CN110545045B - 一种隔离型三半桥交直流变流电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种隔离型三半桥交直流变流电路及其控制方法，所述隔离型三半桥交直流变流电路包括：输入整流电路，用于将由交流输入端a和交流输入端b输入的交流电压和交流电流处理成由直流母线U1+和直流母线U1‑输出的直流电压和直流电流；高频逆变电路，用于将所述由直流母线U1+和直流母线U1‑输出的直流电压和直流电流处理成变压器T1原边绕组上的交流电压和交流电流；变压器T1，用于根据其原边绕组上的交流电压和交流电流，得到其次边绕组上的交流电压和交流电流；输出整流电路，用于将变压器T1次边绕组上的交流电压和交流电流处理成由直流母线U2+和直流母线U2‑上输出的直流电压和直流电流。

Description

一种隔离型三半桥交直流变流电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种隔离型三半桥交直流变流电路及其控制方法。
背景技术
通过输入交流电压和电流，输出需要的直流电压和电流，供各种用电设备和装置使用，为了使用设备的安全、或为了获得相互隔离的直流电源，在交流到直流的变换中，使用隔离变压器进行隔离。所以，带隔离型的交流到直流的变流电路和装置，具有广泛的用途。
带隔离型的交直流变流电路除了能够输出指定的直流和高的输入功率因数外(交流功率因数接近1)，提高装置的效率，减小体积，降低成本，是带隔离型的交直流变换电路和装置的不断追求。
带隔离型的交直流变流的基本过程是“交流→直流→交流→高频变压器→交流→直流”。所以，在目前的技术中，这种电路基本分三个环节独立研究和设计。第一个环节“交流→直流”的部分为整流部分，在整流的同时还需要提高提高功率因数，所以，这一环节也叫功率因数校正器，主要使用四象限整流电路(有的也叫无桥整流电路)、boost整流电路、winner整流电路等。在第二个环节“直流→交流”的部分为逆变部分，逆变部分主要把直流变为高频的交流，方便使用高频变压器进行隔离和电压变比变换，减小变压器的体积，从而减小整个电路和装置的体积和重量。逆变部分主要采用单相半桥逆变电路、单相桥式逆变电路和三相桥式逆变电路，为了实现逆变电路的软开关控制，在逆变电路的主电路上串联或并联电容，形成谐振电路，使逆变电路工作在谐振状态，当逆变电路的电流过零时，控制开关器件通断，从而实现开关的软开关通断。在末端环节“交流→直流”部分，主要使用二极管构成桥式整流电路(或全波整流电路，但增加了变压器的次级绕组)，或使用MOSFET器件替代二极管构成同步整流电路。
从目前的技术看，功率因数校正环节中，四象限整流电路的交流电流需要通过两个电力电子器件，boost整流电路交流电流需要通过至少三个电力电子器件，winner整流电路需要通过至少两个电力电子器件，这意味着，在功率因数校正环节中，需要至少两个电力电子器件的通态电压损耗(对应能量损耗)。
在高频逆变环节中，虽然使用最好的半桥谐振逆变电路可以降低开关器件的损耗，但半桥谐振逆变电路不能一直工作在谐振状态，当轻负载的时候，就只能脱离谐振点工作而优先满足调整和稳定输出直流电压的功能。当谐振逆变电路脱离谐振状态工作时，逆变电路的开关不再工作在软开关状态，从而使开关的损耗增加。
在末端整流环节，桥式整流中交流电流通过两个电力电子器件，有两个电力电子器件的通态损耗。
发明内容
为解决上述的技术问题，本发明提供了一种隔离型三半桥交直流变流电路及其控制方法。
根据本发明实施例提供的一种隔离型三半桥交直流变流电路，包括：
输入整流电路，用于将由交流输入端a和交流输入端b输入的交流电压和交流电流处理成由直流母线U1+和直流母线U1-输出的直流电压和直流电流；
高频逆变电路，用于将所述由直流母线U1+和直流母线U1-输出的直流电压和直流电流处理成变压器T1原边绕组上的交流电压和交流电流；
变压器T1，用于根据其原边绕组上的交流电压和交流电流，得到其次边绕组上的交流电压和交流电流；
输出整流电路，用于将变压器T1次边绕组上的交流电压和交流电流处理成由直流母线U2+和直流母线U2-上输出的直流电压和直流电流。
优选地，所述输入整流电路由交流输入端a、交流输入端b、电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2、直流母线U1+、直流母线U1-、电力电子器件MOSFET管V1以及电力电子器件MOSFET管V2组成。
优选地，交流输入端a分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连接；交流输入端b与电感L1的一端相连接；二极管D1的阴极与直流母线U1+的一端相连接，其阳极分别与二极管D2的阴极和电力电子器件MOSFET管V1的漏极相连接；二极管D2的阳极与直流母线U1-的一端相连接；电容C1的正电压端与直流母线U1+的另一端相连接，其负电压端分别与电容C2的正电压端和电力电子器件MOSFET管V2的漏极相连接；电容C2的负电压端与直流母线U1-的一端相连接；电感L1的另一端分别与电容C1负电压端和电容C2的正电压端相连接；电力电子器件MOSFET管V1的源极与电力电子器件MOSFET管V2的源极相连接。
优选地，所述高频逆变电路由电容C1、电容C2、电力电子器件MOSFET管V3、电力电子器件MOSFET管V4、二极管D3、二极管D4、电容C3、电感L2以及变压器T1原边绕组组成。
优选地，电力电子器件MOSFET管V3的漏极分别与电容C1的正电压端、二极管D3的阴极和直流母线U1+的另一端相连接，其源极分别与二极管D3的阳极、变压器T1原边的输入端的一端、电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接；二极管D4的阳极与电力电子器件MOSFET管V4的源极相连接，阴极与电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接；电力电子器件MOSFET管V4的源极与直流母线U1-的另一端相连接，其漏极与变压器T1原边的输入端的一端相连接；电感L2的一端与电容C1负电压端、电容C2的正电压端相连接，其另一端与变压器T1原边的输入端的一端相连接。
优选地，所述输出整流电路由变压器T1次边绕组、电感L3、电容C4、二极管D5、二极管D6、电容C5、直流母线U2+、直流母线U2-以及负载R1组成。
优选地，二极管D5的阴极与直流母线U2+的一端相连接，其阳极分别与电容C4的一端和二极管D6的阴极相连接；二极管D6的阳极分别与变压器T1次边输出端的一端和直流母线U2-的一端相连接，其阴极与电容C4的一端相连接；电感L3的一端与变压器T1次边输出端的一端相连接，其另一端与电容C4的另一端相连接；电容C5的一端直流母线U2+的一端相连接，其另一端与直流母线U2-的一端相连接；负载R1的一端直流母线U2+的另一端相连接，其另一端与直流母线U2-的另一端相连接。
根据本发明实施例提供的一种隔离型三半桥交直流变流电路的控制方法，包括：
根据交流输入端a和交流输入端b输入的交流电压和交流电流，得到直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud；
根据直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud，得到直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo；
根据所述直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud和直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制。
优选地，所述根据所述直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud和直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制包括：
当Ud＝<TUdo时，电力电子器件MOSFET管V3和电力电子器件MOSFET管V4工作在电流过零通断切换的方式下，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制；
其中所述T是指高频变压器原边电压与次边电压的比值。
优选地，所述对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制包括：
分别获取交流输入端a和交流输入端b输入实际的交流电压值u和交流电流值i，以及获取交流输入端a和交流输入端b输入参考的交流电流值i*；
分别计算交流输入端a和交流输入端b输入实际的交流功率P＝ui和输入参考的交流功率P*＝αui*；
当P<P*时，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制；
当P>P*时，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行关断或导通控制；
其中，所述α为比例系数。
根据本发明实施例提供的方案，具有以下有益效果：
一：在能够进行功率因数校正、输入输出电磁隔离、输出直流电压可调的前提下，从交流输入到直流输出的整个过程中，电流回路经过的电力电子器件最少，从而减小了电力电子器件在整个电路中的功率损耗。在输入交流整流环节，交流电流通过一个电力电子器件(二极管)或两个电力电子器件(两个MOSFET管)(如果是两个IGBT并联使用，则为经过一个IGBT管)，平均为1.5个通态管压降，在高频逆变环节，电流回路通过一个电力电子器件(一个MOSFET管或一个二极管)，在输出整流环节，电流回路同一个电力电子器件(一个二极管)。所以，从交流输入到直流输出，平均只有3.5个通态管压降的电压损耗，从而把通态管压降降到了最低，提高了系统的变流效率，同时，使用器件少。即能够同时提高系统的效率和降低系统的成本。
二：在正常工作方式下，输出直流电压的大小通过直流母线U1+与直流母线U1-间的电压差(中间直流环节电压)大小来控制，而中间直流环节电压的大小通过输入交流电流的大小来控制，也即通过输入交流电流的大小来控制输出直流电压的大小，从而控制直流输出功率的大小，而使高频逆变环节始终工作在谐振状态。这样逆变环节的开关一直工作在软开关状态，降低开关损耗，由于工作在谐振状态，电流波形总的谐波含量低，降低了变压器的损耗。在一般的高频谐振逆变电路中，在额定功率时，高频逆变电路工作在谐振状态，而在轻负载状态下，使用脉宽调制进行控制，高频逆变电路脱离谐振状态，从而使轻负载状态高频逆变电路工作在脱谐的硬开关状态，开关的损耗增加，电流的谐波含量也增加，从而增加了高频变压器的损耗。也就是说，一般的高频谐振逆变电路的效率最佳工作方式只有一点或一段很小的区域，而其他区域的损耗都会增加。而本发明的高频谐振逆变环节可以在整个正常工作区域处于功率损耗最小的谐振工作状态。
三：由于在末端采用谐振半桥整流电路，电压较低时，输出电流大，电流较高时，输出电流小，与蓄电池的充电曲线的契合度比较高，并且能够有效低提高装置的效率、减小器件的使用，具有良好的性能和有效低降低成本。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于理解本发明，并不构成对本发明的不当限定。
在附图中：
图1是本发明提供的一种隔离型三半桥交直流变流电路的结构示意图；
图2是本发明提供的一种隔离型三半桥交直流变流电路图；
图3是本发明提供的隔离型三半桥交直流变流电路图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细说明，应当理解，以下所说明的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
图1是本发明提供的一种隔离型三半桥交直流变流电路的结构示意图，如图1所示，包括：
输入整流电路，用于将由交流输入端a和交流输入端b输入的交流电压和交流电流处理成由直流母线U1+和直流母线U1-输出的直流电压和直流电流；
高频逆变电路，用于将所述由直流母线U1+和直流母线U1-输出的直流电压和直流电流处理成变压器T1原边绕组上的交流电压和交流电流；
变压器T1，用于根据其原边绕组上的交流电压和交流电流，得到其次边绕组上的交流电压和交流电流；
输出整流电路，用于将变压器T1次边绕组上的交流电压和交流电流处理成由直流母线U2+和直流母线U2-上输出的直流电压和直流电流。
其中，所述输入整流电路由交流输入端a、交流输入端b、电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2、直流母线U1+、直流母线U1-、电力电子器件MOSFET管V1以及电力电子器件MOSFET管V2组成。具体地说，交流输入端a分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连接；交流输入端b与电感L1的一端相连接；二极管D1的阴极与直流母线U1+的一端相连接，其阳极分别与二极管D2的阴极和电力电子器件MOSFET管V1的漏极相连接；二极管D2的阳极与直流母线U1-的一端相连接；电容C1的正电压端与直流母线U1+的另一端相连接，其负电压端分别与电容C2的正电压端和电力电子器件MOSFET管V2的漏极相连接；电容C2的负电压端与直流母线U1-的一端相连接；电感L1的另一端分别与电容C1负电压端和电容C2的正电压端相连接；电力电子器件MOSFET管V1的源极与电力电子器件MOSFET管V2的源极相连接。
其中，所述高频逆变电路由电容C1、电容C2、电力电子器件MOSFET管V3、电力电子器件MOSFET管V4、二极管D3、二极管D4、电容C3、电感L2以及变压器T1原边绕组组成。具体地说，电力电子器件MOSFET管V3的漏极分别与电容C1的正电压端、二极管D3的阴极和直流母线U1+的另一端相连接，其源极分别与二极管D3的阳极、变压器T1原边的输入端的一端、电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接；二极管D4的阳极与电力电子器件MOSFET管V4的源极相连接，阴极与电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接；电力电子器件MOSFET管V4的源极与直流母线U1-的另一端相连接，其漏极与变压器T1原边的输入端的一端相连接；电感L2的一端与电容C1负电压端、电容C2的正电压端相连接，其另一端与变压器T1原边的输入端的一端相连接。
其中，所述输出整流电路由变压器T1次边绕组、电感L3、电容C4、二极管D5、二极管D6、电容C5、直流母线U2+、直流母线U2-以及负载R1组成。具体地说，二极管D5的阴极与直流母线U2+的一端相连接，其阳极分别与电容C4的一端和二极管D6的阴极相连接；二极管D6的阳极分别与变压器T1次边输出端的一端和直流母线U2-的一端相连接，其阴极与电容C4的一端相连接；电感L3的一端与变压器T1次边输出端的一端相连接，其另一端与电容C4的另一端相连接；电容C5的一端直流母线U2+的一端相连接，其另一端与直流母线U2-的一端相连接；负载R1的一端直流母线U2+的另一端相连接，其另一端与直流母线U2-的另一端相连接。
本发明提供的一种隔离型三半桥交直流变流电路的控制方法，包括：
根据交流输入端a和交流输入端b输入的交流电压和交流电流，得到直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud；
根据直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud，得到直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo；
根据所述直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud和直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制。
其中，所述根据所述直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud和直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制包括：当Ud＝<TUdo时，电力电子器件MOSFET管V3和电力电子器件MOSFET管V4工作在电流过零通断切换的方式下，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制；其中所述T是指高频变压器原边电压与次边电压的比值。
具体地说，所述对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制包括：分别获取交流输入端a和交流输入端b输入实际的交流电压值u和交流电流值i，以及获取交流输入端a和交流输入端b输入参考的交流电流值i*；分别计算交流输入端a和交流输入端b输入实际的交流功率P＝ui和输入参考的交流功率P*＝αui*；当P<P*时，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制；当P>P*时，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行关断或导通控制；其中，所述α为比例系数。
图2是本发明提供的一种隔离型三半桥交直流变流电路图，如图2所示，包括：a和b分别为交流输入端；L1、L2、L3为电感；U1+为输入交流整流后的正直流母线，U1-为输入交流整流后的负直流母线；C1、C2、C3、C4、C5为电容；V1、V2、V3、V4为电力电子器件MOSFET管,D1、D2、D3、D4、D5、D6为二极管，T1为高频变压器，R1为负载；U2+为输出直流电压的正直流母线，U2-为输出直流电压的负直流母线；g1为电力电子器件MOSFET管V1的栅极接线端，g2为电力电子器件MOSFET管V2的栅极接线端，g3为电力电子器件MOSFET管V3的栅极接线端，g4为电力电子器件MOSFET管V4的栅极接线端，s12为电力电子器件MOSFET管V1和V2的源极接线端，s3为电力电子器件MOSFET管V3的源极接线端，s4为电力电子器件MOSFET管V4的源极接线端。
二极管D1的阴极与直流母线U1+相连接，二极管D1的阳极与二极管D2的阴极相连接；二极管D2的阴极与二极管D1的阳极相连接，二极管D2的阳极与直流母线U1-相连接。电容C1的正电压端与直流母线U1+相连接，负电压端与电容C2的正电压端相连接；电容C2的正电压端与电容C1的负电压端向连接，负电压端与直流母线U1-相连接。交流输入端a与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极相连接。交流输入端b与电感L1的一端相连接。电感L1的一端与交流输入端b相连接，另一端与电容C1负电压端、电容C2的正电压端相连接。电力电子器件MOSFET管V1的漏极与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极相连接，源极与电力电子器件MOSFET管V2的源极相连接；电力电子器件MOSFET管V2的源极与电力电子器件MOSFET管V1的源极相连接，漏极与电容C1负电压端、电容C2的正电压端相连接。
电力电子器件MOSFET管V3的漏极与直流母线U1+相连接，源极与电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接；电力电子器件MOSFET管V4的漏极与电力电子器件MOSFET管V3的源极相连接，源极与直流母线U1-相连接。二极管D3的阳极与电力电子器件MOSFET管V3的源极相连接，阴极与电力电子器件MOSFET管V3的漏极相连接；二极管D4的阳极与电力电子器件MOSFET管V4的源极相连接，阴极与电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接。电感L2的一端与与电容C1负电压端、电容C2的正电压端相连接，另一端与变压器T1原边的输入端的一端相连接。变压器T1原边的输入端的一端与电感L2的一端相连接，另一端与电力电子器件MOSFET管V3的源极、电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接。
二极管D5的阴极与直流母线U2+相连接，二极管D5的阳极与二极管D6的阴极相连接；二极管D6的阴极与二极管D5的阳极相连接，二极管D6的阳极与直流母线U2-相连接。变压器T1次边输出端的一端与直流母线U2-相连接，另一端与电感L2的一端相连接。电感L2的一端与变压器T1次边输出端的一端相连接，另一端与电容C4的一端相连接。电容C4的一端与电感L2的一端相连接，另一端与二极管D5的阳极、二极管D6的阴极相连接。电容C5的一端直流母线U2+相连接，另一端与直流母线U2-相连接。
负载R1的一端直流母线U2+相连接，另一端与直流母线U2-相连接。
二极管D1、D2、D5、D6可以使用电力电子开关MOSFET管替代，MOSFET管的漏极和源极分别与二极管阳极和阴极对应，并采用同步整流的控制技术，可以较低开关损耗。
电力电子器件MOSFET管V1和V2反向串联，构成了一个可以双向导通和双向截止的受控开关组，此受控开关组可以是两个电力电子器件MOSFET管的源极相向连接，也可以是漏极相向连接；还可以是两个具有反向截断功能的电力电子开关IGBT管的反向并联构成。
电感L1可以在串联在交流输入端a所在的支路中，也可以在串联在交流输入端b所在的支路中。
电感L2可以是单独的电感元件，也可以与变压器T1合为一体，以变压器T1的原边漏感形式存在。电容C3与电感L2的前后位置可以互换，可以在变压器T1原边的上端所在支路上，也可以变压器T1原边下端所在支路上，还可以分别处于变压器T1原边的下端所在支路和上端所在支路上。
电容C3可以和电感L2、变压器T1原边绕组相串联构成谐振支路，也可以是电容C3与变压器T1原边绕组并联后在与电感L2串联构成谐振支路。
电感L3可以是单独的电感元件，也可以与变压器T1合为一体，以变压器T1的次边漏感形式存在。
电容C4与电感L3的前后位置可以互换，可以在变压器T1次边的上端所在支路上，也可以变压器T1次边下端所在支路上，还可以分别处于变压器T1次边的下端所在支路和上端所在支路上。
本发明的工作过程包括三部分：
1、输入整流回路工作过程
输入整流回路是从交流输入端a、交流输入端b输入交流电压和电流，通过整流回路后，得到直流母线U1+、直流母线U1-输出的直流电压和直流电流。输入整流回路在把交流变为直流的同时，还需要使输入交流的电压和电流的相位接近与0，功率因数接近于1，所以又是功率因数校正环节。
交流输入端a、交流输入端b、电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2、直流母线U1+、直流母线U1-、电力电子器件MOSFET管V1、电力电子器件MOSFET管V2等元件连接构成功率因数校正环节100。
设以交流输入端a的电压输入交流电压的参考零电压，则交流输入端b点的电压为正弦波形，如果交流输入端b点的电压比交流输入端a点的电压高，则为正电压半波，如果交流输入端b点的电压比交流输入端a点的电压低，则为负电压半波。
当电力电子器件MOSFET管V1和V2处于截止状态，在正电压半波时，如果“交流输入端b→电流测量单元M2→电感L1→二极管D1→直流母线U1+→电容C1→交流输入端a”构成回路，则电流从电容C1的上端流入，下端流出，交流电源为电容C1充电，电容C1的电压是上端为正电压，下端为负电压；在负电压半波时，如果“交流输入端a→电容C2→直流母线U1-→二极管D2→电感L1→电流测量单元M2→交流输入端b”构成回路，则电流从电容C2的上端流入，下端流出，交流电源为电容C2充电，电容C2的电压是上端为正电压，下端为负电压。
在没有电力电子器件MOSFET管V1和V2参与工作的情况下，交流电源通过以上交流回路为电容C1和电容C2充电，直到电容C1和电容C2的电压分别等于交流电源的电压峰值为止。这一过程是一种自然整流过程。在自然整流过程中，不能控制交流输入侧的功率因数，也不能控制输入交流电流的大小。自然整流过程为一种辅助的、或者是过渡的工作方式。
当电力电子器件MOSFET管V1和V2参与工作时，为受控整流方式。本发明的功率因数校正环节100主要工作在受控整流方式下。
在受控整流方式下，电容C1和电容C2的电压分别大于等于交流电源的电压峰值。给定一个输入交流电流的参考信号，输入交流电流的参考信号的相位和频率与输入交流电压的相位和频率一致，幅值由控制器调节，与电容C1和电容C2的电压相关。
对实际输入交流电流的控制可以采用滞环控制，也可以采用跟踪控制。以采用跟踪控制为例说明电流控制过程。
在正电压半波时，如果实际输入交流电流小于输入交流电流的参考信号，则给电力电子器件MOSFET管V1和V2“导通”控制信号，“交流输入端b→电流测量单元M2→电感L1→电力电子器件MOSFET管V1→电力电子器件MOSFET管V2→交流输入端a”构成回路，电感L1几乎承受交流电源的全部电压，且电感L1承受的电压和电流的方向一致，电感L1的电流值增加，也就是实际输入交流电流值增加。当实际输入交流电流值大于输入交流电流的参考信号时，则给电力电子器件MOSFET管V1和V2“关断”控制信号，“交流输入端b→电流测量单元M2→电感L1→二极管D1→直流母线U1+→电容C1→交流输入端a”构成回路，电感L1承受的电压为交流电源的电压与电容C1的电压的叠加，由于电容C1的电压与交流电源的电压方向相反，且电容C1的电压大于交流电源的电压，所以电感L1承受的电压和电流的方向相反，电感L1的电流值减小。当实际输入交流电流值小于输入交流电流的参考信号时，再给电力电子器件MOSFET管V1和V2“导通”控制信号，重复上述过程。
在负电压半波时，取实际输入交流电流和参考信号的绝对值进行比较，电感L1的电流方向与正电压半波时相反。如果实际输入交流电流的绝对值小于输入交流电流的参考信号的绝对值时，则给电力电子器件MOSFET管V1和V2“导通”控制信号，“交流输入端b→电流测量单元M2→电感L1→电力电子器件MOSFET管V1→电力电子器件MOSFET管V2→交流输入端a”构成回路，电感L1几乎承受交流电源的全部电压，且电感L1承受的电压和电流的方向一致，电感L1的电流绝对值增加，也就是实际输入交流电流绝对值增加。当实际输入交流电流绝对值大于输入交流电流的参考信号绝对值时，则给电力电子器件MOSFET管V1和V2“关断”控制信号，“交流输入端b→电流测量单元M2→电感L1→二极管D2→直流母线U1-→电容C2→交流输入端a”构成回路，电感L1承受的电压为交流电源的电压与电容C2的电压的叠加，由于电容C2的电压与交流电源的电压方向相反，且电容C2的电压大于交流电源的电压，所以电感L1承受的电压和电流的方向相反，电感L1的电流值减小。当实际输入交流电流绝对值小于输入交流电流的参考信号绝对时，再给电力电子器件MOSFET管V1和V2“导通”控制信号，重复上述过程。
2、高频逆变环节工作过程
高频逆变环节是把直流母线U1+、直流母线U1-输出的直流电压和电流变为变压器T1原边绕组上的交流电压和交流电流。
电容C1、电容C2、电力电子器件MOSFET管V3、电力电子器件MOSFET管V4、二极管D3、二极管D4、电容C3、电感L2、变压器T1原边绕组等元件连接构成高频谐振逆变环节101。
设在图2中，电容C3和电感L2所在的电路支路中的电流从右向左为正方向。
当电流方向为正时，给电力电子器件MOSFET管V3“开通”控制信号，给电力电子器件MOSFET管V4“关断”控制信号；此时“电容C1→电力电子器件MOSFET管V3→变压器T1原边→电感L2→电容C3→电容C1”构成回路，电容C1的能量一方通过变压器T1原边传递到次边，另一方面使的电感L2的电流值正方向增加，同时使电容C3的电压正方增加，此时电容C3的电压右端为正极，左端为负极。当电容C3的电压与电容C1的电压相等时，电感L2的电流达到最大值。电容C3的电压继续增加，电感L2的电流开始减小，最后当电感L2的电流减小到零时，由于电容C3的电压比电容C1的电压高，电感L2的电流开始反方向增加。
当感L2的电流由正方向变为负方向时，电流方向为负，给电力电子器件MOSFET管V3“关断”控制信号，给电力电子器件MOSFET管V4“开通”控制信号；此时“电容C2→电力电子器件MOSFET管V4→变压器T1原边→电感L2→电容C3→电容C2”构成回路，电容C2的能量一方通过变压器T1原边传递到次边，另一方面使的电感L2的电流值反方向增加，同时使电容C3的电压正方向减小，过零点后，又反方向增加，此时电容C3的电压右端为负极，左端为正极。当电容C3的电压与电容C2的电压相等时，电感L2的电流反方向达到最大值。电容C3的电压继续反方向增加，电感L2的电流开始反方向减小，最后当电感L2的电流减小到零时，由于电容C3的反方向电压比电容C2的电压高，电感L2的电流开始正方向增加。
当感L2的电流由负方向变为正方向时，电流方向为正，给电力电子器件MOSFET管V3“开通”控制信号，给电力电子器件MOSFET管V4“关断”控制信号；此时“电容C1→电力电子器件MOSFET管V3→变压器T1原边→电感L2→电容C3→电容C1”构成回路，电容C1的能量一方通过变压器T1原边传递到次边，另一方面使的电感L2的电流值正方向增加，同时使电容C3的电压先负方向减小，过零点后，再正方向增加，此时电容C3的电压右端为正极，左端为负极。当电容C3的电压与电容C1的电压相等时，电感L2的电流达到最大值。电容C3的电压继续增加，电感L2的电流开始减小，最后当电感L2的电流减小到零时，由于电容C3的电压比电容C1的电压高，电感L2的电流开始反方向增加。如此循环。
在高频逆变过程中，电力电子器件MOSFET管V3和V4的关断和导通切换在零电流附近完成，开关电流很小，因而开关损耗也很小。
3、输出整流环节工作过程
输出整流环节是把变压器T1次边绕组上输出的交流电压和交流电流变为直流母线U2+、直流母线U2-上输出的直流电压和直流电流。
变压器T1次边绕组、电感L3、电容C4、二极管D5、二极管D6、电容C5、直流母线U2+、直流母线U2-、负载R1等元件连接构成输出整流环节102。
设变压器T1次边上端电压高于下端电压时为正半波，上端电压低于下端电压时为副半波。
当变压器T1次边输出负半波时，由“变压器T1次边下端→二极管D6→电容C4→电感L3→变压器T1次边上端”构成回路，变压器T1次边给电容C4充电，电容C4的电压最高可达到变压器T1次边电压峰值，电容C4的电压极性为右端为正极，左端为负极。
当变压器T1次边输出正半波时，由“变压器T1次边上端→电感L3→电容C4→二极管D5→电容C5与负载R1的并联支路→变压器T1次边下端”构成回路，变压器T1次边与电容C4电压叠加，当变压器T1次边电压从零开始上升时，便可以形成充电电流，为电容C5与负载R1的并联支路充电。同时，电容C5放电，电容C5的电压减小，为变压器T1次边输出负半波时电压从零开始反向增加是就可以为电容C5充电创造条件。
隔离型三半桥交直流变流电路的控制方法：
设实际输入交流电压为u，实际输入交流电流为i,输入交流电流参考信号为i*,实际输入交流功率为p，输入交流参考功率为P*，直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值为Ud，直流母线U1+与直流母线U1-间的参考直流电压值为Ud*(t)，直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值为Udo，直流母线U2+与直流母线U2-间的参考直流电压值为Udo*,高频变压器的变比为T(T＝变压器原边电压/变压器次边电压),直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值与参考直流电压值差为ΔUd，Spwm为控制信号输出。
当Ud>TUdo时，电力电子器件MOSFET管V1和V2处于关断状态，不参与整流过程，输入端的整流电路处于自然工作状态。而电力电子器件MOSFET管V3和V4工作在脉宽调制状态，通过调整占空比来控制输出端直流电压的大小，这一工作状态为从零电压软启动的特殊工作状态，不是本发明电路的主要工作状态。
当Ud＝<TUdo时，高频逆变环节101中电力电子器件MOSFET管V3和V4工作在电流过零通断切换的方式下，而功率因数校正环节中，电力电子器件MOSFET管V1和V2使用如下方式控制。
p＝ui (式1)
p*＝αui* (式2)
Figure BDA0002209073770000151
Figure BDA0002209073770000152
Figure BDA0002209073770000153
在式2、3中，α为比例系数，式3中，系数k为比例型反馈控制系数，k的值越大，反馈控制的调节速度越快，k的值越小，反馈控制的调节速度越慢，在式4中，β为输出直流电压误差比例系数，τ为延迟时间，式5的含义是，直流环节的直流电压参考值的调节方式是当前直流电压的参考值是前τ时刻的直流电压的参考值减去一个修正值，这个修正值为输出直流电压的实际值减去输出直流电压的参考值后，再乘以变压器变比，然后再乘以一个误差比例系数。
在式5中，当Spwm为1时，控制电力电子器件MOSFET管V1和V2导通(或延时导通)，当Spwm为0时，控制电力电子器件MOSFET管V1和V2关断(或延时关断)。或者
Figure BDA0002209073770000154
在式6中，当Spwm为1时，控制电力电子器件MOSFET管V1和V2关断(或延时关断)，当Spwm为0时，控制电力电子器件MOSFET管V1和V2导通(或延时导通)。
图3是本发明提供的隔离型三半桥交直流变流电路图，如图3所示，a200、b200为交流输入端；L201、L202、L203为电感；U201+为输入交流整流后的正直流母线，U201-为输入交流整流后的负直流母线；C201、C202、C203、C204、C205为电容；V201、V202、V203、V204为电力电子器件MOSFET管,D201、D202、D203、D204、D205、D206为二极管，T201为高频变压器，R201为负载；M201、M204、M205为电压测量单元；M202、M203为电流测量单元；U202+为输出直流电压的正直流母线，U202-为输出直流电压的负直流母线；u11、u12为电压测量单元M201的测量信号输出接线端，u21、u22为电流测量单元M202的测量信号输出接线端，u31、u32为电流测量单元M203的测量信号输出接线端，u41、u42为电压测量单元M204的测量信号输出接线端，u51、u52为电压测量单元M205的测量信号输出接线端；g1为电力电子器件MOSFET管V201的栅极接线端，g2为电力电子器件MOSFET管V202的栅极接线端，g3为电力电子器件MOSFET管V203的栅极接线端，g4为电力电子器件MOSFET管V204的栅极接线端，s12为电力电子器件MOSFET管V201和V202的源极接线端，s3为电力电子器件MOSFET管V203的源极接线端，s4为电力电子器件MOSFET管V204的源极接线端。
二极管D2201的阴极与直流母线U201+相连接，二极管D201的阳极与二极管D202的阴极相连接；二极管D202的阴极与二极管D2201的阳极相连接，二极管D202的阳极与直流母线U201-相连接。电容C201的正电压端与直流母线U201+相连接，负电压端与电容C202的正电压端相连接；电容C202的正电压端与电容C201的负电压端向连接，负电压端与直流母线U201-相连接。交流输入端a200与二极管D201的阳极、二极管D202的阴极相连接。交流输入端b200与电流测量单元M202的一端相连接。电流测量单元M202的一端与交流输入端b200相连接，另一端与电感L201的一端相连接。
电感L201的一端与交流输入端b相连接，另一端与电容C201负电压端、电容C202的正电压端相连接。电力电子器件MOSFET管V201的漏极与二极管D201的阳极、二极管D202的阴极相连接，源极与电力电子器件MOSFET管V202的漏极相连接；电力电子器件MOSFET管V202的漏极与电力电子器件MOSFET管V201的源极相连接，源极与电容C201负电压端、电容C202的正电压端相连接。
电力电子器件MOSFET管V203的漏极与直流母线U201+相连接，源极与电力电子器件MOSFET管V204的漏极相连接；电力电子器件MOSFET管V204的漏极与电力电子器件MOSFET管V203的源极相连接，源极与直流母线U201-相连接。二极管D203的阳极与电力电子器件MOSFET管V203的源极相连接，阴极与电力电子器件MOSFET管V203的漏极相连接；二极管D204的阳极与电力电子器件MOSFET管V204的源极相连接，阴极与电力电子器件MOSFET管V204的漏极相连接。
电流测量单元M203的一端与电容C201负电压端、电容C202的正电压端相连接，另一端与电感L202的一端相连接。电感L202的一端与电流测量单元M203的一端相连接，另一端与变压器T201原边的输入端的一端相连接。变压器T201原边的输入端的一端与。电感L202的一端相连接，另一端与电力电子器件MOSFET管V203的源极、电力电子器件MOSFET管V204的漏极相连接。
二极管D205的阴极与直流母线U202+相连接，二极管D205的阳极与二极管D206的阴极相连接；二极管D206的阴极与二极管D205的阳极相连接，二极管D206的阳极与直流母线U202-相连接。
变压器T201次边输出端的一端与直流母线U202-相连接，另一端与电感L202的一端相连接。电感L202的一端与变压器T201次边输出端的一端相连接，另一端与电容C204的一端相连接。电容C204的一端与电感L202的一端相连接，另一端与二极管D205的阳极、二极管D206的阴极相连接。电容C205的一端直流母线U202+相连接，另一端与直流母线U202-相连接。
负载R201的一端直流母线U202+相连接，另一端与直流母线U202-相连接。
电压测量单元M201的一端与交流输入端a200相连接,另一端与交流输入端b200相连接。电压测量单元M204的一端与直流母线U201+相连接，另一端与直流母线U201-相连接。电压测量单元M205的一端与直流母线U202+相连接，另一端与直流母线U202-相连接相。
根据本发明实施例提供的方案，第一个环节“交流→直流”的部分为整流部分，交流电流平均通过1.5个电力电子器件，在第二个环节“直流→交流”的部分为逆变部分，能够使逆变电路一直工作在谐振状态，在末端整流环节，使交流电流通过一个电流电子器件。从而从总体上降低了电力电子器件的通态损耗，并减少了器件的使用。具有提升技术性能和降低成本的双重优点。
尽管上文对本发明进行了详细说明，但是本发明不限于此，本技术领域技术人员可以根据本发明的原理进行各种修改。因此，凡按照本发明原理所作的修改，都应当理解为落入本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种隔离型三半桥交直流变流电路，其特征在于，包括：
输入整流电路，用于将由交流输入端a和交流输入端b输入的交流电压和交流电流处理成由直流母线U1+和直流母线U1-输出的直流电压和直流电流；
高频逆变电路，用于将所述由直流母线U1+和直流母线U1-输出的直流电压和直流电流处理成变压器T1原边绕组上的交流电压和交流电流；
变压器T1，用于根据其原边绕组上的交流电压和交流电流，得到其次边绕组上的交流电压和交流电流；
输出整流电路，用于将变压器T1次边绕组上的交流电压和交流电流处理成由直流母线U2+和直流母线U2-上输出的直流电压和直流电流；
其中，所述输入整流电路由交流输入端a、交流输入端b、电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2、直流母线U1+、直流母线U1-、电力电子器件MOSFET管V1以及电力电子器件MOSFET管V2组成；
所述高频逆变电路由电容C1、电容C2、电力电子器件MOSFET管V3、电力电子器件MOSFET管V4 、二极管D3、二极管D4、电容C3、电感L2以及变压器T1原边绕组组成；
所述输出整流电路由变压器T1次边绕组、电感L3、电容C4、二极管D5、二极管D6、电容C5、直流母线U2+、直流母线U2-以及负载R1组成；
其中，交流输入端a分别与电容C1负电压端和电容C2正电压端相连接；交流输入端b与电感L1的一端相连接；二极管D1的阴极与直流母线U1+的一端相连接，其阳极分别与二极管D2的阴极和电力电子器件MOSFET管V1的漏极相连接；二极管D2的阳极与直流母线U1-的一端相连接；电容C1的正电压端与直流母线U1+的另一端相连接，其负电压端分别与电容C2的正电压端和电力电子器件MOSFET管V2的漏极相连接；电容C2的负电压端与直流母线U1-的一端相连接；电感L1的另一端分别与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极相连接；电力电子器件MOSFET管V1的源极与电力电子器件MOSFET管V2的源极相连接；
其控制方法，包括：
根据交流输入端a和交流输入端b输入的交流电压和交流电流，得到直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud；
根据直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud，得到直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo；
根据所述直流母线U1+与直流母线U1-间的实际直流电压值Ud和直流母线U2+与直流母线U2-间的实际直流电压值Udo，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制，其包括：
当Ud=<TUdo时，电力电子器件MOSFET管V3和电力电子器件MOSFET管V4工作在电流过零通断切换的方式下，
分别获取交流输入端a和交流输入端b输入实际的交流电压值u和交流电流值i，以及获取交流输入端a和交流输入端b输入参考的交流电流值i*；
分别计算交流输入端a和交流输入端b输入实际的交流功率P=ui和输入参考的交流功率P*=αui*；
当P< P*时，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行导通或关断控制；
当P> P*时，对电力电子器件MOSFET管V1和电力电子器件MOSFET管V2进行关断或导通控制；
其中，所述T是指高频变压器原边电压与次边电压的比值；所述α为比例系数。
2.根据权利要求1所述的隔离型三半桥交直流变流电路，其特征在于，电力电子器件MOSFET管V3的漏极分别与电容C1的正电压端、二极管D3的阴极和直流母线U1+的另一端相连接，其源极分别与二极管D3的阳极、变压器T1原边的输入端的一端、电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接；二极管D4的阳极与电力电子器件MOSFET管V4的源极相连接，阴极与电力电子器件MOSFET管V4的漏极相连接；电力电子器件MOSFET管V4的源极与直流母线U1-的另一端相连接，其漏极与变压器T1原边的输入端的一端相连接；电感L2的一端与电容C3的一端相连接，其另一端与变压器T1原边的输入端的另一端相连接；电容C3的另一端与电容C1负电压端、电容C2的正电压端相连接。
3.根据权利要求1所述的隔离型三半桥交直流变流电路，其特征在于，二极管D5的阴极与直流母线U2+的一端相连接，其阳极分别与电容C4的一端和二极管D6的阴极相连接；二极管D6的阳极分别与变压器T1次边输出端的一端和直流母线U2-的一端相连接，其阴极与电容C4的一端相连接；电感L3的一端与变压器T1次边输出端的另一端相连接，其另一端与电容C4的另一端相连接；电容C5的一端直流母线U2+的一端相连接，其另一端与直流母线U2-的一端相连接；负载R1的一端与直流母线U2+的另一端相连接，其另一端与直流母线U2-的另一端相连接。
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