第三开关管S3和第四开关管S4，而是全部流过第八开关管S8。因此，就有效规避了低压器件第一开关管S1和第二开光管S2的通态损耗较大的缺点，实现了低通态损耗。
进一步地，针对每一输出电压负半周，在所述输出电压负半周的第二时刻t22到来时，控制第八开关管S8关断，并在第八开关管S8完全关断后，控制第四开关管S4关断；由于控制第八开关管S8关断时，第三开关管S3和第四开关管S4仍处于导通状态，因此，第八开关管S8没有关断损耗。由此，有效规避了高压器件(也即第八开关管S8)的开关损耗较大的问题，实现低开关损耗。其中，所述输出电压负半周的第二时刻为调制波的负半波和载波的第n+1个交点时刻提前第二时长后得到的时刻，所述第二时长通常可不小于第八开关管S8的关断时长。
由上述对输出电压的正半周期和负半周期的分析可知，针对本发明所述的逆变器，由于通过对该种结构的逆变器中各开关管在各时刻的关断与导通进行合理控制，可以使得该种结构的逆变器能够兼顾两电平逆变器的低通态损耗和三电平逆变器的低开关损耗的优点，从而可有效降低功率器件的开关损耗和通态损耗，提高逆变器的效率。
第二种控制方法，其流程图如图8所示，包括以下步骤：
步骤801：确定当前所需的逆变器工作模式。
这里，可以将当前接收到的用户指令所指定的逆变器的工作模式作为确定的当前所需的逆变器工作模式。
步骤802：从逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系中，查找确定的工作模式对应的逆变器中各开关管的工作状态。
其中，逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系可包括：
两电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于不工作状态，第七开关管和第八开关管处于工作状态；
T型三电平模式时，第一开关管、第四开关管处于不工作状态，第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
有源钳位三电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于工作状态，第七开关管和第八开关管处于不工作状态；
有源钳位三电平和T型三电平混合模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态。
步骤803：按照查找到的逆变器中各开关管的工作状态，对逆变器中各开关管的工作状态进行控制。
较佳的，为了进一步提高逆变器的效率，在确定的工作模式为有源钳位三电平模式时，上述第二种方法还可包括如图9所示的以下步骤：
步骤901：确定所述逆变器的输出负载(如图4中所示的Load)；
可选地，可根据逆变器的当前输出电压以及输出电流等参数，确定逆变器的当前输出负载，对此不作赘述。
步骤902：判断输出负载是否不大于设定阈值(该设定阈值可根据实际情况灵活设定)；若判断结果为是，则执行步骤903；若判断结果为否，则执行步骤904。
步骤903：采用能够实现输出电压倍频的调制方式控制各开关管。
考虑到较为常用的调制波为正弦波，具体的，所述能够实现输出电压倍频的调制方式可为双频-正弦脉宽调制(Double-Frequency SPWM，DF-SPWM)或并联续流双频-正弦脉宽调制(Parallel-Freewheeling&Double-Frequency，PFDF-SPWM)方式。
步骤904：采用除能够实现输出电压倍频的调制方式外的其它调制方式控制各开关管。
考虑到较为常用的调制波为正弦波，具体的，所述其它调制方式可为正弦脉宽调制(Sinusoidal PWM，SPWM)或并联续流-正弦脉宽调制(Parallel-Freewheeling SPWM，PF-SPWM)方式。
另外，图10(a)、图10(b)分别示出了3L-ANPC在输出电压正半周、负半周的SPWM发波方式示意图，图11(a)、图11(b)分别示出了3L-ANPC在输出电压正半周、负半周的PF-SPWM发波方式示意图，图12(a)、图12(b)分别示出了3L-ANPC在输出电压正半周、负半周的DF-SPWM发波方式示意图，图13(a)、图13(b)分别示出了3L-ANPC在输出电压正半周、负半周的PFDF-SPWM发波方式示意图，对此不作赘述。
由上述内容可知，本申请实施例可根据不同输出负载切换不同的调制方式，可以优化逆变器的电感，在负载较低的时候可以实现逆变器输出倍频效果，降低了逆变器电感的感值大小，进而可以减小电感的体积，另外，通过双续流回路可降低开关器件的导通损耗和热分布，进而提高开关管的利用率，提高逆变器的转换效率。
下面对工作在有源钳位三电平模式时，以能够实现输出电压倍频的调制方式为PFDF-SPWM，其它调制方式为PF-SPWM为例，针对不同的输出负载采用不同的调制方式时，逆变器效率的进一步提高进行分析：
当逆变器的输出负载大于设定阈值的时候，采用PF-SPWM调制方式。
具体的，采用PF-SPWM调制方式时，3L-ANPC电路中有双续流回路，如图14中所示，能明显降低第三开关管S3和第五开关管S5的导通损耗，可以提高逆变器的效率，而且可以实现串联器件的均压，即第六开关管S6导通可以在输出电压正半周时候将第四开关管S4箝位到半边母线电压。另外，由于第二开关管S2与第六开关管S6为同步管，所以续流回路是并联，通过并联续流可以降低反向恢复损耗，也即提高了逆变器的效率。
当逆变器输出负载小于设定阈值的时候，采用PFDF-SPWM调制方式时，可以使第一开关管S1的开关损耗被第二开关管S2分担，且续流回路是分开独立的，有单续流回路，也有两个并列情况下的续流回路，即存在并联续流路径，也可以独立运行。并联续流可以减小导通损耗，这就提高了三电平逆变器的转换效率，同时，并联续流还可以把开关损耗平均分配，且可以输出电压倍频，这就使得三电平逆变器的转换效率提升会更明显，调制更加灵活。第二开关管S2开关状态决定续流回路的支路选择，能实现部分开关管的软开关，且能实现管子耐压均压问题，内管外管各自承担一半的开关损耗。此外，通过并联续流还可以降低反向恢复损耗，这就进一步提高了三电平逆变器的转换效率。
综上所述，通过本发明实施例的基于输出负载的不同，采用不同的调制方式输出的驱动信号来控制各开关管的控制方式，可以取得以下有益效果：
1、在逆变情况下，续流回路变成二极管并联，即提供了两个续流回路，提高了续流回路效率(双向开关管的导通损耗会降低)，进而提高了逆变器的转换效率，同时也降低选型成本；
2、逆变反向恢复损耗也会降低，二极管导通损耗也会降低，这就从另一方面提高了逆变器的转换效率；
3、输出电压倍频，可以更大的优化电磁元件和提高开关元件的利用率。
此外，基于与本发明实施例中的第一种控制方法同样的发明构思，本发明实施例提供了一种控制逆变器的装置，该控制逆变器的装置的具体实施可参见本发明实施例中的第一种控制方法的相关描述，对此不作赘述。具体地，该控制逆变器的装置的结构示意图可如图15所示，包括：第一控制模块1501和第二控制模块1502，其中：
第一控制模块1501，用于针对每一输出电压正半周，在所述输出电压正半周的第一时刻到来时，控制第一开关管、第二开关管、第六开关管导通，并在第一开关管完全导通之后，控制第七开关管导通；以及，在所述输出电压正半周的第二时刻到来时，控制第七开关管关断，并在第七开关管完全关断后，控制第一开关管关断；所述输出电压正半周的第一时刻为调制波的正半波和载波的第n个交点时刻，所述输出电压正半周的第二时刻为调制波的正半波和载波的第n+1个交点时刻提前第一时长后得到的时刻，所述第一时长不小于第七开关管的关断时长；
第二控制模块1502，用于针对每一输出电压负半周，在所述输出电压负半周的第一时刻到来时，控制第三开关管、第四开关管、第五开关管导通，并在第四开关管完全导通之后，控制第八开关管导通；以及，在所述输出电压负半周的第二时刻到来时，控制第八开关管关断，并在第八开关管完全关断后，控制第四开关管关断；所述输出电压负半周的第一时刻为调制波的负半波和载波的第n个交点时刻，所述输出电压负半周的第二时刻为调制波的负半波和载波的第n+1个交点时刻提前第二时长后得到的时刻，所述第二时长不小于第八开关管的关断时长，所述n为大于等于1的奇数。
另外，基于与本发明实施例中的第二种控制方法同样的发明构思，本发明实施例提供了另一种控制逆变器的装置，该另一种控制逆变器的装置的具体实施可参见本发明实施例中的第二种控制方法的相关描述，对此不作赘述。具体地，该另一种控制逆变器的装置的结构示意图可如图16所示，包括：工作模式确定模块1601、查找模块1602、第一控制模块1603，其中：
工作模式确定模块1601，用于确定当前所需的逆变器工作模式；
查找模块1602，用于从逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系中，查找确定的工作模式对应的逆变器中各开关管的工作状态；
第一控制模块1603，用于按照查找到的逆变器中各开关管的工作状态，对逆变器中各开关管的工作状态进行控制；其中，逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系包括：
两电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于不工作状态，第七开关管和第八开关管处于工作状态；
T型三电平模式时，第一开关管、第四开关管处于不工作状态，第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
有源钳位三电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于工作状态，第七开关管和第八开关管处于不工作状态；
有源钳位三电平和T型三电平混合模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态。
较佳的，该另一种控制逆变器的装置还包括：
输出负载确定模块1604，用于当工作模式确定模块确定出的工作模式为有源钳位三电平模式时，确定所述逆变器的输出负载；
第二控制模块1605，用于当确定的输出负载不大于设定阈值时，采用能够实现输出电压倍频的调制方式控制各开关管，否则，采用其它调制方式控制各开关管。
其中，所述能够实现输出电压倍频的调制方式为DF-SPWM或PFDF-SPWM方式；所述其它调制方式为SPWM或PF-SPWM方式。
综上所述，采用了本发明实施例提供的逆变器及控制方法，由于通过对该种结构的逆变器中各开关管在各时刻的关断与导通进行合理控制，可以使得该种结构的逆变器能够兼顾两电平逆变器的低通态损耗和三电平逆变器的低开关损耗的优点，从而可有效降低功率器件的开关损耗和通态损耗，提高逆变器的效率。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (8)

1.一种控制逆变器的方法，其特征在于，包括：
针对每一输出电压正半周，在所述输出电压正半周的第一时刻到来时，控制第一开关管、第二开关管、第六开关管导通，并在第一开关管完全导通之后，控制第七开关管导通；以及，在所述输出电压正半周的第二时刻到来时，控制第七开关管关断，并在第七开关管完全关断后，控制第一开关管关断；
针对每一输出电压负半周，在所述输出电压负半周的第一时刻到来时，控制第三开关管、第四开关管、第五开关管导通，并在第四开关管完全导通之后，控制第八开关管导通；以及，在所述输出电压负半周的第二时刻到来时，控制第八开关管关断，并在第八开关管完全关断后，控制第四开关管关断；
所述输出电压正半周的第一时刻为调制波的正半波和载波的第n个交点时刻；所述输出电压正半周的第二时刻为调制波的正半波和载波的第n+1个交点时刻提前第一时长后得到的时刻；所述输出电压负半周的第一时刻为调制波的负半波和载波的第n个交点时刻；所述输出电压负半周的第二时刻为调制波的负半波和载波的第n+1个交点时刻提前第二时长后得到的时刻，所述n为大于等于1的奇数，所述第一时长不小于第七开关管的关断时长，所述第二时长不小于第八开关管的关断时长；
其中，所述逆变器，包括有源钳位三电平拓扑，其中，所述有源钳位三电平拓扑包括第一母线电容、第二母线电容和逆变电路，其中，所述第一母线电容和第二母线电容串联于正、负直流母线之间且串接点接地；所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管；所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次同向串联于正、负直流母线之间；所述第五开关管和第六开关管同向串联且第五开关管中一未与第六开关管相连的非控制端连接于第一开关管和第二开关管的串接点，第六开关管的一未与第五开关管相连的非控制端连接于第三开关管和第四开关管的串接点，且第五开关管和第六开关管的串接点与第一母线电容和第二母线电容的串接点相连，各开关管分别反并联一对应的二极管；其特征在于，所述逆变器还包括：
第七开关管、第八开关管、与第七开关管对应的二极管和与第八开关管对应的二极管；
所述第七开关管和第八开关管同向串联于正、负直流母线之间，且所述第七开关管和第八开关管的串接点连接于第二开关管和第三开关管的串接点；
所述第七开关管和第八开关管分别反并联对应的二极管。
2.一种控制逆变器的方法，其特征在于，包括：
确定当前所需的逆变器工作模式；
从逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系中，查找确定的工作模式对应的逆变器中各开关管的工作状态；
按照查找到的逆变器中各开关管的工作状态，对逆变器中各开关管的工作状态进行控制；
其中，逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系包括：
两电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于不工作状态，第七开关管和第八开关管处于工作状态；
T型三电平模式时，第一开关管、第四开关管处于不工作状态，第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
有源钳位三电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于工作状态，第七开关管和第八开关管处于不工作状态；
有源钳位三电平和T型三电平混合模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
其中，所述逆变器，包括有源钳位三电平拓扑，其中，所述有源钳位三电平拓扑包括第一母线电容、第二母线电容和逆变电路，其中，所述第一母线电容和第二母线电容串联于正、负直流母线之间且串接点接地；所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管；所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次同向串联于正、负直流母线之间；所述第五开关管和第六开关管同向串联且第五开关管中一未与第六开关管相连的非控制端连接于第一开关管和第二开关管的串接点，第六开关管的一未与第五开关管相连的非控制端连接于第三开关管和第四开关管的串接点，且第五开关管和第六开关管的串接点与第一母线电容和第二母线电容的串接点相连，各开关管分别反并联一对应的二极管；其特征在于，所述逆变器还包括：
第七开关管、第八开关管、与第七开关管对应的二极管和与第八开关管对应的二极管；
所述第七开关管和第八开关管同向串联于正、负直流母线之间，且所述第七开关管和第八开关管的串接点连接于第二开关管和第三开关管的串接点；
所述第七开关管和第八开关管分别反并联对应的二极管。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，当确定的工作模式为有源钳位三电平模式时，所述方法还包括：
确定所述逆变器的输出负载；
当确定的输出负载不大于设定阈值时，采用能够实现输出电压倍频的调制方式控制各开关管，否则，采用其它调制方式控制各开关管。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述能够实现输出电压倍频的调制方式为双频-正弦脉宽调制DF-SPWM或并联续流双频-正弦脉宽调制PFDF-SPWM方式。
5.如权利要求3或4所述的方法，其特征在于，所述其它调制方式为正弦脉宽调制SPWM或并联续流-正弦脉宽调制PF-SPWM方式。
6.一种控制逆变器的装置，其特征在于，包括：
第一控制模块，用于针对每一输出电压正半周，在所述输出电压正半周的第一时刻到来时，控制第一开关管、第二开关管、第六开关管导通，并在第一开关管完全导通之后，控制第七开关管导通；以及，在所述输出电压正半周的第二时刻到来时，控制第七开关管关断，并在第七开关管完全关断后，控制第一开关管关断；所述输出电压正半周的第一时刻为调制波的正半波和载波的第n个交点时刻，所述输出电压正半周的第二时刻为调制波的正半波和载波的第n+1个交点时刻提前第一时长后得到的时刻，所述第一时长不小于第七开关管的关断时长；
第二控制模块，用于针对每一输出电压负半周，在所述输出电压负半周的第一时刻到来时，控制第三开关管、第四开关管、第五开关管导通，并在第四开关管完全导通之后，控制第八开关管导通；以及，在所述输出电压负半周的第二时刻到来时，控制第八开关管关断，并在第八开关管完全关断后，控制第四开关管关断；所述输出电压负半周的第一时刻为调制波的负半波和载波的第n个交点时刻，所述输出电压负半周的第二时刻为调制波的负半波和载波的第n+1个交点时刻提前第二时长后得到的时刻，所述第二时长不小于第八开关管的关断时长，所述n为大于等于1的奇数；
其中，所述逆变器，包括有源钳位三电平拓扑，其中，所述有源钳位三电平拓扑包括第一母线电容、第二母线电容和逆变电路，其中，所述第一母线电容和第二母线电容串联于正、负直流母线之间且串接点接地；所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管；所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次同向串联于正、负直流母线之间；所述第五开关管和第六开关管同向串联且第五开关管中一未与第六开关管相连的非控制端连接于第一开关管和第二开关管的串接点，第六开关管的一未与第五开关管相连的非控制端连接于第三开关管和第四开关管的串接点，且第五开关管和第六开关管的串接点与第一母线电容和第二母线电容的串接点相连，各开关管分别反并联一对应的二极管；其特征在于，所述逆变器还包括：
第七开关管、第八开关管、与第七开关管对应的二极管和与第八开关管对应的二极管；
所述第七开关管和第八开关管同向串联于正、负直流母线之间，且所述第七开关管和第八开关管的串接点连接于第二开关管和第三开关管的串接点；
所述第七开关管和第八开关管分别反并联对应的二极管。
7.一种控制逆变器的装置，其特征在于，包括：
工作模式确定模块，用于确定当前所需的逆变器工作模式；
查找模块，用于从逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系中，查找确定的工作模式对应的逆变器中各开关管的工作状态；
第一控制模块，用于按照查找到的逆变器中各开关管的工作状态，对逆变器中各开关管的工作状态进行控制；其中，逆变器的工作模式和逆变器中各开关管的工作状态之间的对应关系包括：
两电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于不工作状态，第七开关管和第八开关管处于工作状态；
T型三电平模式时，第一开关管、第四开关管处于不工作状态，第二开关管、第三开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
有源钳位三电平模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管处于工作状态，第七开关管和第八开关管处于不工作状态；
有源钳位三电平和T型三电平混合模式时，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管处于工作状态；
其中，所述逆变器，包括有源钳位三电平拓扑，其中，所述有源钳位三电平拓扑包括第一母线电容、第二母线电容和逆变电路，其中，所述第一母线电容和第二母线电容串联于正、负直流母线之间且串接点接地；所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管；所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次同向串联于正、负直流母线之间；所述第五开关管和第六开关管同向串联且第五开关管中一未与第六开关管相连的非控制端连接于第一开关管和第二开关管的串接点，第六开关管的一未与第五开关管相连的非控制端连接于第三开关管和第四开关管的串接点，且第五开关管和第六开关管的串接点与第一母线电容和第二母线电容的串接点相连，各开关管分别反并联一对应的二极管；其特征在于，所述逆变器还包括：
第七开关管、第八开关管、与第七开关管对应的二极管和与第八开关管对应的二极管；
所述第七开关管和第八开关管同向串联于正、负直流母线之间，且所述第七开关管和第八开关管的串接点连接于第二开关管和第三开关管的串接点；
所述第七开关管和第八开关管分别反并联对应的二极管。
8.如权利要求7所述的装置，其其特征在于，所述装置还包括：
输出负载确定模块，用于当工作模式确定模块确定出的工作模式为有源钳位三电平模式时，确定所述逆变器的输出负载；
第二控制模块，用于当确定的输出负载不大于设定阈值时，采用能够实现输出电压倍频的调制方式控制各开关管，否则，采用其它调制方式控制各开关管。
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