CN114726223A - Llc谐振变换器的控制方法、装置及llc谐振变换系统 - Google Patents

Llc谐振变换器的控制方法、装置及llc谐振变换系统 Download PDF

Info

Publication number
CN114726223A
CN114726223A CN202210408360.XA CN202210408360A CN114726223A CN 114726223 A CN114726223 A CN 114726223A CN 202210408360 A CN202210408360 A CN 202210408360A CN 114726223 A CN114726223 A CN 114726223A
Authority
CN
China
Prior art keywords
resonant converter
llc resonant
dead time
frequency range
working frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210408360.XA
Other languages
English (en)
Inventor
高田
羊彦
侯静
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Northwestern Polytechnical University
Original Assignee
Northwestern Polytechnical University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Northwestern Polytechnical University filed Critical Northwestern Polytechnical University
Priority to CN202210408360.XA priority Critical patent/CN114726223A/zh
Publication of CN114726223A publication Critical patent/CN114726223A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明实施例公开了一种LLC谐振变换器的控制方法、装置及LLC谐振变换系统，LLC谐振变换器的控制方法包括：获取LLC谐振变换器的工作频率f；确定工作频率f是否处于预设频率范围；在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；根据死区时间d(f)，控制LLC谐振变换器工作。通过本发明，解决了现有技术中的LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时存在的因工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难以选型设计、输出电压难以稳定控制等问题。

Description

LLC谐振变换器的控制方法、装置及LLC谐振变换系统
技术领域
本发明涉及直流电源变换领域，尤其涉及一种LLC谐振变换器的控制方法、装置及LLC谐振变换系统。
背景技术
LLC谐振变换器能够在宽负载范围内实现一次侧开关管的零电压开通(ZVS：ZeroVoltage Switching)和二次侧整流二极管的零电流关断(ZCS：Zero Current Switching)，软开关、高效率和宽输出电压范围等优点，是一种性能优越的变换器，被广泛应用于计算机适配器、服务器电源和充电桩等场合。LLC谐振变换器一般采用脉冲频率调制(PulseFrequency Modulation：PFM)方式工作，LLC谐振变换器在保持开关管占空比不变的情况下，根据变换器负载电压的变化，相应地调节变换器的开关频率从而改变输入输出电压增益，实现对输出电压的调节。为了适应宽电压变化范围和各种负载条件，LLC变换器的开关频率必须在很宽的范围内变化。尤其是在轻载下或者输出电压较低时LLC谐振变换器需要在较高的工作频率下进行增益调节，工作频率过高会导致功率管开关损耗和变压器磁滞损耗增加，降低变换器的传输效率，同时变换器工作频率范围过宽，也将增大磁性元件和滤波网络的设计难度。
因此，现有技术中的LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时存在工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难以选型设计、输出电压难以稳定控制等问题。
针对上述的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
在背景技术部分中公开的以上信息只是用来加强对本文所描述技术的背景技术的理解。因此，背景技术中可能包含某些信息，这些信息对于本领域技术人员来说并未形成在已知的现有技术。
发明内容
本发明实施例提供了一种LLC谐振变换器的控制方法、装置及LLC谐振变换系统，以至少解决现有技术中的LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时存在的因工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难以选型设计、输出电压难以稳定控制等问题。
根据本发明实施例的第一个方面，提供了一种LLC谐振变换器的控制方法，其包括：获取LLC谐振变换器的工作频率f；确定工作频率f是否处于预设频率范围；在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；根据死区时间d(f)，控制LLC谐振变换器工作。
进一步地，在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)，包括：根据LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及工作频率f，计算死区时间d(f)。
进一步地，根据LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及工作频率f，计算死区时间d(f)，包括：根据公式Gd＝F(d(f),f)·G，计算死区时间d(f)。
进一步地，LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G取预设频率范围的区间端点对应的两个函数值的平均值；和/或，目标增益函数Gd为凸函数。
进一步地，LLC谐振变换器采用全桥转换电路及全波整流的形式，其中，F(d(f),f)＝cos(d(f)·f·π)。
进一步地，LLC谐振变换器的控制方法还包括：在工作频率f小于预设频率范围的最小值的情况下，采用PFM控制方式控制LLC谐振变换器工作。
根据本发明实施例的第二个方面，还提供了一种LLC谐振变换器的控制装置，包括：获取单元，用于获取LLC谐振变换器的工作频率f；第一确定单元，用于确定工作频率f是否处于预设频率范围；第二确定单元，用于在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；控制单元，用于根据死区时间d(f)，控制LLC谐振变换器工作。
根据本发明实施例的第三个方面，还提供了一种非易失性存储介质，非易失性存储介质包括存储的程序，其中，在程序运行时控制非易失性存储介质所在设备执行上述的LLC谐振变换器的控制方法。
根据本发明实施例的第四个方面，还提供了一种处理器，处理器用于运行程序，其中，程序运行时执行上述的LLC谐振变换器的控制方法。
根据本发明实施例的第五个方面，还提供了一种LLC谐振变换系统，包括LLC谐振变换器、存储器、处理器以及存储在存储器中并可在处理器上运行的计算机程序，处理器执行计算机程序时实现上述的LLC谐振变换器的控制方法。
本发明实施例的LLC谐振变换器的控制方法，其包括：获取LLC谐振变换器的工作频率f；确定工作频率f是否处于预设频率范围；在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；根据死区时间d(f)，控制LLC谐振变换器工作。采用这种控制方式，当LLC谐振变换器的工作频率f落入预设频率范围内时，便采用预设的逻辑来确定死区时间d(f)，并根据新确定的死区时间d(f)来控制LLC谐振变换器工作，通过调整死区时间d(f)，可改变LLC谐振变换器的增益曲线，以降低对工作频率的需求，进而在限制工作频率过高的前提下实现轻载或低电压的稳定工作，解决了现有技术中的LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难以选型设计、输出电压难以稳定控制等问题，并有利于增大LLC谐振变换器的电压输出范围。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制方法的流程示意图；
图2为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制装置的示意图；
图3为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制方法应用的LLC谐振变换器的示意图；
图4为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制方法在调节死区时间之前的LLC谐振交换器增益曲线的示意图；
图5为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制方法通过调节死区时间调整LLC谐振交换器增益曲线的示意图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别不同对象，而不是用于限定特定顺序。
图1是根据本发明实施例的LLC谐振变换器的控制方法，如图1所示，该方法包括如下步骤：
步骤S102，获取LLC谐振变换器的工作频率f；
步骤S104，确定工作频率f是否处于预设频率范围；
步骤S106，在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；
步骤S108，根据死区时间d(f)，控制LLC谐振变换器工作。
采用上述方案的LLC谐振变换器的控制方法，其包括：获取LLC谐振变换器的工作频率f；确定工作频率f是否处于预设频率范围；在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；根据死区时间d(f)，控制LLC谐振变换器工作。采用这种控制方式，当LLC谐振变换器的工作频率f落入预设频率范围内时，便采用预设的逻辑来确定死区时间d(f)，并根据新确定的死区时间d(f)来控制LLC谐振变换器工作，通过调整死区时间d(f)，可改变LLC谐振变换器的增益曲线，以降低对工作频率的需求，进而在限制工作频率过高的前提下实现轻载或低电压的稳定工作，解决了现有技术中的LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难以选型设计、输出电压难以稳定控制等问题，并有利于增大LLC谐振变换器的电压输出范围。
预设频率范围可根据实际需求来灵活的确定，其可以是一个开区间也可以是一个闭区间。
具体地，在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)，包括：根据LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及工作频率f，计算死区时间d(f)。
本实施例中，根据预设逻辑确定死区时间d(f)的过程中，结合LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及工作频率f，计算死区时间d(f)，通过预先构建目标增益函数Gd，可为死区时间d(f)的确定提供更有目标性的依据，使得调整死区时间d(f)后，LLC谐振变换器的增益曲线与目标增益函数Gd对应的曲线一致，从而使得LLC谐振变换器的输出增益能够随着工作频率的产生更加符合使用需求的变化，从而在限制工作频率过高的前提下更有效地实现轻载或低电压的稳定工作解决LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难选型设计等问题，并有利于增大LLC谐振变换器的电压输出范围。
预先构建的目标增益函数Gd可有无数种，可根据实际增益需求来灵活地确定目标增益函数Gd。
具体地，根据LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及工作频率f，计算死区时间d(f)，包括：根据公式Gd＝F(d(f),f)·G，计算死区时间d(f)。
在本实施例中，新构建的目标增益函数Gd与LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G之间的关系为Gd＝F(d(f),f)·G，因此，F(d(f),f)也是一个确定的函数，F(d(f),f)为小于等于1的函数，其具体形式随着谐振变换器采取的是全桥转换电路或半桥转换电路，输出整流采取全波整流电路或是桥式整流电路的形式不同而有所不同，在此基础上，便可求解得出死区时间函数d(f)的值。
具体地，LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G取预设频率范围的区间端点对应的两个函数值的平均值；目标增益函数Gd为凸函数。
为了简化计算，方便对LLC谐振变换器进行控制，由于在预设频率范围内，LLC谐振变换器的初始增益函数G对应的曲线平坦变化，因此可将G视为一个常量，通过取取预设频率范围的区间端点对应的两个函数值的平均值，可在简化计算的基础上有效地保证计算结果的准确性。将目标增益函数Gd设计为凸函数，有利于更好地满足增益需求，便于LLC谐振变换器的使用。
在本实施例中，LLC谐振变换器采用全桥转换电路及全波整流的形式，其中，F(d(f),f)＝cos(d(f)·f·π)。当然，LLC谐振变换器的具体电路形式及输出整流形式并不限于上述的形式，相应的F(d(f),f)的具体形式也随之不同。
具体地，LLC谐振变换器的控制方法还包括：在工作频率f小于预设频率范围的最小值的情况下，采用PFM控制方式控制LLC谐振变换器工作。
其次，如图2所示，本发明的实施例还提供了一种LLC谐振变换器的控制装置，其包括：获取单元，用于获取LLC谐振变换器的工作频率f；第一确定单元，用于确定工作频率f是否处于预设频率范围；第二确定单元，用于在工作频率f处于预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；控制单元，用于根据死区时间d(f)，控制LLC谐振变换器工作。采用这种控制方式，当LLC谐振变换器的工作频率f落入预设频率范围内时，便采用预设的逻辑来确定死区时间d(f)，并根据新确定的死区时间d(f)来控制LLC谐振变换器工作，通过调整死区时间d(f)，可改变LLC谐振变换器的增益曲线，以降低对工作频率的需求，进而在限制工作频率过高的前提下实现轻载或低电压的稳定工作，解决了现有技术中的LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难以选型设计、输出电压难以稳定控制等问题，并有利于增大LLC谐振变换器的电压输出范围。
预设频率范围可根据实际需求来灵活的确定，其可以是一个开区间也可以是一个闭区间。
具体地，第二确定单元用于：根据LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及工作频率f，计算死区时间d(f)。
本实施例中，根据预设逻辑确定死区时间d(f)的过程中，结合LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及工作频率f，计算死区时间d(f)，通过预先构建目标增益函数Gd，可为死区时间d(f)的确定提供更有目标性的依据，使得调整死区时间d(f)后，LLC谐振变换器的增益曲线与目标增益函数Gd对应的曲线一致，从而使得LLC谐振变换器的输出增益能够随着工作频率的产生更加符合使用需求的变化，从而在限制工作频率过高的前提下更有效地实现轻载或低电压的稳定工作解决LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难选型设计等问题，并有利于增大LLC谐振变换器的电压输出范围。
预先构建的目标增益函数Gd可有无数种，可根据实际增益需求来灵活地确定目标增益函数Gd。
具体地，第二确定单元用于：根据公式Gd＝F(d(f),f)·G，计算死区时间d(f)。
在本实施例中，新构建的目标增益函数Gd与LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G之间的关系为Gd＝F(d(f),f)·G，因此，F(d(f),f)也是一个确定的函数，F(d(f),f)为小于等于1的函数，其具体形式随着谐振变换器采取的是全桥转换电路或半桥转换电路，输出整流采取全波整流电路或是桥式整流电路的形式不同而有所不同，在此基础上，便可求解得出死区时间函数d(f)的值。
具体地，LLC谐振变换器在预设频率范围内的初始增益函数G取预设频率范围的区间端点对应的两个函数值的平均值；目标增益函数Gd为凸函数。
为了简化计算，方便对LLC谐振变换器进行控制，由于在预设频率范围内，LLC谐振变换器的初始增益函数G对应的曲线平坦变化，因此可将G视为一个常量，通过取取预设频率范围的区间端点对应的两个函数值的平均值，可在简化计算的基础上有效地保证计算结果的准确性。将目标增益函数Gd设计为凸函数，有利于更好地满足增益需求，便于LLC谐振变换器的使用。
在本实施例中，LLC谐振变换器采用全桥转换电路及全波整流的形式，其中，F(d(f),f)＝cos(d(f)·f·π)。当然，LLC谐振变换器的具体电路形式及输出整流形式并不限于上述的形式，相应的F(d(f),f)的具体形式也随之不同。
具体地，控制单元还用于：在工作频率f小于预设频率范围的最小值的情况下，采用PFM控制方式控制LLC谐振变换器工作。
另外，本发明的实施例还提供了一种非易失性存储介质，非易失性存储介质包括存储的程序，其中，在程序运行时控制非易失性存储介质所在设备执行上述的LLC谐振变换器的控制方法。
再次，本发明的实施例还提供了一种处理器，处理器用于运行程序，其中，程序运行时执行上述的LLC谐振变换器的控制方法。在具体实施时，其可以是单片机、嵌入式处理器、DSP或者FPGA构成的可编程器件。
最后，本发明的实施例还提供了一种LLC谐振变换系统，包括LLC谐振变换器、存储器、处理器以及存储在存储器中并可在处理器上运行的计算机程序，处理器执行计算机程序时实现上述的LLC谐振变换器的控制方法。
图3为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制方法应用的一种LLC谐振变换器的示意图，当然，LLC谐振变换器的具体形式不限于此。
图3中四个开关管Q1、Q2、Q3和Q4构成全桥电路，Lr为谐振电感、Cr为谐振电容、Lm为变压器T1的励磁电感，变压器匝比为n，RL为负载电阻。其工作时占空比均为0.5(这是不考虑死区时间的理想值)，Vin为输入电压，Vo为输出电压，f为工作频率，
Figure BDA0003602758540000071
是谐振频率，归一化频率
Figure BDA0003602758540000072
Q表征电路的品质因数，励磁电感Lm与谐振电感Lr的比值称为电感系数k。此时LLC谐振变换器直流电压增益为：
Figure BDA0003602758540000073
图4为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制方法在调节死区时间之前的LLC谐振交换器增益曲线的示意图。由式(1)和图4可以发现，当工作频率f大于谐振频率fr时，工作频率越高，电压增益G越低。由图4可以看出，LLC谐振变换器在轻载和空载条件下输出电压难以稳定。当工作频率大于谐振频率时，随着工作频率的逐步升高变换器输出电压相应的降低，直流增益曲线趋势越来越平缓，当负载减小至轻载状态时，为了使输出电压稳定，工作频率需要升得很高，但是工作频率范围过宽会带来磁性器件难以优化、变换器损耗增大等问题；并且当负载接近空载，由于变压器分布电容的影响，导致无法进行负反馈控制，引起输出电压可能失控的问题。因此在实际工程设计中为解决该问题，可以在变换器输出端加上固定负载，利用这种方法使变换器在轻载和空载条件下输出电压稳定，但这样会增加空载损耗，降低电源效率；还有一种方法是采用间歇控制模式(又称burst模式)，当LLC谐振变换器在工作频率过高、输出电压过大时停止工作，等输出电压回落至设定阈值后再重新控制，但采取burst模式会产生较大的输出电压纹波，降低变换器可靠性。
综上所述，LLC谐振变换器工作频率变化范围过宽会导致电路损耗大、磁性器件难优化、输出电压不好控制等问题。上述问题同样也在LLC谐振半桥变换器中存在。本发明提供一种动态调整LLC谐振变换器死区时间的控制方法，解决LLC谐振变换器工作频率范围过大的问题，进而解决现有技术中谐振变换器在轻载或空载时工作频率过高导致的损耗增大、磁性元器件难以设计、输出电压难以稳定控制等问题。
如图5所示，图5为本发明实施例提供的一种LLC谐振变换器的控制方法通过调节死区时间调整LLC谐振交换器增益曲线的示意图。根据图5可知，图中谐振变换器的最小增益点为C，该点增益记为Gmin，此时谐振变换器工作频率为fmax，正常情况下谐振变换器的增益曲线从A-B-C变化，曲线变化平坦，这意味着要扩大增益范围，工作频率的变化范围需要很宽。如果在A点开始通过调整死区时间d改变增益曲线，使直流增益的曲线从A点向B点运行，那么不但可以改变变换器的增益范围宽度(增益由Gmin下降至Gset)，而且工作频率也降低(工作频率由fmax下降至fset)。本申请把在△ADB范围内改变的增益曲线对应的函数定义为Gd。通过设计死区时间函数d(f),使LLC谐振变换器直流增益函数Gd在△ADB内的A点到B点之间变化。设计的死区时间函数d(f)不同，Gd的曲线变化形式不同，但控制效果类似。其具体的技术方案如下：
(1)设置动态调整死区时间的频率范围。
在△ADB范围内Gd曲线起点设为A，A点对应的工作频率记为fA，一般A点的工作频率fA>谐振频率fr。当谐振变换器的工作频率f≤fA时，谐振变换器的死区时间不作调整；当谐振变换器的工作频率>fA时，谐振变换器开始调整死区时间，使增益曲线Gd按所设计的规律变化。增益曲线Gd的B点对应的增益Gset和工作频率fset可根据实际需求设置，决定了谐振变换器最大工作频率和最低增益范围。图5中B点越低，说明控制器增益范围越大，B点越偏向纵轴，工作频率范围越小，B点可根据谐振变换器的工作需求选取。A点和B点确定了，谐振变换器就[fA,fset]范围内调整死区时间。
(2)构建增益函数Gd。
在图5中，△ADB范围内由A点到B点的Gd曲线有无数条，构建该函数原则是函数形式简单易求解、函数尽量是凸函数，函数的自变量是工作频率(也可以用谐振频率fr归一化处理)，因变量是电压增益。
在△ADB中A点和B点对应的频率和增益值是设定的已知值。在△ADB内再选取一个点x，该x点和A点、B点可以拟合出一个二次函数Gd，x点选取位置不同拟合的Gd函数曲线不同，在应用中，可根据控制效果调整x点的位置。特别的当x选取到AB之间的连线上时，Gd形式变为一次函数，成为A点到B点的一条直线。
(3)求解死区时间函数d(f)。
在考虑全桥电路死区时间影响的条件下，可得到LLC谐振变换器直流增益Gd为：
Gd＝F(d(f),f)·G (2)
式中，F(d(f),f)＝cos(d(f)·f·π)，d(f)是死区时间，函数G如式1所示。本申请中的F(d(f),f)函数形式是采取全桥转换电路和全波整流方案得到的，根据谐振变换器采取的是全桥转换电路或半桥转换电路，输出整流采取全波整流电路或是桥式整流电路的形式不同，F(d(f),f)的函数形式稍有差别。F(d(f),f)是小于等于1的函数，通过改变死区时间函数d(f)的值，可以改变F(d,f)的大小，进而调整增益函数Gd曲线。
由公式(2)可得到死区时间函数为：
Figure BDA0003602758540000091
上式中G是在区间[fA,fset]的直流增益曲线，该曲线在A-D之间变化平坦，可以认为是常量，该值可根据A点和D点增益值的平均值得到；Gd是构建的增益曲线，因此d(f)可根据工作频率求解出确切的死区时间值，该函数的定义域是[fA,fset]，值域是死区时间变化范围,死区时间最小值根据全桥电路功率开关管的开关特性设置。
(4)设置LLC谐振变换器的死区时间
在LLC谐振变换器运行过程中，控制器(可以是单片机、嵌入式处理器、DSP或者FPGA构成的可编程器件)检测工作频率，当工作频率进入[fA,fset]，处理器根据死区时间函数d(f)计算出需要的死区时间进行控制，使LLC谐振变换器稳定的输出电压。
本申请提供一种动态调整LLC谐振变换器死区时间的控制方法。在LLC谐振变换器工作频率较低时采取传统的PFM控制，当工作频率较高时(达到提前设定的工作频率阈值时)，动态改变死区时间，从而在限制工作频率过高的前提下实现轻载或低电压的稳定工作，解决了LLC谐振变换器在轻载或低电压输出时工作频率太高导致的电路开关损耗增加、磁性元器件难选型设计等问题，并增加了LLC谐振变换器的电压输出范围。
以下结合一个具体的实施例来对本发明的LLX谐振变换器的控制方法进行说明：
(1)首先根据谐振变换器的输入电压范围、输出电压范围、额定输出功率、谐振频率，计算出LLC谐振全桥变换器的最大电压增益、最小电压增益，电感系数，变压器变比、以及满足输出电压范围的最大工作频率，以及直流增益函数。
(2)设定谐振变换器死区调整时的工作频率阈值(图5中A点对应的工作频率fA)和运行时的工作频率上限(图5中B点对应的工作频率fset)，并设定在该工作频率上限对应的最小输出电压值(图5中的最小直流电压增益Gset)。谐振变换器在[fA,fset]的范围内调整死区时间。
(3)计算工作频率阈值处(图5中的A点)和工作频率上限处(图5中的B点)的直流电压增益值，并取两点的平均值作为公式(3)中增益G在频率区间[fA,fset]的值。
(4)构建在频率区间[fA,fset]内的增益函数为二次函数，即Gd＝af2+bf+c，在频率区间[fA,fset]内可求得A点和B点的频率和增益值，再求取图5中△ADB的中心x的频率和增益值，利用A、B和x三个点的参数拟合出该二次函数中待定系数a、b、c的值。
(5)把构建好的增益函数Gd代入死区时间函数
Figure BDA0003602758540000101
中，在频率区间[fA,fset]内根据工作频率可以计算出相应的死区时间。
(6)谐振变换器工作时，控制电路中的MCU进行PFM控制，并不断检测工作频率是否超过死区调整频率阈值fA，如果在当前运行状态下工作频率没有达到阈值fA，谐振变换器死区不作调整的正常运行。当工作频率达到阈值fA后，MCU根据死区时间函数d(f)计算出当前工作频率对应的死区时间并进行死区时间调整，谐振变换器调整死区时间后继续运行，稳定的输出电压。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。而且，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。
在本发明的上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的技术内容，可通过其它的方式实现。其中，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如所述单元的划分，可以为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，单元或模块的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可为个人计算机、服务器或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括：
获取LLC谐振变换器的工作频率f；
确定所述工作频率f是否处于预设频率范围；
在所述工作频率f处于所述预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；
根据所述死区时间d(f)，控制所述LLC谐振变换器工作。
2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，在所述工作频率f处于所述预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)，包括：
根据所述LLC谐振变换器在所述预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及所述工作频率f，计算所述死区时间d(f)。
3.根据权利要求2所述的LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，根据所述LLC谐振变换器在所述预设频率范围内的初始增益函数G、预先构建的目标增益函数Gd以及所述工作频率f，计算所述死区时间d(f)，包括：
根据公式Gd＝F(d(f),f)·G，计算所述死区时间d(f)。
4.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器在所述预设频率范围内的初始增益函数G取所述预设频率范围的区间端点对应的两个函数值的平均值；和/或，
所述目标增益函数Gd为凸函数。
5.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器采用全桥转换电路及全波整流的形式，其中，F(d(f),f)＝cos(d(f)·f·π)。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器的控制方法还包括：
在所述工作频率f小于所述预设频率范围的最小值的情况下，采用PFM控制方式控制所述LLC谐振变换器工作。
7.一种LLC谐振变换器的控制装置，其特征在于，包括：
获取单元，用于获取LLC谐振变换器的工作频率f；
第一确定单元，用于确定所述工作频率f是否处于预设频率范围；
第二确定单元，用于在所述工作频率f处于所述预设频率范围的情况下，根据预设逻辑确定死区时间d(f)；
控制单元，用于根据所述死区时间d(f)，控制所述LLC谐振变换器工作。
8.一种非易失性存储介质，其特征在于，所述非易失性存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述非易失性存储介质所在设备执行权利要求1至6中任意一项所述的LLC谐振变换器的控制方法。
9.一种处理器，其特征在于，所述处理器用于运行程序，其中，所述程序运行时执行权利要求1至6中任意一项所述的LLC谐振变换器的控制方法。
10.一种LLC谐振变换系统，包括LLC谐振变换器、存储器、处理器以及存储在所述存储器中并可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1至6中任意一项所述的LLC谐振变换器的控制方法。
CN202210408360.XA 2022-04-19 2022-04-19 Llc谐振变换器的控制方法、装置及llc谐振变换系统 Pending CN114726223A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210408360.XA CN114726223A (zh) 2022-04-19 2022-04-19 Llc谐振变换器的控制方法、装置及llc谐振变换系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210408360.XA CN114726223A (zh) 2022-04-19 2022-04-19 Llc谐振变换器的控制方法、装置及llc谐振变换系统

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114726223A true CN114726223A (zh) 2022-07-08

Family

ID=82243832

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210408360.XA Pending CN114726223A (zh) 2022-04-19 2022-04-19 Llc谐振变换器的控制方法、装置及llc谐振变换系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114726223A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115425851A (zh) * 2022-11-03 2022-12-02 广东高斯宝电气技术有限公司 一种llc谐振变换器的控制方法
CN115864856A (zh) * 2023-02-03 2023-03-28 西安图为电气技术有限公司 变换器控制方法、装置、设备、存储介质和程序产品

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115425851A (zh) * 2022-11-03 2022-12-02 广东高斯宝电气技术有限公司 一种llc谐振变换器的控制方法
CN115864856A (zh) * 2023-02-03 2023-03-28 西安图为电气技术有限公司 变换器控制方法、装置、设备、存储介质和程序产品

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106655783B (zh) 一种数字电源控制电路及方法
US7848117B2 (en) Control arrangement for a resonant mode power converter
CN114726223A (zh) Llc谐振变换器的控制方法、装置及llc谐振变换系统
CN111525807B (zh) 基于谐波优化的高阶lclcl直流变换器及参数设计方法
US8842450B2 (en) Power converter using multiple phase-shifting quasi-resonant converters
US7885085B2 (en) Cascaded PFC and resonant mode power converters
KR100799856B1 (ko) 고효율 하프-브리지 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 그 제어방법
EP2081285A2 (en) Cascaded PFC and resonant mode power converters
US11569731B2 (en) Control method for an AC-DC conversion circuit
CN106787760B (zh) 全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN112713780B (zh) 一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法
TW201815043A (zh) 一種依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器
CN102882376A (zh) 一种控制器和功率转换器及控制功率转换器的方法
TWI683523B (zh) 一種可隨負載變動調整輸入電壓之llc諧振轉換器
WO2020056503A1 (en) Power cycle modulation control for power converters
CN112688566B (zh) 数字同步整流控制方法及数字信号处理器
US20230126710A1 (en) Variable Gain Modulation Methods and Controllers for AC-DC Converter with Power Factor Correction
CN207460002U (zh) 一种宽输入范围的级联两级式直流变换器
CN111835208B (zh) 一种具有pfc电路的开关电源
CN111064368B (zh) 变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器
CN111010041A (zh) 一种llc变换效率优化方法
Esmailirad et al. Using the frequency and pulse width modulation techniques for regulating the LLC resonant converter output voltage
CN217406414U (zh) 一种实现全桥llc变换器pwm-pfm复合控制的电路
TWI746202B (zh) 一種兩段式調變控制機制之全橋llc諧振轉換器
CN114204819B (zh) 一种开机控制方法、系统、计算机设备及存储介质

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination