CN110233575A - 一种五元件谐振网络及变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种五元件谐振网络及变换器。本发明的谐振网络的第一LC串联谐振结构和第二LC串联谐振结构组成陷波器，将其应用于谐振变换器可以使电压增益曲线快速衰减，改善增益性能，在相同的频率范围内可以实现更宽电压增益范围的调节，而且不仅可以利用三次谐波传递功率，减少无功环流，提高变换效率，还可以通过提高开关频率实现自然缓启和短路保护，降低控制的复杂性。

Description

一种五元件谐振网络及变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器领域，特别是涉及一种五元件谐振网络及变换器。
背景技术
宽增益DC-DC变换器在储能系统、电动汽车车载充电机等领域有着非常重要的应用。在DC-DC变换器中，谐振变换器因能依靠谐振元件自身的谐振特性实现开关管的软开关，而得到人们的大量关注和重视。
谐振变换器研究工作的核心内容在于谐振腔，谐振腔中谐振元件的个数、类型、参数以及拓扑结构的一点变化都可能对谐振腔的工作方式产生很大的影响，进而改变整个变换器的输出特性。根据谐振元件个数及其组合方式的划分，常见的变换器可分为串联谐振变换器、并联谐振变换器、LCC谐振变换器和LLC谐振变换器。
LLC谐振变换器因依靠自身谐振元件的谐振特性实现开关管的软开关而得到人们大量关注，其理论比较成熟。相较于传统的硬开关技术有一些明显的优势，当开关频率低于或者等于谐振频率时整流二极管自然关断，降低了了整流部分关断损耗，采用变频控制，控制方式简单，开关频率高频化；电感Lm利用变压器激磁电感实现，方便集成，有利于提高功率密度。但LLC的输入/输出的增益曲线较缓，只有工作在谐振点附近整体效率较有优势，一旦变换器的输入或者输出电压范围很宽，为了满足增益需求，变压器激磁电感的取值比较小，导致较大的环流和导通损耗。因此，LLC谐振变换器很难在宽增益，与高效率之间兼顾，为了保持高效率输出，LLC将不适合宽增益范围输出环境，亟需探索一种新型谐振变换器拓扑结构。
发明内容
本发明的目的是提供一种五元件谐振网络及变换器，以提高谐振变换器拓扑结构的输出电压范围。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种五元件谐振网络，所述五元件谐振网络包括第一LC串联谐振结构、第二LC串联谐振结构、激励电感、第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端；
所述第一LC串联谐振结构与所述第二LC串联谐振结构并联组成陷波器；
所述陷波器的一端与所述第一输入端连接，所述陷波器的另一端分别与所述激励电感的一端和所述第一输出端连接，所述激励电感的另一端分别与所述第二输入端和所述第二输出端连接。
可选的，所述陷波器产生增益为0的谐振频率等于第一预设谐振频率。
可选的，所述第一LC串联谐振结构包括第一谐振电感和第一谐振电容，所述第一谐振电感和所述第一谐振电容串联，所述第一谐振电感和所述第一谐振电容串联谐振频率等于第二预设谐振频率。
可选的，所述第二LC串联谐振结构包括第二谐振电感和第二谐振电容，所述第二谐振电感和所述第二谐振电容串联，所述第二谐振电感和所述第二谐振电容串联谐振频率等于第三预设谐振频率。
一种五元件谐振变换器，所述变换器包括五元件谐振网络，所述变换器还包括逆变电路、变压器、整流滤波电路；
所述逆变电路的输入端与直流源的输出端连接，所述逆变电路的输出端与所述五元件谐振网络的输入端连接，所述五元件谐振网络的输出端与所述变压器的输入端连接，所述变压器的输出端与所述整流滤波电路的输入端连接，所述整流滤波电路的输出端与负载连接。
可选的，所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管连接形成桥式逆变电路。
可选的，所述整流滤波电路包括整流电路和滤波电容，所述滤波电容并联在所述整流电路的输出端。
可选的，所述整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管，所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管和所述第四二极管连接形成单相桥式整流电路。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明提出了一种五元件谐振网络及变换器。本发明的谐振网络的第一LC串联谐振结构和第二LC串联谐振结构组成陷波器，将其应用于谐振变换器可以使电压增益曲线快速衰减，改善增益性能，在相同的频率范围内可以实现更宽电压增益范围的调节，而且不仅可以利用三次谐波传递功率，减少无功环流，变换效率高，还可以通过提高开关频率实现自然缓启和短路保护，降低控制的复杂性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明的五元件谐振变换器的电路结构示意图；
图2是本发明的五元件谐振变换器的电路原理图；
图3是本发明的五元件谐振变换器在工作频率高于谐振频率时的波形图；
图4是本发明的五元件谐振变换器在工作频率等于谐振频率时的波形图；
图5是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的波形图；
图6是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的第一工作模态的等效电路图；
图7是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的第二工作模态的等效电路图；
图8是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的第三工作模态的等效电路图；
图9是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的第四工作模态的等效电路图；
图10是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的第五工作模态的第一种开关状态的等效电路图；
图11是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的第五工作模态的第二种开关状态的等效电路图；
图12是本发明的五元件谐振变换器的电压增益曲线图；
图13是本发明的五元件谐振变换器工作在115kHz开关频率时的工作波形图；
图14是本发明的五元件谐振变换器工作在100kHz开关频率时的工作波形图；
图15是本发明的五元件谐振变换器工作在82kHz开关频率时的工作波形图。
附图中的标记名称：A、B、C、D为桥臂中点；Vin为输入源电压；S1、S2、S3、S4分别为第一、第二、第三、第四开关管；Cr1为第一谐振电容；Lr1为第一谐振电感；Cr2为第二谐振电容；Lr2为第二谐振电感；T为变压器；D1、D2、D3、D4分别为第一、第二、第三、第四二极管；Co为输出滤波电容；Ro为负载；Np和Ns分别为变压器T的原边绕组和副边绕组；im为激磁电感Lm的电流；ir为原边谐振电流；id为整流电路输出电流；iD1为流过二极管D1的电流；iD2为流过二极管D2的电流；Vo为输出电压；VAB为A、B两点间电压；VCD为C、D两点间电压；t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t9、t10为时间。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种五元件谐振网络及变换器，以提高谐振变换器拓扑结构的输出电压范围。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
如图1和2所示，一种五元件谐振网络，所述五元件谐振网络包括第一LC串联谐振结构、第二LC串联谐振结构、激励电感Lm、第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。
所述第一LC串联谐振结构与所述第二LC串联谐振结构并联组成陷波器；所述陷波器产生增益为0的谐振频率等于第一预设谐振频率。
所述陷波器的一端与所述第一输入端连接，所述陷波器的另一端分别与所述激励电感的一端和所述第一输出端连接，所述激励电感的另一端分别与所述第二输入端和所述第二输出端连接。
所述第一LC串联谐振结构包括第一谐振电感Lr1和第一谐振电容Cr1，所述第一谐振电感Lr1和所述第一谐振电容Cr1串联，所述第一谐振电感Lr1和所述第一谐振电容Cr1串联谐振频率等于第二预设谐振频率。所述第二LC串联谐振结构包括第二谐振电感Lr2和第二谐振电容Cr2，所述第二谐振电感Lr2和所述第二谐振电容Cr2串联，所述第二谐振电感Lr2和所述第二谐振电容Cr2串联谐振频率等于第三预设谐振频率。
如图2所示，本发明新型五元件谐振变换器包括直流源、逆变电路、五元件谐振网络、变压器T、整流滤波电路和负载Ro组成，直流源与逆变电路输入端相连；逆变电路的输出端与谐振网络输入端相连，五元件谐振网络包括激磁电感Lm、第一谐振电感Lr1、第一谐振电容Cr1、第二谐振电感Lr2和第二谐振电容Cr2；五元件谐振网络的输出端与变压器T的原边绕组Np相连；变压器T的副边绕组Ns与整流滤波电路的输入端相连；整流滤波电路的输出端和负载Ro相连。
谐振网络的激磁电感Lm由所述变压器T的激磁电感代替。
本发明的谐振网络包含三个谐振频率点，第一谐振频率(第二预设谐振频率)等于第一谐振电感Lr1和第一谐振电容Cr1串联谐振时的频率；第二谐振频率(第一预设谐振频率)是陷波器产生的增益为0的谐振频率；第三谐振频率(第三预设谐振频率)等于第二谐振电感Lr2和第二谐振电容Cr2串联谐振时的谐振频率。可以根据变换器需要的谐振频率点，对本发明的谐振网络进行设计。
整流滤波电路包括整流电路和滤波电容Co，整流电路采用单相桥式不可控整流电路，包含四个二极管：第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4，第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阴极相连；第一二极管D1的阳极连于第三二极管D3的阴极；第二二极管D2的阳极连于第四二极管D4的阴极；第三二极管D3的阳极连于第四二极管D4的阳极；整流电路的第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阴极与滤波电容Co第一端相连；整流电路的第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阳极与滤波电容Co第二端相连。
逆变电路采用全桥拓扑结构，包含四个开关管：第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4。第一开关管S1的漏极和第二开关管S2的漏极相连；第一开关管S1的源极连于第三开关管S3的漏极；第二开关管S2的源极连于第四开关管S4的漏极；第三开关管S3的源极连于第四开关管S4的源极。
所述逆变电路产生占空比为50％的方波信号，所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4采用MOSFET开关管。
谐振网络的第一输入端连于所述逆变电路的第一开关管S1的源极和第三开关管S3的漏极；第二输入端连于所述逆变电路的第二开关管S2的源极和第四开关管S4的漏极；谐振网络的第一输出端连于变压器T的原边绕组Np的同名端；谐振网络的第二输出端与变压器T原边绕组Np的非同名端相连。
本发明所述新型五元件谐振变换器实施例采用以下控制方案：第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的开关频率相等，第一开关管S1、第四开关管S4的开关信号分别与第二开关管S2、第三开关管S3的开关信号互补，且占空比均为0.5，第一开关管S1、第四开关管S4同时导通，同时关断，第二开关管S2、第三开关管S3、同时导通，同时关断。在具体实施时，第一开关管S1、第三开关管S3的开关信号之间必须设置合理的死区时间以避免发生桥臂直通，第二开关管S2、第四开关管S4的开关信号之间必须设置合理的死区时间以避免发生桥臂直通。通过调节第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的开关频率调节输出电压。
如图3所示，本发明的五元件谐振变换器在工作频率高于谐振频率时的波形图，图4是本发明的五元件谐振变换器在工作频率等于谐振频率时的波形图，图5是本发明的五元件谐振变换器在工作频率低于谐振频率时的波形图。工作频率低于谐振频率时的工作模式包含了工作频率等于谐振频率和工作频率高于谐振频率时的所有工作模态，以工作频率低于谐振频率时的工作模式为例进行分析，则所述变换器在半个开关周期中共有5种工作模态。在分析前做如下假设：(1)变换器处于稳定运行状态；(2)所有电感、电容及变压器均为理想元件；(3)滤波电容足够大，忽略输出电压纹波。其各开关模态工作情况描述如下：
工作模态1[t0，t1]：开关管S2和S3处于导通状态，在t0时刻，原边电流ir等于励磁电流im，在这个阶段Lr1、Cr1、Lr2、Cr2和Lm共同谐振，变压器副边电流降为0，这样输出整流管D2和D3可以实现ZCS关断。原副边分离，原边不向副边传递能量(如图6所示)。
工作模态2[t1，t2]：在t1时刻，开关管S2和S3关断，此时谐振电流iLr开始给S2和S3的寄生电容充电，同时给S1和S4的寄生电容放电，到t2时刻，S1和S4的寄生电容放电两端电压降为0，S2和S3的寄生电容上升到Vin(如图7所示)。
工作模态3[t2，t3]：在t2时刻，S1和S4两端的电压降为0，在这个工作状态期间开通开关管S1和S4，可实现ZVS，激磁电感被输出电压箝位，原边Lr1、Cr1、Lr2和Cr2共同谐振，ir和im逐渐减小，ir减小的更快，副边二极管D1和D4导通，iDR1逐渐增加，电源将能量从原边传向负载(如图8所示)。
工作模态4[t3，t4]：在t3时刻，ir减小到0，im继续逐渐减小，原边Lr1、Cr1、Lr2和Cr2共同谐振，电流呈现马鞍状是由于基波和三次谐波叠加造成的，副边二极管D1和D4继续导通，电源将能量从原边传向负载，到达t4时刻，im降为0(如图9所示)。
工作模态5[t4，t5]：t4时刻，im由于输出电压的箝位从0开始正向增加能量继续从原边传向负载传递(如图10所示)。到达t5时刻，原边电流ir等于励磁电流im，原边Lr1、Cr1、Lr2、Cr2和Lm开始共同谐振，变压器副边电流iDR1降为0，这样输出整流管D1和D4可以实现ZCS关断，原副边分离，原边不向副边传递能量(如图11所示)。
t6时刻，关断S1和S4开始另一半周期的工作，原理与前面描述的类似，这里不再赘述。
总结上述工作过程可知，该变换器所有开关管都能实现零电压开通，二极管能实现零电流关断，不存在二极管反向恢复问题，因此，所有开关器件都是软开关工作状态。
本实施例中激磁电感Lm由变压器T的激磁电感代替。相关参数是：Vin＝400V、第一谐振电容Cr1＝28.755nF、第一谐振电感Lr1＝88.1uH、第二谐振电容Cr2＝5.32nF、第二谐振电感Lr2＝52.8uH、激磁电感Lm＝176.2uH。
如图12所示，本发明新型五元件谐振变换器的电压增益曲线图，从图中可以看出，在归一化频率大于1时，本发明的五元件谐振变换器的电压增益随着频率的增加下降明显，这是陷波器对变换器增益造成的影响；归一化频率等于2时，陷波器阻抗无穷大，相当于开路，因此增益降为零；在归一化频率等于3时，增益为1，因此变换器可利用三次谐波传递能量。
如图13所示，开关频率为115kHz时新型五元件谐振变换器的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，此时的输出电压为292V。
如图14所示，开关频率为100kHz时新型五元件谐振变换器的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，此时的输出电压为400V。
如图15所示，开关频率为82kHz时新型五元件谐振变换器的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，此时的输出电压为500V。
综上，本发明具有以下有益效果：
(1)陷波器阻抗总体呈感性，所有开关管实现软开关，变换效率高；
(2)所有开关器件的电压都直接由输入电压或输出电压钳位，开关器件电压应力低；
(3)陷波器让电压增益曲线快速衰减，改善了增益性能，在相同的频率范围内可以实现更宽增益范围的调节；
(4)变换器可以通过提高开关频率来实现自然缓启和短路保护，降低了控制的复杂性；
(5)变换器可利用三次谐波传递有功功率，减小无功环流，提高了能量的利用率；
(6)谐振网络结构简单，易于参数设计。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种五元件谐振网络，其特征在于，所述五元件谐振网络包括第一LC串联谐振结构、第二LC串联谐振结构、激励电感、第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端；
所述第一LC串联谐振结构与所述第二LC串联谐振结构并联组成陷波器；
所述陷波器的一端与所述第一输入端连接，所述陷波器的另一端分别与所述激励电感的一端和所述第一输出端连接，所述激励电感的另一端分别与所述第二输入端和所述第二输出端连接。
2.根据权利要求1所述的五元件谐振网络，其特征在于，所述陷波器产生增益为0的谐振频率等于第一预设谐振频率。
3.根据权利要求1所述的五元件谐振网络，其特征在于，所述第一LC串联谐振结构包括第一谐振电感和第一谐振电容，所述第一谐振电感和所述第一谐振电容串联，所述第一谐振电感和所述第一谐振电容串联谐振频率等于第二预设谐振频率。
4.根据权利要求1所述的五元件谐振网络，其特征在于，所述第二LC串联谐振结构包括第二谐振电感和第二谐振电容，所述第二谐振电感和所述第二谐振电容串联，所述第二谐振电感和所述第二谐振电容串联谐振频率等于第三预设谐振频率。
5.一种五元件谐振变换器，其特征在于，所述变换器包括权利要求1-4任意一项所述的五元件谐振网络，所述变换器还包括逆变电路、变压器、整流滤波电路；
所述逆变电路的输入端与直流源的输出端连接，所述逆变电路的输出端与所述五元件谐振网络的输入端连接，所述五元件谐振网络的输出端与所述变压器的输入端连接，所述变压器的输出端与所述整流滤波电路的输入端连接，所述整流滤波电路的输出端与负载连接。
6.根据权利要求5所述五元件谐振变换器，其特征在于，所述逆变电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管连接形成桥式逆变电路。
7.根据权利要求5所述的五元件谐振变换器，其特征在于，所述整流滤波电路包括整流电路和滤波电容，所述滤波电容并联在所述整流电路的输出端。
8.根据权利要求7所述的五元件谐振变换器，其特征在于，所述整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管，所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管和所述第四二极管连接形成单相桥式整流电路。
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