TWI708466B - 一種兩級式電源供應器 - Google Patents

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劉益華
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Abstract

一種兩級式電源供應器，其具有:一升壓型功率因數修正器，具有一第一輸入端以耦接一全波整流電壓及一第一輸出端以提供一第一輸出電壓，且其係藉由執行一第一PWM操作以依該全波整流電壓產生和該全波整流電壓同相位之一輸入電流及依一分壓電路之一可變分壓係數決定該第一輸出電壓的準位；一LLC直流至直流轉換器，具有一第二輸入端以耦接該第一輸出電壓及一第二輸出端以提供一第二輸出電壓及一輸出電流，且其係藉由執行一第二PWM操作以依一回授網路之一預定分壓係數產生該第二輸出電壓；以及一控制單元，用以依該輸出電流映射一預設的對照表以產生一電阻命令值，及依該電阻命令值驅動該分壓電路之一數位可變電阻單元以決定該可變分壓係數，從而定出能夠使該兩級式電源供應器的轉換效率最佳化之該第一輸出電壓之一對應準位。

Description

一種兩級式電源供應器
本發明係關於兩級式電源供應器，特別是一種能提升交流轉直流轉換效率之兩級式電源供應器。
2015年在法國巴黎舉行的第21屆聯合國氣候變化大會(COP21)，通過歷史性具有包容性和法律約束力的減碳協議－巴黎協議，與會國家一致同意控制温室氣體排放，以達到工業化前至2100年全球平均氣温上升不超過2 oC，並努力控制在1.5 oC內的目標。足見因温室氣體排放而造成地球環境、氣候、和生態的惡化已全面受到世人重視，使得綠色環保與節能減碳等議題真正受到世界各國的重視。電能為人類能否繼續邁向文明的首要議題，由於環保觀念與永續發展已成為全球共識，如何更有效率的使用現有的能源，並積極開發新的替代能源，是目前工程科技界首要之務。所以如何減少用電與提升電能轉換與使用效率，以減少溫室氣體排放，是我們急需解決的問題。
隨著電源技術的進步，為符合輕薄短小與高功率密度(High Power Density)的市場需求，切換式電源供應器逐漸取代傳統線性電源供應器。但切換式電源供應器大多採用脈波寛度調變(Pulse Width Modulation, PWM)技術，藉由提高主開關切換頻率來達到縮小電路的目的，然而因為在控制功率開關之導通或截止時，電壓與電流不為零，即所謂硬切換(Hard Switching)，將會造成較高的切換損失(Switching Loss)，而隨著頻率的上升，切換損失(Switching Loss)以及電磁干擾也會跟著上升，進而產生熱導致效率下降。
為提高轉換效率及電力品質，許多功率因數修正技術紛紛被採用，其中採用升壓式轉換器架構的主動式功率因數修正為最成熟技術之一。為了有效提高電源密度，許多文獻提出電流控制技術，如連續電流導通模式、臨界電流導通模式等控制方式等。在考慮整機系統效率最佳化方面，有文獻指出功率因數修正器在臨界導通模式時線路上功率損耗，幫助設計人員在效率最佳化時清楚地了解效率與輸出電壓的關係。亦有文獻指出LLC諧振轉換器線路上功率損耗，可幫助設計人員了解效率與輸入電壓的關係。另有文獻提出PFC與LLC的控制模式與硬體架構。
在直流/直流轉換器(DC-DC Converter)方面，雖然提高電源轉換器的切換頻率可增加其功率密度，但由於硬切換(Hard Switching)操作會導致高的切換損失(Switching Loss)與電壓、電流突波等問題，因此相應而生的零電壓切換(Zero Voltage Switching, ZVS)、零電流切換(Zero Current Switching, ZCS)等具柔切特性的拓樸架構被廣泛地討論與應用。
在1988年由C.Q. Lee和R. Liu率先將一電感並聯SRC諧振電容，而獲得一個新的拓樸架構，使其成為日後LLC諧振轉換器廣泛探討應用之發端。亦有文獻提出針對其直流特性、諧振區動態行為及最佳化設計方式等相關方面的探討。追求高效能的時代意味著高功率的需求，提升高功率輸出的效率可以減少熱能的產生，進而延長電子元件的生命週期，此外因應電子產品與電源供應器的普及化，提升輕載時的效率可以減少待機時的功率損耗，也可以舒緩供電危機與地球暖化的問題。
然而上述文獻均未解決LLC諧振轉換器當操作頻率遠離諧振頻率點，轉換效率亦會隨之降低之問題，因此本領域亟需一新穎的兩級式電源供應器。
本發明之一目的在於揭露一種兩級式電源供應器，能結合升壓式功率因數修正器用以改善電源側之功率因數、半橋LLC諧振轉換器用以提升交流轉直流之轉換效率、以及控制單元用以偵測整體之輸入電壓與輸出負載來調整升壓式功率因數修正器之輸出電壓，俾於優化整體轉換效率。
本發明之另一目的在於揭露一種兩級式電源供應器，在高低壓市電輸入時，輕載時效率高於87%，半載時效率高於92%，滿載時效率高於90%，平均提升約0.5%以上，實現了提高整體系統效率之目的。
本發明之再一目的在於揭露一種兩級式電源供應器，在輕載時可提升4%以上之效率，能有效減少待機時功率損耗。
為達前述目的，一種兩級式電源供應器乃被提出，其具有：一升壓型功率因數修正器，具有一第一輸入端以耦接一全波整流電壓及一第一輸出端以提供一第一輸出電壓，且其係藉由執行一第一PWM操作以依該全波整流電壓產生和該全波整流電壓同相位之一輸入電流及依一分壓電路之一可變分壓係數決定該第一輸出電壓的準位；一LLC直流至直流轉換器，具有一第二輸入端以耦接該第一輸出電壓及一第二輸出端以提供一第二輸出電壓及一輸出電流，且其係藉由執行一第二PWM操作以依一回授網路之一預定分壓係數產生該第二輸出電壓；以及一控制單元，用以依該輸出電流映射一預設的對照表以產生一電阻命令值，及依該電阻命令值驅動該分壓電路之一數位可變電阻單元以決定該可變分壓係數，從而定出能夠使該兩級式電源供應器的轉換效率最佳化之該第一輸出電壓之一對應準位。
在一實施例中，該預設的對照表紀錄有複數個該輸出電流和該電阻命令值的對應組合，且各所述對應組合中的該電阻命令值均係經由一轉換效率最佳化尋找程序決定，其中，該轉換效率最佳化尋找程序係在複數個所述電阻命令值中找出和一所述輸出電流搭配的一最佳電阻命令值以使該兩級式電源供應器的轉換效率最佳化。
在一實施例中，該全波整流電壓為一120Hz的半弦波電壓。
在一實施例中，該全波整流電壓係一市電經一橋式整流而得之電壓。
在一實施例中，該LLC直流至直流轉換器包括一半橋式串聯諧振電路。
在一實施例中，該控制單元包含一類比至數位轉換器以對該輸出電流進行一類比至數位轉換運算。
為使  貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如後。
請一併參照圖1a至圖1b，其中圖1a繪示本發明之兩級式電源供應器之一實施例的方塊圖；圖1 b繪示圖1a之兩級式電源供應器之控制單元之一實施例的方塊圖。
如圖1a所示，該兩級式電源供應器其具有一升壓型功率因數修正器100、一LLC直流至直流轉換器200、以及一控制單元300。
該升壓型功率因數修正器100主要具有一升壓轉換電路及用以控制該升壓轉換電路之一第一轉換控制單元101，且其具有第一輸入端以耦接一全波整流電壓V g(t)及一第一輸出端以提供一第一輸出電壓V in，且其係藉由第一轉換控制單元101執行一第一PWM操作以依該全波整流電壓V g(t)產生和該全波整流電壓V g(t)同相位之一輸入電流I in及依一分壓電路之一可變分壓係數決定該第一輸出電壓V in的準位，其中，該分壓電路包括成串聯組態之一第一電阻及一第二電阻，以及和該第二電阻並聯之一數位可變電阻單元102。於操作時，數位可變電阻單元102係依一電阻命令值R CMD改變其電阻值，從而改變該可變分壓係數以決定該第一輸出電壓V in的準位。
該LLC直流至直流轉換器200主要具有一半橋式串聯諧振電路及用以控制該LLC諧振轉換電路之一第二轉換控制單元201，且其具有一第二輸入端以耦接該第一輸出電壓V in及一第二輸出端以提供一第二輸出電壓V out及一輸出電流I out，且其係藉由第二轉換控制單元201執行一第二PWM操作以依一回授網路202之一預定分壓係數產生該第二輸出電壓V out。
該控制單元300係用以依該輸出電流I out映射一預設的對照表以產生一電阻命令值R CMD，及依該電阻命令值R CMD驅動該數位可變電阻單元102以決定該可變分壓係數，從而定出能夠使該兩級式電源供應器的轉換效率最佳化之該第一輸出電壓V in之一對應準位。
其中，該預設的對照表紀錄有複數個該輸出電流I out和該電阻命令值R CMD的對應組合，且各所述對應組合中的該電阻命令值R CMD均係經由一轉換效率最佳化尋找程序決定，其中，該轉換效率最佳化尋找程序係在複數個所述電阻命令值R CMD中找出和一所述輸出電流I out搭配的一最佳電阻命令值R CMD以使該兩級式電源供應器的轉換效率最佳化。
另外，該全波整流電壓V g(t)可為一120Hz的半弦波電壓，且其可為一市電經一橋式整流而得之電壓。
另外，第一轉換控制單元101可由NCP1602實現，第二轉換控制單元201可由NCP1399實現，而數位可變電阻單元102可由MCP4561數位電阻器實現。
另外，如圖1b所示，控制單元300具有一類比至數位轉換器301以對輸出電流I out進行一類比至數位轉換運算，及一預設的對照表302以依該輸出電流I out的數位值映射出一電阻命令值R CMD。
以下將針對本發明 之原理進行說明：
臨界導通模式功率因數修正器:
現今許多電力電子設備的前級，幾乎均採用全橋式整流後加一濾波電容，以得到一泛用線頻電壓輸入之直流匯流排(dc bus)供後級使用，然而該架構會因為線頻電流波形畸變，使得功率因數不佳並產生電流諧波，導致電能利用率低與電力網路污染問題。
功率因數校正(Power Factor Correction, PFC)可用來改善市電端之功因與線電流(line current)總諧波失真(total harmonic distortion, THD)以符合各種相關諧波規範。
請一併參照圖2a至圖2b，其中圖2a其繪示臨界導通模式操作之升壓型PFC電路之架構示意圖，圖2b其繪示圖2a之電感電流波形示意圖。
如圖2a所示，臨界導通模式(Critical Conduction Mode, CRM) 之升壓型PFC電路其輸入市電電壓 v s ( t)經過橋式整流器及輸入電容 C i ，其中輸入電容 C i 並非用來儲能產生直流電壓，而是利用小電容製造出與輸入電壓同相位的參考弦波，為一連串120Hz的半弦波，以利輸入到控制器的內部乘法器中。
電壓回授控制器將輸出電壓 v o 的值和參考信號命令 v ref 做比較，產生電壓誤差信號，而電壓誤差信號之大小會隨著輸入市電電壓 v s ( t)與負載 R O 之變化而改變，以維持輸出端之直流準位在設計值上。
電壓回授控制器之輸出乘上一經過輸入增益 g的120 Hz半弦波電壓信號，以及乘法器內部的增益以得到一相似於輸入電壓並且相位相同，振幅不同的電流參考信號，再與經過電流感測電阻 R s 之感測電流做比較，使脈波寬度調變器控制外部之功率開關 Q截止。
利用升壓型電力轉換器的輸入電感L，再多繞製一組繞組於二次側，便會在二次側的線圈上感應出電感電流上升與下降的狀態，當感值和電感電流的斜率固定，則電感上的電壓也會固定，呈現為方波的形式，當此方波下降至一預設準位時則觸發脈波寬度調變器，作為開關何時要導通的偵測工具。
如圖2b所示，其控制機制係將開關之導通時間固定(constant on time)，截止時間則依電感的釋能速度而定，屬變頻方式控制，因此漣波電流與電流峰值都比連續導通模式大，電磁干擾(Electromagnetic Disturbance, EMI)也較大，但其優點在於簡單、成本低、且輸出二極體可達到零電流截止之柔切模式，因此切換損失較連續導通模式低。
⚫ 輸出濾波電容設計考量
在決定輸出電容時有二個因素需要考量，假設輸入電流是純弦波，則可得輸出電壓漣波峰對峰值Δ v out_ripple 如方程式(1)所示。
Figure 02_image001
(1)
其中，
Figure 02_image003
為輸出電壓，
Figure 02_image005
為效率， P in 為輸入功率， ω為市電角頻率。
所需之輸出濾波電容C如方程式(2)所示。
Figure 02_image007
(2)
此外最大輸出漣波電流有效值的規格也是重要參數考量，如方程式(3)所示。
Figure 02_image009
(3)
輸出電感 L設計考量如下:
圖2a所示功率開關 Q之工作頻率 f sw ，如方程式(4)所示。
Figure 02_image011
(4)
其中， L為電感值， I L_pk 為電感電流峰值。
因為臨界導通模式功率因數修正器之工作頻率係變動值，故最小工作頻率 f sw_min 會出現在輸入電壓最大時，如方程式(5)所示。
Figure 02_image013
(5)
輸入峰值電流Iin_pk，如方程式(6)所示。
Figure 02_image015
(6)
其中 I L_pk_max 為最大輸出之電感電流峰值，根據最小工作頻率，所需要電感值 L，如方程式(7)所示。
Figure 02_image017
(7)
電感電流峰值 I L_pk ，如方程式(8)所示。
Figure 02_image019
(8)
瞬間電感電流峰值，如方程式(9)所示。
Figure 02_image021
(9)
瞬間電感電流之有效值，如方程式(10)所示。
Figure 02_image023
(10)
最後，可得電感電流之有效值，如方程式(11)所示。
Figure 02_image025
(11)
功率開關有效值電流之計算如下:
臨界導通模式功率因數修正器因為有較高的峰值電流，所以導致主開關會有較高的切換損，因此也需要考量到電流感測電阻的功率損耗。
瞬間MOSFET電流( i sw )的有效值 i Q_rms ，如方程式(12)所示。
Figure 02_image027
(12)
MOSFET 之責任週期，如方程式(12)所示。
Figure 02_image029
(13)
其中， V in_rms 為輸入電壓有效值。
MOSFET電流之有效值，如方程式(14)所示。
Figure 02_image031
(14)
整流二極體之電流( I D )有效值( I D_rms )如方程式(15)所示。
Figure 02_image033
(15)
而整流二極體工作的責任週期如方程式(16)所示。
Figure 02_image035
(16)
整理後，整流二極體電流之電流有效值( I D_rms )如方程式(17)所示。
Figure 02_image037
(17)
整流二極體的平均電流 I D_avg 和輸出之平均電流相等，如方程式(18)所示。
Figure 02_image039
(18)
PFC主要元件的功率損耗計算如下:
橋式整流器(Bridge Rectifier)的主要功率損失為導通損 P bridge_loss ，如方程式(19)所示。
Figure 02_image041
(19)
其中， V F_rec 為橋式整流器二極體順向導通壓降。
MOSFET對應之功率損耗計分別表示如下：
閘極切換損( P Gate_loss )如方程式(20)所示。
Figure 02_image043
(20)
關閉切換損( P Q ( SW_off) ) 如方程式(21)所示。
Figure 02_image045
(21)
輸出電容(Output Capacitance, C oss )之切換損失( P Coss_loss )如方程式(22)所示。
Figure 02_image047
(22)
導通損( P cond_loss )如方程式(23)所示。
Figure 02_image049
(23)
因此，選擇低的導通電阻
Figure 02_image051
的MOSFET有助於降低導通損以提升效率。
升壓轉換器二極體之導通損 P diode_loss 主要來自於整流二極體的順向導通電壓
Figure 02_image053
，如方程式(24)所示。
Figure 02_image055
(24)
輸出電容的導通損 P esr_loss 主要來自於輸出電容的等效串聯電阻 R esr ，如方程式(25)所示。
Figure 02_image057
(25)
所設計的功率因數修正器之電氣規格如表1所示。 表1.
輸入交流電壓範圍 V in_ac 85～260 V ac
額定輸出直流電壓 V o 385 V
最大輸出功率
Figure 02_image059
 240W
輸入線電壓頻率範圍 f Line 47～63 Hz
最低切換頻率 f sw_min 30kHz
預設之轉換效率
Figure 02_image061
 ＞ 90%
輸出電壓範圍 350 V~410V
總諧波失真THD ＜ 30%
由此可知，臨界導通模式之功率因數修正器電路中主要的功率耗損為MOSFET的導通損失與切換損失，整流二極體的導通損，當輸入電壓越低，輸出電壓越高，MOSFET的導通阻抗
Figure 02_image051
越大時，導通損失 P cond_loss 就越高；當輸出電壓 V out 越高，且輸出等效電容 C oss 越大時，切換損 P Coss_loss 就越高；當整流二極體的順向導通壓降 V f 越高時，整流二極體的導通損 P diode_loss 就越高。因此元件的選擇對於效率的影響也很重要，選擇較低的MOSFET導通阻抗
Figure 02_image063
與較小的輸出等效電容 C oss 的MOSFET和較低的整流二極體的順向導通壓降 V f 有助於提升功率因數修正器的效率。
請一併參照圖3a至圖3d，其中圖3a其繪示半橋式LLC串聯諧振轉換器電路架構示意圖，圖3b其繪示將圖3a之非線性轉換為線性雙埠模型架構示意圖，圖3c為LLC諧振槽等效電路圖，圖3d其繪示LLC串聯諧振電路在不同Q值下之電壓增益與正規化頻率響應圖。
如圖3a所示，其架構與串聯諧振電路類似，由開關元件 S 1與 S 2所組成，每一開關控制訊號以50%的責任週期交互導通，並且在開關轉態加入一盲時區間(Dead Time)，其中零電壓切換是在此區間完成。諧振網路由諧振電感 L r 、諧振電容 C r 、激磁電感 L m 與二次側負載 R out 反射至一次側的等效負載所組成。其中 C r 在此電路扮演阻隔與諧振的角色，並與 L r 產生較高的諧振頻率。而另一個較低的諧振頻率是由 C r 與( L r+L m )所決定。
採用基本波近似法(First harmonic approximation, FHA)將圖3a轉換為線性雙埠模型架構，如圖3b所示，以便於瞭解其電路頻率響應。經由分析推導，可得以下電路各部分之量：
(1) 輸入至諧振槽的電壓：由傅立葉級數分析可得方程式(26)。
Figure 02_image064
(26)
其中，
Figure 02_image066
，
Figure 02_image068
，
Figure 02_image070
若
Figure 02_image072
，當系統切換頻率為 f sw ，則如方程式(27)所示。
Figure 02_image074
(27)
(2) 輸入至諧振槽之基本波電壓瞬時值 v i,FHA(t) 、有效值 v i,rms 及平均值 v i,avg ，如方程式(28)、(29)所示。
Figure 02_image076
(28)
Figure 02_image078
,
Figure 02_image080
(29)
(3) 輸入至諧振槽的基本波電流瞬時值 i r(t) 、有效值 I r,rms 及平均值 I r,avg ，如方程式(30)所示。
Figure 02_image082
,
Figure 02_image084
,
Figure 02_image086
(30)
其中， θ為諧振網路輸入之電壓與電流相角差。
(4) 諧振槽輸出電壓，如方程式(31)所示。
Figure 02_image088
(31)
其中，φ為諧振網路輸出之電壓與電流相角差 。
(5) 諧振槽輸出的基本波電壓瞬時值 v o,FHA(t) 、有效值 v o,rms 及平均值 v o,avg ，如方程式(32)所示。
Figure 02_image090
,
Figure 02_image092
,
Figure 02_image094
(32)
(6) 諧振槽輸出的基本波電流瞬時值 i rect(t) 、有效值 I rect,rms 及平均值 I rect,avg ，如方程式(33)所示。
Figure 02_image096
,
Figure 02_image098
,
Figure 02_image100
(33)
其中， P out 為輸出功率， R out 為輸出負載。
如圖3c所示，將二次側等效電阻反射至一次側。假設二次側繞組電壓未包含諧波成分，則可得其交流等效電阻 R o.ac ，如方程式(34)所示。
Figure 02_image102
,
Figure 02_image104
(34)
(7) 轉移函數 G( s) ，如方程式(35)所示。
Figure 02_image106
(35)
(8) 輸入阻抗 Z in ( s) ，如方程式(36)所示。
Figure 02_image108
(36)
代入上述方程式，電路之電壓增益與諧振槽輸入阻抗，如方程式(37) 、(38)所示。
Figure 02_image110
(37)
Figure 02_image112
(38)
其中，各參數定義如下： 第一諧振頻率：
Figure 02_image114
,    特性阻抗：
Figure 02_image116
諧振電感比：
Figure 02_image118
,            正規化頻率：
Figure 02_image120
品質因數：
Figure 02_image122
如圖3d所示，可觀察出LLC串聯諧振電路具有兩個諧振頻率，
Figure 02_image124
，
Figure 02_image126
，其中
Figure 02_image128
。
轉換器輸出電壓的調節是藉由改變輸入諧振槽的方波切換頻率來達成，當工作區域在電壓增益特性為電感性部分時，頻率控制電路藉由增加頻率來因應輸出功率需求減少或輸入直流電壓增加，以保持輸出電壓穩定。為探討LLC諧振轉換器操作在電容性及電感性之條件，利用方程式(38)及(39)可找出其邊界條件。
交越頻率如方程式(39)所示。
Figure 02_image130
(39)
最大需求增益如方程式(38)所示。
Figure 02_image132
(40)
請參照圖4，其繪示LLC諧振轉換器各元件功率損耗模型。
如圖所示，LLC諧振轉換器各元件與電流之定義可求得以下功率損耗:
⚫  輸出整流二極體D1和D2的導通損:
輸出整流二極體 D 1 和 D 2 之電流如方程式(41)及(42)所示。
Figure 02_image134
(41)
Figure 02_image136
(42)
其中， I Rm 為變壓器一次側電流
Figure 02_image138
， T s 為LLC工作周期， T 0 為LLC第一諧振頻率的倒數。
輸出整流二極體電流的平均值如方程式(43)所示。
Figure 02_image140
(43)
有效值如方程式(44)所示。
Figure 02_image142
(44)
輸出整流二極體的總導通損如方程式(45)所示。
Figure 02_image144
(45)
其中， V F 為LLC輸出整流二極體的順向導通電壓。
輸出電容端的電流 i Co 如方程式(46)所示。
Figure 02_image146
(46)
則輸出電容的電流的有效值如方程式(47)所示。
Figure 02_image148
(47)
所以輸出電容的導通損如方程式(48)所示。
Figure 02_image150
(48)
⚫  變壓器的導通損:
變壓器的諧振電流 i Lr 如方程式(49)所示。
Figure 02_image152
(49)
則諧振電流的有效值如方程式(50)所示。
Figure 02_image154
(50)
所以變壓器一次側的導通損如方程式(51)所示。
Figure 02_image156
(51)
變壓器二次側的電流有效值如方程式(52)所示。
Figure 02_image158
(52)
二次側的導通損分別如方程式(53)所示。
Figure 02_image160
(53)
其中， r pri 和
Figure 02_image162
為變壓器一、二次側線阻。 P pri 加 P sec 即為變壓器的總導通損 P Cu = P pri + P sec 。
⚫  諧振槽與MOSFET的導通損: 在每個操作模式下MOSFET的電流值和諧振槽的是一樣，所以諧振槽與MOSFET的導通損如方程式(54)所示。
Figure 02_image164
(54)
其中，
Figure 02_image166
為諧振電感等效阻抗，
Figure 02_image168
為諧振電容等效阻抗。
⚫  MOSFET的切換損:
雖然MOSFET在LLC諧振轉換器是ZVS turn on，但是還是存在關閉損失，MOSFET在導通/截止時仍然需要對輸入電容(Input Capacitance, C gs )作充放電也導致了MOSFET的開關損。
MOSFET的開關損如方程式(55)所示。
Figure 02_image170
(55)
其中，
Figure 02_image172
為MOSFET閘源極兩端電壓。
接著計算MOSFET截止(turn off)損，MOSFET在關閉轉態期間的汲源極跨壓
Figure 02_image174
如方程式(56)所示。
Figure 02_image176
(56)
其中，
Figure 02_image178
為MOSFET導通時汲源極跨壓，
Figure 02_image180
為兩個
Figure 02_image182
從
Figure 02_image184
到0V的放電時間。
變壓器電感的磁化電流如方程式(57)所示。
Figure 02_image186
(57)
則MOSFET截止損如方程式(58)所示。
Figure 02_image188
(58)
根據上述的各個元件的功率損耗，總功率損失如方程式(59)所示。
Figure 02_image190
(59)
半橋LLC諧振轉換器之設計規格如表2所示。 表2.
輸入交流電壓範圍 V DC 350～410 V 輸入標稱電壓 V DC_nom 385 V
最大輸出功率
Figure 02_image059
 240 W 輸出電壓 V out 12 V
輸出電流範圍 I out 0～20 A 第一諧振頻率 f r 1 113 kHz
切換頻率最大值 f sw_max 240 kHz 輸出電壓漣波百分比 ≤ 5%
半橋LLC諧振轉換器的主要功率損耗中，變壓器二次側導通損、諧振槽導通損、輸出電容導通損與變壓器一次側導通損都與輸入電壓成反比，而MOSFET的關閉損與驅動損則是與輸入電壓成正比，但因關閉損與驅動損的比重太小，所以半橋LLC諧振轉換器的效率基本上和輸入電壓成正比。
請一併參照圖5a至圖5b，其中圖5a其繪示本發明之系統韌體程式流程圖，圖5b其繪示本發明之系統效率最佳化實測流程圖。
系統韌體程式流程圖如圖5a所示，程式一開始先宣告所設定的變數與條件，並利用指標和暫存器間接定址方式規劃所需之記憶體空間，然後定義運算規則，致能計時器(Timer)與A/D轉換模組，隨之程式將於所設定的時間內進行取樣及信號轉換動作，再由資料緩衝器(Buffer)內讀取轉換後結果，透過數值運算，最後將運算結果作為數位電阻的輸入命令，達成調節PFC輸出電壓之目的。
實測流程圖如圖5b所示，依據輸入市電電壓來選擇當前負載電流的最佳效率之PFC輸出電壓，再經由數位信號處理器來控制數位電阻使其輸出所需的電阻值來調整PFC電壓，以期將整體系統達到最佳化的效率。
根據所設計的電路規格，實際量測PFC與LLC諧振轉換器在不同輸入電壓與不同輸出電壓和電流的條件下的工作狀態與效率。實驗測試方法為利用數位可變電阻來調整功率因數修正器的輸出電壓，依據高輸入交流電壓(220 V ac )和低交流輸入電壓(110 V ac )，功率因數修正器輸出電壓從360V 到405V(每5V一個間隔)，與LLC串聯諧振轉換器輸出電流0A到20A(每1A一個間隔)之條件下，實際量測功率因數修正器以及LLC串聯諧振轉換器獨自的效率資料，再整合出整體系統在這些條件下的效率結果，利用這些資料選取出高交流輸入電壓(220 V ac ) 、低交流輸入電壓(110 V ac )下，對應每一步階輸出電流的最高效率所對應出的功率因數修正器的輸出電壓，並經由dsPIC數位信號處理器與MCP4561數位電阻IC完成整體系統效率優化之目的。
交流輸入電壓 V ac = 220V及負載範圍下之PFC效率數據如表3所示。 表3.
P in(W) V out(V) I out(A) P out(W) Efficiency at HL
14.096 385.39 0.0347 13.37 94.87%
27.363 385.42 0.0675 26.02 95.08%
39.317 385.45 0.0991 38.20 97.15%
51.642 385.48 0.1307 50.38 97.56%
64.114 385.49 0.1619 62.41 97.34%
76.739 385.48 0.1937 74.67 97.30%
89.325 385.51 0.2256 86.97 97.36%
101.87 385.53 0.2571 99.12 97.30%
114.78 385.56 0.2892 111.50 97.15%
128.42 385.68 0.3217 124.07 96.62%
140.92 385.72 0.3535 136.35 96.76%
153.75 385.75 0.3860 148.90 96.85%
166.56 385.74 0.4188 161.55 96.99%
179.34 385.73 0.4512 174.04 97.05%
192.31 385.75 0.4843 186.82 97.14%
205.18 385.76 0.5175 199.63 97.30%
218.25 385.78 0.5503 212.29 97.27%
231.48 385.79 0.5838 225.22 97.30%
244.63 385.82 0.6177 238.32 97.42%
257.91 385.79 0.6511 251.19 97.39%
交流輸入電壓 V ac = 110V及負載範圍下之PFC效率數據如表4所示。 表4.
P in(W) V out(V) I out(A) P out(W) Efficiency at LL
14.442 385.72 0.0346 13.35 92.41%
27.526 385.79 0.0676 26.08 94.74%
40.107 385.82 0.0990 38.20 95.24%
53.422 385.93 0.1309 50.52 94.56%
66.001 385.96 0.1620 62.53 94.73%
78.697 385.93 0.1937 74.75 94.99%
91.541 385.89 0.2256 87.06 95.10%
104.34 385.88 0.2572 99.25 95.12%
117.18 385.97 0.2891 111.58 95.22%
130.31 385.95 0.3214 124.04 95.19%
142.89 385.94 0.3532 136.31 95.40%
156.16 385.89 0.3857 148.84 95.31%
169.58 385.90 0.4185 161.50 95.23%
182.78 385.87 0.4509 173.99 95.19%
196.55 385.77 0.4841 186.75 95.01%
209.75 385.81 0.5173 199.58 95.15%
223.4 385.80 0.5502 212.27 95.02%
237.54 385.80 0.5838 225.23 94.82%
251.49 385.79 0.6175 238.23 94.73%
265.64 385.80 0.6510 251.16 94.55%
表3及表4之PFC效率曲線 ( V o_PFC = 385V)如圖6所示。
LLC諧振轉換器在交流輸入電壓 V ac = 220V之實際效率量測結果如表5所示。 表5.
P in(W) V out(V) I out(A) P out(W) Efficiency at HL
385.39 0.0347 11.965 1.012 90.55%
385.42 0.0675 11.965 2.002 92.07%
385.45 0.0991 11.965 3.007 94.19%
385.48 0.1307 11.965 4.014 95.32%
385.49 0.1619 11.964 5.002 95.89%
385.48 0.1937 11.964 6.007 96.25%
385.51 0.2256 11.963 7.010 96.42%
385.53 0.2571 11.963 8.002 96.57%
385.56 0.2892 11.962 9.007 96.62%
385.68 0.3217 11.961 10.012 96.52%
385.72 0.3535 11.960 11.000 96.49%
385.75 0.3860 11.960 12.005 96.42%
385.74 0.4188 11.959 13.010 96.31%
385.73 0.4512 11.958 14.000 96.19%
385.75 0.4843 11.957 15.005 96.04%
385.76 0.5175 11.956 16.010 95.89%
385.78 0.5503 11.955 17.000 95.73%
385.79 0.5838 11.954 18.005 95.56%
385.82 0.6177 11.953 19.010 95.34%
385.79 0.6511 11.952 20.000 95.16%
LLC諧振轉換器在交流輸入電壓 V ac = 110V之實際效率量測結果如表6所示。 表6
P in(W) V out(V) I out(A) P out(W) Efficiency at LL
385.72 0.0346 11.966 1.012 90.73%
385.79 0.0676 11.965 2.002 91.85%
385.82 0.0990 11.965 3.007 94.19%
385.93 0.1309 11.965 4.014 95.07%
385.96 0.1620 11.964 5.002 95.71%
385.93 0.1937 11.964 6.007 96.14%
385.89 0.2256 11.963 7.012 96.36%
385.88 0.2572 11.963 8.000 96.43%
385.97 0.2891 11.962 9.007 96.56%
385.95 0.3214 11.962 10.012 96.55%
385.94 0.3532 11.961 11.002 96.54%
385.89 0.3857 11.960 12.005 96.47%
385.90 0.4185 11.959 13.010 96.34%
385.87 0.4509 11.958 14.000 96.22%
385.77 0.4841 11.957 15.005 96.07%
385.81 0.5173 11.956 16.012 95.92%
385.80 0.5502 11.955 17.000 95.74%
385.80 0.5838 11.954 18.005 95.56%
385.79 0.6175 11.953 19.010 95.38%
385.80 0.6510 11.951 20.000 95.17%
表5及表6之實際效率量測曲線圖( V in = 385V)如圖7所示。
請一併參照圖8a至圖8f，其中圖8a其繪示在市電高電壓 (High line, HL/220 V ac )輸入，不同輸出電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A) 條件之PFC效率曲線，圖8b其繪示在市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入，不同輸出電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A) 條件之PFC效率曲線，圖8c其繪示在市電高電壓 (High line, HL/220 V ac )輸入，不同輸入電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A) 條件之 LLC諧振轉換器效率之量測曲線，圖8d其繪示在市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入，不同輸入電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A) 條件之 LLC諧振轉換器效率之量測曲線，圖8e其繪示兩級式電源系統(初始設計) 在市電高電壓 (High line, HL/220 V ac ) 和市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入之整機效率曲線，圖8f其繪示MCP4561數位電阻IC之一實施例操作範例示意圖，圖8g其繪示MCP4561數位電阻IC之另一實施例操作範例示意圖，圖8h其繪示市電高電壓 (High line, HL/220 V ac ) 輸入時整機效率(最佳化/未最佳化)之曲線比較圖，圖8i其繪示市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入時整機效率(最佳化/未最佳化)之曲線比較圖。
效率量測分析與最佳化係利用dsPIC33FJ16GS502數位信號處理器偵測整個系統的輸出負載電阻與整機的輸入電壓，經由MCP4561數位電阻IC來調整PFC的輸出電壓。
在此以兩範例說明如何使用MCP4561數位電阻IC調整輸出電壓，但不以此為限，如圖8f及圖8g所示，先由數位信號處理器輸出控制信號給數位電阻，先提供正確的位置控制信號(5C) h，接著輸入正確的裝置記憶體位置(0000)與寫入指令(00)，最後輸入期望阻值所對應的數值，例如當輸入信號為(0XBA) h代表是十進制的186，意指要求數位電阻輸出(186/256)×100k=72.65kΩ，而當輸入信號為(0XD2) h代表是十進制的210，意指要求數位電阻輸出 (210/256)×100k=82.03kΩ，再與PFC的輸出電壓回授電路的電阻並聯，因此PFC輸出電壓的分壓會與PFC內部回授參考電壓(2.5V)作比較，而讓PFC的輸出電壓分別穩壓在410V與365V，達到調整輸出電壓的目的，進而得到最佳化的系統效率結果。
最後整合兩級電路在不同的輸出(輸入)電壓和不同的負載操作點下之各級最好效率，可得最佳化整機效率之量測資料(HL)如表7所示。 表7.
PFC LLC 轉換器 整機效率
P in(W) V o-PFC(V) I o-PFC(A) V o-LLC(V) I o-LLC(A) f sw(kHz)
13.443 400.39 0.0322 11.959 1.008 225.00 89.67%
27.363 385.42 0.0675 11.965 2.002 138.34 87.54%
38.424 400.38 0.0940 11.959 3.005 158.00 93.53%
51.418 370.58 0.1348 11.960 4.012 108.12 93.32%
63.731 370.58 0.1673 11.960 5.000 106.78 93.83%
76.386 370.58 0.2004 11.960 6.005 105.67 94.02%
88.982 370.58 0.2338 11.960 7.012 104.67 94.24%
101.49 360.59 0.2743 11.962 8.002 94.65 94.32%
114.41 360.59 0.3089 11.962 9.007 93.89 94.17%
128.08 365.91 0.3392 11.961 10.012 97.52 93.50%
140.56 370.66 0.3676 11.958 11.000 101.03 93.58%
153.41 380.61 0.3912 11.957 12.005 110.72 93.57%
166.45 380.62 0.4245 11.957 13.010 109.76 93.45%
179.31 380.63 0.4574 11.956 14.000 108.47 93.35%
192.12 380.56 0.4911 11.958 15.005 107.55 93.39%
205.18 385.76 0.5175 11.956 16.010 112.81 93.29%
218.22 380.58 0.5584 11.956 17.000 105.48 93.14%
231.48 385.79 0.5838 11.954 18.005 110.66 92.98%
244.63 385.82 0.6177 11.953 19.010 109.53 92.89%
257.91 385.79 0.6511 11.952 20.000 108.26 92.68%
最佳化整機效率之量測資料(LL)如表8所示。 表8.
PFC LLC 整機效率
P in(W) V o-PFC(V) I o-PFC(A) P in(W) V o-PFC(V) I o-PFC(A)
13.652 370.71 0.0373 11.960 1.010 114.46 88.49%
27.051 405.38 0.0627 11.960 2.015 246.00 89.09%
39.754 370.73 0.1021 11.960 3.005 109.89 90.41%
53.164 365.96 0.1367 11.961 4.010 103.16 90.22%
65.515 365.97 0.1694 11.961 5.000 102.15 91.28%
78.115 365.96 0.2030 11.961 6.005 101.12 91.94%
90.989 370.76 0.2338 11.959 7.010 104.82 92.14%
103.67 370.74 0.2666 11.959 8.000 103.84 92.29%
116.63 370.73 0.3000 11.959 9.005 102.87 92.33%
129.62 376.02 0.3296 11.959 10.012 107.63 92.37%
142.79 376.01 0.3625 11.958 11.000 106.62 92.12%
156.16 385.89 0.3857 11.960 12.005 118.26 91.94%
169.32 376.00 0.4297 11.957 13.010 104.49 91.87%
182.73 370.75 0.4699 11.956 14.000 98.58 91.60%
196.23 376.02 0.4971 11.955 15.005 102.67 91.42%
209.75 385.81 0.5173 11.956 16.012 113.00 91.27%
223.4 385.80 0.5502 11.955 17.000 111.96 90.97%
237.54 385.80 0.5838 11.954 18.005 110.65 90.61%
251.49 385.79 0.6175 11.953 19.010 109.53 90.35%
265.64 385.80 0.6510 11.951 20.000 108.31 89.98%
市電高電壓 (High line, HL/220 V ac ) 輸入及市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入之整機效率(最佳化/未最佳化)之曲線比較圖，分別如圖8h及圖8i所示，其中 V bulk 為PFC在該負載操作點下之輸出電壓。
綜上所述，本發明實現功率因數修正器及LLC串聯諧振轉換器之效率優化，其係利用可變電阻來調整功率因數修正器的輸出電壓，依高交流輸入電壓(220V)與低交流輸入電壓(110V)，功率因數修正器輸出電壓從360V到405V(每5V一個間隔)與LLC串聯諧振轉換器輸出電流0A到20A (每1A一個間隔)之條件下，實際量測功率因數修正器以及LLC串聯諧振轉換器獨自的效率資料，再整合出整體系統在該條件下之效率結果，利用上述資料選取出高交流輸入電壓(220V)與低交流輸入電壓(110V)下，對應每一步階輸出電流的最高效率所對應出之功率因數修正器之輸出電壓，經由dsPIC數位信號處理器與MCP4561數位電阻IC完成整體系統效率優化之目的。
藉由前述所揭露的設計，本發明乃具有以下的優點：
1.本發明揭露一種兩級式電源供應器，能結合升壓式功率因數修正器用以改善電源側之功率因數、半橋LLC諧振轉換器用以提升交流轉直流之轉換效率、以及控制單元用以偵測整體之輸入電壓與輸出負載來調整升壓式功率因數修正器之輸出電壓，俾於優化整體轉換效率。
2.本發明揭露一種兩級式電源供應器，在高低壓市電輸入時，輕載時效率高於87%，半載時效率高於92%，滿載時效率高於90%，平均提升約0.5%以上，實現了提高整體系統效率之目的。
3.本發明揭露一種兩級式電源供應器，在輕載時可提升4%以上之效率，能有效減少待機時功率損耗。
本發明所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本發明之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本發明之專利權範疇。
綜上所陳，本發明無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請  貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。
100:升壓型功率因數修正器 101:第一轉換控制單元 102:數位可變電阻單元 200:LLC直流至直流轉換器 201:第二轉換控制單元 202:回授網路 300:控制單元 301:類比至數位轉換器 302:預設的對照表
圖1a繪示本發明之兩級式電源供應器之一實施例的方塊圖。 圖1 b繪示圖1a之兩級式電源供應器之控制單元之一實施例的方塊圖。 圖2a繪示臨界導通模式操作之升壓型PFC電路之架構示意圖。 圖2b繪示圖2a之電感電流波形示意圖。 圖3a繪示半橋式LLC串聯諧振轉換器電路架構示意圖。 圖3b繪示將圖3a之非線性轉換為線性雙埠模型架構示意圖。 圖3c為LLC諧振槽等效電路圖。 圖3d繪示LLC串聯諧振電路在不同Q值下之電壓增益與正規化頻率響應圖。 圖4繪示LLC諧振轉換器各元件功率損耗模型。 圖5a繪示本發明之系統韌體程式流程圖。 圖5b繪示本發明之系統效率最佳化實測流程圖。 圖6繪示表3及表4之PFC效率曲線。 圖7繪示表5及表6之LLC實際效率量測曲線圖。 圖8a繪示在市電高電壓 (High line, HL/220 V ac )輸入、不同輸出電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A)條件之PFC效率曲線。 圖8b繪示在市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入、不同輸出電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A) 條件之PFC效率曲線。 圖8c繪示在市電高電壓 (High line, HL/220 V ac )輸入、不同輸入電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A) 條件之LLC諧振轉換器效率之量測曲線。 圖8d繪示在市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入、不同輸入電壓(405V~360V)和負載電流(1A~20A) 條件之 LLC諧振轉換器效率之量測曲線。 圖8e繪示兩級式電源系統(初始設計) 在市電高電壓 (High line, HL/220Vac) 和市電低電壓 (Low line, LL/110Vac)輸入之整機效率曲線。 圖8f繪示MCP4561數位電阻IC之一實施例操作範例示意圖。 圖8g繪示MCP4561數位電阻IC之另一實施例操作範例示意圖。 圖8h繪示市電高電壓 (High line, HL/220 V ac )輸入時整機效率(最佳化/未最佳化)之曲線比較圖。 圖8i繪示市電低電壓 (Low line, LL/110 V ac )輸入時整機效率(最佳化/未最佳化)之曲線比較圖。
100:升壓型功率因數修正器
101:第一轉換控制單元
102:數位可變電阻單元
200:LLC直流至直流轉換器
201:第二轉換控制單元
202:回授網路
300:控制單元

Claims (6)

  1. 一種兩級式電源供應器，其具有: 一升壓型功率因數修正器，具有一第一輸入端以耦接一全波整流電壓及一第一輸出端以提供一第一輸出電壓，且其係藉由執行一第一PWM操作以依該全波整流電壓產生和該全波整流電壓同相位之一輸入電流及依一分壓電路之一可變分壓係數決定該第一輸出電壓的準位； 一LLC直流至直流轉換器，具有一第二輸入端以耦接該第一輸出電壓及一第二輸出端以提供一第二輸出電壓及一輸出電流，且其係藉由執行一第二PWM操作以依一回授網路之一預定分壓係數產生該第二輸出電壓；以及 一控制單元，用以依該輸出電流映射一預設的對照表以產生一電阻命令值，及依該電阻命令值驅動該分壓電路之一數位可變電阻單元以決定該可變分壓係數，從而定出能夠使該兩級式電源供應器的轉換效率最佳化之該第一輸出電壓之一對應準位。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之兩級式電源供應器，其中該預設的對照表紀錄有複數個該輸出電流和該電阻命令值的對應組合，且各所述對應組合中的該電阻命令值均係經由一轉換效率最佳化尋找程序決定，其中，該轉換效率最佳化尋找程序係在複數個所述電阻命令值中找出和一所述輸出電流搭配的一最佳電阻命令值以使該兩級式電源供應器的轉換效率最佳化。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之兩級式電源供應器，其中該全波整流電壓為一120Hz的半弦波電壓。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之兩級式電源供應器，其中該全波整流電壓係一市電經一橋式整流而得之電壓。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之兩級式電源供應器，其中該LLC直流至直流轉換器包括一半橋式串聯諧振電路。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之兩級式電源供應器，其中該控制單元包含一類比至數位轉換器以對該輸出電流進行一類比至數位轉換運算。
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