TW201947863A - 一種可隨負載變動調整輸入電壓之llc諧振轉換器 - Google Patents

Abstract

一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，其具有：一半橋開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、二控制端以分別與一第一驅動信號及一第二驅動信號耦接、以及一輸出端以在該第一驅動信號呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號呈現一作用電位時與該負端耦接；一電容-電感串聯電路，其一端係與該半橋開關電路之所述輸出端耦接；一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該輸入電壓之所述負端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端、一第二輸出端、及一中心抽頭接點；一第一二極體，具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與該第一輸出端耦接，該第一陰極係與一電壓輸出端耦接； 一第二二極體，具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該第二輸出端耦接，該第二陰極係與該電壓輸出端耦接；一輸出電容，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間； 一負載電阻，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間； 一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一回授信號；以及一控制單元，用以依該回授信號之電壓值與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算以決定一PWM工作頻率，依該PWM工作頻率產生該第一驅動信號及該第二驅動信號，以及在該PWM工作頻率低於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓增加一電壓差值，及在該PWM工作頻率高於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓減少所述的電壓差值。

Description

一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器

本發明係關於切換式電源供應器，特別是一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器。

2015年在法國巴黎舉行的第21屆聯合國氣候變化大會(COP21)，通過歷史性具有包容性和法律約束力的減碳協議－巴黎協議，與會國家一致同意控制温室氣體排放，以達到工業化前至2100年全球平均氣温上升不超過2^o C，並努力控制在1.5^o C內的目標。足見因温室氣體排放而造成地球環境、氣候、和生態的惡化已全面受到世人重視，使得綠色環保與節能減碳等議題真正受到世界各國的重視。電能為人類能否繼續邁向文明的首要議題，由於環保觀念與永續發展已成為全球共識，如何更有效率的使用現有的能源，並積極開發新的替代能源，是目前工程科技界首要之務。所以如何減少用電與提升電能轉換與使用效率，以減少溫室氣體排放，是我們急需解決的問題。

隨著電源技術的進步，為符合輕薄短小與高功率密度(High Power Density)的市場需求，切換式電源供應器逐漸取代傳統線性電源供應器。但切換式電源供應器大多採用PWM(Pulse Width Modulation,脈波寛度調變)技術，藉由提高主開關切換頻率來達到縮小電路的目的，然而因為在控制功率開關之導通或截止時，電壓與電流不為零，即所謂硬切換(Hard Switching)，將會造成較高的切換損失(Switching Loss)，而隨著頻率的上升，切換損失(Switching Loss)以及電磁干擾也會跟著上升，因此有使用柔切換(Soft Switching)技術的必要。

在具有柔切換功能之轉換器中，LLC諧振轉換器因具有ZVS(Zero Voltage Switching,零電壓切換)且有較佳的電壓調節能力等優點，近年來逐漸受到重視。

有文獻為了縮小LLC諧振轉換器的開關頻率，提出了維持時間的非對稱脈衝寬度調變(Asymmetric Pulse-Width Modulation, APWM)，其比相同的開關頻率能得到更高的增益；亦有文獻提出峰值增益配置(Peak Gain Placement)的最佳化設計方法，用以在滿足規格增益需求的範圍內，使導通損耗減至最低；尚有文獻提出了自適應鏈電壓變化(Adaptive Link-Voltage-Variation, ALVV) 的方法，用此方法可以縮小半橋LLC的切換頻率範圍，使之在全負載範圍之內的切換頻率都能落在諧振頻率附近。

而在提升電能轉換效率方面，有文獻提出同步整流技術應用於LLC諧振轉換器中，並以不同的驅動方式改善LLC諧振轉換器之效率；亦有文獻提出以穩態分析描述同步整流，能降低輸出整流的損耗並以電壓箝位驅動電路控制一、二次側開關，最後實作一台具同步整流LLC諧振轉換器並與非同步LLC諧振轉換器進行效率比較，結果為同步整流效率確實優於非同步。

然而上述文獻均未解決LLC諧振轉換器當操作頻率遠離諧振頻率點，轉換效率亦會隨之降低之問題，因此本領域亟需一新穎的可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器。

本發明之一目的在於揭露一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，能藉由調整直流輸入電壓以保持LLC諧振轉換器操作於諧振頻率點附近，以達成在整個負載輸出範圍皆為高效率操作目的。

本發明之另一目的在於揭露一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，在符合ZVS的條件下，激磁電感愈大效率愈高。

本發明之再一目的在於揭露一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，在380V ~ 400V可控的輸入電壓範圍內，輕載(0.5A)和滿載(10A)之轉換效率分別為91.4%和95.86%，最高效率可達96.7%。

為達前述目的，一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器乃被提出，其具有：一半橋開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、二控制端以分別與一第一驅動信號及一第二驅動信號耦接、以及一輸出端以在該第一驅動信號呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號呈現一作用電位時與該負端耦接；一電容-電感串聯電路，其一端係與該半橋開關電路之所述輸出端耦接；一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該輸入電壓之所述負端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端、一第二輸出端、及一中心抽頭接點；一第一二極體，具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與該第一輸出端耦接，該第一陰極係與一電壓輸出端耦接；一第二二極體，具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該第二輸出端耦接，該第二陰極係與該電壓輸出端耦接；一輸出電容，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間；一負載電阻，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間；一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一回授信號；以及一控制單元，用以依該回授信號之電壓值與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算以決定一PWM工作頻率，依該PWM工作頻率產生該第一驅動信號及該第二驅動信號，以及在該PWM工作頻率低於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓增加一電壓差值，及在該PWM工作頻率高於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓減少所述的電壓差值。

在一實施例中，該回授電路包含一分壓電路及一光耦合電路。

在一實施例中，該控制單元包含一類比至數位轉換器以對該回授信號進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號。

在一實施例中，該控制單元包含一濾波運算功能模組以對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號，且該控制單元係依該第二輸入數位信號與所述預設電壓值之差值執行所述的比例-積分-微分運算。

在一實施例中，該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一驅動信號及該第二驅動信號。

為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如後。

請參照圖1，其繪示本發明之該可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器之一實施例方塊圖。

如圖所示，該可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器具有一半橋開關電路100、一電容-電感串聯電路110、一變壓器120、一第一二極體130、一第二二極體140，一輸出電容150、一負載電阻160、一回授電路170、以及一控制單元180。

該半橋開關電路100具有二輸入端A、B以與一輸入電壓V_in 之正、負端耦接、二控制端以分別與一第一驅動信號S₁ 及一第二驅動信號S₂ 耦接、以及一輸出端C在該第一驅動信號S₁ 呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號S₂ 呈現一作用電位時與該負端耦接。

該電容-電感串聯電路110其一端係與該半橋開關電路100之所述輸出端C耦接。

該變壓器120具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路110之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該輸入電壓V_in 之所述負端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端D、一第二輸出端E、及一中心抽頭接點F。

該第一二極體130具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與該第一輸出端D耦接，該第一陰極係與一電壓輸出端O耦接。

該第二二極體140具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該第二輸出端耦接E，該第二陰極係與該電壓輸出端O耦接。

該輸出電容150，耦接於該電壓輸出端O與該中心抽頭接點F之間。

該負載電阻160耦接於該電壓輸出端O與該中心抽頭接點之間F。

該回授電路170包含一分壓電路171及一光耦合電路172，用以依該負載電阻160之一跨壓V_O 產生一回授信號V_FB 。

該控制單元180用以依該回授信號V_FB 之電壓值與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分(proportional-integral and derivative , PID)運算以決定一PWM工作頻率，依該PWM工作頻率產生該第一驅動信號S₁ 及該第二驅動信號S₂ ，以及在該PWM工作頻率低於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓增加一電壓差值，及在該PWM工作頻率高於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓減少所述的電壓差值。

該回授電路170進一步包含一分壓電路171及一光耦合電路172。

該控制單元180進一步包含一類比至數位轉換器181、一濾波運算功能模組182、以及一脈波寬度調變模組183。

該類比至數位轉換器181係用以對該回授信號V_FB 進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號；該濾波運算功能模組182係用以對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號，且該控制單元180係依該第二輸入數位信號與所述預設電壓值之差值執行所述的比例-積分-微分運算；一脈波寬度調變模組183係用以提供該第一驅動信號S₁ 及該第二驅動信號S₂ 。

依此，本發明能藉由調整直流輸入電壓以保持LLC諧振轉換器操作於諧振頻率點附近，以達成在整個負載輸出範圍皆為高效率操作目的。

以下將針對本發明的原理進行說明：

請一併參照圖2a至2e，其中圖2a其繪示半橋式LLC諧振轉換器之架構示意圖，圖2b其繪示串聯諧振轉換器轉換到一次側之等效電路圖，圖2c其繪示在不同的品質因數Q值下之頻率響應曲線圖，圖2d其繪示將圖2a之非線性電路轉換為LLC串聯諧振電路之線性雙埠模型之架構示意圖，圖2e其繪示LLC諧振槽等效電路圖。

如圖2a所示，S1及S2是一次側上下橋開關元件、Lm是激磁感、L_r 是諧振電感、C_r 為諧振電容。其中S1及S2開關元件均以50%的責任週期交互導通，能量經由L_r 、C_r 所組成的共振槽傳導至二次側，且在兩開關導通之責任週期間必須設置一盲時區間(Dead Time)，ZVS特性即是在此區間內完成，輸出端變壓器採用中心抽頭全波整流，適合低壓大電流的應用。

而半橋式串聯諧振轉換器其Lm不參與諧振，其諧振網路由諧振電感L_r 、諧振電容C_r ，與二次側負載反射至一次側形成之等效阻抗R_ac 組成，如圖2b所示，其電壓轉移函數如方程式(1)所示。

(1)

其中，諧振頻率，ω_s 為開關切換角頻率，品質因數。

利用方程式(1)繪製在不同Q值下之電壓增益並正規化其頻率響應曲線圖f_norm = ω_s /ω_r ，如圖2c所示。

接著採用基本波近似法(First harmonic approximation, FHA)將圖2a之非線性電路轉換為圖2d之線性雙埠模型，俾於分析LLC諧振轉換器電路之頻率響應。

LLC諧振槽等效電路圖如圖2e所示，並將二次側等效電阻映射至一次側。假設其二次側繞組電壓未包含諧波成分，則可得其交流等效電阻R_o,ac 如方程式(2)、方程式(3)所示。

(2)

(3)

其中P_out 為輸出功率，R_out 為輸出負載。

而其輸出入轉移函數G(s)及輸入阻抗Z_in (s)分別如方程式(4)、方程式(5)所示。

(4)

(5)

代入上述方程式後，可求得電路之電壓增益與諧振槽輸入阻抗分別如方程式(6)、方程式(7)所示。

(6)

(7)

其中各參數之定義如下：第一諧振頻率，特性阻抗，諧振電感比，正規化頻率，品質因數。

請參照圖3，其繪示LLC諧振電路在不同Q值下的電壓增益與正規化頻率響應圖。

如圖所示，LLC諧振電路具有兩個諧振頻率，其諧振頻率分別如方程式(8)、方程式(9)所示，其中。

(8)

(9)

LLC諧振轉換器之操作可分為三個區間，區域-1、區域-2以及區域-3，其係藉由第一諧振頻率f_r1 和第二諧振頻率f_r2 所區分。其中，區域-1和區域-2為ZVS區間，而區域-3為ZCS(Zero Current Switching, 零電流切換)區間。

當切換頻率大於第一諧振頻率(f_sw ＞ f_r1 )時，轉換器操作在區域-1，電路增益小於1，因激磁電感L_m 受到變壓器反射至一次側的電壓所箝制並未參與諧振，諧振頻率是由諧振電感L_r 和諧振電容C_r 所決定。諧振槽的輸入電流落後輸入電壓，因此輸入阻抗為電感性，在此區間內，轉換器操作狀態類似串聯諧振轉換器(Series Resonant Circuit, SRC)。

當切換頻率介於第一諧振頻率和第二諧振頻率(f_r2 ＞ f_sw ＞ f_r1 )之間時，轉換器操作於區域-2，電壓增益大於1，在這個區間L_m 參與諧振，諧振頻率是由C_r 、L_r 和L_eq 所決定。

當切換頻率小於第二諧振頻率(f_sw ＜ f_r2 )時，轉換器操作於區域-3。操作在此區間內，諧振槽的輸入電流領先輸入電壓，輸入阻抗呈電容性，因其屬於ZCS(Zero Current Switching, 零電流切換) 區間，並非本發明所設計之ZVS區間，擬不予以探討。

半橋式諧振轉換器若是操作在區域-1或是區域-2，電路的上下橋開關具有ZVS的特性，這對於高電壓低電流的架構具有優勢，本發明將LLC半橋式諧振轉換器的工作區間設計於此區內。

LLC 諧振轉換器之最佳操作點 ：

在諧振轉換器設計過程中，高效率及輸出電壓穩定一直是設計的兩大目標，以下探討關於LLC半橋諧振轉換器之最佳操作點與激磁電感對效率之影響。

以下先就LLC諧振轉換器操作於區域-1、區域-2及諧振頻率點分別探討：

一、區域-1

請參照圖4，其繪示LLC諧振轉換器操作於 區域-1的典型波形。

如圖所示，在開關S ₁ 導通時，有ZVS切換。在t ₁ ＜t ＜t ₂ 時，開關S ₁ 以高截止電流將開關截止，將導致高切換損失。此外，二次側的整流二極體電流會瞬間降至為零，因此di /dt 很大，造成高逆向恢復損失。

二、區域-2

請參照圖5，其繪示LLC諧振轉換器操作於 區域-2的典型波形。

如圖所示，開關S ₁ 導通時，有ZVS切換。在t ₁ ＜t ＜t ₃ 時，諧振電流i_Lr 和激磁電流i_Lm 相等，因電流全部流入激磁電感L_m 使得變壓器解耦，變壓器視同開路，L_m 參與電路諧振，使二次側的整流二極體D ₁ 和D ₂ 均截止，i_Lr 在諧振網路中循環，無法提供能量給負載，此時循環電流將導致額外的導通損。另一方面隨著開關頻率遠離諧振頻率，二次側的整流二極體電流降至零，因此di/dt 很小，消除了逆向恢復損失。

三、諧振頻率點

請參照圖6，其繪示LLC諧振轉換器操作在第一諧振頻率(f_{r 1} )點的波形。

如圖所示，在開關S ₁ 導通時，有ZVS切換。在t = t ₁ 時，諧振電流i_Lr 和激磁電流i_Lm 相等，開關S ₁ 截止，截止電流遠小於區域-1的截止電流，二次側的整流二極體電流降至零，因此di/dt 很小，消除了逆向恢復損失。

在諧振點上，LLC諧振轉換器在諧振槽中具有最小的循環損失，這對應到最低的導通損耗。此時，諧振頻率的導通損耗遠小於區域-2的導通損耗。同時，諧振頻率的切換損失遠小於區域-1的切換損失。

可得出以下結論，在諧振頻率工作的LLC諧振轉換器可達到最小損耗以及最大轉換效率，表1為區域-1、區域-21及諧振頻率點三個不同操作點之損失比較表。

表1

激磁電 感L_m 對效率之影響：

如圖6所示，一次側的開關在導通時可達ZVS，因此切換損失即為LLC諧振轉換器截止損失。切換損失主要是依截止電流的大小以及其截止時間的長短來估計，電流的大小則可由激磁電感L_m 來決定，如方程式(10)所示。

(10)

一次側的開關在導通時，導通損失主要是依諧振槽電流i_Lr 的大小來估計，如方程式(11)所示。

(11)

其中，I_{RMS_P} 為諧振槽電流RMS值、ω_o 為諧振角速度、y為i_Lr 起始角度、i_{Lm_peak} 為激磁電流之峰值、T_s 為開關週期。

基於LLC諧振轉換器的電路特性，在每一開關週期的開始，i_Lr 與i_{Lm_peak} 是相等的，可推導得到方程式(12)。

(12)

由於i_Lr 與i_{Lm_peak} 差值為通過二次側的電流，可推導出如方程式(13)所示的關係。

(13)

可得出諧振槽的電流RMS值如方程式(14)所示。

(14)

由方程式(14)可知激磁電感L_m 愈大，將有利於減少導通損與切換損，但以上皆須達成ZVS才能成立，因此需計算其ZVS條件，又激磁電感L_m 上的電荷量須等於其等效寄生電容的電荷量，如方程式(15)所示。

(15)

其中C_{oss 1} =C_{oss 2} =C_oss ，T_s 為電路操作週期，t_ZVS 為達到ZVS所需之最小盲時時間，整理方程式(15)後得到方程式(16)。

(16)

實際電路之盲時時間t_dead 必須大於t_ZVS ，則由方程式(16)可求得最大之激磁電感L_{m_max} 如方程式(17)所示。

(17)

另外，K (=L_m /L_r )值的大小影響操作頻率的範圍。請參照圖7，其繪示不同K值下之操作頻率變動範圍。

如圖所示，當K值愈大，要得到相同的增益時，操作頻率變動範圍愈大，將不利於效率。且在輕載時，操作頻率接近於無限大，難以控制輸出電壓。因此，本發明提出藉由可隨負載變動調整輸入電壓V_in 使得開關切換頻率固定操作於至諧振頻率附近，藉此穩定輸出電壓並提升效率，該方法類似於最大功率追蹤固定步階擾動觀察法，因其原理簡單且易實現。

請參照圖8，其繪示本發明提出的可隨負載變動調整輸入電壓之調控機制示意圖。

如圖所示，若系統目前頻率大於諧振頻率(如(i)部分)，則可得知目前增益值小於諧振頻率點增益，此時將輸入電壓控制命令減一個變化量ΔV，比例-積分-微分控制器為求穩定輸出電壓，將會減少切換頻率，提高增益以靠近諧振頻率。反之，若系統目前頻率小於諧振頻率(如(ii)部分)，則可知現階段之增益值大於諧振頻率點增益，此時將其輸入電壓控制命令加一個變化量ΔV，比例-積分-微分控制器為求穩定輸出電壓，將會增加切換頻率，降低增益靠近諧振頻率。

數位控制器設計 ：

為達到數位化控制之目的，本發明運用Microchip公司的dsPIC系列微控制器dsPIC33FJ16GS502為控制器核心實現數位化LLC諧振轉換器。數位控制器能簡化硬體電路及改善被動元件受環境影響而特性改變之缺點，也能為系統提供更多週邊功能，使設計上能有更大的彈性。

請參照圖9，其繪示數位控制之LLC諧振轉換器之示意圖。

如圖所示，將量化後的輸出電壓資料經數位濾波器濾波，接著將濾波結果送入數位比例-積分-微分補償器計算，最後由PWM模組送出訊號，完成閉迴路控制。

韌體程式規劃： 請一併參照圖10a~10c，其中圖10a繪示本發明使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之整體韌體程式之流程圖，圖10b繪示本發明使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之ADC中斷程式之流程圖，圖10c繪示本發明使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之可隨負載變動調整輸入電壓副程式之流程圖。

本發明使用dsPIC33FJ16GS502微控制器來實現數位濾波器及增量型比例-積分-微分控制器。

如圖10a所示，該韌體程式可分為主程式、ADC中斷副程式及可隨負載變動調整輸入電壓副程式三部份。程式開始時先宣告全域變數與區域變數，設定變數名稱、暫存器初始值設定、輸出輸入埠設定、模組(PWM、ADC、TIMER等)致能及中斷向量設定，之後進入無窮迴圈等待中斷向量旗標發生。

如圖10b所示，一旦ADC中斷觸發將會進入ADC中斷副程式，開啟計數器，執行ADC轉換、FIR濾波以及比例-積分-微分回授補償達成變頻控制，計數器數值減一，程式的最後將會清除ADC中斷旗標，結束程式並進入無窮迴圈等待下一個ADC中斷。

如圖10c所示，當計數器歸零觸發，進入可隨負載變動調整輸入電壓副程式，經由現在頻率計算出輸入電壓控制命令，重置計數器，結束程式等待下一個ADC中斷。

其控制機制如圖8所示，將系統目前操作頻率與諧振頻率做比較，若系統目前頻率大於諧振頻率，則可得知目前增益值小於諧振頻率點增益，此時將輸入電壓控制命令減一個變化量ΔV，比例-積分-微分控制器為求穩定輸出電壓，將會減少切換頻率，提高增益以靠近諧振頻率。反之，若系統目前頻率小於諧振頻率，則可知現階段之增益值大於諧振頻率點增益，此時將其輸入電壓控制命令加一個變化量ΔV，比例-積分-微分控制器為求穩定輸出電壓，將會增加切換頻率，降低增益靠近諧振頻率。

數位 比例-積分-微分控制器 ：

請一併參照圖11a~11b，其中圖11a其繪示比例-積分-微分系統控制之方塊圖，圖11b其繪示增量型比例-積分-微分程式之流程圖。

比例-積分-微分控制器是一個在工業控制應用中常見的應用工具，比例-積分-微分控制器之原理是將誤差量利用比例、積分、微分三部分線性組合成一控制量，再對受控體進行控制，如圖11a 所示，中若命令值為x (t )、實際輸出為y (t )及誤差值為e (t )，且受控體有單一輸入u (t )，則可得到輸出，如方程式(18)所示。

(18)

數位控制系統是以固定間隔的離散時間來處理輸入與輸出信號，根據取樣點與輸入命令之誤差量計算輸出控制量，有別於方程式(18)之連續型比例-積分-微分(proportional-integral and derivative,PID)控制演算法，數位比例-積分-微分控制器需要採用離散化的方法針對數位取樣值進行計算，利用Euler積分法及差分法近似積分與微分，將方程式(18)表示為離散形式，如方程式(19)所示。

(19)

其中，K_p , K_I , K_D 分別為比例、積分、和微分常數，T 為取樣週期，e (n )為系統目前誤差量，e (n -1)為系統前一次誤差量，n 為取樣訊號。

若以微處理器實現方程式(19)所示之數位比例-積分-微分控制時，因含有積分項，其輸出與整個過去狀態有關，為整個過去的累加，因此需考慮到積分飽和問題，當系統持續存在某個固定方向之誤差時，積分項會持續累加直到累加器所能表示之最大值，此時積分量早就超過開關之操作頻率的上下限值。因此在考量微處理器記憶體寬度所能表示的數值範圍是有限的，且為了降低微處理器的運算量及提升運算效能，本發明採用增量型比例-積分-微分(proportional-integral and derivative, PID)控制，增量型比例-積分-微分的輸出只與現在、前一次與前兩次的誤差有關，因此不會有積分飽和的問題，增量型比例-積分-微分如方程式(20)所示。

(20)

其中A =e (n ) -e (n -1)，B =e (n )，C =e (n ) - 2e (n -1) +e (n -2)。

如圖11b所示，將輸出命令值與取樣回來的值相減得到一誤差量e (n )，再與前一次的誤差量e (n- 1)及前兩次的誤差量e (n -2)一起代入方程式(20)進行運算後，可得A 、B 及C ，接著依序乘上K_P 、K_I 及K_D 後相加，可得到一輸出變動量Du ，比例-積分-微分輸出結果PID_OUT 等於Du 加前一次的週期量，再與週期上下限作比較，若輸出結果小於下限Period_min 或大於上限Period_max ，則輸出結果分別等於下限或上限值，最後將其結果輸出至PWM產生器。

本發明與習知技術之實驗結果與比較：

本發明研製的LLC諧振轉換器，其電路規格如表2所示。

表2

根據規格設計的LLC諧振轉換器的主要元件參數規格整理如表3所示。

表3

經由實驗結果證明所提出之系統與控制方式的可行性及正確性，驗證項目包括LLC諧振轉換器的ZVS效果、數位變頻控制及輸入電壓調控等，最後將實際量測到之實驗波形及數據加以說明分析。

請一併參照圖12a~12b，其中圖12a其繪示零電壓切換輕載(0.5 A)之波形圖，圖12b其繪示零電壓切換重載(10 A)之波形圖。

由實測波形可看出所設計的轉換器在輕載(0.5 A)和重載(10 A)時皆能達成ZVS切換，其中V_{GS 1} 為10V/div，V_{DS 1} 為200V/div。

請一併參照圖13a~13c，其中圖13a其繪示輸出電壓48 V諧振頻率96 kHz於輕載(0.5 A)之波形圖，圖13b其繪示輸出電壓48 V諧振頻率96 kHz於中載(5 A)之波形圖，圖13c其繪示輸出電壓48 V諧振頻率96 kHz於重載(10 A)之波形圖。

如圖所示，於輕載(0.5 A)、中載(5 A)及重載(10 A)不同負載時之波形，量測其閘極電壓V_GS 、功率元件兩端之跨壓V_DS 、諧振電流i_Lr ，其中V_{GS 1} 為10V/div，V_{DS 1} 為200V/div，i_Lr 為5A/div，10ms/div，可看出i_Lr 接近正弦波，證實了LLC諧振轉換器操作在諧振頻率點。

請一併參照圖14a~14b，其中圖14a其繪示在不同激磁電感值(640 μH、380 μH及250 μH)於諧振點操作之效率曲線圖，圖14b其繪示本發明之可隨負載變動調整輸入電壓與固定電壓操作之效率曲線比較圖。

如圖14a所示，針對激磁電感對效率之影響進行測試，本測試選用三種不同激磁電感(640 μH、380 μH及250 μH)進行激磁電感對效率影響之比較，由圖可知，在符合ZVS的條件下，激磁電感愈大效率就愈高。

本發明係以數位控制方式實現可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器設計，LLC諧振轉換器輸出電壓為48V，電流最高可達10A。

如圖14b所示，本測試採用640 μH激磁電感L_m ，分別對輸入電壓380V、390V、400V和本發明之可隨負載變動調整輸入電壓進行效率之比較。由圖可知，本發明在輕載到滿載範圍操作在諧振頻率點之效率皆優於其他三個固定輸入電壓之操作效率，尤其是輕載(0.5A)時有最大的效率改善1.9%，滿載(10A)時提高1.01%。當負載改變時，本發明能藉由調整直流輸入電壓以保持LLC諧振轉換器操作於諧振頻率點附近，以達成在整個負載輸出範圍皆有高效率操作目的。實驗結果顯示，在380V ~ 400V可控的輸入電壓範圍內，本發明之輕載(0.5A)和滿載(10A)之轉換效率為91.4%和95.86%，最高效率可達為96.7%。

本發明亦實際研製一480W雛型電路來驗證理論分析之正確性、所提方法之可行性和性能提升，如圖15所示。

藉由前述所揭露的設計，本發明乃具有以下的優點：

1.本發明揭露的一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，能藉由調整直流輸入電壓以保持LLC諧振轉換器操作於諧振頻率點附近，以達成在整個負載輸出範圍皆為高效率操作目的。

2.本發明揭露的一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，在符合ZVS的條件下，激磁電感愈大效率愈高。

3.本發明揭露的.一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，在380V ~ 400V可控的輸入電壓範圍內，輕載(0.5A)和滿載(10A)之轉換效率分別為91.4%和95.86%，最高效率可達96.7%。

本發明所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本發明之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本發明之專利權範疇。

綜上所陳，本發明無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請 貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。

100‧‧‧半橋開關電路

110‧‧‧電容-電感串聯電路

120‧‧‧變壓器

130‧‧‧第一二極體

140‧‧‧第二二極體

150‧‧‧輸出電容

160‧‧‧負載電阻

170‧‧‧回授電路

171‧‧‧分壓電路

172‧‧‧光耦合電路

180‧‧‧控制單元

181‧‧‧類比至數位轉換器

182‧‧‧濾波運算功能模組

183‧‧‧脈波寬度調變模組

圖1繪示本發明之該可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器之一實施例方塊圖。 圖2a繪示半橋式LLC諧振轉換器之架構示意圖。 圖2b繪示串聯諧振轉換器轉換到一次側之等效電路圖。 圖2c繪示在不同Q值下之頻率響應曲線圖。 圖2d繪示將圖2a之非線性電路轉換為LLC串聯諧振電路之線性雙埠模型之架構示意圖。 圖2e繪示LLC諧振槽等效電路圖。 圖3繪示LLC諧振電路在不同Q值下的電壓增益與正規化頻率響應圖。 圖4繪示LLC諧振轉換器操作於 區域-1的典型波形。 圖5繪示LLC諧振轉換器操作於 區域-2的典型波形。 圖6繪示LLC諧振轉換器在第一諧振頻率點的波形。 圖7繪示不同K值下之操作頻率變動範圍。 圖8繪示本發明提出的可隨負載變動調整輸入電壓之調控機制示意圖。 圖9繪示數位控制之LLC諧振轉換器之示意圖。 圖10a繪示本發明使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之整體韌體程式之流程圖。 圖10b繪示本發明使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之ADC中斷程式之流程圖。 圖10c繪示本發明使用dsPIC33FJ16GS502微控制器之可隨負載變動調整輸入電壓副程式之流程圖。 圖11a繪示比例-積分-微分系統控制之方塊圖。 圖11b繪示增量型比例-積分-微分程式之流程圖。 圖12a繪示零電壓切換輕載(0.5 A)之波形圖。 圖12b繪示零電壓切換重載(10 A)之波形圖。 圖13a繪示輸出電壓48 V諧振頻率96 kHz於輕載(0.5 A)之波形圖。 圖13b繪示輸出電壓48 V諧振頻率96 kHz於中載(5 A)之波形圖。 圖13c其繪示輸出電壓48 V諧振頻率96 kHz於重載(10 A)之波形圖。 圖14a繪示在不同激磁電感值(640 μH、380 μH及250 μH)於諧振點操作之效率曲線圖。 圖14b繪示本發明之可隨負載變動調整輸入電壓與固定電壓操作之效率曲線比較圖。 圖15繪示本發明之LLC諧振轉換器一實施例之實體照片。

Claims (5)

1. 一種可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，其具有： 一半橋開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓之正、負端耦接、二控制端以分別與一第一驅動信號及一第二驅動信號耦接、以及一輸出端以在該第一驅動信號呈現一作用電位時與該正端耦接及該第二驅動信號呈現一作用電位時與該負端耦接； 一電容-電感串聯電路，其一端係與該半橋開關電路之所述輸出端耦接； 一變壓器，具有一主線圈及一次級線圈，該主線圈之一端係與該電容-電感串聯電路之另一端耦接，該主線圈之另一端係與該輸入電壓之所述負端耦接，該次級線圈具有一第一輸出端、一第二輸出端、及一中心抽頭接點； 一第一二極體，具有一第一陽極及一第一陰極，該第一陽極係與該第一輸出端耦接，該第一陰極係與一電壓輸出端耦接； 一第二二極體，具有一第二陽極及一第二陰極，該第二陽極係與該第二輸出端耦接，該第二陰極係與該電壓輸出端耦接； 一輸出電容，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間； 一負載電阻，耦接於該電壓輸出端與該中心抽頭接點之間； 一回授電路，用以依該負載電阻之一跨壓產生一回授信號；以及 一控制單元，用以依該回授信號之電壓值與一預設電壓值之差值執行一比例-積分-微分運算以決定一PWM工作頻率，依該PWM工作頻率產生該第一驅動信號及該第二驅動信號，以及在該PWM工作頻率低於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓增加一電壓差值，及在該PWM工作頻率高於一預設之諧振頻率時使該輸入電壓減少所述的電壓差值。
2. 如申請專利範圍第1項所述之可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，其中該回授電路包含一分壓電路及一光耦合電路。
3. 如申請專利範圍第1項所述之可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，其中該控制單元包含一類比至數位轉換器以對該回授信號進行一類比至數位轉換運算以產生一第一輸入數位信號。
4. 如申請專利範圍第3項所述之可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，其中該控制單元包含一濾波運算功能模組以對該第一輸入數位信號進行一濾波運算以產生一第二輸入數位信號，且該控制單元係依該第二輸入數位信號與所述預設電壓值之差值執行所述的比例-積分-微分運算。
5. 如申請專利範圍第1項所述之可隨負載變動調整輸入電壓之LLC諧振轉換器，其中該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一驅動信號及該第二驅動信號。