CN108900100B - 一种单相高效高频隔离型整流器 - Google Patents

一种单相高效高频隔离型整流器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种单相高效高频隔离型整流器，包括：前级为基于图腾柱式无桥PFC电路，用于将交流输入电压转换为直流电压；后面为LLC谐振式电路，原边开关管可以实现零电压软开通、副边二极管可以实现零电流软关断。相比于传统的电路，该发明提出的变换器，可以减少开关管的数量，功率器件可以实现软开关，变换器可以设计在较高的开关频率下，可以提高变换器的功率密度，提升变换器的效率。变换器可以设计运行在连续导通模式，无需输入滤波器，变换器的输入电流可以很好地跟随输入电压的变化，实现功率因数矫正的功能；该变换器通过控制输出电压，实现稳定的直流电压输出。

Description

一种单相高效高频隔离型整流器
技术领域
本发明属于电力电子领域，具体设计一种单相高效高频隔离型整流器。
背景技术
AC/DC转换器广泛应用于电动汽车充电器、LED驱动、通信电源等场合，它们在更好的改变人们生活的同时也带了谐波污染问题。使用功率因数校正技术，使得输入电流和电网电压同相，把功率因数提升至1，提升供电质量。
传统的桥式PFC电路有着使用稳定，结构简单、控制简单等优点，但是只能使用在效率要求不高的场合；随着功率半导体器件的发展，尤其是宽禁带半导体器件的应用，无桥PFC电路开始被广泛的使用。无桥PFC电路减少了开关管数量、拥有更高的效率。无桥式PFC电路可分为传统无桥PFC电路和图腾柱式无桥PFC电路。其中，传统无桥PFC电路具有较严重的共模干扰问题；图腾柱式无桥PFC电路有着低损耗、共模噪声低等优点，但是同时由于存在开关管反向恢复等问题使得图腾柱式无桥PFC电路没有得到广泛应用。
LLC变换器，结构简单体积小，可以在全范围内实现桥臂开关管软开关，开关损耗小、变换效率高，并且为隔离型DC/DC，在高频开关领域有广泛的应用。
传统级联式AC/DC变换器的通常方案为，网侧输入前级为Boost功率因数校正，后级为DC/DC变换器。这种级联式AC/DC变换器，器件较多、结构复杂、系统可靠性差，成本也较高。将AC/DC变换器和DC/DC变换器结合起来，组成单级式AC/DC变换器，实现功率因数校正和电压转换功能。单级式AC/DC变换器相对级联式AC/DC变换器具有结构简单、器件少、功率密度高、效率高等优点。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提出一种单级式单相高效高频隔离型整流器。该变换器将功率因数矫正技术和谐振技术结合，使变换器输入电流和随输入同相同频，将功率因数提升至1；该变换器通过控制输出电压，实现稳定的直流电压输出；开关管可以实现软开关，减小开关损耗提高效率；该隔离型变换器，可以实现电气隔离，同时，通过调节变压器的匝比，可以实现较低的电压输出。
为实现上述发明目的，本发明提供以下技术方案：
一种单相高效高频隔离型整流器，以全桥LLC谐振电路为基础上，无桥PFC电路连接于所述全桥LLC谐振电路的原边，具体包括：
所述全桥LLC谐振电路的原边包括：
第一原边支路，由带反并联二极管的第一功率开关管S1、带反并联二极管的第二功率开关管S2串联组成，且第二功率开关管S2的漏极与第一功率开关管S1的源极相连；
与第一原边支路并联的第二原边支路，由带反并联二极管的第三功率开关管S3、带反并联二极管的第四功率开关管S4串联组成，且第四功率开关管S4的漏极与第三功率开关管S3的源极相连；
与第一原边支路并联的第三原边支路，由功率二极管D1和D2串联组成，且功率二极管D2的阴极与功率二极管D1的阳极相连；
输入电压，一端连接于输入升压电感LB，另一端连接于第三原边支路中点；
输入升压电感LB，一端与输入电压一端连接，另一端连接于第一原边支路中点；
流母线电容CDC，并联于第一原边支路；
串联的谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T，变压器T原边绕组的同名端依次经谐振电感Lr、谐振电容Cr连接于第一原边支路中点，变压器T原边绕组的异名端连接于第二原边支路中点。
本发明中，LLC谐振电路中的高频变压器起到电气隔离功能。因此，本发明提供的变换器是一个具有功率因数矫正和电气隔离功能的整流器；在该变换器中，采用基于图腾柱式无桥PFC电路，对该图腾柱式无桥PFC电路进行了改进，添加进LLC谐振式电路，原边的功率器件可以实现零电压软开通(Zero voltage switching,ZVS)，副边的二极管可以实现零电流软关断(Zero current switching,ZCS).本发明提供的变换器具有以下优点：电气隔离、低成本、高效率、高功率密度、减小功率器件的数量、输入电流具有低的总谐波失真。
优选地，所述全桥LLC谐振电路的副边包括全波整流电路，输出滤波电容和输出负载。
所述全桥LLC谐振电路的副边包括：
变压器的第一副边绕组、第二副边绕组，所述第一副边绕组的异名端与第二副边绕组的同名端相连；
第一功率二极管，阳极与所述第一副边绕组的同名端相连，
第二功率二极管，阳极与所述第二副边绕组的异名端相连，阴极与所述第一功率二极管的阴极相连；
滤波电容，正极与所述第一功率二极管的阴极相连，负极与所述第一副边绕组的异名端相连；
所述滤波电容的正极与负极作为单相高效高频隔离型整流器的低直流电压输出端；
负载，并联于所述滤波电容两端。
优选地，所述功率开关管S1、S2、S3和S4为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管。
具体地，所述单相高效高频隔离型整流器采用脉宽调制方式，在正半周期时，1-D被分配到第一功率开关管S1和第三功率开关管S3，占空比D被分配到第二功率开关管S2和第四功率开关管S4；在负半周期时，占空比D被分配到第一功率开关管S1和第三功率开关管S3，1-D被分配到第二功率开关管S2和第四功率开关管S4。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
(1)本发明变换器采用无桥功率因数矫正电路，在保证功率因数矫正和电气隔离等功能的前提下，可以减小变换器使用开关管的数量，具体减少2个开关管，降低变换器的成本，减小导通器件数量，提高变换器的效率。
(2)本发明变换器包含一个前级功率因数校正电路(PFC)和后级LLC电路，将功率因数提升至1，使得输入电流与输入电压同相同频。
(3)本发明变换器中的功率开关管易于实现软开关，避免了由于开关管硬开关带来的各种电磁干扰问题并减小开关管开通关断过程中产生的损耗，易于实现电路的高频化，同时有利于电路效率的提高。
(4)本发明的前级功率因数矫正电路(PFC)采用图腾柱式无桥PFC电路，图腾柱式无桥PFC电路有着低损耗、共模噪声低的优点；优选采用宽禁带功率器件，为宽禁带功率器件的应用提供实例。
(5)本发明变换器能够将一个交流电压转换为希望得到的直流电压，同时可实现电气隔离，这个功能应用范围非常广泛。比如：通讯用开关电源、电动汽车充电器、LED驱动等。说明了此变换器的方案具有非常广泛的应用前景。
附图说明
图1为实施例提供的单相高效高频隔离型整流器的结构示意图；
图2为实施例1中隔离型整流器的占空比分配示意图；
图3为正半周期时的换流波形示意图；
图4为负半周期时的换流波形示意图；
图5为图1中所示的隔离型整流器处于工作于模态1时的换流分析图；
图6为图1中所示的隔离型整流器处于工作于模态2(D<0.5)时的换流分析图；
图7为图1中所示的隔离型整流器处于工作于模态3时的换流分析图；
图8为图1中所示的隔离型整流器处于工作于模态2(D>0.5)时的换流分析图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例对本发明进行进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式仅仅用以解释本发明，并不限定本发明的保护范围。
图1为实施例提供的基于无桥PFC电路和LLC谐振的隔离型整流器的结构示意图。如图1所示，本实施例提供的隔离型整流器以全桥LLC谐振电路为基础，将图腾柱PFC电路连接至全桥LLC谐振电路的原边，副边为全桥整流电路结构。具体结构如下：
全桥LLC谐振电路的原边包括：
第一原边支路，由带反并联二极管的第一功率开关管S1、带反并联二极管的第二功率开关管S2串联组成，且第二功率开关管S2的漏极与第一功率开关管S1的源极相连；
与第一原边支路并联的第二原边支路，由带反并联二极管的第三功率开关管S3、带反并联二极管的第四功率开关管S4串联组成，且第四功率开关管S4的漏极与第三功率开关管S3的源极相连；
与第一原边支路并联的第三原边支路，由功率二极管D1和D2串联组成，且功率二极管D2的阴极与功率二极管D1的阳极相连；
输入电压，一端连接于输入升压电感LB，另一端连接于第三原边支路中点；
输入升压电感LB，一端与输入电压一端连接，另一端连接于第一原边支路中点；
流母线电容CDC，并联于第一原边支路；
串联的谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T，变压器T原边绕组的同名端依次经谐振电感Lr、谐振电容Cr连接于第一原边支路中点(即第一功率开关管S1的源极)，变压器T原边绕组的异名端连接于第二原边支路中点(即与第四功率开关管S4的漏极相连)。
以上功率开关管S1、S2、S3和S4为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，不考虑变压器的漏感，通过调节第一、第二原边支路上带反并联二极管的第一功率开关管S1、带反并联二极管的第二功率开关管S2、带反并联二极管的第三功率开关管S3以及带反并联二极管的第二功率开关管S4的开通和关断来调节谐振腔的输入电压，即直流母线电容CDC上的电压，进而调节输出电压以便获得需要的电压值。
全桥LLC谐振电路的副边包括：
全波整流电路，输出滤波电容C0和输出负载。
本实施例中，变压器T等效成由励磁电感Lm和理想变压器组成，输出负载为纯电阻负载RL，电阻负载RL跨接在输出端口的正负两端，与输出滤波电容Co并联，二极管均为功率二极管。
图1中，第一缓冲电容、第二缓冲电容、第三缓冲电容、第四缓冲电容分别由带反并二极管的第一功率开关管S1漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管的第二功率开关管S2漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管的第三功率开关管S3漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管的第四功率开关管S4漏极与源极间的寄生电容构成。
本实施例提供的整流器可以减小开关管的数量，所有的功率器件都可以实现软开通，可以减小开关损耗，没有开关过程中引入的噪声干扰，控制方式采用脉宽调制方式：如图2所示，在正半周期时，1-D被分配到S1和S3，D被分配到S2和S4；在负半周期时，计算出的占空比D被分配到S1和S3，1-D被分配到S2和S4；第一原边支路和第二原边支路的移相工作在180°模式下。如图3和图4所示，分别为正半周期和负半周期的换流图。为了叙述工作模态，作假设条件如下：
(1)开关管S1-S4的工作频率工作在谐振频率处，忽略死区时间；
(2)变换器设计在电流连续模式下(CCM)；
(3)由于正、负半周期的对称性，在这里只分析正半周期。
换流过程分析如下(以正半周期为例)：
1)模态1：[t0-t1]
如图5所示，开关管S1导通，S2关断，S3关断，S4导通，谐振腔输入电压为+vCD；此时，输入升压电感LB、第一功率开关管S1、直流母线电容CDC、二极管D2组成一个回路，输入升压电感LB电流线性下降；当开关管S1导通时，此时谐振腔回路的谐振电流iLr为负，谐振电流iLr流经第一功率开关管S1的反并二极管，为S1的ZVS创造条件；当谐振电流iLr逐渐由负变为正时，直流电容CDC放电，谐振电流iLr与励磁电流iLm之差输出到变压器的副边。
2)模态2：[t1-t2]
模态2分为两种情况：
当占空比D<0.5时，电路如图6所示，此时开关管S1关断，S2导通，S3关断，S4导通，谐振腔输入电压为零；此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2，二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电。当开关管S2刚导通时，谐振电流iLr为正值，谐振电流iLr流过第二功率开关管S2的反并二极管，为第二功率开关管的ZVS创造条件；这个状态开始于第一功率开关管S1断开，第二功率开关管S2导通。此时谐振腔的输入电压为零，谐振电流iLr和励磁电感电流iLm相等，变压器原边没有能量传向副边，副边二极管实现ZCS。
当占空比D>0.5时，如图8所示，此时开关管S1导通、S2关断、S3导通、S4关断，谐振腔输入电压为零。此时输入升压电感LB、第一功率开关管S1、二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电，电感电流线性上升。此模态中当谐振电流iLr为正时，谐振电流流过第二功率开关管的反并二极管，为开关管S2实现ZVS创造条件。
3)模态3：[t2-t3]
如图7所示，开关管S1关断，S2导通，S3导通，S4关断，谐振腔输入电压为-vDC。此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2、二极管D2构成回路，电感电流线性上升；当第三功率开关管S3刚导通时，谐振电流iLr为正，谐振电流iLr流过第三功率开关管S3的反并二极管，为S3的ZVS创造了条件。当谐振电流逐渐减小至iLr小于零时。此时谐振电流iLr与励磁电流iLm之差输出到变压器的副边。
4)模态4：[t3-t4]
模态4分为两种情况：
当占空比D<0.5时，电路如图6所示，此时开关管S1关断，S2导通，S3关断，S4导通，谐振腔输入电压为零；此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2，二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电；当开关管S2刚导通时，谐振电流iLr为正值，谐振电流iLr流过第二功率开关管S2的反并二极管，为第二功率开关管的ZVS创造条件；这个状态开始于第一功率开关管S1断开，第二功率开关管S2导通。此时谐振腔的输入电压为零，振电流iLr和励磁电感电流iLm相等，变压器原边没有能量传向副边，副边二极管实现ZCS。
当占空比D>0.5时，电路如图8所示，此时开关管S1导通、S2关断、S3导通、S4关断，谐振腔输入电压为零。此时输入升压电感LB、第一功率开关管S1、二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电，电感电流线性上升。此模态中当谐振电流iLr为正时，谐振电流流过第二功率开关管的反并二极管，为开关管S2实现ZVS创造条件。
以上各阶段的换流分析是在输入电压为正半周期时的换流分析。输入电压为标准的正弦波，根据其对称性，在输入电压负半周期时电路的换流分析情况与输入电压正半周期电路的换流分析情况相同，这里不再赘述。
上述变换器找那个由于无桥功率因数矫正电路，在保证功率因数矫正和电气隔离等功能的前提下，可以减小变换器使用开关管的数量，降低变换器的成本，减小导通器件数量，提高变换器的效率。变换器中的功率开关管易于实现软开关，避免了由于开关管硬开关带来的各种电磁干扰问题并减小开关管开通关断过程中产生的损耗，易于实现电路的高频化，同时有利于电路效率的提高。
以上所述的具体实施方式对本发明的技术方案和有益效果进行了详细说明，应理解的是以上所述仅为本发明的最优选实施例，并不用于限制本发明，凡在本发明的原则范围内所做的任何修改、补充和等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种单相高效高频隔离型整流器，其特征在于，以全桥LLC谐振电路为基础上，无桥PFC电路连接于所述全桥LLC谐振电路的原边，具体包括：
所述全桥LLC谐振电路的原边包括：
第一原边支路，由带反并联二极管的第一功率开关管S1、带反并联二极管的第二功率开关管S2串联组成，且第二功率开关管S2的漏极与第一功率开关管S1的源极相连；
与第一原边支路并联的第二原边支路，由带反并联二极管的第三功率开关管S3、带反并联二极管的第四功率开关管S4串联组成，且第四功率开关管S4的漏极与第三功率开关管S3的源极相连；
与第一原边支路并联的第三原边支路，由功率二极管D1和D2串联组成，且功率二极管D2的阴极与功率二极管D1的阳极相连；
输入电压，一端连接于输入升压电感LB，另一端连接于第三原边支路中点；
输入升压电感LB，一端与输入电压一端连接，另一端连接于第一原边支路中点；
直 流母线电容CDC，并联于第一原边支路；
串联的谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T，变压器T原边绕组的同名端依次经谐振电感Lr、谐振电容Cr连接于第一原边支路中点，变压器T原边绕组的异名端连接于第二原边支路中点；
所述单相高效高频隔离型整流器采用脉宽调制方式，在正半周期时，1-D被分配到第一功率开关管S1和第三功率开关管S3，占空比D被分配到第二功率开关管S2和第四功率开关管S4；在负半周期时，占空比D被分配到第一功率开关管S1和第三功率开关管S3，1-D被分配到第二功率开关管S2和第四功率开关管S4。
2.如权利要求1所述的单相高效高频隔离型整流器，其特征在于，所述全桥LLC谐振电路的副边包括全波整流电路，输出滤波电容和输出负载。
3.如权利要求2所述的单相高效高频隔离型整流器，其特征在于，所述全桥LLC谐振电路的副边包括：
变压器的第一副边绕组、第二副边绕组，所述第一副边绕组的异名端与第二副边绕组的同名端相连；
第一功率二极管，阳极与所述第一副边绕组的同名端相连，
第二功率二极管，阳极与所述第二副边绕组的异名端相连，阴极与所述第一功率二极管的阴极相连；
滤波电容，正极与所述第一功率二极管的阴极相连，负极与所述第一副边绕组的异名端相连；
所述滤波电容的正极与负极作为单相高效高频隔离型整流器的低直流电压输出端；
负载，并联于所述滤波电容两端。
4.如权利要求1所述的单相高效高频隔离型整流器，其特征在于，所述功率开关管S1、S2、S3和S4为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管。
5.如权利要求1所述的单相高效高频隔离型整流器，其特征在于，在假设条件为：
(1)功率开关管S1-S4的工作频率工作在谐振频率处，忽略死区时间；
(2)变换器设计在电流连续模式下(CCM)；
(3)由于正、负半周期的对称性，只分析正半周期；
所述单相高效高频隔离型整流器的工作模式为：
1)模态1：[t0-t1]
开关管S1导通，S2关断，S3关断，S4导通，谐振腔输入电压为+vCD；此时，输入升压电感LB、第一功率开关管S1、直流母线电容CDC、二极管D2组成一个回路，输入升压电感LB电流线性下降；当开关管S1导通时，此时谐振腔回路的谐振电流iLr为负，谐振电流iLr流经第一功率开关管S1的反并二极管，为S1的ZVS创造条件；当谐振电流iLr逐渐由负变为正时，直流电容CDC放电，谐振电流iLr与励磁电流iLm之差输出到变压器的副边；
2)模态2：[t1-t2]
当占空比D<0.5时，开关管S1关断，S2导通，S3关断，S4导通，谐振腔输入电压为零；此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2，二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电；当开关管S2刚导通时，谐振电流iLr为正值，谐振电流iLr流过第二功率开关管S2的反并二极管，为第二功率开关管的ZVS创造条件；这个状态开始于第一功率开关管S1断开，第二功率开关管S2导通；此时谐振腔的输入电压为零，谐振电流iLr和励磁电感电流iLm相等，变压器原边没有能量传向副边，副边二极管实现ZCS；
当占空比D>0.5时，此时开关管S1关断、S2导通、S3导通、S4关断，谐振腔输入电压为零；此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2、二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电，电感电流线性上升；此模态中当谐振电流iLr为正时，谐振电流流过第二功率开关管的反并二极管，为开关管S2实现ZVS创造条件；
3)模态3：[t2-t3]
开关管S1关断，S2导通，S3导通，S4关断，谐振腔输入电压为-vDC；此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2、二极管D2构成回路，电感电流线性上升；当第三功率开关管S3刚导通时，谐振电流iLr为正，谐振电流iLr流过第三功率开关管S3的反并二极管，为S3的ZVS创造了条件；当谐振电流逐渐减小至iLr小于零时；此时谐振电流iLr与励磁电流iLm之差输出到变压器的副边；
4)模态4：[t3-t4]
当占空比D<0.5时，开关管S1关断，S2导通，S3关断，S4导通，谐振腔输入电压为零；此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2，二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电；当开关管S2刚导通时，谐振电流iLr为正值，谐振电流iLr流过第二功率开关管S2的反并二极管，为第二功率开关管的ZVS创造条件；这个状态开始于第一功率开关管S1断开，第二功率开关管S2导通；此时谐振腔的输入电压为零，振电流iLr和励磁电感电流iLm相等，变压器原边没有能量传向副边，副边二极管实现ZCS；
当占空比D>0.5时，此时开关管S1关断、S2导通、S3导通、S4关断，谐振腔输入电压为零；此时输入升压电感LB、第二功率开关管S2、二极管D2构成回路，输入电压为输入升压电感LB充电，电感电流线性上升；此模态中当谐振电流iLr为正时，谐振电流流过第二功率开关管的反并二极管，为开关管S2实现ZVS创造条件。
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