TWI414135B - 單級返馳式功率因數修正轉換器 - Google Patents

Description

單級返馳式功率因數修正轉換器

一種返馳式轉換器，尤指一種單級之功率因數修正轉換器。

隨著現代科技的進步與可攜式電子產品的蓬勃發展，切換式轉換器的效能及各項應用亦越來越受到重視。近年來，由於電力電子技術的大幅進步及奈米科技的發展，電子器材日益趨向輕薄短小化，省能源，及降低成本的方向發展，其內部的電源轉換器亦需朝向輕薄短小，省能，提高功率及降低製作成本的趨勢設計。

請參閱第一圖，習知使用於筆記型電腦或其他電子產品的輸出穩壓器(Adaptor)，均係採用不連續電流模式(DCM)功率因數修正轉換器3及返馳式直流/直流轉換器5兩級串接架構。此兩級架構係藉由二個不同的控制電路(不連續電流模式功率因數修正控制電路30及電流模式控制電路50)來調節輸出電壓以及修正輸入電流波形。一般而言，此二個不同控制電路係積體整合電路(IC)，且成本較高。因此，電源通過此架構複雜、體積較大、及高成本的兩級串接架構將有較高之電源轉換損耗。並由傳統BIFRED轉換器的應用可知，其常受到高耐壓直流匯流排電容的需求限制。例如，其功率因數修正操作在不連續電流模式(DCM)下，其直流匯流排電容耐壓需高達800V。

根據習知的單級功率因數修正電路，係透過單個控制電路，同時實現輸入電流波形的調整，電氣隔離，以及輸出電壓的調節以提高功因。然而，一般來說，單級功率因數修正電路 之功因低於兩級串接電路。並且為提高功率因數、降低低頻諧波量、調節輸出電壓、延長維持時間(Hold-up Time)及降低輸出電壓漣波，通常需要較大的輸出電容以延長維持時間(Hold-up Time)及消除兩倍市電頻率漣波。同時，單級功率因數修正電路之功率開關與直流匯流排電容須能承受高耐壓。

有鑑於此，本發明之目的是提供一種單級返馳式功率因數修正轉換器，以解決習知從兩級串接電路轉換設計成單級電路所面臨之問題以達成降低體積重量、省能源及降低成本之目的，例如，改善並提高單級電路功率因數，及降低對相關元件的高額定電壓量需求以供應單級電路所需。本發明提供的一種單級返馳式功率因數修正轉換器係藉由零電壓及零電流切換之電路並且使用低電壓應力元件來達到高功因以及高效率的特性。

本發明實施例是提供一種單級返馳式功率因數修正轉換器，包括一功率因數修正單元、一控制器、一柔性切換返馳式轉換器及一直流匯流排電容。其中，功率因數修正單元係降低輸入電流所產生的低頻諧波電流及調節輸出電壓係以利輸入電流與輸入電壓趨於同相；柔性切換返馳式轉換器，藉由功率因數修正單元共用柔性切換返馳式轉換器內部切換元件，係耦接於功率因數修正單元之輸出端以便接收處理功率因數修正單元輸出的直流電壓；控制器，係耦接於柔性切換返馳式轉換器，調節並控制柔性切換返馳式轉換器，以便藉柔性切換返馳式轉換器內部電感，電容，電晶體及二極體間的能量轉換而達成零電壓及零電流切 換之目的；直流匯流排電容，係串聯於功率因數修正單元之輸出端及並聯於柔性切換返馳式轉換器作為一儲能電容，可減少輸出電壓漣波以及增加維持時間。

藉此，本發明，單級返馳式功率因數修正轉換器透過控制主開關及輔助開關的截止及導通，所產生的諧振及耦合迴路，及其迴路電流由其相關的電容及電感傳輸能量以達成柔性切換並提高電路能量的轉換效率。同時，透過本發明的設計，單級返馳式功率因數修正轉換器可使用低電壓應力元件來達到高功因、高效率、延長維持時間(Hold-up Time)、降低輸出電壓漣波的特性。

為使能更進一步了解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關於本發明之詳細說明與附圖，然而所附圖式僅供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。

本發明是一種單級返馳式功率因數修正轉換器，其係藉電力電子設計及控制開關電晶體閘源電壓波形及時序使輸入電流與輸入電壓趨於同相，並進一步改善切換能量損失及最重要的是降低對相關元件高額定電壓量的需求及限制。

請參閱第二圖，第二圖為本發明一種單級返馳式功率因數修正轉換器1之一實施例之電路示意圖，單級返馳式功率因數修正轉換器1包含：一功率因數修正單元10，一控制器14，一柔性切換返馳式轉換器12及一直流匯流排電容 C_b 。其中，柔性切換返馳式轉換器12又包括一變壓器T_r ，一二次側整流二極體D_s ，一輸出電容C_o ，一主開關Q_m ，一漏電感L_lk ，一輔助開關Q_a ，一箝位電容C_c 。功率因數修正單元10又進一步包括：一電荷泵電容C_r ，一箝位二極體D_c 及一功率因數修正電感L_p 。

功率因數修正單元10用來降低所產生的一低頻諧波電流及調整輸入電流波形以使輸入電壓V_in 及其輸入電流I_in 趨於同相；柔性切換返馳式轉換器12，藉由功率因數修正單元10共用柔性切換返馳式轉換器12內部切換元件，係耦接於功率因數修正單元之輸出端，以便接收處理功率因數修正單元10輸出的直流電壓；控制器14，係耦接於柔性切換返馳式轉換器12，用來調節並控制柔性切換返馳式轉換器12的主開關Q_m 及輔助開關Q_a 的閘源電壓波形及時序，根據主開關Q_m 及輔助開關Q_a 的閘源電壓控制其截斷及導通，以便藉柔性切換返馳式轉換器12內部電感，電容，電晶體及二極體間的電路諧振及內部相關元件的能量轉移來減少切換損耗並提高功因；直流匯流排電容C_b ，係串聯於功率因數修正單元10之輸出端及並聯於柔性切換返馳式轉換器12作為一儲能電容，可減少輸出電壓漣波以及增加維持時間。除此之外，直流匯流排電容C_b 係為功率因數修正單元10之一輸出濾波電容亦為柔性切換返馳式轉換器12之一輸入電壓源。

柔性切換返馳式轉換器中12的主開關Q_m ，係可為一電晶體，具有寄生電容C_oss 及主開關本體二極體D_bm ，主開關的汲極耦接於變壓器T_r 之初級側繞組N_p ，且主開關的源極耦接直流 匯流排電容C_b 之負極，藉由控制器14調節主開關閘源電壓V_gs(Qm) 之波形及時序控制主開關Q_m 的導通與截止。而其漏電感L_lk 之一端耦接變壓器T_r 之初級側繞組N_p ，另一端耦接直流匯流排電容C_b 之正極，其產生之一漏感電流I_lk 流經該初級側繞組N_p ，變壓器T_r 二次側即耦合感應產生一二次側電流I_sec ；柔性切換返馳式轉換器12中的變壓器T_r ，具有初級側繞組N_p 及次級側繞組N_s ，且變壓器T_r 之二次側則串連二次側整流二極體D_s 及輸出電容C_o ，藉由耦合電感將能量傳輸至該變壓器T_r 二次側給輸出負載並儲能於該輸出電容C_o 。

並且，柔性切換返馳式轉換器12中的激磁電感L_m ，係串聯於初級側繞組N_p ，其導通電流迴路所產生的漏感電流I_lk 流經該初級側繞組N_p ，即產生一激磁電流I_Lm ，該變壓器T_r 二次側即產生二次側電流I_sec ；其輔助開關Q_a ，係為一電晶體，具有輔助開關本體二極體D_ba ，輔助開關的汲極耦接直流匯流排電容C_b 之正極及漏電感L_lk ，藉由控制器14調節輔助開關閘源電壓V_gs(Qa) 之波形及時序以此控制輔助開關Q_a 的導通與截止。最後，箝位電容C_c ，其一端耦接輔助開關的源極，另一端耦接激磁電感L_m 及變壓器T_r 之一次側。

當輔助開關Q_a 截止時，並且輔助開關本體二極體D_ba 導通時，漏感電流I_lk 對箝位電容C_c 充電，且激磁電流I_Lm 流入初級側繞組N_p 使得變壓器T_r 之二次側產生二次側電流I_sec 並對輸出電容C_o 儲能或可對至少一組以上的負載裝置組18提供能量。

本發明將整流器16置於功率因數修正單元10之輸入端，此整流器16是用來轉換輸入電壓V_in 及輸入電流I_in 為脈動直 流電流以供利用。整流器可為一全橋整流器B_R 。功率因數修正電感L_p 耦接整流器16且產生功率因數修正電感電流I_p ，其另一端耦接串聯電荷泵電容C_r 及箝位二極體D_c ；箝位二極體D_c ，係耦接於電荷泵電容C_r 及輔助開關Q_a 之間，並串聯直流匯流排電容C_b ，係用於防止直流匯流排電容C_b 能量反灌回電荷泵電容C_r ，以作為保護並限制電路電壓；電荷泵電容C_r 係耦接於箝位電容C_c 及輔助開關Q_a 之間，其係用於儲存能量並藉由電荷泵電容電荷量及電荷泵電容電壓變化來調整輸入電流形狀。

再請參閱第三圖，第三圖為本發明一種單級返馳式功率因數修正轉換器1之一實施例之工作時序波形圖。由第三圖可看出其具有6個(a~f)不同工作時序狀態。本實施例之不同工作時序狀態之動作將詳述如下。

請配合參閱第四A圖，狀態為a時(t0-t1)之電路動作，在t0時，控制器14控制主開關閘源電壓V_gs(Qm) 及輔助開關閘源電壓V_gs(Qa) 之波形及時序使其主開關Q_m 導通及輔助開關Q_a 截止。電荷泵電容C_r ，箝位電容C_c 及功率因數修正電感L_p 諧振；電荷泵電容電壓V_r 增大，電荷泵電容C_r 充電；箝位電容電壓V_c 降低，箝位電容C_c 放電。直流匯流排電容C_b 成為柔性切換返馳式轉換器之輸入電壓源並對激磁電感L_m 及漏電感L_lk 放電，其激磁電流I_Lm 及漏感電流I_lk 增大。變壓器T_r 二次側電壓讓二次側整流二極體D_s 逆偏截止。

請配合參閱第四B1圖，狀態為b時(t1-t2)之電路動作，在t1時，控制器14控制主開關閘源電壓V_gs(Qm) 使其主開關Q_m 截止。電荷泵電容C_r 及箝位電容C_c 的能量被傳送至直 流匯流排電容C_b ；激磁電流I_Lm 則對主開關Q_m 的寄生電容C_oss 充電。此時，變壓器T_r 二次側電壓仍不足以讓二次側整流二極體D_s 順偏導通。

請配合參閱第四B2圖，當主開關汲源電壓V_ds(Qm) 到達直流匯流排電容電壓V_b 與箝位電容電壓V_c 的總和(V_b +V_c )時，輔助開關本體二極體D_ba 開始導通。箝位電容C_c 由漏感電流I_lk 充電，主開關Q_m 的跨壓即為主開關汲源電壓V_ds(Qm) 將被箝制。激磁電流I_Lm 流入初級側繞組N_p ，此時，變壓器T_r 二次側電壓足以讓二次側整流二極體D_s 順偏導通並產生二次側電流I_sec 。

請配合參閱第四C圖，狀態為c時(t2-t3)之電路動作，此切換狀態中，在t2時，輔助開關Q_a 導通使得漏感電流I_lk 得以反向。為了要達到零電壓切換，控制器14控制輔助開關閘源電壓V_gs(Qa) 使其輔助開關Q_a 必須在漏感電流I_lk 反向之前導通。電荷泵電容C_r 的電壓為零，因此，在這時段並不對直流匯流排電容儲能。漏感電流I_lk 流經初級側繞組N_p 並對箝位電容C_c 充電。當漏感電流I_lk 持續降低時，能量由變壓器及耦合電感將能量傳輸至該變壓器二次側，變壓器T_r 二次側整流二極體D_s 順偏導通並產生之二次側電流I_sec 持續增大。

請配合參閱第四D圖，狀態為d時(t3-t4)之電路動作，在t3時，控制器I4控制輔助開關閘源電壓V_gs(Qa) 使其輔助開關Q_a 截止，此切換狀態中，漏電感L_lk 及主開關Q_m 的寄生電容C_oss 諧振，且寄生電容C_oss 持續放電，其主開關汲源電壓V_ds(Qm) 持續降低，直到t4時，主開關Q_m 的跨壓即其主開關汲源電壓V_ds(Qm) 已降到零。當漏感電流I_lk 持續增大時，變壓器T_r 二次側整流二極體D_s 順偏導通並產生之二次側電流I_sec 持續 降低。

請配合參閱第四E圖，狀態為e時(t4-t5)之電路動作，輔助開關Q_a 及主開關Q_m 仍為截止，在t4時，其主開關本體二極體D_bm 開始導通，使得主開關Q_m 可在t5時達到零電壓導通。當漏感電流I_lk 持續增大時，變壓器T_r 二次側整流二極體D_s 順偏導通並產生之二次側電流I_sec 持續降低。再請配合參閱第五圖，其為本發明的主開關閘源電壓V_gs(Qm) 及主開關汲源電壓V_ds(Qm) 的實測波形，可觀察出具有零電壓切換導通(ZVS Turn-on)。在此切換狀態中，二次側電流I_sec 的下降斜率為式(1)： n為變壓器匝數比，即初級側繞組N_p 比次級側繞組N_s 。為了要讓主開關Q_m 零電壓切換，輔助開關Q_a 截止之後與主開關Q_m 導通之前的死域時間T_d 可由式(2)決定： 死域時間T_d 是由寄生電容C_oss 及漏電感L_lk 乘積開平方根決定。除了式(2)的時間條件，漏電感L_lk 的能量也需要足夠讓寄生電容C_oss 完全放電使主開關汲源電壓V_ds(Qm) 降到零以達成零電壓切換。為了要讓主開關Q_m 達到零電壓切換，式(3)也必須成立： 其中V_o 為輸出電壓，激磁電流峰值I_Lm,pk 可以式(4)來表示，及二次側整流二極體電流可由式(5)來表示： 其中P₁ 為單級轉換器負載功率，δ為責任週期。

請配合參閱第四F圖，狀態為f時(t5-t6)之電路動作，在t5時，控制器14控制主開關閘源電壓V_gs(Qm) 使其主開關Q_m 導通。電荷泵電容C_r ，箝位電容C_c 及功率因數修正電感L_p 諧振；電荷泵電容電壓V_r 增大；在此切換模式，當漏感電流I_lk 上升時，二次側電流I_sec 持續下降。二次側電流I_sec 在t6時到達零，而二次側整流二極體D_s 截止。此時完成一個工作週期，電路將重回到狀態a。

本發明一種單級返馳式功率因數修正轉換器1為了有效降低主開關Q_m 的電壓突波，漏電感L_lk 和箝位電容C_c 的諧振頻率必須足夠小。箝位電容C_c 的計算方程式如下式(6)。箝位電容耐壓值V_Cc,max 計算方程式如式(7)所示：

V_Cc,max =nV_o (7)δ_min 為主開關Q_m 的最小責任週期。整流後的平均輸入電流值| I_in |_,av 為式(8)所示：|I_in |_,av =f_s △Q=f_s C_r △V_cr =f_s C_r |Vin| (8)△Q為電荷泵電容電荷量和△V_cr 為電荷泵電容電壓變化。從式(8)可知，平均輸入電流| I_in |_,av 將追隨輸入電壓V_in 形狀，使其具相近相位，因此可具有高功因特性。

再請參閱第六A及六B圖，其為本發明一實施例的實際測量波形圖。由第六A圖所示，當輸入電壓90V時，其輸入電壓V_in 波形與輸入電流I_in 波形具有近似弦波波形，因此其趨於同相；根據第六B圖所示，當輸入電壓270V時，其輸入電壓V_in 波形與輸入電流I_in 波形具有近似弦波波形，因此其趨於同相；綜上所得結果，請再參閱 第七圖，第七圖為本發明根據廣域範圍輸入電壓V_in 為90V~270V所實際量測所得的功率因數示意圖。其功率因數皆滿足能源之星(ENERGY STAR)第二版規範高效率與高功因的要求。第八圖係本發明一實施例一單級返馳式功率因數修正轉換器之電流諧波及IEC 61000-3-4 ClassD電流諧波規範之對比直條圖。由圖可知，輸入電壓90V及265V所量測所得的電流諧波小於並滿足IEC電流諧波規範。

本發明一種單級返馳式功率因數修正轉換器1依據輸出入功率間的平衡關係，電荷泵電容C_r 可由式(9)來決定： 其中η為單級轉換器的轉換效率。將功率因數修正電感L_p 和電荷泵電容C_r 的諧振頻率設計為切換頻率f_s ，功率因數修正電感L_p 可如式(10)來決定：

本發明一種單級返馳式功率因數修正轉換器1，其直流匯流排電容耐壓V_b,max 只須為輸入電壓峰值V_in,max 。因此，單級功率因數修正電路之功率開關與直流匯流排電容C_b 僅需要較低電壓應力元件。例如，在270V輸入電壓之下，直流匯流排電容C_b 及功率開關上所承受的電壓分別為380V和530V，因此可使用450V的直流匯流排電容C_b 以及600V的功率開關即可。並且，主開關耐壓V_Qm,max ，電荷泵電容耐壓V_Cr,max ，二次側整流二極體耐壓V_Ds,max ，及直流匯流排電容耐壓V_b,max 都可用輸入電壓峰值V_in,max 來決定，其關係方程式如式(11)到式(14)所示：

由上述關係方程式可知，主開關耐壓V_Qm,max ，電荷泵電容耐壓V_Cr,max ，二次側整流二極體耐壓V_Ds,max ，及直流匯流排電容耐壓V_b,max 僅需要較低電壓應力元件。直流匯流排電容C_b 以及輸出電容C_o 可用式(15)和式(16)來決定： 其中，△V_b,r 和△V_o,r 分別為直流匯流排電容以及輸出電容上的電壓漣波量，f₁ 為市電頻率漣波量。

綜上所述，本發明提供的單級返馳式功率因數修正轉換器1能藉由主開關Q_m 及輔助開關Q_a 的導通與截止及其主開關本體二極體D_bm 及輔助開關本體二極體D_ba 的導通來達到柔性切換以降低損耗，並且，電荷泵電容C_r 調節平均輸入電流| I_in |_,av 使其與輸入電壓V_in 弦波波形同相，以達到高功因的特性。本發明的功率開關與直流匯流排電容C_b 及相關元件可使用低電壓應力元件來達到高功因、高效率、延長維持時間(Hold-up Time)、降低輸出電壓漣波的特性。因此，本發明符合現今產業及科技趨勢，即實現輕薄短小化，節能減碳，及降低成本來提高產業競爭力。

惟，綜上所述，僅為本發明的具體實施例之詳細說明及圖式，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以申請範圍為準，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾，皆屬本發明之涵蓋內容。

1‧‧‧單級返馳式功率因數修正轉換器

10‧‧‧功率因數修正單元

L_p ‧‧‧功率因數修正電感

I_p ‧‧‧功率因數修正電感電流

C_r ‧‧‧電荷泵電容

V_r ‧‧‧電荷泵電容電壓

△Q‧‧‧電荷泵電容電荷量

△V_c ‧‧‧電荷泵電容電壓變化

D_c ‧‧‧箝位二極體

12‧‧‧柔性切換返馳式轉換器

Q_m ‧‧‧主開關

Q_a ‧‧‧輔助開關

D_ba ‧‧‧輔助開關本體二極體

D_bm ‧‧‧主開關本體二極體

V_gs(Qm) ‧‧‧主開關閘源電壓

V_gs(Qa) ‧‧‧輔助開關閘源電壓

V_ds(Qm) ‧‧‧主開關汲源電壓

C_oss ‧‧‧寄生電容

C_c ‧‧‧箝位電容

V_c ‧‧‧箝位電容電壓

T_r ‧‧‧變壓器

N_p ‧‧‧初級側繞組

N_s ‧‧‧次級側繞組

D_s ‧‧‧二次側整流二極體

C_o ‧‧‧輸出電容

L_lk ‧‧‧漏電感

L_m ‧‧‧激磁電感

I_lk ‧‧‧漏感電流

I_sec ‧‧‧二次側電流

I_Lm ‧‧‧激磁電流

n‧‧‧變壓器匝數比

14‧‧‧控制器

T_d ‧‧‧死域時間

16‧‧‧整流器

I_in ‧‧‧輸入電流

| I_in |_,av ‧‧‧平均輸入電流

V_in ‧‧‧輸入電壓

B_R ‧‧‧全橋整流器

C_b ‧‧‧直流匯流排電容

V_b ‧‧‧直流匯流排電容電壓

V_o ‧‧‧輸出電壓

f_s ‧‧‧切換頻率

18‧‧‧負載裝置組

3‧‧‧不連續電流模式功率因數修正轉換器

30‧‧‧不連續電流模式功率因數修正控制電路

5‧‧‧返馳式直流/直流轉換器

50‧‧‧電流模式控制電路

第一圖：係習知不連續電流返馳式功率因數修正轉換器兩級串接架構之電路示意圖。

第二圖：係本發明之一實施例單級返馳式功率因數修正轉換器之電路示意圖。

第三圖：係本發明之一實施例單級返馳式功率因數修正轉換器之工作時序波形圖。

第四A圖：係本發明之一實施例對應第三圖工作時序波形中，狀態為a時之電路動作示意圖。

第四B1圖：係本發明之一實施例對應第三圖工作時序波形中，狀態為b時之電路動作示意圖。

第四B2圖：係本發明之一實施例對應第三圖工作時序波形中，狀態為b時之電路動作示意圖。

第四C圖：係本發明之一實施例對應第三圖工作時序波形中，狀態為c時之電路動作示意圖。

第四D圖：係本發明之一實施例對應第三圖工作時序波形中，狀態為d時之電路動作示意圖。

第四E圖：係本發明之一實施例對應第三圖工作時序波形中，狀態為e時之電路動作示意圖。

第四F圖：係本發明之一實施例對應第三圖工作時序波形中，狀態為f時之電路動作示意圖。

第五圖：係本發明之一實施例單級返馳式功率因數修正轉換器之零電壓切換波形圖。

第六A圖：係本發明之一實施例單級返馳式功率因數修正轉換器之輸入電壓90V及輸入電流波形圖。

第六B圖：係本發明之一實施例單級返馳式功率因數修正轉換器之輸入電壓270V及輸入電流波形圖

第七圖：係本發明之一實施例單級返馳式功率因數修正轉換器之功率因數示意圖。

第八圖：係本發明之一實施例單級返馳式功率因數修正轉換器之電流諧波及IEC 61000-3-4 ClassD電流諧波規範之對比直條圖。

1‧‧‧單級返馳式功率因數修正轉換器

10‧‧‧功率因數修正單元

L_p ‧‧‧功率因數修正電感

I_p ‧‧‧功率因數修正電感電流

Cr‧‧‧電荷泵電容

V_r ‧‧‧電荷泵電容電壓

D_c ‧‧‧箝位二極體

12‧‧‧柔性切換返馳式轉換器

Q_m ‧‧‧主開關

Q_a ‧‧‧輔助開關

D_ba ‧‧‧輔助開關本體二極體

D_bm ‧‧‧主開關本體二極體

C_oss ‧‧‧寄生電容

C_c ‧‧‧箝位電容

V_c ‧‧‧箝位電容電壓

T_r ‧‧‧變壓器

N_p ‧‧‧初級側繞組

N_s ‧‧‧次級側繞組

D_s ‧‧‧二次側整流二極體

C_o ‧‧‧輸出電容

L_lk ‧‧‧漏電感

L_m ‧‧‧激磁電感

I_lk ‧‧‧漏感電流

I_sec ‧‧‧二次側電流

I_Lm ‧‧‧激磁電流

14‧‧‧控制器

16‧‧‧整流器

I_in ‧‧‧輸入電流

V_in ‧‧‧輸入電壓

B_R ‧‧‧全橋整流器

C_b ‧‧‧直流匯流排電容

V_b ‧‧‧直流匯流排電容電壓

V_o ‧‧‧輸出電壓

18‧‧‧負載裝置組

Claims (14)

1. 一種單級返馳式功率因數修正轉換器，包含：一功率因數修正單元，係降低一輸入電流所產生的低頻諧波電流；一柔性切換返馳式轉換器，藉由該功率因數修正單元共用該柔性切換返馳式轉換器內部切換元件，而達成耦接於該功率因數修正單元之輸出端，並接收處理該功率因數修正單元輸出的一直流電壓，其中該柔性切換返馳式轉換器包括：一變壓器，具有一初級側繞組及一次級側繞組；一漏電感，其一端耦接該初級側繞組，另一端耦接該功率因數修正單元，其產生之一漏感電流流經該初級側繞組，該變壓器二次側即耦合感應產生一二次側電流；及一激磁電感，係串聯於該初級側繞組，該漏感電流流經該初級側繞組，即產生一激磁電流，該變壓器二次側即耦合感應產生該二次側電流；一控制器，係耦接於該柔性切換返馳式轉換器，調節並控制該柔性切換返馳式轉換器，以便藉該柔性切換返馳式轉換器內部元件間的能量轉換而達成零電壓及零電流切換之目的；及一直流匯流排電容，係串聯於該功率因數修正單元之輸出端及並聯於該柔性切換返馳式轉換器作為一儲能電容，並減少輸出電壓漣波以及增加維持時間；藉此達成具有高功因之單級轉換器。
2. 如申請專利範圍第1項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該功率因數修正單元之輸入端係耦接於一整流器，該輸入電流經由該整流器轉換而成一脈動直流電流。
3. 如申請專利範圍第2項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該柔性切換返馳式轉換器又進一步包括：一主開關，耦接於該變壓器之該初級側繞組，該主開關耦接該直流匯流排電容之負極，藉由該控制器控制該主開關導通與截止；一輔助開關，耦接該直流匯流排電容之正極及該漏電感，藉由該控制器控制該輔助開關導通與截止；及一箝位電容，一端耦接該輔助開關，另一端耦接該激磁電感及該變壓器之一次側；其中，該變壓器之二次側則連接設有一二次側整流二極體及一輸出電容，藉由耦合電感將能量傳輸至該變壓器二次側並儲能於該輸出電容，該漏電感的另一端耦接該直流匯流排電容之正極。
4. 如申請專利範圍第3項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該功率因數修正單元又進一步包括：一電荷泵電容，係耦接於該箝位電容及該輔助開關，其係用於儲存能量並調節平均輸入電流；一箝位二極體，係耦接於該電荷泵電容及該輔助開關之間，並並聯該直流匯流排電容，係用於防止該直流匯流排電容之能量反灌回該電荷泵電容，以作為保護並限制電路電壓；及 一功率因數修正電感，其一端耦接串聯該電荷泵電容及該箝位二極體，另一端耦接該整流器，並產生一功率因數修正電感電流。
5. 如申請專利範圍第4項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該控制器耦接於該主開關及該輔助開關，且控制調節該主開關及該輔助開關的控制波形及時序。
6. 如申請專利範圍第5項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該整流器係為一全橋整流器。
7. 如申請專利範圍第5項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該輸出電容係耦接串聯一至少一負載裝置組。
8. 如申請專利範圍第5項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該直流匯流排電容係為該功率因數修正單元之一輸出濾波電容。
9. 如申請專利範圍第5項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該直流匯流排電容係為該柔性切換返馳式轉換器之一輸入電壓源。
10. 如申請專利範圍第4項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，該主開關，係為一電晶體，具有一寄生電容及一主開關本體二極體，該電晶體的汲極耦接於該變壓器之該初級側繞組，該電晶體的源極耦接該直流匯流排電容之負極，藉由該控制器控制該電晶體導通與截止。
11. 如申請專利範圍第10項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，該輔助開關，係為一電晶體，具有一輔助開 關本體二極體，該電晶體的汲極耦接該直流匯流排電容之正極及該漏電感，藉由該控制器控制該電晶體導通與截止。
12. 如申請專利範圍第11項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該控制器耦接於該主開關及該輔助開關，且控制調節主開關閘源電壓及輔助開關閘源電壓之波形及時序。
13. 如申請專利範圍第12項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，該控制器控制該主開關及該輔助開關截止，並且該輔助開關本體二極體導通時，該漏感電流對該箝位電容充電，且該激磁電流流入該初級側繞組，該變壓器之二次側亦產生該二次側電流並對該輸出電容儲能。
14. 如申請專利範圍第13項所述之單級返馳式功率因數修正轉換器，其中該輔助開關截止之後及該主開關導通之前的時間段，一死域時間是由該寄生電容及該漏電感乘積開平方根決定。