CN113452271B - 一种电源控制方法 - Google Patents

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Abstract

本方案提供一种电源控制方法，该方法根据AC‑DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到AC‑DC变换电路的工作信息，工作信息包括开关频率或开关周期，将AC‑DC变换电路的工作信息与预设的工作信息范围进行比较，得到AC‑DC变换电路的实际开关频率或者开关周期，通过预设的工作信息范围对AC‑DC变换电路的工作信息进行调整，使AC‑DC变换电路满足THD、PF、效率以及EMI等的要求。

Description

一种电源控制方法
技术领域
本方案涉及电源控制技术领域，尤其涉及一种电源控制方法。
背景技术
目前，小型化以及高功率密度已成为开关电源发展的趋势。为了提高开关电源的开关频率和功率密度，考虑到交流-直流(Alternating current-Direct current，AC-DC)变换电路在临界导通模式(Critical Conduction Mode，CRM)下不存在反向恢复损耗，具有电路损耗小的特点，常控制AC-DC变换电路使其工作在CRM模式。然而，CRM状态下开关频率的变化范围很大，受限于驱动芯片的驱动能力以及电路元器件和磁件的损耗，电路的开关频率需要被限制在一定范围内，此时，通过单一的CRM控制AC-DC变换电路工作，将无法同时满足总谐波畸变(Total Harmonic Distortion，THD)、功率因数(Power Factor，PF)、效率以及电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)特性的要求。
发明内容
本方案提供一种电源控制方法，应用于AC-DC变换电路，实现了针对不同输入电压和不同负载，采用不同的工作模式，以提高AC-DC变换电路的THD、PF、效率以及EMI等的各方面的性能。
第一方面，本方案提供一种电源控制方法，所述方法包括：根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到所述AC-DC变换电路的开关频率；将所述AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到所述AC-DC变换电路的实际开关频率以及工作模式；其中，若所述开关频率大于或者等于最大频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为DCM或者CCM，并且控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最大频率阈值，所述最大频率阈值为所述预设的开关频率范围的上限值；若所述开关频率小于或者等于最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为CCM，并且控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最小频率阈值，所述最小频率阈值为所述预设的开关频率范围的下限值；若所述开关频率小于所述最大频率阈值且大于所述最小频率阈值，则确定所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM，并且控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率即为所述计算得到的开关频率。
第二方面，本方案提供另一种电源控制方法，包括：根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到所述AC-DC变换电路的开关频率；将所述AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到所述AC-DC变换电路的实际开关频率；其中，若所述开关频率大于或者等于最大频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最大频率阈值，所述最大频率阈值为所述预设的开关频率范围的上限值；若所述开关频率小于或者等于最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最小频率阈值，所述最小频率阈值为所述预设的开关频率范围的下限值；若所述开关频率小于所述最大频率阈值且大于所述最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率即为所述计算得到的开关频率。
第三方面，本方案提供又一种电源控制方法，所述方法包括：根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到所述AC-DC变换电路的开关频率；将所述AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到所述AC-DC变换电路的工作模式；其中，若所述开关频率大于或者等于预设的开关频率范围的上限值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为DCM或者CCM或者VOT CRM；若所述开关频率小于或者等于预设的开关频率范围的下限值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为CCM；若所述开关频率小于所述预设的开关频率范围的上限值且大于预设的开关频率范围的下限值，则确定所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM。
第四方面，本方案提供又一种电源控制方法，所述方法包括：获取AC-DC变换电路的电路参数信息；根据所述电路参数信息将AC-DC变换电路在整个负载范围内的实际开关频率或实际开关周期限定在一预设的工作信息范围内。
本方案实施例提供的一种电源控制方法，主要应用于AC-DC变换电路。其中，根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到AC-DC变换电路的工作信息，工作信息包括开关频率或开关周期，将AC-DC变换电路的工作信息与预设的工作信息范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际工作信息，通过预设的工作信息范围对AC-DC变换电路的工作信息进行调整，使AC-DC变换电路满足THD、PF、效率以及EMI等的要求。
附图说明
为了更清楚地说明本方案实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本方案的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1a-1d为本方案实施例提供的一种AC-DC变换电路结构示意图；
图2为本方案实施例提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法实施例的流程示意图；
图3a-3b为本方案实施例一提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图4为本实施例中不同模式下AC-DC变换电路中电感电流波形示意图；
图5a-5b为本方案实施例二提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图6a-6b为本方案实施例三提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图7为本方案实施例四提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图8为本方案实施例五提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图9为本方案实施例六提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图10为本方案实施例七提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图11为本方案实施例八提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图12为本方案实施例提供的工作模式组合示意图；
图13a-13b为本方案实施例九提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图14a-14b为本方案实施例十提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图15a-15b为本方案实施例十一提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图；
图16为本方案实施例提供的一种AC-DC变换电路的控制装置的结构示意图；
图17为本方案实施例提供的另一种AC-DC变换电路的控制装置的结构示意图；
图18为本方案一实施例提供的电子设备的硬件结构示意图。
具体实施方式
为使本方案实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本方案实施例中的附图，对本方案实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本方案一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本方案中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本方案保护的范围。
本文中使用的术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
本方案的说明书中通篇提到的“一实施例”或“另一实施例”意味着与实施例有关的特定特征、结构或特性包括在本申请的至少一个实施例中。因此，在整个说明书各处出现的“在一实施例中”或“本实施例中”未必一定指相同的实施例。需要说明的是，在不冲突的情况下，本方案中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
为了解决现有技术中，通过单一的CRM控制AC-DC变换电路工作，无法同时满足总谐波畸变(Total Harmonic Distortion，THD)、功率因数(Power Factor，PF)、效率以及电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)特性的要求，本方案提供一种AC-DC变换电路的控制方法，能够针对不同输入电压和不同负载，采用不同的工作模式，以提高PFC电路的THD、PF、效率以及EMI等的各方面的性能。下面通过几个实施例对本方案的实现过程进行具体说明。
本方案的执行主体为一种电子设备，该电子设备包括AC-DC变换电路，和与AC-DC变换电路连接的控制装置。AC-DC变换电路拓扑可以如图1a和1b所示采用无桥PFC拓扑，图1a中包括两个桥臂，第一桥臂包括两个功率开关S1、S2，第二桥臂包括两个二极管D1、D2，第一桥臂的中点通过电感L1连接电网，第二桥臂的中点通过电感L2连接电网；图1b中第一桥臂包括两个功率开关S1、S2，第二桥臂包括两个功率开关S3、S4，第一桥臂的中点通过电感L1连接电网，第二桥臂的中点通过电感L2连接电网。需要说明的是，上述实施例中具有两个电感L1、L2，在其他一些实施例中，也可以只设置一个电感，如图1c和图1d所示，本案不以此为限。进一步的，控制装置通过控制如图1a中所示AC-DC变换电路中的功率开关S1、S2，或者控制和图1b所示的AC-DC变换电路中的功率开关S1至S4，实现对AC-DC变换电路的控制。当然，在其他一些实施例中，AC-DC变换电路也可以采用其他拓扑，本案不以此为限。
本方案的电子设备可应用于任一电器设备或者终端设备，具体可以应用于电器设备或者终端设备中的电源设备。图2为本方案一实施例提供的AC-DC变换电路的控制方法实施例的流程示意图，如图2所示，该方法包括：
S101：根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到AC-DC变换电路的开关频率。
由于开关频率与开关周期为倒数关系，即也可以计算AC-DC变换电路的开关周期。
应理解，本方案为了计算得到AC-DC变换电路的开关频率，采用AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压、输出电流等多个参数信息中的一个、或者任意两个的组合、或者任意多个的组合，通过计算得到该AC-DC变换电路的开关频率。
在一些实施例中，开关频率可以通过如下的公式计算得到：
Figure BDA0002424820580000061
其中，Vin是输入电压，Iin是输入电流，Vo是输出电压，Io是输出电流，L是电感。需要说明的是，开关频率的计算不以此为限。
S102：将AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际开关频率范围和工作模式。
进一步的，例如计算得到的AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，通过预设的开关频率范围对计算得到的AC-DC变换电路的开关频率进行调整，得到AC-DC变换电路的实际开关频率；或者将计算得到的AC-DC变换电路的开关周期与预设的开关周期范围进行比较，通过预设的开关周期范围对计算得到的AC-DC变换电路的开关周期进行调整，得到AC-DC变换电路的实际开关周期。
应理解，本实施例中的预设的工作信息范围的上限值和下限值均可以是预先设定的固定值，或者均可以是随着输入电压或工作时间或工作相位等参数信息变化而变化的可变值。具体的，开关频率范围的上限值和下限值均可以是预先设定的固定值，或者均可以是随着输入电压或工作时间或工作相位等参数信息变化而变化的可变值；相应的，开关周期范围的上限值和下限值均可以是预先设定的固定值，或者均可以是随着输入电压或工作时间或工作相位等参数信息变化而变化的可变值。
本实施例提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法，根据AC-DC变换电路的输入信息和输出信息，计算得到AC-DC变换电路的工作信息，该输入信息包括输入电压和输入电流，输出信息包括输出电压和输出电流，工作信息包括开关频率或开关周期，将AC-DC变换电路的工作信息与预设的工作信息范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际工作信息，通过预设的工作信息范围对AC-DC变换电路的工作信息进行调整，使AC-DC变换电路满足总谐波畸变(Total Harmonic Distortion，THD)、功率因数(Power Factor，PF)、效率以及电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)等的要求。
作为一种示例，本方案中将AC-DC变换电路的工作信息，与预设的工作信息范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际工作信息，包括：将AC-DC变换电路的工作信息，与预设的工作信息范围进行比较，确定AC-DC变换电路的工作模式，驱动AC-DC变换电路在对应的工作模式下工作。
示例性的，工作模式包括连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、临界导通模式(Critical Conduction Mode，CRM)、断续导通模式(DiscontinuousConduction Mode，DCM)中的一至多种。
在将AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际开关频率的过程中，包括：
若开关频率大于或者等于最大频率阈值，则确定AC-DC变换电路的工作模式为DCM或者CCM，控制AC-DC变换电路的实际开关频率为最大频率阈值，该最大频率阈值为预设的开关频率范围的上限值，其中，实际开关频率用Factual表示，最大频率阈值用Fmax表示。其中，若开关频率大于或者等于最大频率阈值时选择断续导通模式DCM，通过改变充电时间来得到较好的PF，同时通过限制最高频率来减小驱动损耗，方便电路元器件和磁件的选型。若开关频率大于或者等于最大频率阈值时选择连续导通模式CCM，可以实现ZVS开通，从而减小开关损耗，同时通过限制最高频率来减小驱动损耗，方便电路元器件和磁件的选型。
图3a和图3b为本方案实施例一提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图，如图3a和3b所示，根据输入电压Vin、输入电流Iin、输出电压Vo和输出电流Io计算得到开关频率F(Vin,Iin,Vo,Io)，将F(Vin,Iin,Vo,Io)与预设的开关频率范围进行比较。在T0-T1和T6-T7时间段内，开关频率F(Vin,Iin,Vo,Io)大于或者等于最大频率阈值Fmax，则控制AC-DC变换电路的工作模式为DCM，如图3a和图4所示；或者控制无桥PFC电流的工作模式为CCM，如图3b和图4所示，使实际开关频率Factual在T0-T1和T6-T7时间段内等于最大频率阈值Fmax。
通过限制无桥PFC的实际开关频率不超过最大频率阈值，能够减小驱动损耗，便于电路元器件或磁件的选型，同时，在DCM工作模式下通过改变充电时间能够得到较好的PF，在CCM工作模式下可以实现ZVS开通，从而减小开关损耗。
若开关频率小于或者等于最小频率阈值，则确定AC-DC变换电路的工作模式为CCM，控制AC-DC变换电路的实际开关频率为最小频率阈值，该最小频率阈值为预设的开关频率范围的下限值，最小频率阈值用Fmin表示。
例如图3a和3b所示，在T3-T4时间段内，开关频率F(Vin,Iin,Vo,Io)小于或者等于最小频率阈值Fmin，则确定无桥PFC电流的工作模式为CCM，使实际开关频率Factual在T3-T4时间段内等于最小频率阈值Fmin。
在CCM工作模式下，通过选择不同CCM开关频率，限制无桥PFC的实际开关频率不低于最小频率阈值，减小了电流纹波，提高了效率，同时便于EMI的设计。
需要说明的是，开关频率小于或者等于最小频率阈值Fmin时的CCM模式与开关频率大于或者等于最大频率阈值Fmax的CCM有所不同，如图4所示。开关频率F(Vin,Iin,Vo,Io)小于或者等于最小频率阈值Fmin时采用的CCM模式电流连续，开关频率F(Vin,Iin,Vo,Io)大于或者等于最大频率阈值Fmax时采用的CCM模式电流连续并且存在负电流。
若开关频率小于最大频率阈值且大于最小频率阈值，则确定AC-DC变换电路的工作模式为CRM。例如图3a和3b所示，在T1-T3和T4-T6时间段内，开关频率F(Vin,Iin,Vo,Io)介于最小频率阈值Fmin和最大频率阈值Fmax之间，则确定无桥PFC电流的工作模式为CRM，使实际开关频率Factual在T1-T3和T4-T6时间段内等于开关频率F(Vin,Iin,Vo,Io)。
在上述实施例的基础上，在AC-DC变换电路的工作模式为CRM时，本方案进一步确定对AC-DC变换电路的控制逻辑，即进一步确认AC-DC变换电路的工作模式为变导通时间临界导通模式(Variable On-time Critical Conduction Mode，)VOT CRM，或者负电流临界导通模式(Negative Current Critical Conduction Mode，)NCR CRM。在其他一些实施例中，负电流临界导通模式与三角波导通模式(triangle conduction mode)TCM类似，即在临界导通模式的基础上实现电流流过负电流。
进一步的，在一些实施例中，工作模式为CRM时可包括以下三种不同的实现方式：
方式一：
根据输入电压的绝对值和预设的第一电压阈值，确定控制逻辑，具体的：
若输入电压的绝对值小于或者等于第一电压阈值，则电路工作在变导通时间临界导通模式VOT CRM，控制改变AC-DC变换电路中电感的充电时间。
如图3a、图3b、图4所示，在T1-T2和T5-T6时间段内，输入电压Vin的绝对值小于或者等于第一电压阈值Vth1，则控制AC-DC变换电路的工作模式为VOT CRM，使AC-DC变换电路工作在VOT CRM，并控制AC-DC变换电路中电感的充电时间，通过控制电感的充电时间，使AC-DC变换电路的输入电压Vin过零处输入电流的THD得到改善，避免在输入电压过零点附近时，由于AC-DC变换电路工作在TCM或者CRM工作模式，导致输入电流的平均值为零带来的输入电流THD值较高的问题。
若输入电压的绝对值大于第一电压阈值，则电路工作在负电流临界导通模式NCRCRM，控制使通过电感的电流达到负值，实现开关管的零电压开通ZVS。
如图3a、图3b、图4所示，在T2-T3和T4-T5时间段内，输入电压Vin的绝对值大于第一电压阈值Vth1，则控制AC-DC变换电路的工作模式为NCRCRM，使AC-DC变换电路工作在NCRCRM，并控制使通过AC-DC变换电路中电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS，从而减小开通损耗。
方式二：
根据工作时间和预设的第一时间阈值Tth1，确定控制逻辑，在半个工频周期内，开关频率范围Fmin和Fmax的设置，以及实际的开关频率，是以时间Tc为轴对称的，即后面四分之一周期的设置和前四分之一周期对称，具体的如图5a或者图5b所示：
若工作时间小于或者等于第一时间压阈值Tth1，则电路工作在VOT CRM，控制改变AC-DC变换电路中电感的充电时间。
若工作时间大于第一时间阈值Tth1，则电路工作在NCR CRM，控制使通过电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
方式三：
根据工作相位和预设的第一相位阈值Φth1，确定控制逻辑，在半个工频周期内，开关频率范围Fmin和Fmax的设置，以及实际的开关频率，是以时间Tc为轴对称的，即后面四分之一周期的设置和前四分之一周期对称，具体的如图6a或者图6b所示：
若工作相位小于或者等于第一相位阈值Φth1，则电路工作在VOT CRM，控制改变AC-DC变换电路中电感的充电时间。
若工作相位大于第一相位阈值Φth1，则电路工作在NCR CRM，控制使通过电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
方式二和方式三的实现原理和技术效果与方式一类似，此处不再赘述。其中，第一时间阈值Tth1、第一相位阈值Φth1可以直接根据理论情况直接设置，也可以根据输入电压或者输入电流的采样结果进行锁相等操作进行设置，本案不以此为限。
本方案中AC-DC变换电路的工作信息还可以是开关周期，因此将AC-DC变换电路的工作信息，与预设的工作信息范围进行比较，确定AC-DC变换电路的工作模式，包括：
将AC-DC变换电路的开关周期与预设的开关周期范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际开关周期，具体包括：
若开关周期小于或者等于最小周期阈值Tmin，则确定AC-DC变换电路的工作模式为DCM或者CCM，控制AC-DC变换电路的实际开关周期为最小周期阈值Tmin，该最小周期阈值为预设的开关周期范围的下限值。其中，AC-DC变换电路可以工作在DCM下，具有驱动损耗小，PF高的优点，同时通过限制无桥PFC的最小开关周期，限制了该无桥PFC的最高开关频率，方便了电路元器件和磁件的选型；或者无桥PFC可以电路工作在CCM下，可以实现ZVS开通，从而减小开关损耗，同时通过限制最高频率来减小驱动损耗，方便电路元器件和磁件的选型。
若开关周期大于或者等于最大周期阈值Tmax，则确定AC-DC变换电路的工作模式为CCM，控制AC-DC变换电路的实际开关周期为最大周期阈值Tmax，该最大周期阈值为预设的开关周期范围的上限值。其中，AC-DC变换电路工作在CCM下，具有电流纹波小，效率高、THD和EMI特性好的优点。
若开关周期小于最大周期阈值且大于最小周期阈值，则确定AC-DC变换电路的工作模式为CRM。使AC-DC变换电路工作在CRM下，可以通过负电流实现ZVS，减小开通损耗，也可以通过改变电感充电时间，改善输入电压过零处输入电流的THD。
由于开关频率和开关周期的倒数关系，开关频率大于或者等于最大频率阈值F≥Fmax，可以推得
Figure BDA0002424820580000112
即开关周期小于或者等于最小周期阈值T≤Tmin，最小周期阈值Tmin等于最大频率阈值Fmax的倒数。相应的，开关频率小于或者等于最小频率阈值F≤Fmin，可以推得
Figure BDA0002424820580000111
即开关周期大于或者等于最大周期阈值T≥Tmax，最大周期阈值Tmax等于最小频率阈值Fmin的倒数。因此，本案中根据开关频率进行的控制，都相应可以推导出开关周期下的控制，周期下的控制与频率下的控制相对应，此处不再展开说明，其都属于本方案保护的范围。
在一些实施例中，若开关频率大于或者等于最大频率阈值，除了控制AC-DC变换电路的工作模式为DCM或者CCM模式，还可以控制AC-DC变换电路工作于VOT CRM模式，并且此时可以不用限定开关频率固定为最大频率阈值，实际中可以根据输入电压、输出电压等信息中的至少一个计算开通时间进行控制。
以开关频率为例，本方案中，开关频率范围的上限值，即最大频率阈值，和开关频率范围的下限值，即最小频率阈值，均可为固定值，或者均可以是随着输入电压或工作时间或工作相位变化而变化的可变值，示例性的，根据AC-DC变换电路的输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息，修正最大频率阈值和最小频率阈值，包括但不限于以下三种具体的实现方式：
(1)根据输入电压的绝对值和预设的至少一个电压阈值，修正最大频率阈值和最小频率阈值。
其中，电压阈值的数量可根据实际电路的设计以及应用场景的不同进行不同的设置，本方案对此不做限制。
以设置两个电压修正阈值为例，对本方案进行说明，结合图3a所示，预设第一电压修正阈值Vth2和第二电压修正阈值Vth3，本方案将通过比较输入电压的绝对值Vin和第一电压修正阈值Vth2、第二电压修正阈值Vth3，对开关频率范围的最大频率阈值Fmax和最小频率阈值Fmin进行修正，使开关频率范围随输入电压绝对值的变化而变化，应理解，修正前的最大频率阈值Fmax和最小频率阈值Fmin可以为两个大小不变的固定值，具体的：
在输入电压的绝对值Vin小于或者等于第一电压修正阈值Vth2的时间段(如图所示的T0-T1和T6-T7时段)内，将最大频率阈值Fmax修正为最大修正阈值Fmax’，该最大修正阈值Fmax’小于最大频率阈值Fmax。其中，减小最大频率阈值可以减小驱动损耗，同时方便电路元器件和磁件的选型。
在输入电压的绝对值Vin大于第一电压修正阈值Vth2的时间段(如图所示的T1-T6时段)内，保持最大频率阈值Fmax不变。
在输入电压的绝对值Vin大于或者等于第二电压修正阈值Vth3的时间段(如图所示的T3-T4时段)内，将最小频率阈值Fmin修正为最小修正阈值Fmin’，最小修正阈值Fmin’大于最小频率阈值Fmin。其中，增大最小频率阈值可以减小电感电流纹波，方便EMI设计并提高效率。
在输入电压的绝对值Vin小于第二电压修正阈值Vth3的时间段(如图所示的T0-T3和T4-T7时段)内，保持最小频率阈值不变。
(2)图5a-5b为本方案实施例二提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法示意图，如图所示，本实施例中设置第一时间修正阈值Tth2和第二时间修正阈值Tth3，通过比较工作时间t和第一时间修正阈值Tth2、第二时间修正阈值Tth3，对开关频率范围的最大频率阈值Fmax和最小频率阈值Fmin进行修正，使开关频率范围随工作时间的变化而变化，应理解，修正前的最大频率阈值Fmax和最小频率阈值Fmin可以为两个大小不变的固定值，具体的：
在工作时间t小于或者等于第一时间修正阈值Tth2的时间段(如T0-T1时间段)内，将最大频率阈值Fmax修正为最大修正阈值Fmax’，该最大修正阈值Fmax’小于最大频率阈值Fmax。其中，减小最大频率阈值可以减小驱动损耗，同时方便电路元器件和磁件的选型。
在工作时间t大于第一时间修正阈值Tth2的时间段(如T1-Tc时间段)内，保持最大频率阈值Fmax不变。
在工作时间大于或者等于第二时间修正阈值Tth3的时间段(如T3-Tc时间段)内，将最小频率阈值Fmin修正为最小修正阈值Fmin’，该最小修正阈值Fmin’大于最小频率阈值Fmin。其中，增大最小频率阈值可以减小电感电流纹波，方便EMI设计并提高效率。
在工作时间t小于第二时间修正阈值Tth3的时间段(如T0-T3时间段)内，保持最小频率阈值Fmin不变。
进一步地，在对开关频率范围进行修正后，可根据前述任一实施例提供的方法确定AC-DC变换电路的工作模式，例如，在T0-T1时刻，开关频率F大于Fmax’，该时间段内实际开关频率Factual等于Fmax’，电路工作在DCM，如图5a所示，当然相应的，电路还可以工作在CCM模式下,如图5b所示；T3-Tc时间段内，开关频率F小于Fmin’，该时间段内实际开关频率Factual等于Fmin’，电路工作在CCM；在T1-T3时间段内，开关频率F大于Fmin’，小于Fmax’，该时间段内电路工作在CRM，进一步地，通过比较工作时间t和第一时间阈值Tth1，确定电路在CRM下的控制逻辑：T1-T2时间段内，工作时间t小于时间阈值Tth1，则电路工作在VOT CRM下，T2-T3时间段内，工作时间t大于第一时间阈值Tth1，则电路工作在NCR CRM下。在半个工频周期内，后四分之一周期与前四分之一周期以时间Tc为轴对称，此处不再重复赘述。
(3)图6a-6b为本方案实施例三提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图，如图所示，本实施例中设置第一相位修正阈值Фth2和第二时间修正阈值Фth3，通过比较工作相位Ф和第一相位修正阈值Фth2、第二相位修正阈值Фth3，对开关频率范围的最大频率阈值Fmax和最小频率阈值Fmin进行修正，使开关频率范围随工作相位的变化而变化，应理解，修正前的最大频率阈值Fmax和最小频率阈值Fmin可以为两个大小不变的固定值，具体的：
在工作相位Ф小于或者等于第一相位修正阈值Фth2的时间段(如T0-T1时间段)内，将最大频率阈值Fmax修正为最大修正阈值Fmax’，该最大修正阈值Fmax’小于最大频率阈值Fmax。其中，减小最大频率阈值可以减小驱动损耗，同时方便电路元器件和磁件的选型。
在工作相位Ф大于第一相位修正阈值Фth2的时间段(如T1-Tc时间段)内，保持最大频率阈值Fmax不变。
在工作相位Ф大于或者等于第二相位修正阈值Фth3的时间段(如T3-Tc时间段)内，将最小频率阈值Fmin修正为最小修正阈值Fmin’，该最小修正阈值Fmin’大于最小频率阈值Fmin。其中，增大最小频率阈值可以减小电感电流纹波，方便EMI设计并提高效率。
在工作相位Ф小于第二相位修正阈值Фth3的时间段(如T0-T3时间段)内，保持最小频率阈值Fmin不变。
进一步地，在对开关频率范围进行修正后，可根据前述任一实施例提供的方法确定AC-DC变换电路的工作模式，例如，在T0-T1时刻，开关频率F大于Fmax’，该时间段内实际开关频率Factual等于Fmax’，电路工作在DCM(如图6a所示)或者CCM(如图6b所示)；T3-Tc时间段内，开关频率F小于Fmin’，该时间段内实际开关频率Factual等于Fmin’，电路工作在CCM；在T1-T3时间段内，开关频率F大于Fmin’，小于Fmax’，该时间段内电路工作在CRM，进一步地，通过比较工作相位Ф和第一相位阈值Фth1，确定电路在CRM下的控制逻辑：T1-T2时间段内，工作相位Ф小于相位阈值Фth1，则电路工作在VOT CRM下，T2-T3时间段内，工作相位Ф大于第一相位阈值Фth1，则电路工作在NCR CRM下。
上述实施例中的工作时间阈值可直接设定，也可根据输入电流和预设的至少一个电流阈值，或者根据输入电压和预设的至少一个电压阈值确定，如图7或图8所示，图7为本方案实施例四提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图，图8为本方案实施例五提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图。
结合图7所示，设置至少一个电压阈值，对于至少一个电压阈值的个数和数值本方案不做限制，例如，设置电压阈值为Vth1、Vth2和Vth3，通过比较输入电压的绝对值Vin和电压阈值，得到时间阈值Tth1，Tth2，Tth3。
具体的，T1时刻，输入电压的绝对值Vin等于电压阈值Vth2，设置此时工作时间为时间阈值Tth2；T3时刻，输入电压的绝对值Vin等于电压阈值Vth3，设置此时工作时间为时间阈值Tth3；T2时刻，输入电压的绝对值Vin等于电压阈值Vth1，设置此时工作时间为时间阈值Tth1。
结合图8所示，设置至少一个电流阈值，对于至少一个电流阈值的个数和数值本方案不做限制，例如，设置电流阈值为Ith1、Ith2和Ith3，通过比较输入电流的绝对值Iin和电流阈值，得到时间阈值Tth1，Tth2，Tth3。
具体的，T1时刻，输入电流的绝对值Iin等于电流阈值Ith2，设置此时工作时间为时间阈值Tth2；T3时刻，输入电流的绝对值Iin等于电流阈值Ith3，设置此时工作时间为时间阈值Tth3；T2时刻，输入电流的绝对值Iin等于电流阈值Ith1，设置此时工作时间为时间阈值Tth1。
类似的，上述实施例中的工作相位阈值可以直接设定，还可以根据输入电流和预设的至少一个电流阈值，或者根据输入电压和预设的至少一个电压阈值确定，如图9或图10所示，图9为本方案实施例六提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图，图10为本方案实施例七提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图。
结合图9所示，设置至少一个电压阈值，对于至少一个电压阈值的个数和数值本方案不做限制，例如，设置电压阈值为Vth1、Vth2和Vth3，通过比较输入电压的绝对值Vin和电压阈值，得到相位阈值Фth1，Фth2，Фth3。
具体的，T1时刻，输入电压的绝对值Vin等于电压阈值Vth2，设置此时工作相位为相位阈值Фth2；T3时刻，输入电压的绝对值Vin等于电压阈值Vth3，设置此时工作相位为相位阈值Фth3；T2时刻，输入电压的绝对值Vin等于电压阈值Vth1，设置此时工作相位为相位阈值Фth1。
结合图10所示，设置至少一个电流阈值，对于至少一个电流阈值的个数和数值本方案不做限制，例如，设置电流阈值为Ith1、Ith2和Ith3，通过比较输入电流的绝对值Iin和电流阈值，得到相位阈值Фth1，Фth2，Фth3。
具体的，T1时刻，输入电流的绝对值Iin等于电流阈值Ith2，设置此时工作相位为相位阈值Фth2；T3时刻，输入电流的绝对值Iin等于电流阈值Ith3，设置此时工作相位为相位阈值Фth3；T2时刻，输入电流的绝对值Iin等于电流阈值Ith1，设置此时工作相位为相位阈值Фth1。
在上述实施例的基础上，图11为本方案实施例八提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法示意图，以至少一个电压修正阈值的数量为4为例，对本方案进行举例说明，如图11所示，设置开关频率范围为预设的Fmin～Fmax(如黑虚线所示)，根据输入电压、输入电流、输出电压和输出电流计算得到开关频率F。以输入电压的绝对值Vin为参考时，设置第一电压阈值Vth1，比较输入电压的绝对值和第一电压阈值Vth1，选择AC-DC变换电路在CRM状态下的具体的控制方法，来实现ZVS开通和较优THD；进一步的，设置4个电压修正阈值Vth2、Vth3、Vth4、Vth5(本方案对电压修正阈值的个数和数值不做限制)，通过4个电压修正阈值Vth2、Vth3、Vth4、Vth5对Fmin和Fmax进行修正，最终得到修正后的Fmin’和Fmax’如黑实线所示；具体的，比较输入电压的绝对值和电压阈值Vth4、Vth5，改变Fmax值，通过限制最高频率来减小驱动损耗，同时方便电路元器件和磁件的选型；比较输入电压的绝对值和电压阈值Vth2、Vth3，改变Fmin值，通过减小电流纹波来提高效率，同时方便EMI设计。
[T0-T1]和[T10-T11]时间段，输入电压的绝对值Vin小于电压修正阈值Vth5，改变Fmax，使得该时间段内最大频率阈值设置为Fmax1，小于预设Fmax；
[T1-T2]和[T9-T10]时间段，输入电压的绝对值Vin大于电压修正阈值Vth5，小于电压修正阈值Vth4，改变Fmax，使得该时间段内最大频率阈值设置为Fmax2，小于预设Fmax，其中，对Fmax1和Fmax2的大小关系不做限制；
[T2-T9]时间段，输入电压的绝对值Vin大于电压修正阈值Vth4，该时间段内最大频率阈值不变，即为预设Fmax；
[T5-T6]时间段，输入电压的绝对值Vin大于电压修正阈值Vth3，改变Fmin值，使得该时间段内最小频率阈值设置为Fmin1，大于预设Fmin；
[T4-T5]和[T6-T7]时间段，输入电压的绝对值Vin大于电压修正阈值Vth2，小于电压修正阈值Vth3，改变Fmin，使得该时间段内最小频率阈值设置为Fmin2，大于预设Fmin，其中，对Fmin1和Fmin2的大小关系不做限制；
[T0-T4]和[T7-T11]时间段，输入电压的绝对值Vin小于电压修正阈值Vth2，改变Fmin值，使得该时间段内最小频率阈值不变，即为预设Fmin。
通过比较输入电压和电压修正阈值，得到修正后的频率上限值Fmax’以及修正后的频率下限值Fmin’，如黑实线所示的频率上下限范围，比较开关频率F和修正后的Fmin’、Fmax’，确定实际开关频率Factual，如图11所示。
[T0-T2]和[T9-T11]时间段，开关频率F大于Fmax2，AC-DC变换电路工作在DCM或者CCM，通过限制最高开关频率来减小驱动损耗，方便电路元器件和磁件的选型，同时DCM工作模式下通过改变充电时间来得到较好的PF，CCM工作模式下可以实现ZVS开通，减小开关损耗；
[T4-T7]时间段，开关频率F小于Fmin2，AC-DC变换电路工作在CCM，通过选择不同CCM开关频率，来减小电流纹波，提高效率，同时方便EMI设计；
[T2-T4]和[T7-T9]时间段，开关频率F大于Fmin2，小于Fmax2，该时间段内AC-DC变换电路工作在CRM，通过比较输入电压的绝对值和第一电压阈值Vth1，选择AC-DC变换电路在CRM下的控制策略：
[T2-T3]和[T8-T9]时间段，输入电压的绝对值Vin小于第一电压阈值Vth1，AC-DC变换电路工作在VOT CRM，通过改变电感充电时间来改善输入电压过零处输入电流的THD；
[T3-T4]和[T7-T8]时间段，输入电压的绝对值Vin大于第一电压阈值Vth1，AC-DC变换电路工作在NCR CRM，通过负电流实现ZVS开通，从而减小开关损耗。
如图11所示，在该输出电压和输出电流的条件下，电路在4个工作模式之间切换，实际开关频率Factual被有效限制在一定范围内，电路元器件和磁件的选择，以及EMI的设计变得简单，同时电路的效率、PF和THD都有所提高。
不同输入电压和负载条件下，PFC电路的工作模式会出现不同组合，图12为本方案实施例提供的工作模式组合示意图。如图12所示，在不同的应用场景或工作条件下，可实现单工作模式、双工作模式、3个工作模式以及4个工作模式，考虑Fmin和Fmax可以是可变值，也可以是固定值，同时电压阈值的数量和数值大小不固定，本方案有多种实现方式。为了便于描述，图13～图15分别给出了Fmin和Fmax固定时，电路工作在3个工作模式，双工作模式以及单工作模式下的控制方法选择示意图，下面分别具体描述控制方法选择的过程。
图13a和图13b为本方案实施例九提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图，如图所示，设置AC-DC变换电路的开关频率范围为Fmin～Fmax(如黑实线所示)，根据输入电压、输入电流、输出电压和输出电流计算得到开关频率F，比较开关频率F和Fmin、Fmax，确定实际开关频率Factual。以输入电压的绝对值Vin为参考时，设置第一电压阈值：Vth1，比较输入电压的绝对值和第一电压阈值Vth1，选择电路在CRM下的控制方法，来实现ZVS开通和较优THD。
[T0-T1]和[T4-T5]时间段，开关频率F大于Fmax，该时间段内实际开关频率Factual等于Fmax，AC-DC变换电路工作在DCM，如图13a所示，或者AC-DC变换电路工作在CCM，如图13b所示。通过限制最高频率来减小驱动损耗，方便电路元器件和磁件的选型，同时DCM工作模式下通过改变充电时间来得到较好的PF，CCM工作模式下可以实现ZVS开通，减小开关损耗；
[T1-T4]时间段，开关频率F大于Fmin，小于Fmax，该时间段内AC-DC变换电路工作在CRM，通过比较输入电压的绝对值和第一电压阈值Vth1，选择AC-DC变换电路在CRM下的控制方法：
[T1-T2]和[T3-T4]时间段，输入电压的绝对值Vin小于第一电压阈值Vth1，AC-DC变换电路工作在VOT CRM，通过改变电感充电时间来改善输入电压过零处输入电流的THD；
[T2-T3]时间段，输入电压的绝对值Vin大于第一电压阈值Vth1，AC-DC变换电路工作在NCR CRM，通过负电流实现ZVS开通，从而减小开通损耗。
如图13a和13b所示，在该输出电压和负载条件下，AC-DC变换电路在3个工作模式之间切换，实际开关频率Factual被有效限制在一定范围内，电路元器件和磁件的选择，以及EMI的设计变得简单，同时电路的效率、PF和THD都有所提高。
图14a和图14b为本方案实施例十提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图，图14中，设置AC-DC变换电路的开关频率范围为Fmin～Fmax(如黑实线所示)，根据输入电压、输入电流、输出电压和输出电流计算得到开关频率F，比较开关频率F和Fmin、Fmax，确定实际开关频率Factual。
[T0-T1]和[T2-T3]时间段，开关频率F大于Fmax，设置该时间段内实际开关频率Factual等于Fmax，AC-DC变换电路工作在DCM，如图14a所示，或AC-DC变换电路工作在CCM，如图14b所示。通过限制最高频率来减小驱动损耗，方便电路元器件和磁件的选型，同时DCM工作模式下通过改变充电时间来得到较好的PF，CCM工作模式下可以实现ZVS开通，减小开关损耗；
[T1-T2]时间段，开关频率F大于Fmin，小于Fmax，该时间段内AC-DC变换电路工作在NCR CRM，通过负电流实现ZVS开通，从而减小开通损耗。
如图14a和图14b所示，在该输出电压和输出电流条件下，AC-DC变换电路在2个工作模式之间切换，实际开关频率Factual被有效限制在一定范围内，电路元器件和磁件的选择，以及EMI的设计变得简单，同时电路的效率、PF和THD都有所提高。
图15a、15b为本方案实施例十一提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法的示意图，图15a和图15b中，设置电路开关频率范围为固定的Fmin～Fmax(如黑实线所示)，根据输入电压、输出电压和负载计算得到开关频率F，比较开关频率F和Fmin、Fmax，确定实际开关频率Factual。
[T0-T1]的整个时间段内，开关频率F均大于Fmax，因此设置该时间段内实际开关频率Factual等于Fmax，AC-DC变换电路在整个周期内工作在DCM，如图15a所示，或者AC-DC变换电路在整个周期内工作在CCM，如图15b所示。通过限制最高频率来减小驱动损耗，方便电路元器件和磁件的选型，同时DCM工作模式下通过改变充电时间来得到较好的PF，CCM工作模式下可以实现ZVS开通，减小开关损耗。
如图15a和15b所示，在该输入电压和负载条件下，AC-DC变换电路只有1个工作模式，实际开关频率Factual被有效限制在一定范围内，电路元器件和磁件的选择，以及EMI的设计变得简单，同时电路的效率、PF和THD都有所提高。
综上，本方案提出的对无桥PFC电流的控制方法可以有效限制PFC电路的开关频率范围，实现不同输入电压和全范围负载条件下，较优的THD、PF、效率和EMI特性。
在上述实施例的基础上，本方案提供的一种对AC-DC变换电路的控制方法，包括：获取AC-DC变换电路的电路参数信息；根据参数信息将AC-DC变换电路在整个负载范围内的实际开关频率或实际开关周期限定在一预设的工作信息范围内。
可选的，电路参数信息包括以下一种或多种：输入电压、输入电流、输出电压、输出电流。
在一种具体的实现方式中，本方案根据AC-DC变换电路的电路参数信息计算得到开关频率或者开关周期，与预设的工作信息范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际开关频率或者实际开关周期。
示例性的，当开关频率达到预设的开关频率范围的上限值时，控制AC-DC变换电路的实际开关频率为该上限值；当开关频率达到预设的开关频率范围的下限值时，控制AC-DC变换电路的实际开关频率为该下限值。
进一步地，若开关频率超过预设的开关频率范围的一上限值时，控制AC-DC变换电路的工作模式为断续导通模式或者连续导通模式；若开关频率在预设的开关频率范围内时，则确定AC-DC变换电路的工作模式为临界导通模式；若开关频率低于预设的开关频率范围的一下限值时，则确定AC-DC变换电路的工作模式为连续导通模式。
具体的，在AC-DC变换电路的工作模式为CRM时：根据输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息和预设的第一参数阈值，确定控制逻辑；若参数信息小于或者等于参数阈值，则控制电路工作在VOTCRM，控制改变AC-DC变换电路中电感的充电时间；若参数信息大于参数阈值，则控制电路工作在NCR CRM，控制使通过电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
在一种具体的实现方式中，本方案通过设定至少一个参数修正阈值，并根据AC-DC变换电路的输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息，修正预设的工作信息范围的上限值和/或预设的工作信息范围的下限值。其中，参数修正阈值可以是电压修正阈值、时间修正阈值、相位修正阈值等。
图16为本方案实施例提供的一种AC-DC变换电路的控制装置实施例一的结构示意图，如图16所示，该装置10包括：
采样模块11，用于采集无桥PFC电流的输入信息和输出信息；
处理模块12，用于根据AC-DC变换电路的输入信息和输出信息，计算得到AC-DC变换电路的工作信息，其中，输入信息包括输入电压和输入电流，输出信息包括输出电压和输出电流，工作信息包括开关频率或开关周期；
处理模块12还用于将AC-DC变换电路的工作信息，与预设的工作信息范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际工作信息。
本实施例提供的AC-DC变换电路的控制装置10包括：采样模块11和处理模块12，通过根据AC-DC变换电路的输入信息和输出信息，计算得到AC-DC变换电路的工作信息，该输入信息包括输入电压和输入电流，输出信息包括输出电压和输出电流，工作信息包括开关频率或开关周期，将AC-DC变换电路的工作信息与预设的工作信息范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际工作信息，通过预设的工作信息范围对AC-DC变换电路的工作信息进行调整，使AC-DC变换电路满足THD、PF、效率以及EMI等的要求。
在一种可能的设计中，处理模块12将AC-DC变换电路的工作信息与预设的工作信息范围进行比较，从而确定AC-DC变换电路的工作模式，驱动AC-DC变换电路在对应的工作模式下工作。
在一种可能的设计中，处理模块12具体用于：
将AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到AC-DC变换电路的实际频率信息；其中，
若开关频率大于或者等于最大频率阈值，则确定AC-DC变换电路的工作模式为断续导通模式DCM或者CCM，控制AC-DC变换电路的实际开关频率为最大频率阈值，最大频率阈值为预设的工作信息范围的上限值；
若开关频率小于或者等于最小频率阈值，则确定AC-DC变换电路的工作模式为连续导通模式CCM，控制AC-DC变换电路的实际开关频率为最小频率阈值；最小频率阈值为预设的工作信息范围的下限值；
若开关频率小于最大频率阈值且大于最小频率阈值，则确定AC-DC变换电路的工作模式为临界导通模式CRM。
在一种可能的设计中，在PFC电路的工作模式为CRM时，处理模块12用于：
根据输入电压的绝对值和预设的第一电压阈值，确定控制逻辑；
若输入电压的绝对值小于或者等于第一电压阈值，则电路工作在变导通时间临界导通模式VOT CRM，控制改变AC-DC变换电路中电感的充电时间；
若输入电压的绝对值大于第一电压阈值，则电路工作在负电流临界导通模式NCRCRM，控制使通过电感的电流达到负值，实现开关管的零电压开通ZVS。
在上述实施例的基础上，图17为本方案实施例提供的一种AC-DC变换电路的控制装置实施例二的结构示意图，如图17所示，该装置10还包括：
修正模块13，用于根据输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息，修正最大频率阈值和最小频率阈值。
在一种可能的设计中，修正模块13设置第一电压修正阈值和第二电压修正阈值，并且，
在输入电压的绝对值小于或者等于第一电压修正阈值的时间段内，将最大频率阈值修正为最大修正阈值，其中，最大修正阈值小于最大频率阈值；
在输入电压的绝对值大于第一电压修正阈值的时间段内，保持最大频率阈值不变；
在输入电压的绝对值大于或者等于第二电压修正阈值的时间段内，将最小频率阈值修正为最小修正阈值，其中，最小修正阈值大于最小频率阈值；
在输入电压的绝对值小于第二电压修正阈值的时间段内，保持最小频率阈值不变。
在一种可能的设计中，修正模块13设置第一时间修正阈值和第二时间修正阈值，
在工作时间小于或者等于第一时间修正阈值的时间段内，将最大频率阈值修正为最大修正阈值，最大修正阈值小于最大频率阈值；
在工作时间大于所述第一时间修正阈值的时间段内，保持最大频率阈值不变；
在工作时间大于或者等于第二时间修正阈值的时间段内，将最小频率阈值修正为最小修正阈值，最小修正阈值大于最小频率阈值；
在工作时间小于第二时间修正阈值的时间段内，保持最小频率阈值不变。
在一种可能的设计中，修正模块13设置第一相位修正阈值和第二相位修正阈值，
在工作相位小于或者等于第一相位修正阈值的时间段内，将最大频率阈值修正为最大修正阈值，其中，最大修正阈值小于最大频率阈值；
在工作相位大于第一相位修正阈值的时间段内，保持最大频率阈值不变；
在工作相位大于或者等于第二相位修正阈值的时间段内，将最小频率阈值修正为最小修正阈值，其中，最小修正阈值大于所述最小频率阈值；
在工作相位小于第二相位修正阈值的时间段内，保持最小频率阈值不变。
本实施例提供的对AC-DC变换电路的控制装置，可以执行上述方法实施例的技术方案，其实现原理和技术效果类似，本实施例此处不再赘述。
本方案实施例还提供一种终端设备，参见图18所示，本方案实施例仅以图18例进行说明，并不表示本方案仅限于此。
图18为本方案一实施例提供的电子设备的硬件结构示意图。如图18所示，本实施例提供的电子设备200可以包括：存储器201、处理器202；可选的还可以包括总线203。其中，总线203用于实现各元件之间的连接。
存储器201存储计算机执行指令；
处理器202执行存储器201存储的计算机执行指令，使得处理器执行前述第一设备侧实施例提供的对AC-DC变换电路的控制方法。
其中，存储器和处理器之间直接或间接地电性连接，以实现对AC-DC变换电路的控制。例如，这些元件相互之间可以通过一条或者多条通信总线或信号线实现电性连接，如可以通过总线连接。存储器中存储有实现数据访问控制方法的计算机执行指令，包括至少一个可以软件或固件的形式存储于存储器中的软件功能模块，处理器通过运行存储在存储器内的软件程序以及模块，从而执行各种功能应用以及数据处理。
存储器可以是，但不限于，随机存取存储器(Random Access Memory，简称：RAM)，只读存储器(Read Only Memory，简称：ROM)，可编程只读存储器(Programmable Read-OnlyMemory，简称：PROM)，可擦除只读存储器(Erasable Programmable Read-Only Memory，简称：EPROM)，电可擦除只读存储器(Electric Erasable Programmable Read-Only Memory，简称：EEPROM)等。其中，存储器用于存储程序，处理器在接收到执行指令后，执行程序。进一步地，上述存储器内的软件程序以及模块还可包括操作系统，其可包括各种用于管理系统任务(例如内存管理、存储设备控制、电源管理等)的软件组件和/或驱动，并可与各种硬件或软件组件相互通信，从而提供其他软件组件的运行环境。
处理器可以是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。上述的处理器202可以是通用处理器，包括中央处理器(Central Processing Unit，简称：CPU)、网络处理器(Network Processor，简称：NP)等。可以实现或者执行本方案实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
本方案实施例还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机执行指令，计算机执行指令被处理器执行时可以实现上述任一方法实施例提供的向对AC-DC变换电路的控制方法。
本实施例中的计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质，或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备，可用介质可以是磁性介质，(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，DVD)、或者半导体介质(例如SSD)等。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：硬盘、ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本方案的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本方案进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本方案各实施例技术方案的范围。

Claims (17)

1.一种电源控制方法，其特征在于，所述方法包括：
根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到所述AC-DC变换电路的开关频率；
将所述AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到所述AC-DC变换电路的实际开关频率以及工作模式；其中，
若所述开关频率大于或者等于最大频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为断续导通模式DCM或者连续导通模式CCM，并且控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最大频率阈值，所述最大频率阈值为所述预设的开关频率范围的上限值；
若所述开关频率小于或者等于最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为连续导通模式CCM，并且控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最小频率阈值，所述最小频率阈值为所述预设的开关频率范围的下限值；
若所述开关频率小于所述最大频率阈值且大于所述最小频率阈值，则确定所述AC-DC变换电路的工作模式为临界导通模式CRM，并且控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率即为所述计算得到的开关频率。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM时，所述方法还包括：
根据输入电压的绝对值和预设的第一电压阈值，确定控制逻辑；
若所述输入电压的绝对值小于或者等于所述第一电压阈值，则电路工作在变导通时间临界导通模式VOT CRM，控制改变所述AC-DC变换电路中电感的充电时间；
若所述输入电压的绝对值大于所述第一电压阈值，则电路工作在负电流临界导通模式NCR CRM，控制使通过所述电感的电流达到负值，实现开关管的零电压开通ZVS。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM时，所述方法还包括：
根据工作时间和预设的第一时间阈值，确定控制逻辑；
若所述工作时间小于或者等于所述第一时间阈值，则电路工作在VOT CRM，控制改变所述AC-DC变换电路中电感的充电时间；
若所述工作时间大于所述第一时间阈值，则电路工作在NCR CRM，控制使通过所述电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM时，所述方法还包括：
根据工作相位和预设的第一相位阈值，确定控制逻辑；
若所述工作相位小于或者等于所述第一相位阈值，则电路工作在VOT CRM，控制改变所述AC-DC变换电路中电感的充电时间；
若所述工作相位大于所述第一相位阈值，则电路工作在NCR CRM，控制使通过所述电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
5.根据权利要求2-4任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：根据AC-DC变换电路的输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息，修正所述最大频率阈值和/或所述最小频率阈值。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
根据所述输入电压的绝对值和预设的至少一个电压修正阈值，修正所述最大频率阈值和所述最小频率阈值。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述至少一个电压修正阈值包括第一电压修正阈值和第二电压修正阈值，所述方法还包括：
在所述输入电压的绝对值小于或者等于所述第一电压修正阈值的时间段内，将所述最大频率阈值修正为最大修正阈值，所述最大修正阈值小于所述最大频率阈值；
在所述输入电压的绝对值大于所述第一电压修正阈值的时间段内，保持所述最大频率阈值不变；
在所述输入电压的绝对值大于或者等于所述第二电压修正阈值的时间段内，将所述最小频率阈值修正为最小修正阈值，所述最小修正阈值大于所述最小频率阈值；
在所述输入电压的绝对值小于所述第二电压修正阈值的时间段内，保持所述最小频率阈值不变。
8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括设置第一时间修正阈值和第二时间修正阈值，所述方法还包括：
在所述工作时间小于或者等于所述第一时间修正阈值的时间段内，将所述最大频率阈值修正为最大修正阈值，所述最大修正阈值小于所述最大频率阈值；
在所述工作时间大于所述第一时间修正阈值的时间段内，保持所述最大频率阈值不变；
在所述工作时间大于或者等于所述第二时间修正阈值的时间段内，将所述最小频率阈值修正为最小修正阈值，所述最小修正阈值大于所述最小频率阈值；
在所述工作时间小于所述第二时间修正阈值的时间段内，保持所述最小频率阈值不变。
9.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括设置第一相位修正阈值和第二相位修正阈值，所述方法还包括：
在所述工作相位小于或者等于所述第一相位修正阈值的时间段内，将所述最大频率阈值修正为最大修正阈值，所述最大修正阈值小于所述最大频率阈值；
在所述工作相位大于所述第一相位修正阈值的时间段内，保持所述最大频率阈值不变；
在所述工作相位大于或者等于所述第二相位修正阈值的时间段内，将所述最小频率阈值修正为最小修正阈值，所述最小修正阈值大于所述最小频率阈值；
在所述工作相位小于所述第二相位修正阈值的时间段内，保持所述最小频率阈值不变。
10.一种电源控制方法，其特征在于，所述方法包括：
根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到所述AC-DC变换电路的开关频率；
将所述AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到所述AC-DC变换电路的实际开关频率；其中，
若所述开关频率大于或者等于最大频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最大频率阈值，所述最大频率阈值为所述预设的开关频率范围的上限值；
若所述开关频率小于或者等于最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述最小频率阈值，所述最小频率阈值为所述预设的开关频率范围的下限值；
若所述开关频率小于所述最大频率阈值且大于所述最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率即为所述计算得到的开关频率；
若所述开关频率大于或者等于最大频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为DCM或者CCM；
若所述开关频率小于或者等于最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为CCM；
若所述开关频率小于所述最大频率阈值且大于所述最小频率阈值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM；
在所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM时，所述方法还包括：
根据输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息和预设的第一参数阈值进行比较，确定控制逻辑；
若所述参数信息小于或者等于所述第一参数阈值，则控制电路工作在VOT CRM，控制改变所述AC-DC变换电路中电感的充电时间；
若所述参数信息大于所述第一参数阈值，则控制电路工作在NCR CRM，控制使通过所述电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：根据AC-DC变换电路的输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息，修正所述最大频率阈值和/或所述最小频率阈值。
12.一种电源控制方法，其特征在于，所述方法包括：
根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个参数信息，计算得到所述AC-DC变换电路的开关频率；
将所述AC-DC变换电路的开关频率与预设的开关频率范围进行比较，得到所述AC-DC变换电路的工作模式；其中，
若所述开关频率大于或者等于预设的开关频率范围的上限值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为DCM或者CCM或者VOT CRM；
若所述开关频率小于或者等于预设的开关频率范围的下限值，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为CCM；
若所述开关频率小于所述预设的开关频率范围的上限值且大于预设的开关频率范围的下限值，则确定所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM时，所述方法还包括：
根据输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息和预设的第一参数阈值进行比较，确定控制逻辑；
若所述参数信息小于或者等于所述第一参数阈值，则控制电路工作在VOT CRM，控制改变所述AC-DC变换电路中电感的充电时间；
若所述参数信息大于所述第一参数阈值，则控制电路工作在NCR CRM，控制使通过所述电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：设定至少一个参数修正阈值，并根据AC-DC变换电路的输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息，修正预设的开关频率范围的上限值和/或预设的开关频率范围的下限值。
15.一种电源控制方法，其特征在于，所述控制方法应用于AC-DC变换电路，所述方法包括：
获取AC-DC变换电路的电路参数信息；
根据所述电路参数信息将AC-DC变换电路在整个负载范围内的实际开关频率或实际开关周期限定在一预设的工作信息范围内；
所述电路参数信息包括以下一种或多种：输入电压、输入电流、输出电压、输出电流；
根据AC-DC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流中的至少一个所述电路参数信息，计算得到所述AC-DC变换电路的开关频率；
当所述计算得到的开关频率大于或者等于预设的开关频率范围的上限值时，控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述上限值；当所述计算得到的开关频率小于或者等于预设的开关频率范围的下限值时，控制所述AC-DC变换电路的实际开关频率为所述下限值；
若所述计算得到的开关频率大于或者等于所述预设的开关频率范围的上限值时，控制所述AC-DC变换电路的工作模式为断续导通模式DCM或者连续导通模式CCM或者VOT CRM；
若所述计算得到的开关频率在所述预设的开关频率范围内时，则控制所述AC-DC变换电路的工作模式为临界导通模式CRM；
若所述计算得到的开关频率小于或者等于所述预设的开关频率范围的下限值时，则确定所述AC-DC变换电路的工作模式为连续导通模式CCM。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，在所述AC-DC变换电路的工作模式为CRM时，所述方法还包括：
根据输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息和预设的第一参数阈值进行比较，确定控制逻辑；
若所述参数信息小于或者等于所述第一参数阈值，则控制电路工作在VOT CRM，控制改变所述AC-DC变换电路中电感的充电时间；
若所述参数信息大于所述第一参数阈值，则控制电路工作在NCR CRM，控制使通过所述电感的电流达到负值，实现开关管的ZVS。
17.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：设定至少一个参数修正阈值，并根据AC-DC变换电路的输入电压的绝对值、工作时间和工作相位中的至少一个参数信息，修正预设的工作信息范围的上限值和/或预设的工作信息范围的下限值。
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