CN114665700B - 正反激-谐振式单级无桥隔离型pfc变换器 - Google Patents

正反激-谐振式单级无桥隔离型pfc变换器 Download PDF

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Abstract

正反激‑谐振式单级无桥隔离型PFC变换器，解决了现有Sepic无桥隔离型PFC变换器变压器磁芯利用率较低的问题，属于单相单级无桥PFC变换器拓扑领域。本实施方式的正反激‑谐振式单级无桥隔离型PFC变换器在现有Sepic无桥隔离型PFC变换器的基础上引入了谐振电感L r与谐振电容C r1、C r2，谐振电容C r1和谐振电容C r2分别并联在功率开关管S1、功率开关管S2的两端；功率开关管S1、功率开关管S2的开关动作互补并留有死区，使变换器工作在正反激‑谐振模态。通过合理设计谐振参数能够有效实现变压器的高频双向励磁，变压器在开关管导通与关断期间均能传递能量，提高磁芯利用率。

Description

正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器
技术领域
本发明涉及一种正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器，属于单相单级无桥PFC变换器拓扑领域。
背景技术
针对工频及中高频（航空电源360Hz～800Hz）交流电源应用场合，基于Sepic电路的无桥隔离型PFC变换器拓扑电路结构简单、所用开关器件少，且具有功率因数校正效果良好、输出电压调节范围较宽的优势。然而该变换器中变压器工作在反激的模态，在输入电压的正负半个周期内为单向励磁，且仅能够在开关管关断期间向负载侧传递能量，因此存在变压器磁芯利用率较低的问题；同时考虑到变压器漏感的实际存在，开关管关断瞬间漏感电流的不连续会引起母线产生极高的电压尖峰，造成开关管电压击穿，严重影响变换器的正常运行。
为保证变换器的正常运行，针对电压尖峰问题，目前主要有引入无源缓冲电路和有源钳位电路两种改进方式。无源缓冲电路中不含有源器件，无需复杂的控制，但是一般结构比较复杂；有源钳位电路需要引入开关器件，控制电路相对复杂。而针对该变换器中变压器磁芯利用率较低的问题，目前尚未提出相关解决方法。
发明内容
针对现有Sepic无桥隔离型PFC变换器变压器磁芯利用率较低、漏感电流不连续引起电压尖峰的问题，本发明提供一种正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器。
本发明的一种正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器，包括输入滤波电感、中间储能电容、谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2、隔离变压器T、功率开关管S1、功率开关管S2、 功率二极管VD1、功率二极管VD2、输出滤波电容C dc1、输出滤波电容C dc2；
输入滤波电感的一端、中间储能电容、谐振电感与隔离变压器T原边绕组的一端串联连接，输入滤波电感与中间储能电容之间的连接点为M点；隔离变压器T原边绕组的另一端为N点；
功率开关管S1、功率开关管S2反向串联组成双向开关，双向开关的一端与M点连接，双向开关的另一端与N点连接；
谐振电容C r1和谐振电容C r2分别并联在功率开关管S1、功率开关管S2的两端；谐振电容C r1、谐振电容C r2的电容值相同，为C r；
输入滤波电感的另一端与N点分别接输入电源的正负端；
隔离变压器T的副边绕组包括上绕组和下绕组，上绕组的同名端与输出滤波电容C dc1的正极连接，下绕组的同名端与输出滤波电容C dc2的负极连接；
上绕组的异名端与功率二极管VD1的阴极连接，
下绕组的异名端与功率二极管VD2的阳极连接，
功率二极管VD1的阳极、功率二极管VD2的阴极、输出滤波电容C dc1的负极和输出滤波电容C dc2的正极同时连接；
输出滤波电容C dc1的正极与输出滤波电容C dc2的负极为输出电压的正负输出端；
输出滤波电容C dc1和输出滤波电容C dc2的电容值相同；
功率开关管S1、功率开关管S2的开关动作互补并留有死区；
隔离变压器T工作在正反激模态，且在功率开关管S1和功率开关管S2导通期间隔离变压器T能够传递能量，谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2的值满足下式：
Figure 60438DEST_PATH_IMAGE001
Figure 242021DEST_PATH_IMAGE002
表示隔离变压器T的励磁电感；
Figure 431694DEST_PATH_IMAGE003
表示谐振电感的电感值；
Figure 269200DEST_PATH_IMAGE004
；
Figure 835310DEST_PATH_IMAGE005
表示中间储能电容两端电压；
Figure 326859DEST_PATH_IMAGE006
表示输出电压；
n表示隔离变压器T的变比；
T dead表示死区时间；
Figure 687433DEST_PATH_IMAGE007
表示t 0时刻谐振电容C r2两端电压，t 0时刻表示谐振电容C r1两端电压谐振为0时；
根据母线电压峰值V Smax选择谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2的值；
Figure 74552DEST_PATH_IMAGE008
其中，d为占空比；
Figure 382037DEST_PATH_IMAGE009
为开关周期。
本发明还提供一种三相三电平整流器，其中单相三电平整流器采用上述正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器实现，可采用三相四线制或用三相三线制连接。
本发明的有益效果，为了在不增加开关器件的条件下解决上述两个问题，本发明采用引入电感与电容的方式，改变变换器原有的工作模态，使变换器工作在正反激-谐振模态。通过合理设计谐振参数能够有效实现变压器的高频双向励磁，变压器在开关管导通与关断期间均能传递能量，变压器的磁芯利用率大大提高。此外，利用谐振网络将漏感能量充分传递到负载侧，有效解决因漏感电流不连续而引起的电压尖峰问题，同时可保证变换器较高的转换效率。
附图说明
图1为正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器电路图；
图2为分析时的等效电路图；
图3为一个开关周期内电路主要工作波形图；
图4为正输入电压下开关周期内电路不同工作模态图；其中图4(a)为模态1(t 0-t 1)，图4(b)为模态2(t 1-t 2)，图4(c)为模态3(t 2-t 3)，图4(d)为模态4(t 3-t 4)，图4(e)为模态5(t 4-t 5)，图4(f)为模态6(t 5-t 6)，图4(g)为模态7(t 6-t 7)，图4(h)为模态8(t 7-t 8)，图4(i)为模态9(t 8-t 9)，图4(j)为模态10(t 9-t 10)，图4(k)为模态11(t 10-t 11)；
图5为模态9谐振网络等效电路与复频域模型；其中图5(a)为模态9谐振网络等效电路，图5 (b)为模态9谐振网络复频域模型；
图6为模态1谐振网络等效电路与复频域模型；图6(a)为模态1谐振网络等效电路，图6(b)为模态1谐振网络复频域模型；
图7为400Hz交流输入下输入电压、电流波形图；
图8为引入谐振网络前后母线电压及功率开关管两端电压波形图；其中图8(a)为未引入谐振网络前电容母线电压及功率开关管两端电压波形，图8(b)为引入谐振网络后电容母线电压及功率开关管两端电压波形；
图9为正负输入电压下引入谐振网络前后副边二极管电流波形图，其中图9(a)为正输入电压下未引入谐振网络，图9(b)为负输入电压下未引入谐振网络，图9(c)为正输入电压下引入谐振网络，图9(d)为负输入电压下引入谐振网络。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
为了解决Sepic无桥隔离型PFC变换器变压器磁芯利用率较低、漏感电流不连续引起电压尖峰的问题，本实施方式提供一种正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器，不同于Sepic无桥隔离型PFC变换器的典型开关工作模态，所提电路工作于谐振模态，能够有效解决电压尖峰问题；同时变压器工作于正反激的工作模态，具有较高的磁芯利用率。
如图1所示，本实施方式的正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器，包括输入滤波电感L、中间储能电容C、谐振电感L r、谐振电容C r1、谐振电容C r2、隔离变压器T、功率开关管S1、功率开关管S2、 功率二极管VD1、功率二极管VD2、输出滤波电容C dc1、输出滤波电容C dc2；
输入滤波电感的一端、中间储能电容、谐振电感与隔离变压器T原边绕组的一端串联连接，输入滤波电感与中间储能电容C之间的连接点为M点；隔离变压器T原边绕组的另一端为N点；
功率开关管S1、功率开关管S2反向串联组成双向开关，双向开关的一端与M点连接，双向开关的另一端与N点连接；
谐振电容C r1和谐振电容C r2分别并联在功率开关管S1、功率开关管S2的两端；谐振电容C r1、谐振电容C r2的电容值相同，为C r；
输入滤波电感的另一端与N点分别接输入电源电压的正负端；
隔离变压器T的副边绕组包括上绕组和下绕组，上绕组的同名端与输出滤波电容C dc1的正极连接，下绕组的同名端与输出滤波电容C dc2的负极连接；
上绕组的异名端与功率二极管VD1的阴极连接，
下绕组的异名端与功率二极管VD2的阳极连接，
功率二极管VD1的阳极、功率二极管VD2的阴极、输出滤波电容C dc1的负极和输出滤波电容C dc2的正极同时连接；
输出滤波电容C dc1的正极与输出滤波电容C dc2的负极为输出电压的正负输出端，即：连接负载；
输出滤波电容C dc1和输出滤波电容C dc2的电容值相同；
功率开关管S1、功率开关管S2的开关动作互补并留有死区；
隔离变压器T工作在正反激模态，且在功率开关管S1和功率开关管S2导通期间隔离变压器T能够传递能量，进而确定谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2的值。
本实施方式的正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器在现有Sepic无桥隔离型PFC变换器的基础上引入了谐振电感L r与谐振电容C r1、C r2，在对电路工作原理分析前，做出如下说明：
1）S1与S2互补工作于高频，并留有一定死区，功率开关管S1、功率开关管S2的开关频率fs远大于输入电源的频率，每个开关周期内认为输入交流电压为定值V in，中间储能电容两端电压为V C。
2）输入滤波电感L、中间储能电容C、输出滤波电容C dc1、C dc2均为理想元件，C dc1=C dc2=C dc。分析时将串联的漏感L p与谐振电感L r等效为电感L r；谐振电容C r1=C r2=C r，且满足C r≪C、L r≪L、L m≪L。
3）电感L r与电容C r形成谐振网络的谐振频率
Figure 272633DEST_PATH_IMAGE010
高于功率开关管S1、功率开关管S2的开关频率f s。
等效后的电路如图2所示。考虑到输入电压负半周期电路工作情况与正半周期类似，因此仅对交流输入电压正半周期内的变换器工作模态进行分析，图3为输入电压正半周期内一个开关周期的电路主要波形图，对应的工作模态如图4所示。
模态1[t 0,t 1]：如图4(a)所示，t 0时刻，功率开关管S1两端电压谐振为0，S1的反并联二极管VDS1导通，谐振电容C r2两端电压谐振上升。隔离变压器T原边电压为nV dc/2，原边电流逐渐减小，励磁电流逐渐增大。直到t 1时刻，隔离变压器T原边电流i p=i Lm(励磁电流)，功率二极管VD1零电流关断。
模态2[t 1,t 2]：如图4(b)所示，t 1时刻，隔离变压器T原边电压为-nV dc/2，功率二极管VD2零电流开通，谐振电容C r2两端电压继续谐振上升，隔离变压器T原边电流逐渐减小。
模态3[t 2,t 3]：如图4(c)所示，t 2时刻，功率开关管S1导通，功率开关管S1电流由反并联二极管通道变为通态电阻极低的“源极-漏极”通道。谐振电容C r2继续谐振充电，直到t 3时刻，功率开关管电流i S减小为0，谐振电容C r2两端电压(即母线电压)达到峰值。
模态4[t 3,t 4]：如图4(d)所示，t 3时刻，功率开关管电流i S开始反向，谐振电容C r2开始反向充电，直到t4时刻，谐振电容C r2两端电压谐振为0。
模态5[t 4,t 5]：如图4(e)所示，t 4时刻，母线电压v MN谐振为0，电感L通过双向开关线性充电，隔离变压器T原边电压仍为-nV dc/2，原边继续向副边传递能量，隔离变压器T原边电流反向增大。
模态6[t 5,t 6]：如图4(f)所示，t 5时刻，功率开关管S1关断，隔离变压器T原边电压仍为-nV dc/2，谐振电容C r1两端电压谐振上升，谐振电容C r1开始充电。直到t 6时刻，隔离变压器T原边电流i p=i Lm，功率二极管VD2零电流关断。
模态7[t 6,t 7]：如图4(g)所示，t 6时刻，隔离变压器T原边等效为励磁电感L m，谐振电容C r1两端电压继续谐振上升，隔离变压器T原边电压谐振上升。
模态8[t 7,t 8]：如图4(h)所示，t 7时刻，功率开关管S2导通，功率开关管S2电流由反并联二极管通道变为通态电阻极低的“源极-漏极”通道。谐振电容C r1继续谐振充电，直到t 8时刻，隔离变压器T原边电压谐振为nV dc/2。
模态9[t 8,t 9]：如图4(i)所示，t 8时刻，隔离变压器T原边电压为nV dc/2，功率二极管VD1零电流开通，谐振电容C r1两端电压继续谐振上升，隔离变压器T原边电流反向减小。直到t 9时刻，功率开关管电流i S减小为0，谐振电容C r1两端电压(即母线电压)达到峰值。
模态10[t 9,t 10]：如图4(j)所示，t 9时刻，功率开关管电流i S开始反向，谐振电容C r1开始反向充电，谐振电容C r1两端电压谐振减小。
模态11[t 10,t 11]：如图4(k)所示，t 10时刻，功率开关管S2关断，谐振电容C r2两端电压谐振上升，谐振电容C r2开始充电，与此同时谐振电容C r1两端电压谐振减小，直到t 11时刻谐振为0。
母线电压峰值出现在功率开关管关断期间，根据前面工作原理分析可知，给出模态9阶段谐振网络的等效电路以及复频域模型，如图5所示。其中，I L8、I p8、V MN8分别为t 8时刻电感L的电流值、隔离变压器T原边电流值以及母线电压值，i L在该阶段基本不变，视作恒流源I L8；储能电容视作恒压源V C。
根据模态9的复频域模型得到该阶段母线电压v MN的表达式：
Figure 69687DEST_PATH_IMAGE011
式中，
Figure 865474DEST_PATH_IMAGE012
，
Figure 38966DEST_PATH_IMAGE013
。
由此得到母线电压峰值V Smax的表达式：
Figure 987331DEST_PATH_IMAGE014
从母线电压峰值V Smax表达式可以看出，在未引入谐振网络前，C r=0，L r=L p，母线将产生极高的电压尖峰，使得电路不能正常工作。在引入谐振网络后，母线电压的峰值可以得到有效控制，有效解决了因漏感电流不连续而引起的电压尖峰问题。
与原开关工作模态相比，该谐振工作模态使得隔离变压器T工作在正反激模态，在功率开关管导通期间能够向负载侧传递能量，磁芯利用率得到提升。该过程发生在模态2-模态6阶段，根据前面原理分析可知，在功率二极管VD1关断时刻(即t 1时刻)，由于死区的存在，谐振电容C r2两端已经建立电压，因此t 1时刻隔离变压器T原边电压能够达到-nV dc/2，隔离变压器T实现了在功率开关管导通期间能量的传递。
对隔离变压器T正反激工作模态的实现条件进行说明，模态1的等效电路以及复频域模型，如图6所示。其中，I L0、I p0、V MN0分别为t 0时刻电感L的电流值、隔离变压器T原边电流值以及母线电压值，i L在该阶段基本不变，视作恒流源I L0；储能电容视作恒压源V C。
根据模态1的复频域模型得到该阶段母线电压v MN的表达式：
Figure 955287DEST_PATH_IMAGE015
由此得到t 1时刻隔离变压器T原边电压的表达式：
Figure 51419DEST_PATH_IMAGE016
式中，T dead为死区时间。
优选实施例中，为保证功率开关管导通期间隔离变压器T能量的传递，需保证t 1时刻隔离变压器T原边电压基本达到-nV dc/2，即满足：
Figure 949973DEST_PATH_IMAGE017
其中，V MN0为t 0时刻谐振电容C r2两端电压，为负值。调节死区时间的大小可以有效改变|V MN0|的大小，死区越大，|V MN0|越大，t 1时刻隔离变压器T原边电压值越大，隔离变压器T更容易实现能量的传递。然而死区时间不可过大，过大的死区时间会使得功率开关管开通时两端电压不为0，引起较大的开关损耗。一般死区设计不超过开关周期的10%。
优选实施例中，还可以进一步结合母线电压峰值V Smax来选择谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2的值。
为更加形象地说明所提出正反激-谐振式PFC电路的优势，给出该变换器的仿真结果。以输入中频交流电源115V/400Hz、输出270V恒压、输出功率200W、开关频率f S=100kHz，谐振网络参数L r=25μH、C r=42nF，隔离变压器T变比n p：n s：n s=3：5：5为例进行说明。
图7为交流电源频率400Hz下输入电压、电流波形。从仿真结果可以看出，在引入谐振网络，改变电路运行模态后，变换器输入侧PFC功能并没有受到影响，输入电流呈正弦波，且实时跟踪输入电压波形，具有良好的功率因数校正效果。
引入谐振网络前后变换器的母线电压及功率开关管两端电压波形如图8所示，可以看出，未引入谐振电容时母线会产生极高的电压尖峰，严重影响变换器的实际使用，谐振网络的引入能够显著降低母线电压峰值，有效解决因漏感电流不连续而引起的电压尖峰问题。
引入谐振网络前后副边功率二极管电流波形如图9所示。可以看出，在未引入谐振网络时，在输入电压为正的阶段，只有隔离变压器T副边上绕组工作，功率二极管VD2电流一直为0；在输入电压为负的阶段，只有隔离变压器T副边下绕组工作，功率二极管VD1电流一直为0。隔离变压器T工作在反激的模态，隔离变压器T磁芯利用率较低。在引入谐振网络后，在输入电压的任何阶段，隔离变压器T副边两个功率二极管在开关周期内交替工作，隔离变压器T工作在正反激的模态，隔离变压器T实现了双向励磁，隔离变压器T磁芯利用率显著提高。
本实施方式还提供一种三相三电平整流器，采用正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器作为三相三电平整流器中的单相，连接方式可采用三相四线制和用三相三线制。
在现有Sepic无桥隔离型PFC变换器拓扑的基础上，本实施方式引入较少数量的无源器件，并使构成双向开关的两功率开关管互补工作，有效改变变换器原有开关工作模态为谐振工作模态，通过对谐振参数的合理设计可以有效解决隔离变压器T磁芯利用率低与电压尖峰的问题，变换器效率也得以提高。同时谐振工作模态使得电路中的开关器件工作于软开关，开关频率得以显著提高，使得该拓扑更适用于中高频交流电源场合。该方案结构简单、容易实现，无额外损耗，是一种合适、可行的电路方案。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (4)

1.正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器，其特征在于，包括输入滤波电感、中间储能电容、谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2、隔离变压器T、功率开关管S1、功率开关管S2、功率二极管VD1、功率二极管VD2、输出滤波电容C dc1、输出滤波电容C dc2；
输入滤波电感的一端、中间储能电容、谐振电感与隔离变压器T原边绕组的一端串联连接，输入滤波电感与中间储能电容之间的连接点为M点；隔离变压器T原边绕组的另一端为N点；
功率开关管S1、功率开关管S2反向串联组成双向开关，双向开关的一端与M点连接，双向开关的另一端与N点连接；
谐振电容C r1和谐振电容C r2分别并联在功率开关管S1、功率开关管S2的两端；谐振电容C r1、谐振电容C r2的电容值相同，为C r；
输入滤波电感的另一端与N点分别接输入电源的正负端；
隔离变压器T的副边绕组包括上绕组和下绕组，上绕组的同名端与输出滤波电容C dc1的正极连接，下绕组的同名端与输出滤波电容C dc2的负极连接；
上绕组的异名端与功率二极管VD1的阴极连接，
下绕组的异名端与功率二极管VD2的阳极连接，
功率二极管VD1的阳极、功率二极管VD2的阴极、输出滤波电容C dc1的负极和输出滤波电容C dc2的正极同时连接；
输出滤波电容C dc1的正极与输出滤波电容C dc2的负极为输出电压的正负输出端；
输出滤波电容C dc1和输出滤波电容C dc2的电容值相同；
功率开关管S1、功率开关管S2的开关动作互补并留有死区；
隔离变压器T工作在正反激模态，且在功率开关管S1和功率开关管S2导通期间隔离变压器T能够传递能量，谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2的值满足下式：
Figure 684929DEST_PATH_IMAGE001
Figure 501575DEST_PATH_IMAGE002
表示隔离变压器T的励磁电感；
Figure 238587DEST_PATH_IMAGE003
表示谐振电感的电感值；
Figure 824289DEST_PATH_IMAGE004
；
Figure 254134DEST_PATH_IMAGE005
表示中间储能电容两端电压；
Figure 495759DEST_PATH_IMAGE006
表示输出电压；
n表示隔离变压器T的变比；
T dead表示死区时间；
Figure 833200DEST_PATH_IMAGE007
表示t 0时刻谐振电容C r2两端电压，t 0时刻表示谐振电容C r1两端电压谐振为0时；
根据母线电压峰值V Smax选择谐振电感、谐振电容C r1、谐振电容C r2的值；
Figure 476670DEST_PATH_IMAGE008
其中，d为占空比；
Figure 874154DEST_PATH_IMAGE009
为开关周期。
2.一种三相三电平整流器，其特征在于，其中单相三电平整流器采用权利要求1所述的正反激-谐振式单级无桥隔离型PFC变换器实现。
3.根据权利要求2所述的一种三相三电平整流器，其特征在于，采用三相四线制连接。
4.根据权利要求2所述的一种三相三电平整流器，其特征在于，采用三相三线制连接。
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