CN110620515A - 一种副边llc谐振电源变换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种副边LLC谐振电源变换电路，输入电压经过原边全桥逆变电路形成方波，方波电压经过变压器升压到副边，升压后的方波电压经过谐振腔之后经过副边整流电路，整流之后的电压加在滤波电容以及负载电阻上，负载两端的电压为Vout。本发明在升压应用中，副边电流小，谐振腔位于变压器副边能够降低电感和电容的电流应力，易于选型设计。谐振电感Ls和并联电感Lp的设计难度也会大大降低。谐振腔位于变压器副边能够使谐振电容、谐振电感、励磁电感的取值更容易实现，容错率更高。

Description

一种副边LLC谐振电源变换电路
技术领域
本发明涉及开关电源领域，尤其是一种谐振电源变换电路。
背景技术
LLC谐振电源变换电路可以实现全负载范围内原边MOS管的ZVS和副边二极管的ZCS，LLC谐振电源变换电路具有较高的变换效率，然而传统的LLC谐振电源变换电路的谐振腔位于变压器原边，且多应用于降压变换领域，谐振腔位于变压器原边的LLC谐振电源变换器因为功率损耗以及硬件的实现难度高并不适合升压变换。
LLC谐振电源变换电路应用在升压情况时，谐振元件参数难以设计，谐振腔元件电流应力过大。
常见的升压DC-DC变换器有以下几种，Boost升压变换器、单端正激式、单端反激式、推挽式(变压器中心抽头)式、全桥隔离式。传统的Boost升压变换器能够实现的升压比有限且是硬开关电路，EMI大损耗大，而且不能做到输入电压与输出电压的隔离。单端正激式在工作时候存在磁饱和的问题，需要提供多余的泄放渠道，否则会造成开关管的击穿损耗。单端正激式存在漏感造成的开关管击穿的风险。单端正激式以及单端反激式变换器都是硬开关变换器，对变压器的设计都存在一定的难度和挑战，同样存在硬开关高损耗的问题。推挽式(变压器中心抽头)式变换器的变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高(至少是电源电压的两倍)。全桥隔离式使用的开关管数量多，且要求参数一致性好，驱动电路复杂，实现同步比较困难。这种电路结构通常使用在1KW以上超大功率开关电源电路中。副边LLC谐振电源变换电路除了能够实现输入电压和输出电压的隔离之外，还能够实现全负载范围内的软开关变换，大大减小了损耗，大大的提高了变换器的效率。因为是软开关变换，因此其损耗大大的减小。由于副边LLC谐振电源变换电路工作时候占空比接近50％以及变压器双向励磁，该变换器对变压器的设计与制作压力较小，易于实现。副边LLC电源变换电路适用于高升压比大功率输出场合，因此在UPS和光伏发电系统中有非常好的应用前景。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明提供一种副边LLC谐振电源变换电路，适用于升压变换，尤其是高升压比的情况。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种副边LLC谐振电源变换电路，包括原边全桥逆变电路、变压器T、谐振腔和副边整流电路；副边LLC谐振电源变换电路的原边即是输入电压Vin所在的一侧，副边LLC谐振电源变换电路的副边即是输出电压Vout所在的一侧，变压器跨接原边与副边，变压器有两个端子在输入电压侧，变压器有两个端子在输出电压侧；输入电压Vin经过由MOSFET组成的原边全桥逆变电路形成大小为正负Vin的方波，正负方波电压经过变压器升压到副边，升压后的方波电压经过谐振电感Ls、励磁电感Lp以及谐振电容Cr组成的位于副边的谐振腔，之后经过副边整流电路，整流之后的电压加在滤波电容以及负载电阻上，负载两端的电压为Vout。
所述原边全桥逆变电路全部由MOSFET组成，包括4个MOS管Q1、Q2、Q3和Q4，四个MOS管与输入电压源连接，Q1和Q2的漏极(D)与输入电源的正母线连接，Q3和Q4的源极(S)与输入电源的负母线连接，Q1的源极(S)与Q3的漏极(D)连接，Q2的源极(S)与Q4的漏极(D)连接。Q1和Q2的源极(S)分别连接变压器T的原边两个端子(即与MOS管相连的两个左侧端子)，Q1的源极(S)和Q2的源极(S)分别连接变压器T原边的两端。
所述谐振腔包括谐振电容Cr、谐振电感Ls和并联电感Lp，变压器T副边的两个端子(变压器两个右侧端子)的一端连接谐振电容Cr的一侧，谐振电容Cr的另一侧连接谐振电感Ls的一侧，谐振电感Ls的另一侧与励磁电感Lp的一侧连接，励磁电感Lp的另一侧与变压器T副边的的另一端连接。
所述副边整流电路包括四个二极管D1、D2、D3和D4，D1的阴极与D2的阴极连接，D3和D4的阳极连接，D1的阳极与励磁电感Lp的一端连接，D2的阳极与励磁电感Lp的另一端连接，D1的阴极连接输出滤波电容Cout的正端，D3的阳极连接输出滤波电容Cout的负端，输出滤波电容Cout的正端接负载R的一端，输出滤波电容Cout的负端接负载R的另一端。
本发明提出的有益效果在于在升压应用中，副边电流小，谐振腔位于变压器副边能够降低电感和电容的电流应力，易于选型设计。谐振电感Ls和并联电感Lp的设计难度也会大大降低。谐振腔位于变压器副边能够使谐振电容、谐振电感、励磁电感的取值更容易实现，容错率更高。
附图说明
图1为本发明的副边LLC谐振电源变换电路的原理示意图。
图2为本发明的副边LLC谐振电源变换电路的FHA等效电路。
图3为本发明的副边LLC谐振电源变换电路的增益曲线。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，具体结合技术要点和优点对副边LLC谐振电源变换电路进行详细的描述。
本发明提出一种副边LLC谐振变换电路，既能够同传统原边谐振的LLC变换器一样实现软开关，高效率，同时还能够解决原边谐振LLC在高升压比应用条件下的问题。
一种副边LLC谐振电源变换电路，包括原边全桥逆变电路、变压器T、谐振腔和副边整流电路；副边LLC谐振电源变换电路的原边即是输入电压Vin所在的一侧，副边LLC谐振电源变换电路的副边即是输出电压Vout所在的一侧，变压器跨接原边与副边，变压器有两个端子在输入电压侧，变压器有两个端子在输出电压侧；输入电压Vin经过由MOSFET组成的原边全桥逆变电路形成大小为正负Vin的方波，正负方波电压经过变压器升压到副边，升压后的方波电压经过谐振电感Ls、励磁电感Lp以及谐振电容Cr组成的位于副边的谐振腔，之后经过副边整流电路，整流之后的电压加在滤波电容以及负载电阻上，负载两端的电压为Vout。
所述原边全桥逆变电路全部由MOSFET组成，包括4个MOS管Q1、Q2、Q3和Q4，四个MOS管与输入电压源连接，Q1和Q2的漏极(D)与输入电源的正母线连接，Q3和Q4的源极(S)与输入电源的负母线连接，Q1的源极(S)与Q3的漏极(D)连接，Q2的源极(S)与Q4的漏极(D)连接。Q1和Q2的源极(S)分别连接变压器T的原边两个端子(即与MOS管相连的两个左侧端子)，Q1的源极(S)和Q2的源极(S)分别连接变压器T原边的两端。
所述谐振腔包括谐振电容Cr、谐振电感Ls和并联电感Lp，变压器T副边的两个端子(变压器两个右侧端子)的一端连接谐振电容Cr的一侧，谐振电容Cr的另一侧连接谐振电感Ls的一侧，谐振电感Ls的另一侧与励磁电感Lp的一侧连接，励磁电感Lp的另一侧与变压器T副边的的另一端连接。
所述副边整流电路包括四个二极管D1、D2、D3和D4，D1的阴极与D2的阴极连接，D3和D4的阳极连接，D1的阳极与励磁电感Lp的一端连接，D2的阳极与励磁电感Lp的另一端连接，D1的阴极连接输出滤波电容Cout的正端，D3的阳极连接输出滤波电容Cout的负端，输出滤波电容Cout的正端接负载R的一端，输出滤波电容Cout的负端接负载R的另一端。
如图1所示，所述的变压器原边的逆变电路采用全桥电路，包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4。所述的变压器副边电路包含串联连接的谐振电容Cr以及谐振电感Ls，以及并联在整流桥输入端的并联电感Lp。整流桥包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4，输出接滤波电容和负载。前半个周期原边电流路径为：MOS管Q2→变压器T→MOS管Q3；副边电流路径为：变压器T→谐振电容Cr→谐振电感Ls→二极管D1→二极管D4→变压器T。后半个周期原边电流路径为：MOS管Q1→变压器T→MOS管Q4；副边电流路径为：变压器T→谐振电容Cr→谐振电感Ls→二极管D2→二极管D3→变压器T。
上半个周期，原边MOS管Q2，Q3开通，Q1和Q4关断；下半个周期，原边MOS管Q1，Q4开通，Q2和Q3关断；
图1的FHA等效电路模型如图2所示。FHA等效电路的结构如下，电压源是一个方波的基波分量，方波的幅值为n倍(n是变比的倒数)的输入电压，电压源的一端接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Ls的一端相连接，谐振电感Ls的另一端与励磁电感Lp的一端连接，Lp的另一端与电压源另一端连接，励磁电感的两端还并联输出等效交流电阻Rac。通过FHA等效电路图中电容电阻电感的阻抗关系，副边谐振的LLC变换器的输出电压和输入电压的关系可以从中得出。这种关系可以进一步通过数学的方式进行总结，也即相应的输入输出电压之间增益函数与增益曲线关系，通过FHA等效原理图得到的增益函数与增益曲线，可以指导工程师设计副边谐振的LLC变换器，不仅能够极大的方便了工程师们对副边谐振的LLC变换器，还大大简化了副边谐振的LLC变换器的设计难度。
增益曲线如图3所示，增益曲线的形状近似倒V型，增益曲线的横轴是开关频率，纵轴是FHA等效电路中等效交流电阻Rac上电压与电压源nVin的比值，其中增益曲线还与电路的品质因数Q有关(Q值对应是不同的负载)，不同的品质因数Q也有对应有不同的增益曲线，这些增益曲线是一族曲线。该增益曲线有以下几个特点：第一，所有的曲线都有共同的交点，该交点对应是FHA等效模型中增益为1的开关频率fr，fr是谐振电容和谐振电感谐振的频率；第二，所有的曲线的在大于谐振频率fr的时候，其FHA等效模型中增益都是小于1的，且随着频率增加，增益减小，因此当输入电压大于额定输入电压时候，只要工作频率大于谐振频率就能够避免输出电压随着输入电压增大而增大，进而实现稳压输出；第三，所有的曲线的在小于谐振频率fr且大于谐振电容、谐振电感和励磁电感的谐振频率fr2时对应增益都是大于1的，且随着频率减小增益逐渐增大，只要工作频率小于谐振频率就能够避免输出电压随着输入电压减小而减小，进而实现稳压输出；第四，工作频率小于谐振频率的时候，LLC除了能够实现原边开关管的ZVS(零电压开通)，还能实现副边二极管的ZCS(零电流关断)，这大大减小了开关损耗，增加了效率，同时减小了EMI干扰。第五，工作频率大于谐振频率的时候，LLC仅能够实现原边开关管的ZVS(零电压开通)，减小了开关损耗。
虽然上述的描述已经对副边LLC谐振电源变换电路进行了详细的描述，但是并非就仅限于上述实例。考虑到变换器的工作特点，原边不仅可以采用全桥逆变电路还可以采用半桥电路，副边可以是全波整流电路也可以是全桥整流电路，也可以采用对应的同步整流电路，这些对本发明的增加或者替换均属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种副边LLC谐振电源变换电路，其特征在于：
所述副边LLC谐振电源变换电路，包括原边全桥逆变电路、变压器T、谐振腔和副边整流电路；副边LLC谐振电源变换电路的原边即是输入电压Vin所在的一侧，副边LLC谐振电源变换电路的副边即是输出电压Vout所在的一侧，变压器跨接原边与副边，变压器有两个端子在输入电压侧，变压器有两个端子在输出电压侧；输入电压Vin经过由MOSFET组成的原边全桥逆变电路形成大小为正负Vin的方波，正负方波电压经过变压器升压到副边，升压后的方波电压经过谐振电感Ls、励磁电感Lp以及谐振电容Cr组成的位于副边的谐振腔，之后经过副边整流电路，整流之后的电压加在滤波电容以及负载电阻上，负载两端的电压为Vout。
2.根据权利要求1所述的一种副边LLC谐振电源变换电路，其特征在于：
所述原边全桥逆变电路全部由MOSFET组成，包括4个MOS管Q1、Q2、Q3和Q4，四个MOS管与输入电压源连接，Q1和Q2的漏极(D)与输入电源的正母线连接，Q3和Q4的源极(S)与输入电源的负母线连接，Q1的源极(S)与Q3的漏极(D)连接，Q2的源极(S)与Q4的漏极(D)连接，Q1和Q2的源极(S)分别连接变压器T的原边两个端子(即与MOS管相连的两个左侧端子)，Q1的源极(S)和Q2的源极(S)分别连接变压器T原边的两端。
3.根据权利要求1所述的一种副边LLC谐振电源变换电路，其特征在于：
所述谐振腔包括谐振电容Cr、谐振电感Ls和并联电感Lp，变压器T副边的两个端子(变压器两个右侧端子)的一端连接谐振电容Cr的一侧，谐振电容Cr的另一侧连接谐振电感Ls的一侧，谐振电感Ls的另一侧与励磁电感Lp的一侧连接，励磁电感Lp的另一侧与变压器T副边的的另一端连接。
4.根据权利要求1所述的一种副边LLC谐振电源变换电路，其特征在于：
所述副边整流电路包括四个二极管D1、D2、D3和D4，D1的阴极与D2的阴极连接，D3和D4的阳极连接，D1的阳极与励磁电感Lp的一端连接，D2的阳极与励磁电感Lp的另一端连接，D1的阴极连接输出滤波电容Cout的正端，D3的阳极连接输出滤波电容Cout的负端，输出滤波电容Cout的正端接负载R的一端，输出滤波电容Cout的负端接负载R的另一端。
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