WO2018025526A1 - 高電圧発生装置、およびそれを搭載するｘ線画像診断装置 - Google Patents

高電圧発生装置、およびそれを搭載するｘ線画像診断装置 Download PDF

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WO2018025526A1
WO2018025526A1 PCT/JP2017/022474 JP2017022474W WO2018025526A1 WO 2018025526 A1 WO2018025526 A1 WO 2018025526A1 JP 2017022474 W JP2017022474 W JP 2017022474W WO 2018025526 A1 WO2018025526 A1 WO 2018025526A1
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voltage
output
voltage generator
high voltage
switching
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PCT/JP2017/022474
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祐樹 河口
浩和 飯嶋
美奈 小川
将太郎 進藤
Original Assignee
株式会社日立製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a high voltage generator and an X-ray diagnostic imaging apparatus equipped with the same.
  • an arbitrary DC voltage of about several tens of kV to 100 kV is supplied to an X-ray tube as a load.
  • the voltage of the X-ray tube hereinafter referred to as tube voltage
  • the current of the X-ray tube hereinafter referred to as tube current
  • the imaging time is short in a heavy load condition with a large tube current, whereas it is required to support continuous imaging for a long time in a light load condition with a small tube current.
  • the tube voltage condition is switched at a high speed at intervals of several ms and imaging is performed.
  • the smoothing capacity mounted on the high voltage generator is reduced. Is required.
  • the pulsation rate Kx of the tube voltage since the pulsation of the tube voltage affects the captured image, it is necessary to set the pulsation rate (voltage pulsation rate) Kx of the tube voltage to a predetermined value or less. Therefore, there is a problem that it is difficult to simply reduce the smoothing capacity in the high voltage generator applied to the X-ray imaging apparatus.
  • the pulsation rate (voltage pulsation rate) Kx of the tube voltage is expressed by equation (1).
  • Kx ⁇ Vx / Vxmax (1)
  • Vxmax on the right side of equation (1) indicates the maximum value of the tube voltage
  • ⁇ Vx indicates the fluctuation range of the tube voltage.
  • the fluctuation range ⁇ Vx of the tube voltage can be roughly obtained by the following equation (2).
  • ⁇ Vx Ix / (2 ⁇ Cm ⁇ fsw) (2)
  • Ix on the right side represents the tube current
  • Cm represents the smoothing capacity
  • fsw represents the inverter drive frequency (inverter drive frequency).
  • Patent Document 1 states that “[Purpose] In a series resonant converter, even when the output voltage decreases, the operating frequency is not greatly changed and the switching loss is kept low. [Configuration] In the series resonant converter, the resonant current I is reduced. A current transformer 41 is provided in the path through which the current flows. The secondary side of the current transformer 41 is connected to the input terminals 3 and 5 via the rectifier circuit 43, the auxiliary switching element FET 45, and the diode 47.
  • the auxiliary switching element FET45 When the output voltage is normal, the auxiliary switching element FET45 is turned on for normal operation, and when the output voltage is low and the resonance current I becomes longer, the auxiliary switching element FET45 is turned off to A part of the energy of the resonance current I is fed back from the secondary side of 41 to the DC power source 1 on the input side, and the current I is quickly reduced to zero.
  • the switching element IGBTs 17, 19 can be turned off (see [Summary]), ”a series resonant converter technique is disclosed.
  • the inverter in addition to the configuration of the capacitor voltage clamped series resonant converter shown in FIG. 1 (Patent Document 1), the inverter includes an auxiliary transformer, a rectifier circuit, and a switch element. It has a configuration with an auxiliary circuit that is configured, connected in series with the primary winding of the auxiliary transformer, and has a configuration in which a rectifier circuit and a switch element are connected to the secondary winding of the auxiliary transformer. The element is turned off, the auxiliary circuit is disconnected from the main inverter, the switch element of the auxiliary circuit is turned on in the light load region, and energy is regenerated from the main inverter to the DC power source via the auxiliary circuit.
  • the load viewed from the main inverter in the light load region can be equivalently regarded as a heavy load, and thus it is possible to suppress a decrease in the drive frequency of the inverter in the light load region. Become.
  • Patent Document 1 requires an additional auxiliary circuit composed of a transformer, a rectifier circuit, and a switching element, which increases the circuit scale and cost.
  • the present invention was devised in view of the above-mentioned problems, suppresses an increase in the number of circuit components, maintains the pulsation rate of the tube voltage (output voltage) at a predetermined value, and reduces the switching loss of the inverter. It is an object of the present invention to provide a high-voltage generator that is compatible with reduction, and to provide an X-ray diagnostic imaging apparatus using the same.
  • the high voltage generator of the present invention includes a resonant half-bridge circuit that includes two switching elements, at least two resonant capacitors, a boost inductor, and diodes connected in parallel to the resonant capacitors.
  • control means for controlling the two switching elements of the resonant half-bridge circuit, and switching on and off of the resonant capacitor of the resonant half-bridge circuit according to an output command value input to the control means
  • a switching means, a primary winding and a secondary winding, and the output voltage of the resonant half-bridge circuit is input to the primary winding as a primary voltage, and the secondary voltage transformed from the secondary winding is output.
  • a transformer, and a rectifier circuit that rectifies and smoothes the secondary voltage output from the transformer and outputs it as a DC voltage. And butterflies. Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
  • a high voltage generator that suppresses an increase in the number of circuit components, maintains a pulsation rate of a tube voltage (output voltage) at a predetermined value, and reduces switching loss of an inverter.
  • an X-ray diagnostic imaging apparatus using the same can be provided.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration example of a high voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the high voltage generator 10 includes an inverter 11, a transformer 13, a rectifier circuit 14, and a control device (control means) 15.
  • the inverter 11 converts the DC voltage (power) of the DC power supply (Vin) 101 into an AC voltage (power) having a variable frequency under the control of the control device 15, and outputs the AC voltage (power) from the output terminals 111 and 112. To do.
  • the transformer 13 includes a primary winding N1 and a secondary winding N2.
  • the transformer 13 boosts (transforms) an AC voltage output from the inverter 11 as a primary side input, and outputs a secondary side output terminal 133, The boosted AC voltage is output to 134.
  • the rectifier circuit 14 receives the AC voltage (power) on the secondary side of the transformer 13, rectifies and smoothes the DC voltage (power) between the output terminal 143 of the rectifier circuit 14 and the ground (ground) 100. Output.
  • the DC voltage of the DC power supply 101 is converted into a boosted DC voltage, and the output terminal 143 of the rectifier circuit 14, that is, the output terminal 143 of the high voltage generator 10 and the ground 100.
  • a high-voltage DC voltage is output as the output voltage Vx.
  • a variable DC voltage is supplied to the load 107.
  • the inverter 11 includes a capacitor C1 that smoothes the voltage of the DC power supply 101, a resonant half bridge circuit 12, and a changeover switch (switching means) SW1 that switches on / off of the resonant capacitor Cr2. Configured. Since the smoothing capacitor C1 is generally well known, a detailed description thereof will be omitted. Next, details of the resonant half-bridge circuit 12 will be described.
  • the resonant half bridge circuit 12 includes switching elements S1 and S2, antiparallel diodes D1 and D2, resonant capacitors Cr1 and Cr2, and clamp diodes Dr1 and Dr2.
  • Switching element S1 and switching element S2 made of IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) are connected in series, and a positive DC power supply terminal (DC power supply positive terminal) 101p and a negative DC power supply terminal (DC power supply negative terminal) 101n Connected between. Further, diodes D1 and D2 are connected to the switching elements S1 and S2 in antiparallel, respectively.
  • the switching elements S1 and S2 and the diodes D1 and D2 constitute a first switching arm, which is connected to the DC power supply (Vin) 101 via the positive DC power supply terminal 101p and the negative DC power supply terminal 101n. Has been.
  • the resonance capacitor Cr1 and the resonance capacitor Cr2 are connected in series, and are connected to the DC power supply (Vin) 101 via the positive DC power supply terminal 101p and the negative DC power supply terminal 101n.
  • a changeover switch SW1 is connected between the resonance capacitor Cr2 and the negative DC power supply terminal 101n.
  • a diode Dr1 is connected in parallel to the resonance capacitor Cr1.
  • a diode Dr2 is connected in parallel to the series circuit of the resonance capacitor Cr2 and the changeover switch SW1.
  • the connection point between the switching element S1 and the switching element S2 serves as the first output terminal 111 of the resonant half-bridge circuit 12.
  • the connection point between the resonance capacitor Cr 1 and the resonance capacitor Cr 2 is the second output terminal 112 of the resonance type half bridge circuit 12.
  • gate signals GS1 and GS2 are input from the control device 15 to the gates of the switching element S1 and the switching element S2 made of IGBT. Details of the operation of the resonant half-bridge circuit 12 will be described later.
  • Changeover switch SW1 is for switching the resonance capacitor Cr2 on and off (ON / OFF), and the circuit configuration in FIG. 1 assumes a relay switch. Further, a switching signal GSW1 for controlling on / off (ON / OFF) is input to the changeover switch SW1.
  • a configuration in which the changeover switch SW1 and the resonance capacitor Cr2 are connected in series may be referred to as a “series connection body of a capacitor and switching means”.
  • the transformer 13 includes a primary winding N1, a secondary winding N2, and a magnetic core T1, and boosts the AC voltage input to the primary winding side by (N2 / N1) times, The boosted AC power is supplied to the rectifier circuit 14 on the next winding side.
  • N1 the number of turns of the primary winding N1
  • N2 the number of turns of the secondary winding N2 as N2
  • the transformation ratio is expressed as (N2 / N1).
  • the primary winding side is input from input terminals 131 and 132, and the secondary winding side is output from output terminals 133 and 134.
  • the output terminal 134 is connected to the earth (ground) 100.
  • the transformer 13 has a leakage inductance (Lr) of the primary winding N1.
  • the leakage inductance (Lr) of the primary winding N1 of the transformer 13 is used as the boost inductor Lr as described later. Therefore, in FIG. 1, the boost inductor Lr is shown in a broken line indicating the transformer 13. Further, the boost inductor Lr may be used as a resonance inductor (Lr). If the inductance is insufficient with only the leakage inductance of the primary winding N1 of the transformer 13, an external inductor (step-up inductor) may be connected.
  • the rectifier circuit 14 includes rectifier diodes DH11, DH12, DH21, and DH22, rectifier capacitors CH1 and CH2, and smoothing capacitors Cm1 and Cm2, and constitutes a CCW (Cockcroft Walton) circuit.
  • AC voltage (power) generated between the output terminals 133 and 134 of the secondary winding N2 of the transformer 13 is input to the input terminals 141 and 142 arranged at both ends of the series circuit of the rectifier capacitor CH1 and the rectifier diode DH11. Rectify. Further, rectification and smoothing are promoted by further passing through a series circuit of the rectifier diode DH12 and the smoothing capacitor Cm1.
  • a series circuit of a rectifier capacitor CH2 and a rectifier diode DH21 and a series circuit of a rectifier diode DH22 and a smoothing capacitor Cm2 are connected in two stages. By taking this configuration, the efficiency of rectification and smoothing is further increased.
  • the input terminal 142 of the rectifier circuit 14 is connected to the earth (ground) 100.
  • the connection point between the cathode of the rectifier diode DH22 and one end of the smoothing capacitor Cm2 is an output terminal 143 that is a first terminal of the rectified output of the rectifier circuit 14.
  • a DC voltage (power) as the rectifier circuit 14 is output between the output terminal 143 and the ground 100.
  • the rectifier diodes DH11, DH12, DH21, and DH22, the rectifier capacitors CH1 and CH2, and the smoothing capacitors Cm1 and Cm2 are connected in two stages, thereby increasing the DC voltage. Yes.
  • the output terminal 143 as the rectifier circuit 14 is also the output terminal 143 of the high voltage generator 10, and the output voltage Vx that is a high-voltage DC voltage generated at the output terminal 143 and the ground 100 is supplied to the load 107.
  • Control device 15 controls the switching elements S1 and S2 and the changeover switch SW1. Then, based on the output command value (output voltage command value) Vxi that is a target value of the load voltage input from the outside of the control device 15, or the output command value (output current command value) Ixi that is the target value of the load current. Determine the operation mode of the inverter. Corresponding to this operation mode, the frequency and pulse pattern of the gate signals GS1, GS2 of the switching elements S1, S2 and the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1 are generated. The inverter 11 (resonance type half bridge circuit 12) is controlled by the gate signals GS1 and GS2 and the switching signal GSW1. In FIG. 1, the output voltage command value Vxi and the output current command value Ixi are collectively expressed as output command values Vxi and Ixi.
  • the inverter 11 that is, the resonant half-bridge circuit 12 performs the switching operation of the switching elements S ⁇ b> 1 and S ⁇ b> 2 with the changeover switch SW ⁇ b> 1 turned on depending on the condition of the load 107. It is possible to switch between the first operation mode to be switched and the second operation mode in which the switching elements S1 and S2 are switched in the state where the changeover switch SW1 is turned off.
  • the inverter drive frequency fsw which is the frequency at which the inverter 11 operates, is determined by the frequency of the gate signals GS1, GS2, which are control signals for the switching elements S1, S2.
  • the output command value has been described on the assumption that the output voltage command value is Vxi. However, when the output current command value Ixi is used as the output command value, the current Ix in the load 107 is measured and reflected. The output current command value Ixi is generated and used by the control device 15. A duplicate description is omitted.
  • FIG. 2 is a flowchart showing an example of logic for determining the operation mode of the inverter 11 (resonance type half bridge circuit 12) of the high voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • S201 to S204 in FIG. 2 indicate steps S201 to S204.
  • a description will be given with reference to FIG.
  • Step S201 an output command value (output voltage command value) Vxi that is a target value of the output voltage Vx of the high voltage generator 10 is input from the outside to the control device 15.
  • the output voltage Vx of the high-voltage generator 10 is a voltage supplied to the load 107, and the output voltage Vx measured by a measuring device (not shown) is reflected to produce an output command value (output voltage command value). Vxi is generated.
  • Step S202 the control device 15 (FIG. 1) compares the output command value (output voltage command value) Vxi input in step S201 with the preset voltage threshold Vxth, and the inverter 11 (FIG. 1). The operation mode is determined.
  • step S202 when the output command value (output voltage command value) Vxi is larger than the voltage threshold value Vxth (YES), the process proceeds to step S203.
  • step S202 when the output command value (output voltage command value) Vxi is equal to or lower than the voltage threshold Vxth (NO), the process proceeds to step S204.
  • Step S203 the control device 15 (FIG. 1) turns on the changeover switch SW1 by the changeover signal GSW1.
  • the gate signal GS1 (FIG. 1) for controlling the gate of the switching element S1 (FIG. 1) and the gate signal GS2 (FIG. 1) for controlling the gate of the switching element S2 (FIG. 1) Each is generated and supplied as a mode pulse command.
  • the switch SW1 is simply expressed as “switch SW1” in step S203. Details of the pulse command in the first operation mode will be described later.
  • Step S204 the control device 15 (FIG. 1) turns off the changeover switch SW1 by the changeover signal GSW1.
  • the gate signal GS1 (FIG. 1) for controlling the gate of the switching element S1 (FIG. 1) and the gate signal GS2 (FIG. 1) for controlling the gate of the switching element S2 (FIG. 1) Each is generated and supplied as a mode pulse command.
  • the changeover switch SW1 is simply referred to as “switch SW1”. Details of the pulse command in the second operation mode will be described later.
  • Step S203 or step S204 the process returns to step S201, and the steps in the flowchart are repeated.
  • the control device 15 determines the operation mode of the inverter 11 based on the output command value (output voltage command value) Vxi input from the outside. ,Control.
  • FIGS. 3 and 4 are diagrams for explaining an example of circuit operation in the first operation mode of the high-voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the first operation mode is divided into mode A to mode D, and the circuit operation and the current flow are shown in order.
  • the first operation mode after mode D is divided into mode E to mode H, and circuit operation and current flow are shown in order.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of operation waveforms in the first operation mode of the high-voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents time (time transition) and is divided into sections (periods) from t0 to t8.
  • the section from t0 to t1 in FIG. 5 corresponds to mode A in FIG.
  • the section from t1 to t2 corresponds to mode B.
  • each of the modes in FIG. 3 or FIG. 4 corresponds in order
  • t7 to t8 correspond to the mode H in FIG.
  • items in FIG. 5 are, in order from the top, the gate signal GS1 of the switching element S1, the gate signal GS2 of the switching element S2, the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1, the switching element current Is1 of the switching element S1, and the switching of the switching element S2.
  • the inverter current Iinv that flows through the inverter 11 the rectifier circuit current IDHI that flows through the rectifier circuit 14, and the output voltage Vx of the rectifier circuit 14.
  • FIG. 5 there are portions where the voltage and the current are overlapped, so that the voltage is indicated by a solid line and the current is indicated by a broken line for easy identification.
  • the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1 (FIGS. 1 and 3) is always on (ON) in the period from mode A to mode H, that is, from t0 to t8.
  • the switch SW1 (FIGS. 1 and 3)
  • the resonant capacitor Cr2 is connected to the inverter 11 (FIG. 1), and the switching elements S1 and S2 (FIGS. 1 and 3) are switched. Supply power to the load.
  • Mode A: t0 to t1 As shown in FIG. 3, in mode A, the switching element S1 is in the on state, and the resonance capacitor Cr1 is discharged and the resonance capacitor Cr2 is charged. At this time, a current flows through the loop of the switching element S1, the boost inductor Lr, the primary winding N1, and the resonance capacitor Cr1, thereby discharging the charge of the resonance capacitor Cr1.
  • the boost inductor Lr also functions as a resonance inductor.
  • the boost inductor Lr when a current flows from the DC power supply 101 through the loop of the switching element S1, the boost inductor Lr, the primary winding N1, the resonance capacitor Cr2, and the changeover switch SW1, the electric charge of the resonance capacitor Cr2 is discharged.
  • Mode B t1 to t2
  • the mode B is entered.
  • the diode current IDr1 (sixth item from the top in FIG. 5) flows through the clamp diode Dr1. Therefore, in mode B, current flows through the loop of the switching element S1, the boost inductor Lr, the primary winding N1, and the clamp diode Dr1 on the transformer primary side, and the energy of the boost inductor Lr is released.
  • mode C since neither discharging nor charging is performed, no current flows on the primary side and secondary side of the transformer (FIG. 5).
  • the gate signal GS1 of the switching element S1 By turning off the gate signal GS1 of the switching element S1 during the mode C in which no current flows, the switching element S1 can be turned off while the current flowing through the switching element S1 is zero. By turning off the switching element S1 in a state where this current is zero, it is possible to reduce the switching loss when the switching element S1 is turned off.
  • Mode D t3 to t4
  • the mode shifts to the mode D (the interval of the dead time Td by the first item and the second item from the top of FIG. 5).
  • the circuit operation is the same as that in mode C, and no current flows on the primary side and the secondary side of the transformer.
  • the mode D shifts to the mode E when the gate signal G2 is turned on after a predetermined dead time Td.
  • This mode E is a symmetrical operation of mode A (FIG. 3). That is, in mode E, the switching element S2 is in the on state, the resonant capacitor Cr2 is discharged, and the resonant capacitor Cr1 is charged. At this time, a current flows through the loop of the switching element S2, the boost inductor Lr, the primary winding N1, and the resonance capacitor Cr2, thereby discharging the charge of the resonance capacitor Cr2. As described above, the boost inductor Lr also functions as a resonance inductor.
  • Mode F to Mode H t5 to t8 >> Mode F (t5 to t6), mode G (t6 to t7), and mode H (t7 to t8) are hereinafter referred to as mode B (t1 to t2), mode C (t2 to t3), and mode D (t3 to t4).
  • mode B t1 to t2
  • mode C t2 to t3
  • mode D t3 to t4
  • FIGS. 6 and 7 are diagrams illustrating an example of circuit operation in the second operation mode of the high-voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the second operation mode is divided into mode a to mode d, and the circuit operation and current flow are shown in order.
  • FIG. 7 the second operation mode is divided into mode e to mode h, and the circuit operation and current flow are shown in order.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of operation waveforms in the second operation mode of the high-voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 the second operation mode is divided into mode a to mode d, and the circuit operation and current flow are shown in order.
  • mode e to mode h the second operation mode is divided into mode e to mode h
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of operation waveforms in the second operation mode of the high-voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents time (time transition) and is divided into sections (periods) from t10 to t18.
  • the section from t10 to t11 in FIG. 8 corresponds to mode a in FIG.
  • the section from t11 to t12 corresponds to mode b.
  • each mode of FIG. 6 or FIG. 7 corresponds to the mode
  • t17 to t18 correspond to the mode h of FIG.
  • the items in FIG. 8 are, in order from the top, the gate signal GS1 of the switching element S1, the gate signal GS2 of the switching element S2, the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1, the switching element current Is1 of the switching element S1, and the switching of the switching element S2.
  • the element current Is the diode current IDr1 flowing through the diode Dr1, and the diode current IDr2 flowing through the diode Dr2.
  • the inverter current Iinv that flows through the inverter 11
  • the rectifier circuit current IDHI that flows through the rectifier circuit 14, and the output voltage Vx of the rectifier circuit 14.
  • the changeover switch SW1 (FIGS. 1 and 6) is always off (OFF) during the period from mode A to mode H, that is, from t0 to t8.
  • the switch SW1 By turning off the switch SW1 (FIGS. 1 and 6), the resonance capacitor Cr2 is disconnected from the inverter 11 (FIG. 1), and the switching elements S1 and S2 (FIGS. 1 and 6) are switched to the load. Supply power.
  • Mode a t10 to t11 >> As shown in FIG. 6, in mode a, the switching element S1 is in the on state, and the resonance capacitor Cr1 is discharged. At this time, a current flows through the loop of the switching element S1, the boost inductor Lr, the primary winding N1, and the resonance capacitor Cr1, thereby discharging the charge of the resonance capacitor Cr1. Note that the changeover switch SW1 (FIGS. 1 and 6) is always off (OFF) during the period from mode A to mode H, that is, from t0 to t8, and therefore the resonance capacitor Cr2 does not contribute to the operation. On the transformer secondary side, current flows through a loop of the rectifier capacitor CH1, the diode DH12, and the smoothing capacitor Cm1, and a loop of the rectifier capacitor CH2, the diode DH22, and the smoothing capacitor Cm2.
  • Mode b t11 to t12
  • mode a the mode shifts to mode b when the charge of the resonance capacitor Cr1 becomes zero.
  • mode b FIG. 6
  • a current flows through the loop of the switching element S1, the boost inductor Lr, the primary winding N1, and the clamp diode Dr1 on the transformer primary side, and the energy of the boost inductor Lr is released.
  • current flows through the transformer secondary side through a loop of the rectifier capacitor CH1, the diode DH12, and the smoothing capacitor Cm1, and a loop of the rectifier capacitor CH2, the diode DH22, and the smoothing capacitor Cm2.
  • Mode c t12 to t13
  • switching element S1 is in the on state, and in mode b, when all the energy of boost inductor Lr is released, the mode shifts to mode c.
  • mode c since all the energy of the boost inductor Lr is released, no current flows on the primary side and the secondary side of the transformer (FIG. 8).
  • the switching element S1 can be turned off while the current flowing through the switching element S1 is zero.
  • By turning off the switching element S1 in a state where this current is zero it is possible to reduce the switching loss when the switching element S1 is turned off.
  • Mode d t13 to t14
  • the mode shifts to the mode d (the interval of the dead time Td by the first item and the second item from the top of FIG. 8).
  • This mode d has the same circuit operation as mode c, and no current flows on the primary side and the secondary side of the transformer.
  • the mode d shifts to the mode e when the gate signal GS2 is turned on after a predetermined dead time Td is interposed.
  • Mode e: t14 to t15 When the switching element S2 is turned off in the mode d (FIG. 6), the mode e is shifted. In the mode e (FIG. 7), the resonance capacitor Cr1 is charged from the DC power supply 101.
  • the transformer primary side has a current in a loop of the DC power supply 101, the resonance capacitor Cr1, the primary winding N1, the boost inductor Lr, and the switching element S2. Flows. At this time, current flows through the secondary side of the transformer through the loop of the secondary winding N2, the rectifier diode DH11, and the rectifier capacitor CH1, and the loop of the secondary winding N2, the smoothing capacitor Cm1, the diode DH21, and the rectifier capacitor CH2.
  • Mode f: t15 to t16 When the voltage VCr1 of the resonance capacitor Cr1 reaches the power supply voltage Vin in the mode e, the mode f is shifted. In mode f, current flows through the loop of the switching element S2, clamp diode Dr2, primary winding N1, and boost inductor Lr on the primary side of the transformer, and releases the energy of the boost inductor Lr. On the secondary side of the transformer, as in the mode e, the current flows through the loop of the secondary winding N2, the rectifier diode DH11, and the rectifier capacitor CH1, and the loop of the secondary winding N2, the smoothing capacitor Cm1, the diode DH21, and the rectifier capacitor CH2. Flows.
  • Mode g: t16 to t17 In mode g, switching element S2 is in the on state, and in mode f, when all the energy of boost inductor Lr is released, the mode shifts to mode g. In mode g, no current flows on the primary and secondary sides of the transformer (FIG. 8). By turning off the gate signal GS2 of the switching element S2 during the period of the mode g, the switching element S2 can be turned off while the current flowing through the switching element S2 is zero. By switching off the switching element S2 in a state where the current flowing through the switching element S2 is zero, it is possible to reduce the switching loss when the switching element S2 is turned off. Mode g (FIG. 7) is a symmetrical operation of mode c (FIG. 6).
  • Mode h t17 to t18
  • Mode h is a symmetrical operation of mode d. Thereafter, in a steady state, the operation is basically repeated from mode a to mode h.
  • the switch SW1 is turned on, the resonance capacitor Cr2 is connected, and the switching elements S1 and S2 are switched to supply power to the load 107.
  • the operation mode of the inverter can be switched according to the above conditions, for example, the output voltage.
  • the high voltage generator 10 switches the operation mode of the inverter between the first operation mode and the second operation mode according to the output voltage using the changeover switch SW1.
  • the output voltage characteristic (FIG. 10) in this case and the output voltage characteristic (FIG. 9) according to one operation mode will be described in comparison with the high voltage generator of the comparative example, which does not correspond to the changeover switch.
  • the output voltage characteristics (FIG. 9) of the high voltage generator of the comparative example will be described, and then the output voltage characteristics (FIG. 10) of the high voltage generator 10 of the first embodiment of the present invention will be described.
  • the high voltage generator using the capacitor voltage clamp type series resonance converter of the comparative example does not correspond to the changeover switch SW1 in the high voltage generator 10 (FIG. 1) in the first embodiment of the present invention, and the inverter drive frequency It is assumed that the output voltage Vx and the voltage pulsation rate Kx are determined by fsw (corresponding to the frequencies of the gate signals GS1 and GS2).
  • the voltage pulsation rate Kx is the above-described equation (1).
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the output voltage Vx of the high voltage generator of the comparative example, the voltage pulsation rate Kx, and the inverter drive frequency fsw.
  • FIG. 9A shows the relationship between the output voltage Vx and the inverter drive frequency fsw.
  • (B) shows the relationship between the output voltage Vx and the voltage pulsation rate Kx.
  • the horizontal axis is the output voltage Vx of the high voltage generator
  • the vertical axis of (a) is the inverter drive frequency fsw
  • the vertical axis of (b) is the voltage pulsation rate.
  • Kx is shown. As shown in FIG.
  • the output voltage Vx when the inverter drive frequency fsw is high, the output voltage Vx is high and the voltage pulsation rate Kx is also small (good). Further, when the inverter drive frequency fsw is low, the output voltage Vx is low and the voltage pulsation rate Kx is large (deteriorates), which exceeds (is inappropriate) the target value Kxref of the voltage pulsation rate.
  • the output voltage Vx needs to be set to a predetermined voltage depending on the situation when the high voltage generator is used in, for example, an X-ray diagnostic imaging apparatus. That is, the inverter drive frequency fsw cannot be increased unnecessarily in order to avoid exceeding (inappropriate) the voltage pulsation rate target value Kxref.
  • FIG. 10 shows an example of the relationship among the output voltage Vx of the high voltage generator 10 according to the first embodiment of the present invention, the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1, the inverter drive frequency fsw, and the voltage pulsation rate Kx.
  • S shows ON (ON) / OFF (OFF) of the switching signal GSW1
  • (a) shows the relationship between the output voltage Vx and the inverter drive frequency fsw
  • (b) shows the output voltage Vx and The relationship with the voltage pulsation rate Kx is shown.
  • the horizontal axis is the output voltage Vx of the high voltage generator 10
  • the vertical axis of (s) is ON / OFF of the switching signal GSW1
  • (a ) Represents the inverter drive frequency fsw
  • the vertical axis of (b) represents the voltage pulsation rate Kx.
  • FIG. 10 when the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1 is on, that is, in the region where the output voltage Vx is Vxth to Vx1, the relationship between the output voltage Vx and the inverter drive frequency fsw shown in FIG.
  • the characteristic line 181 shown in FIG. 9 and the characteristic line 182 showing the relationship between the output voltage Vx and the voltage pulsation rate Kx shown in (b) are the characteristic lines 171 and (b) in FIG.
  • the characteristic of FIG. 10 is different from the characteristic of FIG. 9 in an area when the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1 is OFF.
  • the inverter drive frequency is fsw12, and when the changeover signal GSW1 is off (OFF), the inverter drive frequency Is fsw13.
  • the resonance frequency of the resonance circuit formed by the resonance type half bridge circuit 12 and the boost inductor Lr is increased by turning off the changeover switch SW1 of the resonance capacitor Cr2 in FIG.
  • the inverter drive frequency fsw is increased corresponding to the increase in the resonance frequency
  • the voltage pulsation rate Kx when the switching signal GSW1 is ON when the output voltage Vx is Vxth is Kx12.
  • the voltage pulsation rate Kx when the switching signal GSW1 is OFF is OFF. That is, when the switching signal GSW1 is off (OFF), the voltage pulsation rate Kx is reduced (improved). This is because the operation of the rectifier circuit 14 responds more finely to voltage fluctuations as the inverter drive frequency fsw increases.
  • the inverter drive frequency when the output voltage Vx is Vx2 is fsw14
  • the inverter drive when the output voltage Vx of FIG. 9A is Vx2.
  • the frequency is higher than fsw2. Therefore, as shown in FIG. 10B, the voltage pulsation rate when the output voltage Vx is Vx2 is Kx14, which is smaller (improved) than the voltage pulsation rate Kx2 of the comparative example of FIG. 9B. It becomes smaller (improved) than the target value Kxref of the voltage pulsation rate.
  • the high voltage generator 10 has a voltage pulsation rate in the range where the output voltage Vx is in the range of Vx2 to Vx1, as indicated by the characteristic lines 182 and 184 in FIG. Kx becomes smaller (improved) than the target value Kxref.
  • the output voltage (load voltage) is lower than the voltage threshold Vxth (Vxth to Vx2).
  • the inverter drive frequency fsw can be set higher than the inverter drive frequency fsw in the same region of the comparative example shown in FIG. Therefore, it is possible to reduce the voltage pulsation rate Kx of the load voltage in a region where the load voltage is low as compared with the conventional case.
  • FIG. 11 shows the relationship among the output voltage Vx of the high voltage generator 10 according to the modification of the first embodiment of the present invention, the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1, the inverter drive frequency fsw, and the voltage pulsation rate Kx. It is a figure which shows an example, (s) shows ON (ON) and OFF (OFF) of switching signal GSW1, (a) shows the relationship between the output voltage Vx and inverter drive frequency fsw, (b) is output. The relationship between the voltage Vx and the voltage pulsation rate Kx is shown.
  • FIG. 11 shows the relationship among the output voltage Vx of the high voltage generator 10 according to the modification of the first embodiment of the present invention, the switching signal GSW1 of the changeover switch SW1, the inverter drive frequency fsw, and the voltage pulsation rate Kx.
  • the inverter drive frequency fsw23 in which the output voltage Vx corresponds to Vxth the inverter drive frequency fsw24 in which the output voltage Vx corresponds to Vx2
  • FIG. ⁇ fsw2 fsw23 ⁇ fsw12 It has become.
  • ⁇ fsw2 ⁇ fsw1 There is a relationship.
  • the margin is smaller than the target value Kxref of the voltage pulsation rate, but the target value Kxref is satisfied.
  • FIG. 12 is a diagram showing a circuit configuration example of a high voltage generator 10B according to the second embodiment of the present invention.
  • the circuit configuration shown in FIG. 12 is different from the circuit configuration shown in FIG. 1 in that the changeover switches SW11 and SW12 in the inverter 11B (or the resonance type half bridge circuit 12B) and the changeover signals GS3 and GS4 for changing over the changeover switches SW11 and SW12. Is a control device 15B.
  • Other circuit configurations, functions, and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIG.
  • changeover switches SW11 and SW12 are connected in series to the resonance capacitor Cr1 and the resonance capacitor Cr2 in the inverter 11B (or the resonance type half bridge circuit 12B), respectively.
  • the changeover switch SW11 includes an IGBT (S3) and a diode D3 connected in antiparallel thereto.
  • the changeover switch SW12 includes an IGBT (S4) and a diode D4 connected in antiparallel to the IGBT (S4).
  • the switching signals GS3 and GS4 are switched so as to alternately switch on and off the switching switches SW11 and SW12 connected to the two resonance capacitors Cr1 and Cr2 at every switching cycle Tm that is a constant (predetermined) cycle. Is generated.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a control signal of the high voltage generator 10B according to the second embodiment of the present invention.
  • the operation of each item of the gate signal GS1 of the switching element S1, the gate signal GS2 of the switching element S2, the switching signal GS3 of the changeover switch SW11, and the changeover signal GS4 of the changeover switch SW12 is shown.
  • the horizontal axis of FIG. 13 is time (time transition).
  • the gate signal GS1 and the gate signal GS2 are generated and output so that the H (High) and L (Low) are alternately switched in the switching cycle Tsw, and the gate signal GS1 and the gate signal GS2 have an inverse relationship. Yes.
  • the switching signal GS3 and the switching signal GS4 are generated so that H (High) and L (Low) are alternately switched in a switching cycle Tm, and the switching signal GS3 and the switching signal GS4 are in an inverse relationship. Has been.
  • the present embodiment by using the configuration in which the changeover switches SW11 and SW12 are respectively connected to the two resonance capacitors Cr1 and Cr2, two resonance capacitors are used as compared with the first embodiment. It is possible to reduce the time bias. As a result, the variation in the life of the resonant capacitor can be suppressed, and the high voltage generator can be further improved in reliability.
  • FIG. 14 is a diagram showing a circuit configuration example of a high voltage generator 10C according to the third embodiment of the present invention.
  • the high voltage generator 10C includes an inverter 11C, a transformer 33, a rectifier circuit 34, and a controller 15C.
  • the inverter 11C converts the DC voltage (power) of the DC power source (Vin) 101 into an AC voltage (power) having a variable frequency under the control of the control device 15C, and outputs the AC voltage (power) from the output terminals 111 and 112.
  • the transformer 33 includes a first transformer 33C1 having a primary winding N11 and a secondary winding N21, and a second transformer 33C2 having a primary winding N12 and a secondary winding N22.
  • the transformer 11C The AC voltages of the output terminals 111 and 112 are input to the primary side and boosted, and the AC voltages boosted from the secondary output terminals of the first transformer 33C1 and the second transformer 33C2 are boosted. Output.
  • the rectifier circuit 34 includes a first rectifier circuit 34C1 and a second rectifier circuit 34C2.
  • the rectifier circuit 34 has an AC voltage (power) at the output terminal on the secondary side of each of the first transformer 33C1 and the second transformer 33C2. ) Is entered.
  • the rectifier circuit 34C1 and the rectifier circuit 34C2 are configured in series. That is, the DC voltage rectified and smoothed by the rectifier circuit 34C1 and the rectifier circuit 34C2 are added, and the DC voltage (power) rectified from the output terminals 367 and 368 of the rectifier circuit 34 is output.
  • an X-ray tube 307 as a load is connected between output terminals 367 and 368 of the rectifier circuit 34.
  • the X-ray tube is an example, and other loads may be used.
  • the DC voltage of the DC power supply 101 is converted into a DC voltage boosted to a high voltage, and output from the output terminal of the rectifier circuit 34, that is, the output terminal 367 of the high voltage generator 10C.
  • the output voltage Vx which is a high-voltage DC voltage, is output to the terminal 368. Then, a variable DC voltage is supplied to the load (X-ray tube) 307.
  • an inverter 11C includes changeover switches SW31 and SW32 that switch between a capacitor C1 that smoothes the voltage of the DC power supply 101, a resonance half bridge circuit 12C, and capacitors Cr21 and Cr22 that constitute the resonance half bridge circuit 12C, respectively. And is configured.
  • the third embodiment is different from the first embodiment in that the series connection body of the resonance capacitor Cr2 and the changeover switch SW1 in the first embodiment is different from the first embodiment.
  • the series connection body of the resonance capacitor Cr21 and the changeover switch SW31 and the series connection body of the resonance capacitor Cr22 and the changeover switch SW32 are connected in parallel.
  • the transformer 33 is configured to include a first transformer 33C1 having a primary winding N11 and a secondary winding N21, and a second transformer 33C2 having a primary winding N12 and a secondary winding N22. .
  • the magnetic core T21 is shared by the first transformer 33C1 and the second transformer 33C2.
  • the AC voltage of the output (output terminals 111 and 112) of the inverter 11C is input to the common input terminals 351 and 352 on the primary side of the first transformer 33C1 and the second transformer 33C2.
  • the AC voltage input to the primary side is boosted (N21 / N11) times, and the AC voltage boosted to the secondary side is output to the output terminals 353 and 354.
  • the AC voltage input to the primary side is boosted (N22 / N12) times, and the AC voltage boosted to the secondary side is output to the output terminals 355 and 356.
  • the primary side of the first transformer 33C1 there is a leakage inductance (Lr11) of the primary winding N11.
  • the primary side of the second transformer 33C2 there is a leakage inductance (Lr12) of the primary winding N12.
  • the rectifier circuit 34 includes a first rectifier circuit 34C1 and a second rectifier circuit 34C2.
  • the first rectifier circuit 34C1 is configured by a diode bridge including diodes DH11, DH12, DH13, and DH14.
  • the anode of the diode DH11 and the cathode of the diode DH12 are connected at the first connection point.
  • the anode of the diode DH13 and the cathode of the diode DH14 are connected at the second connection point.
  • An AC output voltage on the secondary side of the first transformer 33C1 is input between the first connection point and the second connection point.
  • the cathode of the diode DH11 and the cathode of the diode DH13 are connected to form a first positive terminal (output terminal 367).
  • the anode of the diode DH12 and the anode of the diode DH14 are connected to form a first negative terminal (terminal 365).
  • a smoothing capacitor Cm1 is connected between the first positive terminal and the first negative terminal.
  • a rectified and smoothed DC voltage is generated between the first positive terminal and the first negative terminal.
  • the second rectifier circuit 34C2 is configured by a diode bridge including diodes DH21, DH22, DH23, and DH24.
  • the anode of the diode DH21 and the cathode of the diode DH22 are connected at the third connection point.
  • the anode of the diode DH23 and the cathode of the diode DH24 are connected at the fourth connection point.
  • An AC output voltage on the secondary side of the second transformer 33C2 is input between the third connection point and the fourth connection point.
  • the cathode of the diode DH21 and the cathode of the diode DH23 are connected to form a second positive terminal (terminal 365).
  • the anode of the diode DH22 and the anode of the diode DH24 are connected to form a second negative terminal (output terminal 368).
  • a smoothing capacitor Cm2 is connected between the second positive terminal and the second negative terminal.
  • a rectified and smoothed DC voltage is generated between the second positive terminal and the second negative terminal.
  • the rectifier circuit 34 In the rectifier circuit 34, the first negative terminal of the first rectifier circuit 34C1 and the second positive terminal of the second rectifier circuit 34C2 are connected (terminal 365), and the first rectifier circuit 34C1 and the second rectifier are connected.
  • the circuit 34C2 is connected in series. That is, the DC output voltage of the first rectifier circuit 34C1 and the DC output voltage of the second rectifier circuit 34C2 are added (total) between the first output terminal 367 and the second output terminal 368 of the rectifier circuit 34. Output DC voltage is output.
  • Control device 15C outputs gate signals GS1 and GS2 for controlling the switching elements S1 and S2.
  • switching signals GSW31 and GSW32 for controlling the selector switches SW31 and SW32 are output.
  • the operation mode of the inverter is determined based on the output voltage command value (output command value) Vxi that is the target value of the load voltage input from the outside of the control device 15C, and the gate signal GS1 of the switching elements S1 and S2 , The pulse pattern of GS2 and the switching signals GSW31 and GSW32 of the changeover switch SW1 are generated.
  • FIG. 15 is a flowchart showing an example of logic for determining an operation mode of the inverter 11C (resonance type half-bridge circuit 12C) of the high-voltage generator 10C according to the third embodiment of the present invention.
  • S301 to S306 in FIG. 15 indicate steps S301 to S306.
  • a description will be given with reference to FIG.
  • Step S301 an output command value (output voltage command value) Vxi that is a target value of the output voltage Vx of the high voltage generator 10C is input from the outside to the control device 15.
  • the output voltage Vx of the high voltage generator 10C is a voltage supplied to the load 107, and the output voltage Vx measured by a measuring device (not shown) is reflected to produce an output command value (output voltage command value). Vxi is generated.
  • Step S302 the output command value (output voltage command value) Vxi input in step S301 is compared with a preset voltage threshold value Vxth2, and the operation mode of the inverter 11C (FIG. 14) is determined. In step S302, if the output command value Vxi is smaller than the voltage threshold value Vxth2 (YES), the process proceeds to step S303. In step S302, when the output command value Vxi is equal to or greater than the voltage threshold value Vxth2 (NO), the process proceeds to step S304.
  • Step S303 the control device 15C (FIG. 14) turns off both the switching signals GSW31 and GSW32 and turns off both the switching switches SW31 and SW32.
  • the resonant half-bridge circuit 12C operates as a first-type operation mode of the resonant frequency in a state where the resonant capacitor Cr21 and the resonant capacitor Cr22 are both disconnected. Note that, in step S303 in FIG. 15, “SW31 off, SW32 off” is simply indicated.
  • Step S304 the output command value (output voltage command value) Vxi input in step S301 is compared with a preset voltage threshold value Vxth1, and the operation mode of the inverter 11C (FIG. 14) is determined. In step S304, if the output command value Vxi is smaller than the voltage threshold value Vxth1 (YES), the process proceeds to step S305. In step S304, when the output command value Vxi is equal to or higher than the voltage threshold value Vxth1 (NO), the process proceeds to step S306.
  • Step S305 the control device 15C (FIG. 14) turns off the switching signal GSW31 and turns on the switching signal GSW32. That is, the changeover switch SW31 is turned off and the changeover switch SW32 is turned on. As a result, the resonance type half-bridge circuit 12C operates as the second type operation mode of the resonance frequency in a state where the resonance capacitor Cr21 is disconnected and the resonance capacitor Cr22 is connected (capacitance of only the resonance capacitor 22). .
  • Step S306 the control device 15C turns on both the switching signals GSW31 and GSW32. That is, both the changeover switches SW31 and SW32 are turned on.
  • the resonance type half-bridge circuit 12C has a resonance frequency third-type operation mode in a state where the resonance capacitor Cr21 and the resonance capacitor Cr22 are connected together (capacitance in parallel connection of the resonance capacitors Cr21 and Cr22). Operate.
  • Steps S303, S305, and S306 When either step S303, step S305, or step S306 ends, the process returns to step S301, and the steps of the flowchart are repeated.
  • the operation mode of the inverter 11C is determined by the controller 15C based on the output command input from the outside.
  • the target output command value (output voltage command value) Vxi is used for the determination of the operation mode, but the output current command value Ixi or load power corresponding to the load current is used.
  • the corresponding output power command value Pxi may be used for determining the operation mode. Since the detailed operation of each operation mode is substantially the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted here.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the operation of the high voltage generator 10C according to the third embodiment of the present invention.
  • (A) shows the relationship between the output voltage Vx and the inverter drive frequency fsw
  • (b) shows an example of the relationship between the output voltage Vx and the voltage pulsation rate Kx.
  • the switching signal GSW31 and the switching signal GSW32 are signals for controlling the on / off (OFF) of the switching switch SW31 and the switching switch SW32, respectively.
  • the horizontal axis indicates the output voltage Vx
  • the vertical axis indicates the inverter drive frequency fsw.
  • the inverter drive frequency fsw is between fsw34 and fsw33 in a section where both the switching signal GSW31 and the switching signal GSW32 are off (first type section).
  • the inverter drive frequency fsw is between fsw32 and fsw31.
  • the inverter drive frequency fsw34 is the output voltage Vx2
  • the inverter drive frequency fsw33 is the output voltage Vxth2
  • the inverter drive frequency fsw32 is the output voltage Vxth1
  • the inverter drive frequency fsw31 is the output voltage Vx1.
  • the inverter drive frequency fsw is fsw36 to fsw35, and the (first type section) and (third type section).
  • Intermediate characteristics correspond to the change of the resonance frequency due to the change of the equivalent capacitance value synthesized by the resonance capacitors Cr21 and Cr22 and the resonance capacitor Cr1 with the on / off of the switching signals GSW31 and GSW32.
  • the frequency difference between the maximum inverter drive frequency fsw33 and the minimum inverter drive frequency fsw32 is ⁇ fsw3.
  • the horizontal axis indicates the output voltage Vx
  • the vertical axis indicates the voltage pulsation rate Kx.
  • the voltage pulsation rate Kx is between Kx2 and Kxth2B in a section where both the switching signal GSW31 and the switching signal GSW32 are off (first type section). Further, in a section where both the switching signal GSW31 and the switching signal GSW32 are on (third type section), the voltage pulsation rate Kx is between Kxth1A to Kx1. Further, in a section where the switching signal GSW31 is off and the switching signal GSW32 is on (second type section), the voltage pulsation rate Kx is between Kxth2A and Kxth1B.
  • the voltage pulsation rate Kx described above is obtained by appropriately setting the inverter drive frequency fsw by combining ON / OFF of the switching signal GSW31 and the switching signal GSW32.
  • the rate Kx is kept at a value smaller than the target value Kxref (good value).
  • the high voltage generator 10C has a configuration in which a plurality of series connection bodies including the resonance capacitors (Cr21, Cr22) and the changeover switches (SW31, SW32) are connected in parallel.
  • the inverter drive frequency change width ⁇ fsw3 is obtained by operating in three operation modes (first type, second type, and third type) that combine ON and OFF of the plurality of changeover switches.
  • This ⁇ fsw3 (FIG. 16) can be made smaller than ⁇ fsw2 (FIG. 11) and ⁇ fsw1 (FIG. 10).
  • the inverter drive frequency of the high voltage generator 10C of the third embodiment is higher than that of the high voltage generator 10 (FIG. 1) of the first embodiment having one series connection body of a resonance capacitor and a changeover switch.
  • the change width becomes ⁇ fsw3, and the change width ⁇ fsw can be further narrowed.
  • the frequency band of noise generated due to the switching operation of the switching elements S1 and S2 can be limited, so that the noise filter can be simplified, and the high voltage generator and the size of the device using the same can be reduced. Can be achieved.
  • FIG. 17 is a diagram showing a circuit configuration example of a high voltage generator 10D according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the circuit configuration shown in FIG. 17 is different from the circuit configuration shown in FIG. 1 in that the changeover switch SW12 in the inverter 11D (or the resonance type half-bridge circuit 12D) is composed of a switching element S4 made of IGBT and an antiparallel diode D4.
  • the control device 15D has a control waveform as described later, and the rectifier circuit 44 is replaced with the first rectifier circuit 44D1 and the second rectifier circuit 44D1. This is the configuration with the rectifier circuit 44D2.
  • the first rectifier circuit 44D1 includes rectifier diodes DH11 to DH14, rectifier capacitors CH11 and CH12, and smoothing capacitors Cm1 and Cm2.
  • the second rectifier circuit 44D2 includes rectifier diodes DH21 to DH24 and rectifier capacitors CH12 and CH22. And smoothing capacitors Cm3 and Cm4, each of which constitutes a CCW (Cockcroft Walton) circuit.
  • the rectifier diode DH11 of the first rectifier circuit 44D1 and the rectifier diode DH21 of the second rectifier circuit 44D2 have a connection configuration with opposite polarities when viewed from the input terminals 451 and 452 of the rectifier circuit 44.
  • the output terminals 467 and 468 of the rectifier circuit 44 have the DC output voltage obtained by adding the DC voltage output of the first rectifier circuit 44D1 and the DC output voltage of the second rectifier circuit 44D2 as the output voltage Vx of the rectifier circuit 44. And output. Since the other circuit configuration is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1, overlapping description will be omitted as appropriate.
  • FIG. 18 is a diagram for explaining a control method example of the high voltage generator 10D according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18A shows the output voltage Vx and the inverter drive frequency of the fourth embodiment of the present invention and the conventional example.
  • the high voltage generator 10D is operated with the inverter drive frequency fsw (fsw1) being constant, with respect to the control cycle Tc.
  • the output voltage (tube voltage) is controlled to the target range Vx1 to Vx2 by making the ratio Duty of the ON time (switching cycle) Tm of the switch SW12 (switch signal GS4) variable. That is, as shown in FIG. 18B, in the case of heavy load, the ON time (switching cycle) Tm of the switch SW12 (switching signal GS4) is lengthened, and in the maximum case, the switching signal GS4 is set between the control cycles Tc. Turn it on.
  • the on-time (switching cycle) Tm of the changeover switch SW12 (switching signal GS4) is changed depending on whether the load is light or heavy.
  • the switching periods Tsw of the gate signals GS1 and GS2 of S1 and S2 are operated so as to maintain a constant predetermined value (fsw).
  • the inverter drive frequency fsw maintains a constant value of fsw1 in FIG. 18A even if the output voltage Vx changes between Vx1 and Vx2. This state is shown in FIG. In FIG.
  • the inverter drive frequency fsw in the conventional method, when the output voltage Vx changes, the inverter drive frequency fsw also changes.
  • the changeover switch SW12 switching signal GS4
  • On-time (switching cycle) Tm that is, Duty is changed, and the inverter drive frequency is operated so as to maintain a constant predetermined value (fsw).
  • FIG. 19 is a figure which shows the example of an operation waveform of each part of the high voltage generator 10D which concerns on 4th Embodiment of this invention.
  • the horizontal axis represents time (time transition) and is divided into sections (periods) from t50 to t60.
  • items shown in FIG. 19 include, in order from the top, the gate signal GS1 of the switching element S1, the gate signal GS2 of the switching element S2, the switching signal GS4 of the changeover switch SW12, the switching element current Is1 of the switching element S1, and the switching element S2.
  • the inverter current Iinv flowing through the inverter 11 the rectifier circuit current IDHI flowing through the rectifier circuit 44, and the output voltage Vx in this order.
  • the resonance capacitor Cr2 is connected to the inverter 11D (resonance type half-bridge circuit 12D), and during the period from time t57 to t59, the changeover switch.
  • switching signal GS4 switching signal GS4
  • resonant capacitor Cr2 is disconnected from inverter 11D (resonant half-bridge circuit 12D).
  • the power supplied from the high voltage generator 10D to the load 107 is different between the period when the changeover switch SW12 (switching signal GS4) is on and off, so that the inverter drive frequency fsw is kept constant and the equation (4) is satisfied.
  • the average power Pxave supplied to the load can be controlled by the on-duty ratio duty of the changeover switch SW12 (switching signal GS4).
  • Pxave Pxmax ⁇ duty + Pxmin ⁇ (1 ⁇ duty) ... (4)
  • Pxmax on the right side of the equation (4) indicates output power when the resonance capacitor Cr2 is connected, and Pxmin indicates output power when the resonance capacitor Cr2 is disconnected.
  • FIG. 20 is a waveform diagram for explaining the operation of the capacitor voltage clamp type series resonance converter of Comparative Example 2 which is a conventional example. 20
  • the switching cycle Tsw (Tsw41) of the gate signals SG1 and SG2 changes.
  • the voltage pulsation rate Kx exceeds (deteriorates) a predetermined target value as the output voltage Vx changes.
  • the power supplied to the load is controlled while the drive frequency of the inverter is kept constant by changing the ON time of the changeover switch during a certain period. Can do. For this reason, it is possible to reduce the pulsation of the output voltage (tube voltage) and further reduce the smoothing capacity (Cm) as compared with the comparative example 2 and the high voltage generator 10 described in the first embodiment. There is an effect that can be achieved.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration example of an X-ray image diagnostic apparatus (X-ray CT apparatus) according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the X-ray CT apparatus 200 includes an imaging unit 300, an image generation unit 400, and an input unit 500.
  • the imaging unit 300 includes an X-ray generation unit 310, an X-ray detection unit 320, a gantry 330, an imaging control unit 340, and a subject mounting table 371.
  • the X-ray generator 310 in the imaging unit 300 includes an X-ray tube 307 and the high voltage generator 10 according to the first embodiment (or the second to fourth embodiments) of the present invention. X-rays are emitted from the X-ray tube 307 by supplying a high DC voltage generated by the high-voltage generator 10 to the X-ray tube 307 as a load.
  • the X-ray detection unit 320 includes an X-ray detector 321.
  • a circular opening 331 for arranging the subject 600 and the subject mounting table 371 is provided at the center of the gantry 330.
  • an X-ray tube 307, a high voltage generator 10, and a rotating plate 332 on which the X-ray detector 321 is mounted, and a drive mechanism (not shown) for rotating the rotating plate 332 are provided.
  • the subject mounting table 371 includes a drive mechanism (not shown) for adjusting the position of the subject 600 with respect to the gantry 330.
  • the imaging control unit 340 drives the X-ray controller 341 that controls the X-ray tube 307 (or the high voltage generator 10), the gantry controller 342 that controls the rotational drive of the rotating plate 332, and the driving of the subject mounting table 371.
  • Table controller 343 that controls the image, detector controller 344 that controls the imaging of the X-ray detector 321, and flow of operations of the X-ray controller 341, the gantry controller 342, the table controller 343, and the detector controller 344 A general controller 345 for controlling
  • the image generation unit 400 includes a signal collection unit 410, a data correction unit 420, and an image display unit 440.
  • the signal acquisition unit 410 includes a data acquisition system (DAS) 411.
  • the data acquisition system 411 converts the detection result of the X-ray detector 321 into a digital signal.
  • the reconstruction processing unit 430 in the data correction unit 420 includes a central processing unit (CPU) 421, a memory 422, and an HDD (Hard disk drive) device 423. In the central processing unit 421 and the memory 422, various processes such as correction calculation and image reconstruction processing are performed by developing and starting a predetermined program.
  • the HDD device 423 performs data storage and input / output.
  • the image display unit 440 includes an image display monitor 441 such as a liquid crystal display or a CRT (Cathode Ray Tube).
  • the photographing condition input unit 510 in the input unit 500 includes a keyboard 511, a mouse 512, and a monitor 513.
  • the X-ray CT apparatus 200 operates, but in the X-ray generation unit 310, the power source of the X-ray tube 307 is used as the first embodiment (or the second to fourth embodiments) of the present invention. Therefore, there is an effect that an X-ray CT apparatus (X-ray image diagnostic apparatus) having low power consumption, low cost, and good characteristics can be obtained.
  • the rectifier circuit 14 in the first embodiment described with reference to FIG. 1 is a CCW circuit including four capacitors (CH1, CH2, Cm1, Cm2) and four diodes (DH11, DH12, DH21, DH22).
  • each may be composed of six or more capacitors and diodes. The more the number of stages of rectifier circuits composed of capacitors and diodes, the higher the output DC voltage.
  • you may comprise with two capacitors and two diodes.
  • the decrease in the boosting effect in the rectifier circuit may be dealt with by increasing the transformation ratio (N2 / N1) of the transformer 13. Or you may respond by changing the tap which takes out the primary voltage or secondary voltage of the transformer 13.
  • any other rectifier circuit can be used as long as it has a rectifying action.
  • the switching elements S1 and S2 of the resonant half-bridge circuit in the first embodiment described with reference to FIG. 1 have been described as IGBTs, they are not limited thereto.
  • a MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • a super junction MOSFET or the like may be used.
  • the changeover switch SW1 is described as a relay switch.
  • a semiconductor switch such as an IGBT or a MOSFET may be used.
  • the output voltage command value Vxi is used as the target output command value for determining the operation mode, but the output current command value Ixi by the load current or the output power command value Pxi by the load power is operated. It may be used for mode determination.
  • FIG. 1 only the output voltage command value Vxi and the output current command value Ixi are shown as output command values, but the output power command value Pxi may also be used.
  • SW31 is turned off and SW32 is turned on in step S305, but SW31 may be turned off and SW32 may be turned on.
  • the number of changeover switches (SW31, SW32) and resonant capacitors (Cr21, Cr22) is two, but the number of these series connection bodies may be three or more. Further, when the number of series-connected bodies is three or more, the capacitance values of the resonance capacitors may be changed from each other.
  • an X-ray CT apparatus which is an X-ray image diagnostic apparatus, and the high-voltage generator according to any of the first to fourth embodiments is used as an X-ray image diagnostic apparatus (X-ray CT apparatus).
  • X-ray CT apparatus X-ray CT apparatus
  • mounts the application example of a high voltage generator is not limited to these. For example, it is useful to mount on an electron microscope, an electrostatic precipitator, a plasma generator, an electron gun for vacuum deposition, an X-ray high voltage generator or the like.

Abstract

二つのスイッチング素子と、少なくとも二つの共振コンデンサと、昇圧インダクタと、共振コンデンサにそれぞれ並列接続されたダイオードを有して構成される共振形ハーフブリッジ回路１２と、共振形ハーフブリッジ回路の二つのスイッチング素子を制御する制御手段１５と、制御手段に入力された出力指令値に応じて、共振形ハーフブリッジ回路の共振コンデンサのオン・オフを切り替える切替手段ＳＷ１と、一次巻線と二次巻線を有し、共振形ハーフブリッジ回路の出力電圧を一次巻線に一次電圧として入力し、二次巻線から変圧された二次電圧を出力するトランス１３と、トランスから出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路１４と、を備える。

Description

高電圧発生装置、およびそれを搭載するＸ線画像診断装置
　本発明は、高電圧発生装置、およびそれを搭載するＸ線画像診断装置に関する。
　例えば、Ｘ線ＣＴ装置（Ｘ線画像診断装置）や一般のＸ線撮影装置をはじめとしたＸ線装置では、負荷であるＸ線管へ数十ｋＶ～１００ｋＶ程度の任意の直流の電圧を供給する必要がある。
　Ｘ線撮影装置では、撮影時に被検者の体格や撮影部位に応じて、Ｘ線管の電圧（以下、管電圧と記す。）やＸ線管の電流（以下、管電流と記す。）を可変する必要があり、広い負荷条件に対応する高電圧発生装置が要求される。
　また、Ｘ線撮影装置では、管電流の大きな重負荷条件で撮影時間が短時間であるのに対し、管電流が小さい軽負荷条件で長時間連続した撮影に対応することが要求されるため、特に軽負荷領域において電力変換効率の高効率化が求められている。
　また、Ｘ線ＣＴ装置では、管電圧の条件を数ｍｓの間隔で高速に切替えて撮影する方式があり、管電圧を高速に切り替えるためには、高電圧発生装置に搭載される平滑容量の低減が要求される。
　一方で、Ｘ線ＣＴ装置やＸ線撮影装置では管電圧の脈動が撮影画像に影響するため、管電圧の脈動率（電圧脈動率）Ｋｘを所定値以下とする必要がある。そのため、Ｘ線撮影装置に適用される高電圧発生装置では単純に平滑容量を低減することが難しいという課題がある。
　ここで、管電圧の脈動率（電圧脈動率）Ｋｘは（１）式で表わされる。
　Ｋｘ＝ΔＶｘ／Ｖｘｍａｘ　　　・・・　（１）
　なお、（１）式の右辺のＶｘｍａｘは管電圧の最大値を、ΔＶｘは管電圧の変動幅を示している。
　また、管電圧の変動幅ΔＶｘは、概ね、次の（２）式で求めることができる。
　ΔＶｘ＝Ｉｘ／（２×Ｃｍ×ｆｓｗ）　　　・・・（２）
　なお、（２）式の右辺のＩｘは管電流を、Ｃｍは平滑容量、ｆｓｗはインバータの駆動周波数（インバータ駆動周波数）を示している。
　管電圧の脈動率を抑制しながら平滑容量を低減するには、高電圧発生装置に搭載されるインバータの駆動周波数（インバータ駆動周波数）ｆｓｗを高周波化する方法がある。
　しかしながら、従来のコンデンサ電圧クランプ形直列共振コンバータをＸ線撮影装置用の高電圧発生装置に適用した場合では、管電圧が低くなるほどインバータの駆動周波数を低下させる必要があるため、特に管電圧が低い条件において管電圧の脈動が増加する課題がある。
　このため、管電圧が低い条件における脈動率が原因となって平滑容量の低減に制約が生じる課題がある。
　これらの課題を解決する手段として、特許文献１がある。
　特許文献１には、「［目的］直列共振コンバータにおいて，出力電圧が低下したときにも，動作周波数を大きく変えることなく，かつスイッチング損失を低く抑える。［構成］直列共振コンバータにおいて，共振電流Ｉが流れる経路に変流器41を設ける。変流器41の二次側からは，整流回路43と，補助スイッチング素子のFET45と，ダイオード47とを介して，入力端子3,5 に接続する。出力電圧が正常時は補助スイッチング素子のFET45 はオンさせて通常の動作をさせる。出力電圧が低く，共振電流Ｉの裾引きが長くなるときには，補助スイッチング素子のFET45 をオフさせて，変流器41の二次側から共振電流Ｉのエネルギーの一部分を入力側の直流電源１へと帰還させて，速やかに電流Ｉをゼロへと減少させる。エネルギー損失は少なく，ソフトに主スイッチング素子のIGBT17,19 をオフさせることができる。（［要約］を参照）」として、直列共振コンバータの技術が開示されている。
　この記載のように、特許文献１に記載の技術では、インバータを図１（特許文献１）に示すコンデンサ電圧クランプ形直列共振コンバータの構成に加えて、補助トランスと、整流回路と、スイッチ素子から構成される補助回路を有した構成とし、補助トランスの一次巻線と直列に接続し、補助トランスの二次巻線に整流回路とスイッチ素子を接続した構成とし、重負荷領域では補助回路のスイッチ素子をオフ状態とし、メインのインバータから補助回路を切り離し、軽負荷領域では補助回路のスイッチ素子をオン状態とし、メインのインバータから補助回路を介して直流電源にエネルギーを回生させている。
　このような構成とすることで、軽負荷領域におけるメインのインバータから見た負荷を等価的に重負荷とみなすことができるため、軽負荷領域におけるインバータの駆動周波数の低下を抑制することが可能となる。
特開平７－８７７３６号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された技術には、トランスや整流回路、スイッチング素子から構成される補助回路を別途追加する必要があるため、回路規模やコストの増加が課題となる。
　本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであり、回路の部品点数の増加を抑制し、管電圧（出力電圧）の脈動率を所定の値に保つことと、インバータのスイッチング損失の低減とが両立する高電圧発生装置を提供すること、およびそれを用いたＸ線画像診断装置を提供することを課題とする。
　前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
　すなわち、本発明の高電圧発生装置は、二つのスイッチング素子と、少なくとも二つの共振コンデンサと、昇圧インダクタと、前記共振コンデンサにそれぞれ並列接続されたダイオードを有して構成される共振形ハーフブリッジ回路と、前記共振形ハーフブリッジ回路の前記二つのスイッチング素子を制御する制御手段と、前記制御手段に入力された出力指令値に応じて、前記共振形ハーフブリッジ回路の共振コンデンサのオン・オフを切り替える切替手段と、一次巻線と二次巻線を有し、前記共振形ハーフブリッジ回路の出力電圧を一次巻線に一次電圧として入力し、二次巻線から変圧された二次電圧を出力するトランスと、前記トランスから出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、を備える、ことを特徴とする。
　また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　本発明によれば、回路の部品点数の増加を抑制し、管電圧（出力電圧）の脈動率を所定の値に保つことと、インバータのスイッチング損失の低減とが両立する高電圧発生装置を提供すること、およびそれを用いたＸ線画像診断装置を提供することができる。
本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の回路構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置のインバータの動作モードを判定するロジックの一例を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の第１の動作モード（Ａ～Ｄ）の回路動作例を説明する図である。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の第１の動作モード（Ｅ～Ｈ）の回路動作例を説明する図である。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の第１の動作モードの動作波形例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の第２の動作モード（ａ～ｄ）の回路動作例を説明する図である。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の第２の動作モード（ｅ～ｈ）の回路動作例を説明する図である。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の第２の動作モードの動作波形例を示す図である。 比較例の高電圧発生装置の出力電圧と、電圧脈動率およびインバータ駆動周波数との関係を示す図であり、（ａ）は出力電圧とインバータ駆動周波数との関係を示し、（ｂ）は出力電圧と電圧脈動率との関係を示す。 本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置の出力電圧と、切替スイッチの切替信号と、インバータ駆動周波数と、電圧脈動率との関係の一例を示す図であり、（ｓ）は切替信号のオン・オフを示し、（ａ）は出力電圧とインバータ駆動周波数との関係を示し、（ｂ）は出力電圧と電圧脈動率との関係を示す。 本発明の第１実施形態の変形例に係る高電圧発生装置の出力電圧と、切替スイッチの切替信号と、インバータ駆動周波数と、電圧脈動率との関係の一例を示す図であり、（ｓ）は切替信号のオン・オフを示し、（ａ）は出力電圧とインバータ駆動周波数との関係を示し、（ｂ）は出力電圧と電圧脈動率との関係を示している。 本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の回路構成例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置の制御信号の例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置の回路構成例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置のインバータの動作モードを判定するロジックの一例を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置の動作を説明する図であり、（ｓ）は切替信号のオン・オフを示し、（ａ）は出力電圧とインバータ駆動周波数との関係を示し、（ｂ）は出力電圧と電圧脈動率との関係の一例を示している。 本発明の第４実施形態に係る高電圧発生装置の回路構成例を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る高電圧発生装置の制御手法例を説明する図であり、（ａ）は本発明の第４実施形態と従来例の出力電圧とインバータ駆動周波数との特性を比較し、（ｂ）は本発明の第４実施形態の重負荷時の切替信号とゲート信号との時間軸における関係の一例を示し、（ｃ）は本発明の第４実施形態の軽負荷時の切替信号とゲート信号との時間軸における関係を示す。 本発明の第４実施形態に係る高電圧発生装置の各部の動作波形例を示す図である。 比較例２のコンデンサ電圧クランプ形直列共振コンバータの動作を説明する波形図である。 本発明の第５実施形態に係るＸ線画像診断装置の構成例を示す図である。
　以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。
≪第１実施形態≫
　本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０を、図１～図１０を参照して説明する。
　図１は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の回路構成例を示す図である。
《高電圧発生装置１０の概要》
　第１実施形態の高電圧発生装置１０は、インバータ１１と、トランス１３と、整流回路１４と、制御装置（制御手段）１５と、を備えて構成されている。
　インバータ１１は、制御装置１５の制御によって、直流電源（Ｖｉｎ）１０１の直流電圧（電力）を可変周波数の交流電圧（電力）に変換して、出力端子１１１、１１２から交流電圧（電力）として出力する。
　トランス１３は、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを有して構成され、インバータ１１の出力の交流電圧を一次側の入力として、昇圧（変圧）し、二次側の出力端子１３３、１３４に昇圧された交流電圧を出力する。
　整流回路１４は、トランス１３の二次側の交流電圧（電力）を入力し、整流、平滑して整流回路１４の出力端子１４３とアース（グラウンド）１００との間に、直流電圧（電力）を出力する。
　以上の高電圧発生装置１０の構成によって、直流電源１０１の直流電圧は、昇圧された直流電圧に変換されて、整流回路１４の出力端子１４３、すなわち高電圧発生装置１０の出力端子１４３とアース１００との間に、高圧の直流電圧が出力電圧Ｖｘとして出力される。そして、負荷１０７へ可変の直流電圧を供給する。
＜高電圧発生装置１０の詳細な構成と動作＞
　次に、高電圧発生装置１０の各部の詳細な構成と動作について説明する。
《インバータ１１》
　インバータ１１は、直流電源１０１の電圧を平滑するコンデンサＣ１と、共振形ハーフブリッジ回路１２と、共振コンデンサＣｒ２のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を切り替える切替スイッチ（切替手段）ＳＷ１と、を有して構成されている。
　平滑化用のコンデンサＣ１は、一般的によく知られているものであるので、詳細な説明は省略する。
　次に、共振形ハーフブリッジ回路１２の詳細について説明する。
《共振形ハーフブリッジ回路１２》
　共振形ハーフブリッジ回路１２は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と逆並列ダイオードＤ１、Ｄ２と、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２と、クランプダイオードＤｒ１、Ｄｒ２とを有して構成されている。
　ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とは直列に接続されて、正の直流電源端子（直流電源正極端子）１０１ｐと負の直流電源端子（直流電源負極端子）１０１ｎとの間に接続されている。
　また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１、Ｄ２が接続されている。これらスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２とダイオードＤ１、Ｄ２とによって、第１のスイッチングアームが構成され、前記の正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎとを介して直流電源（Ｖｉｎ）１０１に接続されている。
　共振コンデンサＣｒ１と共振コンデンサＣｒ２とは、直列に接続され、正の直流電源端子１０１ｐと負の直流電源端子１０１ｎを介して直流電源（Ｖｉｎ）１０１に接続されている。なお、共振コンデンサＣｒ２と負の直流電源端子１０１ｎとの間には、切替スイッチＳＷ１が接続されている。
　また、共振コンデンサＣｒ１には、ダイオードＤｒ１が並列接続されている。
　また、共振コンデンサＣｒ２と切替スイッチＳＷ１との直列回路には、ダイオードＤｒ２が並列接続されている。
　また、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点が共振形ハーフブリッジ回路１２の第１の出力端子１１１となっている。
　また、共振コンデンサＣｒ１と共振コンデンサＣｒ２との接続点が共振形ハーフブリッジ回路１２の第２の出力端子１１２となっている。
　また、ＩＧＢＴからなるスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のそれぞれのゲートには、制御装置１５からゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２が入力している。
　なお、共振形ハーフブリッジ回路１２の動作の詳細は後記する。
《切替スイッチＳＷ１》
　切替スイッチ（切替手段）ＳＷ１は、前記したように、共振コンデンサＣｒ２のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を切り替えるためのものであり、図１の回路構成ではリレースイッチを想定している。
　また、切替スイッチＳＷ１には、オン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御する切替信号ＧＳＷ１が入力している。
　なお、切替スイッチＳＷ１と共振コンデンサＣｒ２が直列に接続された構成を「コンデンサと切替手段の直列接続体」と表記することもある。
《トランス１３》
　トランス１３は、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２と磁性体コアＴ１とを有して構成されており、一次巻線側に入力した交流電圧を（Ｎ２／Ｎ１）倍に昇圧し、二次巻線側の整流回路１４へ昇圧された交流電力を供給する。なお、一次巻線Ｎ１の巻数をＮ１、二次巻線Ｎ２の巻数をＮ２と便宜的に表記して、変圧比を（Ｎ２／Ｎ１）と表記している。
　また、一次巻線側は入力端子１３１、１３２から入力し、二次巻線側は出力端子１３３、１３４から出力する。なお、出力端子１３４は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
　また、トランス１３には、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンス（Ｌｒ）がある。
　なお、本発明の第１実施形態では、トランス１３の一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を後記するように昇圧インダクタＬｒとして利用する。そのため、図１では、昇圧インダクタＬｒを、トランス１３を示す破線の中に表記している。
　また、この昇圧インダクタＬｒを共振用のインダクタ（Ｌｒ）として用いることもある。
　なお、トランス１３の一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスのみではインダクタンスが不足する場合は、外付けのインダクタ（昇圧インダクタ）を接続してもよい。
《整流回路１４》
　整流回路１４は、整流ダイオードＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ２１、ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２とを有しており、ＣＣＷ（Cockcroft Walton）回路を構成している。
　整流コンデンサＣＨ１と整流ダイオードＤＨ１１の直列回路の両端に配置された入力端子１４１、１４２に、トランス１３の二次巻線Ｎ２の出力端子１３３、１３４間に生成した交流電圧（電力）を入力し、整流する。そして、整流ダイオードＤＨ１２と平滑コンデンサＣｍ１の直列回路をさらに通すことによって、整流と平滑化を促進する。
　また、さらに、整流コンデンサＣＨ２と整流ダイオードＤＨ２１の直列回路と、整流ダイオードＤＨ２２と平滑コンデンサＣｍ２の直列回路とが、２段に接続されている。この構成をとることによって、整流と平滑化の効率をさらに高めている。
　なお、整流回路１４の入力端子１４２は、アース（グラウンド）１００に接続されている。
　また、整流ダイオードＤＨ２２のカソードと平滑コンデンサＣｍ２の一端との接続点が整流回路１４の整流出力の第１の端子である出力端子１４３となっている。
　整流回路１４としての直流電圧（電力）は、出力端子１４３とアース１００との間に出力される。
　また、前記のように、整流ダイオードＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ２１、ＤＨ２２と、整流コンデンサＣＨ１、ＣＨ２と、平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２の回路を２段に接続したことによって、直流電圧を昇圧することも兼ねている。
　整流回路１４としての出力端子１４３は、高電圧発生装置１０の出力端子１４３でもあり、出力端子１４３とアース１００に生成された高圧の直流電圧である出力電圧Ｖｘは、負荷１０７に供給される。
《制御装置１５》
　制御装置１５は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、および切替スイッチＳＷ１を制御するものである。
　そして、制御装置１５の外部から入力される負荷電圧の目標値である出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉ、または負荷電流の目標値である出力指令値（出力電流指令値）Ｉｘｉに基づいてインバータの動作モードを判定する。
　そして、この動作モードに対応して、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２の周波数とパルスパターン、及び切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１を生成する。これらのゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２と切替信号ＧＳＷ１とによって、インバータ１１（共振形ハーフブリッジ回路１２）を制御する。
　なお、図１において、出力電圧指令値Ｖｘｉ、出力電流指令値Ｉｘｉを併せて出力指令値Ｖｘｉ、Ｉｘｉと表記している。
　このように、制御装置１５を構成することで、インバータ１１、すなわち、共振形ハーフブリッジ回路１２は、負荷１０７の条件によって、切替スイッチＳＷ１がオンとした状態で、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をスイッチング動作させる第１の動作モードと、切替スイッチＳＷ１をオフとした状態で、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をスイッチング動作させる第２の動作モードと、を切り替えることができる。
　また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御信号であるゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２の周波数によって、インバータ１１が動作する周波数であるインバータ駆動周波数ｆｓｗが決まる。
　なお、出力指令値を出力電圧指令値であるＶｘｉの場合を想定して説明したが、出力指令値として出力電流指令値Ｉｘｉを用いる場合には、負荷１０７における電流Ｉｘを測定し、それを反映した出力電流指令値Ｉｘｉを生成して、制御装置１５で用いることになる。重複する説明は省略する。
＜インバータの動作モードを判定するフローチャート＞
　次に、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０のインバータ１１（共振形ハーフブリッジ回路１２）の動作モードを判定するロジックを、フローチャートを参照して、説明する。
　図２は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０のインバータ１１（共振形ハーフブリッジ回路１２）の動作モードを判定するロジックの一例を示すフローチャートである。
　図２におけるＳ２０１～Ｓ２０４は、ステップＳ２０１～ステップＳ２０４を示している。以下、図２を参照して説明する。
《ステップＳ２０１》
　ステップＳ２０１の工程において、外部から制御装置１５へ、高電圧発生装置１０の出力電圧Ｖｘの目標値である出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉが入力される。
　なお、高電圧発生装置１０の出力電圧Ｖｘは、負荷１０７に供給する電圧であり、図示していない計測装置によって、測定された出力電圧Ｖｘが反映されて、出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉが生成される。
《ステップＳ２０２》
　ステップＳ２０２の工程において、制御装置１５（図１）は、ステップＳ２０１で入力された出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉと、あらかじめ設定された電圧閾値Ｖｘｔｈを比較し、インバータ１１（図１）の動作モードの判定を行う。
　ステップＳ２０２において、出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉが電圧閾値Ｖｘｔｈより大きい場合（ＹＥＳ）には、ステップＳ２０３の工程に進む。
　ステップＳ２０２において、出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉが電圧閾値Ｖｘｔｈ以下の場合（ＮＯ）には、ステップＳ２０４の工程に進む。
《ステップＳ２０３》
　ステップＳ２０３の工程において、制御装置１５（図１）は、切替信号ＧＳＷ１によって、切替スイッチＳＷ１をオン（ＯＮ）する。
　それとともに、スイッチング素子Ｓ１（図１）のゲートを制御するゲート信号ＧＳ１（図１）と、スイッチング素子Ｓ２（図１）のゲートを制御するゲート信号ＧＳ２（図１）とを、第１の動作モードのパルス指令として、それぞれ生成して供給する。
　なお、図２のステップＳ２０３においては、切替スイッチＳＷ１を単に「スイッチＳＷ１」と表記している。
　また、第１の動作モードのパルス指令の詳細は後記する。
《ステップＳ２０４》
　ステップＳ２０４の工程において、制御装置１５（図１）は、切替信号ＧＳＷ１によって、切替スイッチＳＷ１をオフ（ＯＦＦ）する。
　それとともに、スイッチング素子Ｓ１（図１）のゲートを制御するゲート信号ＧＳ１（図１）と、スイッチング素子Ｓ２（図１）のゲートを制御するゲート信号ＧＳ２（図１）とを、第２の動作モードのパルス指令として、それぞれ生成して供給する。
　なお、図２のステップＳ２０４においては、切替スイッチＳＷ１を単に「スイッチＳＷ１」と表記している。
　また、第２の動作モードのパルス指令の詳細は後記する。
《ステップＳ２０３、Ｓ２０４の後》
　ステップＳ２０３、またはステップＳ２０４が終了すると、ステップＳ２０１に戻り、前記のフローチャートの工程を繰り返す。
　このように、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０では、外部から入力された出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉに基づいて、制御装置１５によりインバータ１１の動作モードを判定し、制御する。
＜高電圧発生装置１０の第１、第２の動作モードの詳細＞
　次に、高電圧発生装置１０の第１、第２の動作モードにおける回路動作、動作波形の詳細を、図３～図８を参照して説明する。
　なお、図３～図８を参照した説明においては、共振コンデンサＣｒ１と共振コンデンサＣｒ２の容量を同じ値（Ｃｒ１：Ｃｒ２＝１：１）に設計した場合の動作について説明する。
＜第１の動作モードの動作について＞
　まず、図３～図５を参照して第１の動作モードの回路動作を説明する。
　図３、および図４は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の第１の動作モードの回路動作例を説明する図である。
　図３において、第１の動作モードをモードＡ～モードＤに分けて順に回路動作と電流の流れを表記している。
　図４において、モードＤの後の第１の動作モードをモードＥ～モードＨに分けて順に回路動作と電流の流れを表記している。
　また、図５は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の第１の動作モードの動作波形例を示す図である。
　図５において、横軸は時間（時間の推移）であり、ｔ０～ｔ８の区間（期間）に分けている。なお、図５のｔ０～ｔ１の区間が図３のモードＡに対応している。また、ｔ１～ｔ２の区間がモードＢに対応している。以下同様に順に図３または図４の各モードに対応し、ｔ７～ｔ８が図４のモードＨに対応する。
　また、図５の項目は、上から順に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＧＳ１、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＧＳ２、切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子電流Ｉｓ１、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子電流Ｉｓ２、ダイオードＤｒ１に流れるダイオード電流ＩＤｒ１、ダイオードＤｒ２に流れるダイオード電流ＩＤｒ２である。
　さらに順に、共振コンデンサＣｒ１の電圧ＶＣｒ１・電流ＩＣｒ１、共振コンデンサＣｒ２の電圧ＶＣｒ２・電流ＩＣｒ２である。
　さらに順に、インバータ１１に流れるインバータ電流Ｉｉｎｖ、整流回路１４に流れる整流回路電流ＩＤＨＩ、整流回路１４の出力電圧Ｖｘである。
　なお、図５では、電圧と電流を重ねて表記している部分もあるので、見分けやすくするために、電圧を実線、電流を破線で表記している。
　第１の動作モードでは、切替スイッチＳＷ１（図１、図３）の切替信号ＧＳＷ１は、モードＡ～モードＨ、すなわちｔ０～ｔ８の区間で、常にオン（ＯＮ）である。
　切替スイッチＳＷ１（図１、図３）をオン状態とすることで、共振コンデンサＣｒ２をインバータ１１（図１）に接続し、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２（図１、図３）をスイッチング動作させることで負荷へ電力を供給する。
《モードＡ：ｔ０～ｔ１》
　図３に示すように、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１がオン状態であり、共振コンデンサＣｒ１を放電し、共振コンデンサＣｒ２を充電する。
　このとき、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、共振コンデンサＣｒ１のループで電流が流れることにより共振コンデンサＣｒ１の電荷を放電する。
　なお、昇圧インダクタＬｒは、共振用のインダクタの作用もする。
　一方、直流電源１０１からスイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、共振コンデンサＣｒ２、切替スイッチＳＷ１のループで電流が流れることにより共振コンデンサＣｒ２の電荷を放電する。
　トランス二次側の整流回路１４においては、二次巻線Ｎ２、整流コンデンサＣＨ１、ダイオードＤＨ１２、平滑コンデンサＣｍ１のループと、二次巻線Ｎ２、整流コンデンサＣＨ２、ダイオードＤＨ２２、平滑コンデンサＣｍ２のループで電流が流れる。
　そして、整流回路１４の出力端子１４３とアース（グラウンド）１００との間に出力電圧Ｖｘ（図５の上から第１２項目）が生成される。なお、モードＡ（ｔ０～ｔ１）においては、出力電圧Ｖｘは緩やかに上昇する。
《モードＢ：ｔ１～ｔ２》
　モードＡにおいて、共振コンデンサＣｒ２の電圧ＶＣｒ２（図５の上から第９項目）が電源電圧Ｖｉｎに到達する（ｔ１）とモードＢへ移行する。
　モードＢ（図３）においては、共振コンデンサＣｒ２の電圧ＶＣｒ２が電源電圧Ｖｉｎに到達しているため、クランプダイオードＤｒ１にダイオード電流ＩＤｒ１（図５の上から第６項目）が流れるようになる。
　したがって、モードＢでは、トランス一次側には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、クランプダイオードＤｒ１のループで電流が流れ、昇圧インダクタＬｒのエネルギーを放出する。
　トランス二次側にはモードＡと同様に、整流コンデンサＣＨ１、ダイオードＤＨ１２、平滑コンデンサＣｍ１のループと、整流コンデンサＣＨ２、ダイオードＤＨ２２、平滑コンデンサＣｍ２のループで電流が流れる。
《モードＣ：ｔ２～ｔ３》
　モードＢにおいて、昇圧インダクタＬｒのエネルギーが全て放出される（図５の上から第１０項目のインバータ電流Ｉｉｎｖ＝０、図５の上から第６項目のダイオード電流ＩＤｒ１＝０）とモードＣへ移行する。
　モードＣでは、放電も充電もされないので、トランスの一次側、二次側ともに電流は流れない（図５）。
　この電流の流れないモードＣの期間中にスイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＧＳ１をオフすることで、スイッチング素子Ｓ１に流れる電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｓ１をオフすることができる。この電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｓ１をオフすることにより、スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時のスイッチング損失を低減することが可能となる。
《モードＤ：ｔ３～ｔ４》
　モードＣの状態で、ゲート信号ＧＳ１をオフすると、モードＤへ移行する（図５の上から第１項目と第２項目によるデッドタイムＴｄの区間）。
　このモードＤは、モードＣと回路動作は同じであり、トランスの一次側、二次側ともに電流は流れない。
　モードＤは、あらかじめ決められたデッドタイムＴｄを挟んだ後にゲート信号Ｇ２がオンされることでモードＥへ移行する。
《モードＥ：ｔ４～ｔ５》
　このモードＥ（図４）は、モードＡ（図３）の対称動作である。
　すなわち、モードＥでは、スイッチング素子Ｓ２がオン状態であり、共振コンデンサＣｒ２を放電し、共振コンデンサＣｒ１を充電する。
　このとき、スイッチング素子Ｓ２、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、共振コンデンサＣｒ２のループで電流が流れることにより、共振コンデンサＣｒ２の電荷を放電する。
　なお、前記のように昇圧インダクタＬｒは、共振用のインダクタの作用もする。
　一方、直流電源１０１からスイッチング素子Ｓ２、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、共振コンデンサＣｒ１、切替スイッチＳＷ１のループで電流が流れることにより、共振コンデンサＣｒ１の電荷を放電する。
　トランス二次側には、二次巻線Ｎ２、整流コンデンサＣＨ１、ダイオードＤＨ１１のループと、二次巻線Ｎ２、整流コンデンサＣＨ２、ダイオードＤＨ２１、平滑コンデンサＣｍ１のループで電流が流れる。
《モードＦ～モードＨ：ｔ５～ｔ８》
　モードＦ（ｔ５～ｔ６）、モードＧ（ｔ６～ｔ７）、モードＨ（ｔ７～ｔ８）は、以降、モードＢ（ｔ１～ｔ２）、モードＣ（ｔ２～ｔ３）、モードＤ（ｔ３～ｔ４）の対称動作となる。
　モードＨの後にモードＡに移行する。
　以降、定常状態においては、基本的にモードＡからモードＨの繰り返し動作となる。
　そのため、事実上、重複する説明は省略する。
＜第２の動作モードの動作について＞
　次に、図６～図８を参照して第２の動作モードの回路動作を説明する。
　図６、および図７は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の第２の動作モードの回路動作例を説明する図である。
　図６において、第２の動作モードをモードａ～モードｄに分けて順に回路動作と電流の流れを表記している。
　図７において、第２の動作モードをモードｅ～モードｈに分けて順に回路動作と電流の流れを表記している。
　また、図８は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の第２の動作モードの動作波形例を示す図である。
　図８において、横軸は時間（時間の推移）であり、ｔ１０～ｔ１８の区間（期間）に分けている。なお、図８のｔ１０～ｔ１１の区間が図６のモードａに対応している。また、ｔ１１～ｔ１２の区間がモードｂに対応している。以下同様に、順に図６または図７の各モードに対応し、ｔ１７～ｔ１８が図７のモードｈに対応する。
　また、図８の項目は、上から順に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＧＳ１、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＧＳ２、切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子電流Ｉｓ１、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子電流Ｉｓ、ダイオードＤｒ１に流れるダイオード電流ＩＤｒ１、ダイオードＤｒ２に流れるダイオード電流ＩＤｒ２である。
　さらに順に、共振コンデンサＣｒ１の電圧ＶＣｒ１・電流ＩＣｒ１、共振コンデンサＣｒ２の電圧ＶＣｒ２・電流ＩＣｒ２である。
　さらに順に、インバータ１１に流れるインバータ電流Ｉｉｎｖ、整流回路１４に流れる整流回路電流ＩＤＨＩ、整流回路１４の出力電圧Ｖｘである。
　第２の動作モードでは、切替スイッチＳＷ１（図１、図６）は、モードＡ～モードＨ、すなわちｔ０～ｔ８の区間で、常にオフ（ＯＦＦ）である。
　切替スイッチＳＷ１（図１、図６）をオフ状態とすることで共振コンデンサＣｒ２をインバータ１１（図１）から切り離し、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２（図１、図６）をスイッチング動作させることで負荷へ電力を供給する。
《モードａ：ｔ１０～ｔ１１》
　図６に示すように、モードａでは、スイッチング素子Ｓ１がオン状態であり、共振コンデンサＣｒ１を放電する。
　このとき、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、共振コンデンサＣｒ１のループで電流が流れることにより、共振コンデンサＣｒ１の電荷を放電する。
　なお、切替スイッチＳＷ１（図１、図６）は、モードＡ～モードＨ、すなわちｔ０～ｔ８の区間で、常にオフ（ＯＦＦ）であるため、共振コンデンサＣｒ２は、動作に寄与しない。
　トランス二次側には、整流コンデンサＣＨ１、ダイオードＤＨ１２、平滑コンデンサＣｍ１のループと、整流コンデンサＣＨ２、ダイオードＤＨ２２、平滑コンデンサＣｍ２のループで電流が流れる。
《モードｂ：ｔ１１～ｔ１２》
　モードａにおいて、共振コンデンサＣｒ１の電荷がゼロになるとモードｂへ移行する。
　モードｂ（図６）においては、トランス一次側には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、クランプダイオードＤｒ１のループで電流が流れ、昇圧インダクタＬｒのエネルギーを放出する。
　トランス二次側にはモードａと同様に、整流コンデンサＣＨ１、ダイオードＤＨ１２、平滑コンデンサＣｍ１のループと、整流コンデンサＣＨ２、ダイオードＤＨ２２、平滑コンデンサＣｍ２のループで電流が流れる。
《モードｃ：ｔ１２～ｔ１３》
　モードｃでは、スイッチング素子Ｓ１がオン状態であり、モードｂにおいて、昇圧インダクタＬｒのエネルギーが全て放出されるとモードｃへ移行する。
　モードｃでは、昇圧インダクタＬｒのエネルギーが全て放出されているので、トランスの一次側、二次側ともに電流は流れない（図８）。
　モードｃの期間中にスイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＧＳ１をオフすることで、スイッチング素子Ｓ１に流れる電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｓ１をオフすることができる。この電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｓ１をオフすることにより、スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時のスイッチング損失を低減することが可能となる。
《モードｄ：ｔ１３～ｔ１４》
　モードｃの状態で、ゲート信号ＧＳ１をオフすると、モードｄへ移行する（図８の上から第１項目と第２項目によるデッドタイムＴｄの区間）。
　このモードｄは、モードｃと回路動作は同じであり、トランスの一次側、二次側ともに電流は流れない。
　モードｄは、あらかじめ決められたデッドタイムＴｄを挟んだ後にゲート信号ＧＳ２がオンされることでモードｅへ移行する。
《モードｅ：ｔ１４～ｔ１５》
　モードｄ（図６）の状態で、スイッチング素子Ｓ２をターンオフすると、モードｅへ移行する。
　モードｅ（図７）では、直流電源１０１から共振コンデンサＣｒ１を充電するモードとなり、トランス一次側には直流電源１０１、共振コンデンサＣｒ１、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒ、スイッチング素子Ｓ２のループで電流が流れる。
　このとき、トランス二次側には、二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤＨ１１、整流コンデンサＣＨ１のループと、二次巻線Ｎ２、平滑コンデンサＣｍ１、ダイオードＤＨ２１、整流コンデンサＣＨ２のループで電流が流れる。
《モードｆ：ｔ１５～ｔ１６》
　モードｅの状態で、共振コンデンサＣｒ１の電圧ＶＣｒ１が電源電圧Ｖｉｎに到達するとモードｆに移行する。
　モードｆでは、トランス一次側には、スイッチング素子Ｓ２、クランプダイオードＤｒ２、一次巻線Ｎ１、昇圧インダクタＬｒのループで電流が流れ、昇圧インダクタＬｒのエネルギーを放出する。
　トランス二次側には、モードｅと同様に、二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤＨ１１、整流コンデンサＣＨ１のループと、二次巻線Ｎ２、平滑コンデンサＣｍ１、ダイオードＤＨ２１、整流コンデンサＣＨ２のループで電流が流れる。
《モードｇ：ｔ１６～ｔ１７》
　モードｇでは、スイッチング素子Ｓ２がオン状態であり、モードｆにおいて、昇圧インダクタＬｒのエネルギーが全て放出されるとモードｇへ移行する。
　モードｇでは、トランスの一次側、二次側ともに電流は流れない（図８）。
　モードｇの期間中にスイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＧＳ２をオフすることで、スイッチング素子Ｓ２に流れる電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｓ２をオフすることができる。このスイッチング素子Ｓ２に流れる電流がゼロの状態で、スイッチング素子Ｓ２をオフすることにより、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時のスイッチング損失を低減することが可能となる。
　モードｇ（図７）は、モードｃ（図６）の対称動作である。
《モードｈ：ｔ１７～ｔ１８》
　モードｇの終了後、モードｈに移行する。
　モードｈは、モードｄの対称動作である。
　以降、定常状態においては、基本的にモードａからモードｈの繰り返し動作となる。
　以上、本発明の第１実施形態における高電圧発生装置１０では、切替スイッチＳＷ１をオンとし、共振コンデンサＣｒ２を接続し、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をスイッチング動作させることで、負荷１０７へ電力を供給する第１の動作モードと、切替スイッチＳＷ２をオフとし、共振コンデンサＣｒ２を切り離してスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をスイッチング動作させることで、負荷１０７へ電力を供給する第２の動作モードと、を備え、負荷の条件、例えば出力電圧に応じてインバータの動作モードを切り替えることができる。
＜本発明の第１実施形態の特性と比較例の特性について＞
　次に、本発明の第１実施形態における高電圧発生装置１０が、切替スイッチＳＷ１を用いて、出力電圧に応じてインバータの動作モードを第１の動作モードと第２の動作モードとに切り替えた場合の出力電圧特性（図１０）と、比較例の高電圧発生装置として、前記の切替スイッチに相当するものがなく、一つの動作モードによる出力電圧特性（図９）とを比べて説明する。
　まず、比較例の高電圧発生装置の出力電圧特性（図９）について説明し、次に本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０の出力電圧特性（図１０）について説明する。
＜比較例の高電圧発生装置の出力電圧特性＞
　比較例のコンデンサ電圧クランプ形直列共振コンバータを用いた高電圧発生装置は、本発明の第１実施形態における高電圧発生装置１０（図１）における切替スイッチＳＷ１に相当するものがなく、インバータ駆動周波数ｆｓｗ（ゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２の周波数に相当）によって、出力電圧Ｖｘと電圧脈動率Ｋｘが定まってしまう回路構成例を想定している。なお、電圧脈動率Ｋｘは前記した（１）式とする。
　図９は、比較例の高電圧発生装置の出力電圧Ｖｘと、電圧脈動率Ｋｘおよびインバータ駆動周波数ｆｓｗとの関係を示す図であり、（ａ）は出力電圧Ｖｘとインバータ駆動周波数ｆｓｗとの関係を示し、（ｂ）は出力電圧Ｖｘと電圧脈動率Ｋｘとの関係を示す。
　図９（ａ）、（ｂ）において、横軸は、高電圧発生装置の出力電圧Ｖｘであり、（ａ）の縦軸はインバータ駆動周波数ｆｓｗであり、（ｂ）の縦軸は電圧脈動率Ｋｘを示している。
　図９（ａ）に示すように、インバータ駆動周波数ｆｓｗ２における出力電圧Ｖｘ２と、インバータ駆動周波数ｆｓｗ１における出力電圧Ｖｘ１との関係において、インバータ駆動周波数ｆｓｗが高く（ｆｓｗ１）なると、出力電圧Ｖｘは高く（Ｖｘ１）なる（特性線１７１）。
　また、図９（ｂ）に示すように、インバータ駆動周波数ｆｓｗ２における電圧脈動率Ｋｘ２は、電圧脈動率の目標値Ｋｘｒｅｆより大きくなって（悪化して）おり、インバータ駆動周波数ｆｓｗ１における電圧脈動率Ｋｘ１は、電圧脈動率の目標値Ｋｘｒｅｆより小さく（良好に）なっている（特性線１７２）。
　すなわち、インバータ駆動周波数ｆｓｗが高い場合には、出力電圧Ｖｘは高く、電圧脈動率Ｋｘも小さい（良好な）関係となる。
　また、インバータ駆動周波数ｆｓｗが低い場合には、出力電圧Ｖｘは低く、電圧脈動率Ｋｘは大きい（悪化する）関係となり、電圧脈動率の目標値Ｋｘｒｅｆを上回って（不適切になって）しまう。
　しかしながら、出力電圧Ｖｘは、高電圧発生装置を例えばＸ線画像診断装置に用いる場合には、状況によって所定の電圧に設定する必要がある。
　すなわち、電圧脈動率の目標値Ｋｘｒｅｆを上回って（不適切になって）しまうのを避けるために、インバータ駆動周波数ｆｓｗをむやみに高くする訳にはいかない。インバータ駆動周波数ｆｓｗを所定の周波数より高くすると、出力電圧Ｖｘが高くなり過ぎる可能性があるからである。
　このように、比較例の高電圧発生装置の場合には、電圧脈動率の目標値Ｋｘｒｅｆを確保しつつ出力電圧Ｖｘを所定の範囲で状況に応じて出力することが難しいという課題がある。
＜第１実施形態における高電圧発生装置１０の出力電圧特性＞
　図１０は、本発明の第１実施形態に係る高電圧発生装置１０の出力電圧Ｖｘと、切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１と、インバータ駆動周波数ｆｓｗと、電圧脈動率Ｋｘとの関係の一例を示す図であり、（ｓ）は切替信号ＧＳＷ１のオン（ＯＮ）・オフ（ＯＦＦ）を示し、（ａ）は出力電圧Ｖｘとインバータ駆動周波数ｆｓｗとの関係を示し、（ｂ）は出力電圧Ｖｘと電圧脈動率Ｋｘとの関係を示している。
　図１０（ｓ）、（ａ）、（ｂ）において、横軸は、高電圧発生装置１０の出力電圧Ｖｘであり、（ｓ）の縦軸は切替信号ＧＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦであり、（ａ）の縦軸はインバータ駆動周波数ｆｓｗであり、（ｂ）の縦軸は電圧脈動率Ｋｘを示している。
　図１０において、切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１がオン（ＯＮ）の場合、すなわち、出力電圧ＶｘがＶｘｔｈ～Ｖｘ１の領域においては、（ａ）に示す出力電圧Ｖｘとインバータ駆動周波数ｆｓｗとの関係を示す特性線１８１と、（ｂ）に示す出力電圧Ｖｘと電圧脈動率Ｋｘとの関係を示す特性線１８２は、比較例で示した図９のそれぞれ（ａ）の特性線１７１と、（ｂ）の特性線１７２の特性と同一である。
　図１０の特性が図９の特性と異なるのは、切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）の場合の領域である。
　出力電圧ＶｘがＶｘｔｈのとき、かつ切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１がオン（ＯＮ）の場合には、インバータ駆動周波数はｆｓｗ１２であり、切替信号ＧＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）の場合には、インバータ駆動周波数はｆｓｗ１３となっている。
　これは、図１において、共振コンデンサＣｒ２が切替スイッチＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）することによって、共振形ハーフブリッジ回路１２と昇圧インダクタＬｒとによる共振回路の共振周波数が高くなることによる。
　また、共振周波数が高くなることに対応して、インバータ駆動周波数ｆｓｗが高くなるので、出力電圧ＶｘがＶｘｔｈのときの切替信号ＧＳＷ１がオン（ＯＮ）の場合の電圧脈動率ＫｘはＫｘ１２であったのに対して、切替信号ＧＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）の場合の電圧脈動率ＫｘはＫｘ１３となる。すなわち、切替信号ＧＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）の場合、電圧脈動率Ｋｘは小さくなる（改善される）。
　これは、インバータ駆動周波数ｆｓｗが高くなることによって、整流回路１４の動作がより細かく電圧の変動に対応することによる。
　また、図１０（ａ）に示すように、切替信号ＧＳＷ１がオフ（ＯＦＦ）の場合、出力電圧ＶｘがＶｘ２におけるインバータ駆動周波数はｆｓｗ１４となり、図９（ａ）の出力電圧ＶｘがＶｘ２におけるインバータ駆動周波数がｆｓｗ２よりも高い。
　そのため、図１０（ｂ）に示すように、出力電圧ＶｘがＶｘ２における電圧脈動率はＫｘ１４となって、図９（ｂ）の比較例の電圧脈動率Ｋｘ２より小さくなる（改善される）とともに、電圧脈動率の目標値Ｋｘｒｅｆより小さくなる（改善される）。
　その結果、本発明の第１実施形態の高電圧発生装置１０は、図１０（ｂ）の特性線１８２、特性線１８４に示すように、出力電圧ＶｘがＶｘ２～Ｖｘ１の範囲で、電圧脈動率Ｋｘが目標値Ｋｘｒｅｆより小さくなる（改善される）。
＜第１実施形態の効果＞
　以上のように、本発明の第１実施形態における高電圧発生装置１０を用いることによって、図１０に示すように、電圧閾値Ｖｘｔｈよりも出力電圧（負荷電圧）が低い条件（Ｖｘｔｈ～Ｖｘ２）におけるインバータ駆動周波数ｆｓｗを、図９に示す比較例の同じ領域のインバータ駆動周波数ｆｓｗに比べて、高く設定できる。
　そのため、従来と比較して負荷電圧が低い領域における負荷電圧の電圧脈動率Ｋｘを低減することが可能となる。
　これにより、回路の部品点数の増加を抑制しながら、管電圧（出力電圧）が低い条件におけるインバータの駆動周波数の低下を抑制することが可能となり、平滑コンデンサ容量の低減と低損失化の両立を図ることができる。
≪第１実施形態の変形例≫
　次に、第１実施形態の変形例について説明する。
　第１実施形態の図１においては、共振コンデンサの容量比をＣｒ１：Ｃｒ２＝１：１とした場合について説明したが、２つの共振コンデンサで容量が異なるように設計してもよい。
　次に、例えば、２つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の容量がＣｒ１：Ｃｒ２＝２：１とした場合について第１実施形態の変形例として説明する。なお、この変形例は、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の容量比を変えただけであるので、第１実施形態と重複する説明は省略する。
　図１１は、本発明の第１実施形態の変形例に係る高電圧発生装置１０の出力電圧Ｖｘと、切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ１と、インバータ駆動周波数ｆｓｗと、電圧脈動率Ｋｘとの関係の一例を示す図であり、（ｓ）は切替信号ＧＳＷ１のオン（ＯＮ）・オフ（ＯＦＦ）を示し、（ａ）は出力電圧Ｖｘとインバータ駆動周波数ｆｓｗとの関係を示し、（ｂ）は出力電圧Ｖｘと電圧脈動率Ｋｘとの関係を示している。
　図１１（ａ）において、出力電圧ＶｘがＶｘｔｈに対応するインバータ駆動周波数ｆｓｗ２３と、出力電圧ＶｘがＶｘ２に対応するインバータ駆動周波数ｆｓｗ２４と、出力電圧ＶｘがＶｘ１とに対応するインバータ駆動周波数ｆｓｗ１と、出力電圧ＶｘがＶｘ２とに対応するインバータ駆動周波数ｆｓｗ２との間の関係が、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の容量がＣｒ１：Ｃｒ２＝２：１としたことによって、図１０（ａ）におけるインバータ駆動周波数ｆｓｗ１３、ｆｓｗ１４、ｆｓｗ１、ｆｓｗ２との関係と相違がでている。
　例えば、図１０（ａ）では、
ｆｓｗ１＜ｆｓｗ１４＜ｆｓｗ１３
であったのに対し、図１１（ａ）では、
ｆｓｗ２４＜ｆｓｗ１＜ｆｓｗ２３
となっている。
　また、インバータ駆動周波数ｆｓｗの最大値と最小値の差であるΔｆｓｗが、図１０（ａ）では、
Δｆｓｗ１＝ｆｓｗ１３－ｆｓｗ１２
に対して、図１１（ａ）では、
Δｆｓｗ２＝ｆｓｗ２３－ｆｓｗ１２
となっている。
　そして、図１１（ａ）と図１０（ａ）からわかるように、
Δｆｓｗ２＜Δｆｓｗ１
の関係がある。
　なお、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の容量がＣｒ１：Ｃｒ２＝２：１としたことによって、図１１（ｂ）では、出力電圧Ｖｘ２における電圧脈動率ＫｘがＫｘ２４となって、図１０（ｂ）のＫｘ１４よりも電圧脈動率の目標値Ｋｘｒｅｆに対して余裕が少なくなっているが、目標値Ｋｘｒｅｆを満たしている。
＜第１実施形態の変形例の効果＞
　以上、図１１（ａ）に示すように、インバータの駆動周波数の動作範囲Δｆｓｗを狭くすることが可能となる。これにより、スイッチング起因するノイズ除去用のフィルタを簡略化することができるため、装置の小型化を図ることができる。
≪第２実施形態≫
　次に、本発明の第２実施形態について、図１２、図１３を参照して説明する。
　図１２は本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの回路構成例を示す図である。
　図１２に示す回路構成が図１に示す回路構成と異なるのは、インバータ１１Ｂ（もしくは共振形ハーフブリッジ回路１２Ｂ）における切替スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２と、この切替スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２を切り替える切替信号ＧＳ３、ＧＳ４を出力する制御装置１５Ｂである。
　その他の回路構成、および機能、動作は、図１に示した第１実施形態と同じであるので、重複する説明は、適宜、省略する。
　図１２において、インバータ１１Ｂ（もしくは共振形ハーフブリッジ回路１２Ｂ）における共振コンデンサＣｒ１と共振コンデンサＣｒ２には、それぞれ直列に切替スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２が接続されている。
　切替スイッチＳＷ１１は、ＩＧＢＴ（Ｓ３）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ３を有して構成されている。
　切替スイッチＳＷ１２は、ＩＧＢＴ（Ｓ４）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ４を有して構成されている。
　また、制御装置１５Ｂにおいて、２つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２に接続した切替スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２のオン、オフを一定（所定）の周期である切替周期Ｔｍごとに交互に切り替えるように切替信号ＧＳ３、ＧＳ４を生成する。
　図１３は、本発明の第２実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｂの制御信号の例を示す図である。
　図１３において、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＧＳ１、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＧＳ２、切替スイッチＳＷ１１の切替信号ＧＳ３、切替スイッチＳＷ１２の切替信号ＧＳ４の各項目の動作が表記されている。また、図１３の横軸は時間（時間の推移）である。
　ゲート信号ＧＳ１とゲート信号ＧＳ２は、スイッチング周期Ｔｓｗで、Ｈ（Ｈｉｇｈ）とＬ（Ｌｏｗ）を交互に、そしてゲート信号ＧＳ１とゲート信号ＧＳ２とが逆の関係になるように生成され、出力されている。
　また、切替信号ＧＳ３と切替信号ＧＳ４は、切替周期Ｔｍで、Ｈ（Ｈｉｇｈ）とＬ（Ｌｏｗ）を交互に、そして切替信号ＧＳ３と切替信号ＧＳ４とが逆の関係になるように生成され、出力されている。
＜第２実施形態の効果＞
　以上によって、本発明の第２実施形態の高電圧発生装置１０Ｂから、第１実施形態と同様に、出力電圧が低い条件におけるインバータの駆動周波数の低下を抑制し、電圧脈動率を目標値以内に確保し、平滑容量の低減と低損失化の両立が図られた高電圧発生装置１０Ｂを提供できる。
　また、前記したように、切替スイッチＳＷ１１と切替スイッチＳＷ１２をそれぞれ切り替える切替信号ＧＳ３と切替信号ＧＳ４のオンとオフは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング周期Ｔｓｗが切り替わるタイミングで切り替えることで、回路動作への影響を抑制することができる。
　また、本実施形態（第２実施形態）では、切替スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２を２つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２にそれぞれ接続した構成とすることにより、第１実施形態と比較して２つの共振コンデンサを利用している時間の偏りを低減することができる。
　これによって、共振コンデンサの寿命のバラつきを抑制することが可能となり、高電圧発生装置の高信頼化をさらに図ることができる。
≪第３実施形態≫
　次に、本発明の第３実施形態について、図１４～図１６を参照して説明する。
　図１４は、本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｃの回路構成例を示す図である。
《高電圧発生装置１０Ｃの概要》
　第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃは、インバータ１１Ｃと、トランス３３と、整流回路３４と制御装置１５Ｃと、を備えて構成されている。
　インバータ１１Ｃは、制御装置１５Ｃの制御によって、直流電源（Ｖｉｎ）１０１の直流電圧（電力）を可変周波数の交流電圧（電力）に変換して、出力端子１１１、１１２から交流電圧（電力）を出力する。
　トランス３３は、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ２１を有する第１のトランス３３Ｃ１と、一次巻線Ｎ１２と二次巻線Ｎ２２を有する第２のトランス３３Ｃ２とを有して構成され、インバータ１１Ｃの出力端子１１１、１１２の交流電圧を、共に一次側に入力して、それぞれ昇圧し、第１のトランス３３Ｃ１と第２のトランス３３Ｃ２のそれぞれの二次側の出力端子から昇圧された交流電圧を出力する。
　整流回路３４は、第１の整流回路３４Ｃ１と第２の整流回路３４Ｃ２を有して構成され、第１のトランス３３Ｃ１と第２のトランス３３Ｃ２のそれぞれの二次側の出力端子の交流電圧（電力）を入力している。
　整流回路３４Ｃ１と整流回路３４Ｃ２は直列の構成となっている。すなわち、整流回路３４Ｃ１と整流回路３４Ｃ２によって、整流、平滑化された直流電圧は加算されて、整流回路３４の出力端子３６７、３６８から整流された直流電圧（電力）を出力する。
　なお、図１４において、整流回路３４の出力端子３６７、３６８の間に、負荷であるＸ線管３０７が接続されている。なお、Ｘ線管は例であって、負荷は他のものでもよい。
　以上の高電圧発生装置１０Ｃの構成によって、直流電源１０１の直流電圧は、高圧に昇圧された直流電圧に変換されて、整流回路３４の出力端子、すなわち高電圧発生装置１０Ｃの出力端子３６７と出力端子３６８との間に高圧の直流電圧である出力電圧Ｖｘとして出力される。そして、負荷（Ｘ線管）３０７へ可変の直流電圧を供給する。
＜第３実施形態と第１実施形態との相違＞
　第３実施形態が第１実施形態と異なる点について説明する。なお、第３実施形態が第１実施形態と事実上、同じ点については、重複する説明を、適宜、省略する。
《インバータ１１Ｃ、共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃ》
　図１４において、インバータ１１Ｃは、直流電源１０１の電圧を平滑するコンデンサＣ１と、共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃと、共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃを構成するコンデンサＣｒ２１、Ｃｒ２２を、それぞれ切り替える切替スイッチＳＷ３１、ＳＷ３２とを有して、構成されている。
　インバータ１１Ｃ（共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃ）において、第３実施形態が第１実施形態と異なる点は、第１実施形態における共振コンデンサＣｒ２と切替スイッチＳＷ１の直列接続体を、第３実施形態においては、共振コンデンサＣｒ２１と切替スイッチＳＷ３１の直列接続体と、共振コンデンサＣｒ２２と切替スイッチＳＷ３２の直列接続体とを並列接続して構成した点である。
　なお、第３実施形態では、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２１、Ｃｒ２２の容量比をＣｒ１：Ｃｒ２１：Ｃｒ２２＝２：１：１とした場合を一例として、動作について後記する。
《トランス３３》
　トランス３３は、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ２１を有する第１のトランス３３Ｃ１と、一次巻線Ｎ１２と二次巻線Ｎ２２を有する第２のトランス３３Ｃ２と、を有して構成されている。なお、磁性体コアＴ２１は、第１のトランス３３Ｃ１と第２のトランス３３Ｃ２とで共用されている。
　第１のトランス３３Ｃ１と第２のトランス３３Ｃ２の一次側の共通の入力端子３５１、３５２には、インバータ１１Ｃの出力（出力端子１１１、１１２）の交流電圧が入力している。
　第１のトランス３３Ｃ１では、一次側に入力した交流電圧を（Ｎ２１／Ｎ１１）倍に昇圧して、二次側に昇圧された交流電圧を出力端子３５３、３５４に出力する。
　第２のトランス３３Ｃ２では、一次側に入力した交流電圧を（Ｎ２２／Ｎ１２）倍に昇圧して、二次側に昇圧された交流電圧を出力端子３５５、３５６に出力する。
　また、第１のトランス３３Ｃ１の一次側には、一次巻線Ｎ１１の漏れインダクタンス（Ｌｒ１１）がある。
　また、第２のトランス３３Ｃ２の一次側には、一次巻線Ｎ１２の漏れインダクタンス（Ｌｒ１２）がある。
《整流回路３４》
　整流回路３４は、第１の整流回路３４Ｃ１と第２の整流回路３４Ｃ２を有して構成されている。
　第１の整流回路３４Ｃ１は、ダイオードＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ１３、ＤＨ１４によるダイオードブリッジにより構成されている。
　ダイオードＤＨ１１のアノードとダイオードＤＨ１２のカソードが第１の接続点で接続されている。
　ダイオードＤＨ１３のアノードとダイオードＤＨ１４のカソードが第２の接続点で接続されている。
　第１の接続点と第２の接続点との間に、第１のトランス３３Ｃ１の二次側の交流の出力電圧が入力している。
　ダイオードＤＨ１１のカソードとダイオードＤＨ１３のカソードとが接続されて第１の正極端子（出力端子３６７）となっている。
　ダイオードＤＨ１２のアノードとダイオードＤＨ１４のアノードとが接続されて第１の負極端子（端子３６５）となっている。
　第１の正極端子と第１の負極端子との間に平滑用のコンデンサＣｍ１が接続されている。
　この第１の正極端子と第１の負極端子との間に、整流、平滑化された直流電圧が生成される。
　第２の整流回路３４Ｃ２は、ダイオードＤＨ２１、ＤＨ２２、ＤＨ２３、ＤＨ２４によるダイオードブリッジにより構成されている。
　ダイオードＤＨ２１のアノードとダイオードＤＨ２２のカソードが第３の接続点で接続されている。
　ダイオードＤＨ２３のアノードとダイオードＤＨ２４のカソードが第４の接続点で接続されている。
　第３の接続点と第４の接続点との間に、第２のトランス３３Ｃ２の二次側の交流の出力電圧が入力している。
　ダイオードＤＨ２１のカソードとダイオードＤＨ２３のカソードとが接続されて第２の正極端子（端子３６５）となっている。
　ダイオードＤＨ２２のアノードとダイオードＤＨ２４のアノードとが接続されて第２の負極端子（出力端子３６８）となっている。
　第２の正極端子と第２の負極端子との間に平滑用のコンデンサＣｍ２が接続されている。
　この第２の正極端子と第２の負極端子との間に、整流、平滑化された直流電圧が生成される。
　整流回路３４は、第１の整流回路３４Ｃ１の第１の負極端子と、第２の整流回路３４Ｃ２の第２の正極端子が接続され（端子３６５）、第１の整流回路３４Ｃ１と第２の整流回路３４Ｃ２とが直列接続された構成となっている。
　すなわち、整流回路３４の第１の出力端子３６７と第２の出力端子３６８との間に、第１の整流回路３４Ｃ１の直流出力電圧と第２の整流回路３４Ｃ２の直流出力電圧が加算（合計）された直流電圧が出力する。
《制御装置１５Ｃ》
　制御装置１５Ｃは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を制御するゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２を出力する。また、切替スイッチＳＷ３１、ＳＷ３２を制御する切替信号ＧＳＷ３１、ＧＳＷ３２を出力する。
　なお、制御装置１５Ｃの外部から入力される負荷電圧の目標値である出力電圧指令値（出力指令値）Ｖｘｉに基づいてインバータの動作モードを判定し、前記のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２のパルスパターン及び切替スイッチＳＷ１の切替信号ＧＳＷ３１、ＧＳＷ３２を生成する。
＜インバータの動作モードを判定するフローチャート＞
　次に、本発明の第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃのインバータ１１Ｃ（共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃ）の動作モードを判定するロジックを、フローチャートを用いて説明する。
　図１５は、本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｃのインバータ１１Ｃ（共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃ）の動作モードを判定するロジックの一例を示すフローチャートである。
　図１５におけるＳ３０１～Ｓ３０６はステップＳ３０１～ステップＳ３０６を示している。
　以下、図１５を用いて説明する。
《ステップＳ３０１》
　ステップＳ３０１の工程において、外部から制御装置１５へ、高電圧発生装置１０Ｃの出力電圧Ｖｘの目標値である出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉが入力される。
　なお、高電圧発生装置１０Ｃの出力電圧Ｖｘは、負荷１０７に供給する電圧であり、図示していない計測装置によって、測定された出力電圧Ｖｘが反映されて、出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉが生成される。
《ステップＳ３０２》
　ステップＳ３０２の工程において、ステップＳ３０１で入力された出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘiと、あらかじめ設定された電圧閾値Ｖｘｔｈ２を比較し、インバータ１１Ｃ（図１４）の動作モードの判定を行う。
　ステップＳ３０２において、出力指令値Ｖｘｉが電圧閾値Ｖｘｔｈ２より小さい場合（ＹＥＳ）には、ステップＳ３０３の工程に進む。
　ステップＳ３０２において、出力指令値Ｖｘｉが電圧閾値Ｖｘｔｈ２以上の場合（ＮＯ）には、ステップＳ３０４の工程に進む。
《ステップＳ３０３》
　ステップＳ３０３の工程において、制御装置１５Ｃ（図１４）は、切替信号ＧＳＷ３１、ＧＳＷ３２を共にオフ（ＯＦＦ）して、切替スイッチＳＷ３１、ＳＷ３２を共にオフする。
　これによって、共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃは、共振コンデンサＣｒ２１と共振コンデンサＣｒ２２が共に切り離された状態における共振周波数の第１型の動作モードとして、動作する。
　なお、図１５のステップＳ３０３には、単に「ＳＷ３１オフ、ＳＷ３２オフ」と表記している。
《ステップＳ３０４》
　ステップＳ３０４の工程において、ステップＳ３０１で入力された出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉと、あらかじめ設定された電圧閾値Ｖｘｔｈ１を比較し、インバータ１１Ｃ（図１４）の動作モードの判定を行う。
　ステップＳ３０４において、出力指令値Ｖｘｉが電圧閾値Ｖｘｔｈ１より小さい場合（ＹＥＳ）には、ステップＳ３０５の工程に進む。
　ステップＳ３０４において、出力指令値Ｖｘｉが電圧閾値Ｖｘｔｈ１以上の場合（ＮＯ）には、ステップＳ３０６の工程に進む。
《ステップＳ３０５》
　ステップＳ３０５の工程において、制御装置１５Ｃ（図１４）は、切替信号ＧＳＷ３１をオフ（ＯＦＦ）、切替信号ＧＳＷ３２をオン（ＯＮ）する。すなわち、切替スイッチＳＷ３１をオフ、切替スイッチＳＷ３２をオンする。
　これによって、共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃは、共振コンデンサＣｒ２１は切り離され、共振コンデンサＣｒ２２は接続された状態（共振コンデンサ２２のみの静電容量）における共振周波数の第２型の動作モードとして、動作する。
《ステップＳ３０６》
　ステップＳ３０６の工程において、制御装置１５Ｃは、切替信号ＧＳＷ３１、ＧＳＷ３２を共にオン（ＯＮ）する。すなわち、切替スイッチＳＷ３１、ＳＷ３２を共にオンする。
　これによって、共振形ハーフブリッジ回路１２Ｃは、共振コンデンサＣｒ２１と共振コンデンサＣｒ２２は共に接続された状態（共振コンデンサＣｒ２１、Ｃｒ２２の並列接続の静電容量）における共振周波数の第３型の動作モードとして、動作する。
《ステップＳ３０３、Ｓ３０５、Ｓ３０６の後》
　ステップＳ３０３、またはステップＳ３０５、またはステップＳ３０６のいずれかが終了すると、ステップＳ３０１に戻り、前記のフローチャートの工程を繰り返す。
　このように、本実施例の高電圧発生装置では、外部から入力された出力指令に基づいて、制御装置１５Ｃによりインバータ１１Ｃの動作モードを判定する。
　なお、本実施形態（第３実施形態）では、目標の出力指令値（出力電圧指令値）Ｖｘｉを動作モードの判定に用いているが、負荷電流に対応する出力電流指令値Ｉｘｉもしくは負荷電力に対応する出力電力指令値Ｐｘｉを動作モードの判定に用いてもよい。
　各動作モードの詳細な動作は、第１実施形態と事実上、同じであるためここでは説明を省略する。
＜高電圧発生装置１０Ｃの動作＞
　次に、高電圧発生装置１０Ｃの動作について説明する。
　図１６は、本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｃの動作を説明する図であり、（ｓ）は切替信号ＧＳＷ３１および切替信号ＧＳＷ３２のオン（ＯＮ）・オフ（ＯＦＦ）を示し、（ａ）は出力電圧Ｖｘとインバータ駆動周波数ｆｓｗとの関係を示し、（ｂ）は出力電圧Ｖｘと電圧脈動率Ｋｘとの関係の一例を示している。
　切替信号ＧＳＷ３１および切替信号ＧＳＷ３２は、それぞれ切替スイッチＳＷ３１および切替スイッチＳＷ３２のオン（ＯＮ）・オフ（ＯＦＦ）を制御する信号である。
　図１６（ｓ）において、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２の２項目のＯＮ／ＯＦＦを表記し、また横軸は出力電圧Ｖｘを示している。
　また、図１６（ｓ）において、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２が共にオフの区間（第１型の区間）と、切替信号ＧＳＷ３１がオフで切替信号ＧＳＷ３２がオンの区間（第２型の区間）と、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２が共にオンの区間（第３型の区間）とがある。
　なお、前記の第１型の区間ではＶｘはＶｘ２～Ｖｘｔｈ２、第２型の区間ではＶｘはＶｘｔｈ２～Ｖｘｔｈ１、第３型の区間ではＶｘはＶｘｔｈ１～Ｖｘ１である。
　図１６（ａ）において、横軸は出力電圧Ｖｘ、縦軸はインバータ駆動周波数ｆｓｗを示している。
　また、図１６（ａ）において、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２が共にオフの区間（第１型の区間）では、インバータ駆動周波数ｆｓｗはｆｓｗ３４～ｆｓｗ３３の間にある。
　また、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２が共にオンの区間（第３型の区間）では、インバータ駆動周波数ｆｓｗはｆｓｗ３２～ｆｓｗ３１の間にある。
　なお、インバータ駆動周波数ｆｓｗ３４は出力電圧Ｖｘ２のときに、インバータ駆動周波数ｆｓｗ３３は出力電圧Ｖｘｔｈ２のときに、インバータ駆動周波数ｆｓｗ３２は出力電圧Ｖｘｔｈ１のときに、インバータ駆動周波数ｆｓｗ３１は出力電圧Ｖｘ１のときに、それぞれ対応している。
　また、切替信号ＧＳＷ３１がオフで切替信号ＧＳＷ３２がオンの区間（第２型の区間）では、インバータ駆動周波数ｆｓｗはｆｓｗ３６～ｆｓｗ３５であって、（第１型の区間）と（第３型の区間）の中間の特性を示している。
　これらは、切替信号ＧＳＷ３１、ＧＳＷ３２のオン・オフに伴ない、共振コンデンサＣｒ２１、Ｃｒ２２、および共振コンデンサＣｒ１による合成された等価的な静電容量値の変化による共振周波数の変化に対応するものである。
　なお、最大のインバータ駆動周波数ｆｓｗ３３と最小のインバータ駆動周波数ｆｓｗ３２の周波数差をΔｆｓｗ３とする。
　図１６（ｂ）において、横軸は出力電圧Ｖｘ、縦軸は電圧脈動率Ｋｘを示している。
　また、図１６（ｂ）において、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２が共にオフの区間（第１型の区間）では、電圧脈動率ＫｘはＫｘ２～Ｋｘｔｈ２Ｂの間にある。
　また、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２が共にオンの区間（第３型の区間）では、電圧脈動率ＫｘはＫｘｔｈ１Ａ～Ｋｘ１の間にある。
　また、切替信号ＧＳＷ３１がオフで切替信号ＧＳＷ３２がオンの区間（第２型の区間）では、電圧脈動率ＫｘはＫｘｔｈ２Ａ～Ｋｘｔｈ１Ｂの間にある。
　以上の電圧脈動率Ｋｘは、出力電圧ＶｘがＶｘ１～Ｖｘ２に変化したとしても、切替信号ＧＳＷ３１と切替信号ＧＳＷ３２のオン・オフを組み合わせて、インバータ駆動周波数ｆｓｗを適切に設定することにより、電圧脈動率Ｋｘを目標値Ｋｘｒｅｆより小さい値（良好な値）に保っている。
　このように、本発明の第３実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｃでは、共振コンデンサ（Ｃｒ２１、Ｃｒ２２）と切替スイッチ（ＳＷ３１、ＳＷ３２）から構成された直列接続体を複数並列に接続した構成とし、複数の切替スイッチのオンとオフを組合せた３つの動作モード（第１型、第２型、第３型）で動作させることにより、インバータ駆動周波数の変化幅Δｆｓｗ３となる。
　このΔｆｓｗ３（図１６）は、Δｆｓｗ２（図１１）やΔｆｓｗ１（図１０）より小さくすることが可能である。
＜第３実施形態の効果＞
　すなわち、共振コンデンサと切替スイッチの直列接続体を一つ備えた第１実施形態の高電圧発生装置１０（図１）と比較して、第３実施形態の高電圧発生装置１０Ｃのインバータ駆動周波数の変化幅がΔｆｓｗ３となって、変化幅Δｆｓｗをさらに狭くすることが可能となる。
　これによって、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング動作に起因して発生するノイズの周波数帯域を制限することができるため、ノイズフィルタの簡略化が可能となり、高電圧発生装置、およびこれを用いる装置の小型化を図ることができる。
≪第４実施形態≫
　次に、本発明の第４実施形態について、図１７～図２０を参照して説明する。
　図１７は、本発明の第４実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｄの回路構成例を示す図である。
　図１７に示す回路構成が図１に示す回路構成と異なるのは、インバータ１１Ｄ（もしくは共振形ハーフブリッジ回路１２Ｄ）における切替スイッチＳＷ１２がＩＧＢＴからなるスイッチング素子Ｓ４と逆並列ダイオードＤ４で構成され、高速に切り替え可能としたこと、および切替スイッチＳＷ１２を切り替える切替信号ＧＳ４を後記するような制御波形をするように制御装置１５Ｄをしたこと、および整流回路４４を第１の整流回路４４Ｄ１と、第２の整流回路４４Ｄ２との構成にしたことである。
　なお、本実施形態（第４実施形態）の一例として、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、の容量比をＣｒ１：Ｃｒ２＝１：１とした場合の動作を説明する。
　また、第１の整流回路４４Ｄ１は、整流ダイオードＤＨ１１～ＤＨ１４と整流コンデンサＣＨ１１、ＣＨ１２と平滑コンデンサＣｍ１、Ｃｍ２とからなり、第２の整流回路４４Ｄ２は、整流ダイオードＤＨ２１～ＤＨ２４と整流コンデンサＣＨ１２、ＣＨ２２と平滑コンデンサＣｍ３、Ｃｍ４とからなり、それぞれＣＣＷ（Cockcroft Walton）回路を構成している。
　また、第１の整流回路４４Ｄ１の整流ダイオードＤＨ１１と、第２の整流回路４４Ｄ２の整流ダイオードＤＨ２１とは、整流回路４４の入力端子４５１、４５２から見て、逆の極性の接続構成とする。
　そのため、整流回路４４の出力端子４６７、４６８には、第１の整流回路４４Ｄ１の直流電圧出力と第２の整流回路４４Ｄ２の直流出力電圧が合計された直流出力電圧が整流回路４４の出力電圧Ｖｘとなって、出力される。
　その他の回路構成は、図１に示した第１実施形態と同じであるので、重複する説明は、適宜、省略する。
＜高電圧発生装置１０Ｄの制御手法＞
　次に、第４実施形態の高電圧発生装置１０Ｄの制御手法を、図１８を参照して、説明する。
　図１８は本発明の第４実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｄの制御手法例を説明する図であり、（ａ）は本発明の第４実施形態と従来例の出力電圧Ｖｘとインバータ駆動周波数ｆｓｗとの特性を比較し、（ｂ）は本発明の第４実施形態の重負荷時の切替信号ＧＳ４とゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２との時間（ｔ）軸における関係を示し、（ｃ）は本発明の第４実施形態の軽負荷時の切替信号ＧＳ４とゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２との時間（ｔ）軸における関係を示している。
　図１８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すように、本発明の第４実施形態の高電圧発生装置１０Ｄでは、インバータ駆動周波数ｆｓｗ（ｆｓｗ１）を一定として動作させ、制御周期Ｔｃに対する切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）のオン時間（切替周期）Ｔｍの比率Ｄｕｔｙを可変とすることで出力電圧（管電圧）を目標範囲のＶｘ１～Ｖｘ２に制御する。
　すなわち、図１８（ｂ）に示すように重負荷の場合では、切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）のオン時間（切替周期）Ｔｍを長くし、最大の場合、切替信号ＧＳ４を制御周期Ｔｃの間、オンさせる。
　また、図１８（ｃ）に示すように軽負荷の場合では、切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）のオン時間（切替周期）Ｔｍを短くすることで出力制御を行う。なお、切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）は、制御周期Ｔｃが繰り返される毎に、周期的にＴｍ時間オンする。
　切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）のオン時間（切替周期）Ｔｍと制御周期Ｔｃによって、オンする比率（割合）Ｄｕｔｙは、次の（３）式で表される。
　　　　　Ｄｕｔｙ＝Ｔｍ／Ｔｃ　　　・・・　（３）
　以上のように、本発明の第４実施形態の高電圧発生装置１０Ｄでは、負荷が軽いか重いかによって、切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）のオン時間（切替周期）Ｔｍを変えるが、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２（図１７）のゲート信号ＧＳ１、ＧＳ２のスイッチング周期Ｔｓｗは、一定の所定値（ｆｓｗ）を保つように動作させる。この結果、インバータ駆動周波数ｆｓｗは、図１８（ａ）においては、出力電圧ＶｘがＶｘ１～Ｖｘ２の間を変化しても、インバータ駆動周波数はｆｓｗ１の一定値を保っている。
　この様子を示したのが図１８（ａ）である。図１８（ａ）において、従来の例の方法は、出力電圧Ｖｘが変化するとインバータ駆動周波数ｆｓｗも変化する。
　この従来の例に対して、前記のように、本発明の第４実施形態の高電圧発生装置１０Ｄでは、出力電圧ＶｘがＶｘ１～Ｖｘ２の間を変化しても、切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）のオン時間（切替周期）Ｔｍ、つまりＤｕｔｙを変化させて対応し、インバータ駆動周波数は一定の所定値（ｆｓｗ）を保つように動作させることが特徴である。
＜本発明の第４実施形態の高電圧発生装置１０Ｄの各部の動作波形＞
　次に、図１８の制御手法を適用した場合の本発明の第４実施形態の高電圧発生装置１０Ｄにおける各部の動作波形について図１９を参照して説明する。
　また、図１９は、本発明の第４実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｄの各部の動作波形例を示す図である。
　図１９において、横軸は時間（時間の推移）であり、ｔ５０～ｔ６０の区間（期間）に別けている。
　また、図１９に示す項目は、上から順に、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号ＧＳ１、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号ＧＳ２、切替スイッチＳＷ１２の切替信号ＧＳ４、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子電流Ｉｓ１、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子電流Ｉｓ２、ダイオードＤｒ１に流れるダイオード電流ＩＤｒ１、ダイオードＤｒ２に流れるダイオード電流ＩＤｒ２である。
　さらに順に、共振コンデンサＣｒ１の電圧ＶＣｒ１・電流ＩＣｒ１、共振コンデンサＣｒ２の電圧ＶＣｒ２・電流ＩＣｒ２である。
　さらに順に、インバータ１１に流れるインバータ電流Ｉｉｎｖ、整流回路４４に流れる整流回路電流ＩＤＨＩ、出力電圧Ｖｘである。
　図１９は、制御周期Ｔｃに対する切替スイッチＳＷ１２（図１７）のオン時間（切替周期）Ｔｍの比率であるＤｕｔｙをｄ＝０．５とした場合の波形を示している。
　また、時刻ｔ５０～ｔ５７の期間は、切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）をオンすることで共振コンデンサＣｒ２をインバータ１１Ｄ（共振形ハーフブリッジ回路１２Ｄ）と接続し、時刻ｔ５７～ｔ５９の期間は切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）をオフとすることで共振コンデンサＣｒ２をインバータ１１Ｄ（共振形ハーフブリッジ回路１２Ｄ）から切り離す。
　これにより、切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）がオンとオフの期間で高電圧発生装置１０Ｄから負荷１０７へ供給される電力が異なるため、インバータ駆動周波数ｆｓｗを一定としながら、式（４）に示すように切替スイッチＳＷ１２（切替信号ＧＳ４）のオン時間の比率ｄｕｔｙで負荷へ供給する平均電力Ｐｘａｖｅを制御することができる。
　Ｐｘａｖｅ＝Ｐｘｍａｘ×ｄｕｔｙ＋Ｐｘｍｉｎ×（１－ｄｕｔｙ）　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（４）
　（４）式の右辺のＰｘｍａｘは、共振コンデンサＣｒ２を接続した場合の出力電力を、Ｐｘｍｉｎは、共振コンデンサＣｒ２を切り離した場合の出力電力を示している。
＜比較例２の各部の動作波形＞
　次に、比較例２として、従来の一例であるコンデンサ電圧クランプ形直列共振コンバータの動作を参考に説明する。
　図２０は、従来の一例である比較例２のコンデンサ電圧クランプ形直列共振コンバータの動作を説明する波形図である。
　図２０において、図１９における切替信号ＧＳ４に相当するものがなく、出力電圧Ｖｘが変動するとゲート信号ＳＧ１、ＳＧ２のスイッチング周期Ｔｓｗ（Ｔｓｗ４１）が変化する構成となっている。
　また、出力電圧Ｖｘの変化にともない電圧脈動率Ｋｘが所定の目標値を超える（悪化する）可能性がある。
＜第４実施形態の効果＞
　以上、本発明の第４実施形態に係る高電圧発生装置１０Ｄでは、一定周期の間の切替スイッチのオン時間を可変することによりインバータの駆動周波数を一定としながら負荷へ供給する電力を制御することができる。
　このため、比較例２、さらには第１実施形態に記載の高電圧発生装置１０と比較して、出力電圧（管電圧）の脈動を低減することが可能となり、さらなる平滑容量（Ｃｍ）の低減を図ることができるという効果がある。
≪第５実施形態：Ｘ線画像診断装置、Ｘ線ＣＴ装置≫
　次に、本発明の第１実施形態～第４実施形態の高電圧発生装置の応用例として、いずれかの高電圧発生装置を搭載したＸ線画像診断装置を、Ｘ線ＣＴ装置を例にとって説明する。
《Ｘ線ＣＴ装置》
　図２１は、本発明の第５実施形態に係るＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）の構成例を示す図である。
　図２１において、Ｘ線ＣＴ装置２００は、撮影手段３００と、画像生成部４００と、入力手段５００とを備えている。
　また、撮影手段３００は、Ｘ線発生部３１０、Ｘ線検出部３２０、ガントリー３３０、撮影制御部３４０、および被写体搭載用テーブル３７１を備えている。
　撮影手段３００におけるＸ線発生部３１０は、Ｘ線管３０７と、本発明の第１実施形態（または、第２実施形態～第４実施形態）の高電圧発生装置１０を備えている。高電圧発生装置１０で発生した直流の高電圧を、負荷であるＸ線管３０７に供給することによって、Ｘ線管３０７からＸ線が照射される。
　また、Ｘ線検出部３２０は、Ｘ線検出器３２１を備えている。
　また、ガントリー（Gantry：溝台）３３０の中央には、被写体６００および被写体搭載用テーブル３７１を配置するための円形の開口部３３１が設けられている。ガントリー３３０内には、Ｘ線管３０７と高電圧発生装置１０、およびＸ線検出器３２１を搭載する回転板３３２と、回転板３３２を回転させるための駆動機構（不図示）とを備えている。
　また、被写体搭載用テーブル３７１には、ガントリー３３０に対する被写体６００の位置を調整するための駆動機構（不図示）が備えられている。
　また、撮影制御部３４０は、Ｘ線管３０７（または高電圧発生装置１０）を制御するＸ線制御器３４１、回転板３３２の回転駆動を制御するガントリー制御器３４２、被写体搭載用テーブル３７１の駆動を制御するテーブル制御器３４３、Ｘ線検出器３２１の撮像を制御する検出器制御器３４４、およびＸ線制御器３４１、ガントリー制御器３４２、テーブル制御器３４３、検出器制御器３４４の動作の流れを制御する統括制御器３４５を含んでいる。
　画像生成部４００は、信号収集部４１０、データ補正部４２０および画像
表示部４４０を備えている。
　信号収集部４１０は、データ収集システム（ＤＡＳ：Data Acquisition System）４１１を含んでいる。データ収集システム４１１は、前記したＸ線検出器３２１の検出結果をディジタル信号に変換する。
　データ補正部４２０における再構成処理部４３０は、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）４２１、メモリ４２２およびＨＤＤ（Hard disk drive）装置４２３を含む。中央処理装置４２１およびメモリ４２２において、所定のプログラムを展開・起動することで補正演算、画像の再構成処理などの各種処理を行う。ＨＤＤ装置４２３は、データの保存や入出力を行う。
　画像表示部４４０は、液晶ディスプレイやＣＲＴ（Cathode Ray Tube）等の画像表示モニタ４４１を備えて構成される。
　また、入力手段５００における撮影条件入力部５１０は、キーボード５１１、マウス５１２、モニタ５１３を有して構成されている。
＜第５実施形態の効果＞
　以上の構成によって、Ｘ線ＣＴ装置２００は動作するが、Ｘ線発生部３１０において、Ｘ線管３０７の電源として、本発明の第１実施形態（または、第２実施形態～第４実施形態）の高電圧発生装置１０を用いているので、低消費電力、低コスト、かつ良好な特性のＸ線ＣＴ装置（Ｘ線画像診断装置）が得られるという効果がある。
≪その他の実施形態≫
　なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
　以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
《整流回路》
　図１を参照して説明した第１実施形態における整流回路１４は、４個のコンデンサ（ＣＨ１、ＣＨ２、Ｃｍ１、Ｃｍ２）と４個のダイオード（ＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ２１、ＤＨ２２）のＣＣＷ回路で説明したが、このコンデンサとダイオードの整流回路に限定されない。
　例えば、それぞれ６個以上のコンデンサとダイオードで構成してもよい。
　コンデンサとダイオードからなる整流回路の段数が多い構成である程、出力の直流電圧が高くなる効果がある。
　また、２個のコンデンサと２個のダイオードで構成してもよい。この場合、整流回路における昇圧の効果が減少した分は、トランス１３の変圧比（Ｎ２／Ｎ１）を増加して対応してもよい。あるいはトランス１３の一次電圧または二次電圧を取り出すタップを変更して対応してもよい。
　また、ＣＣＷ回路に限らず、整流作用を有する回路であれば、他の整流回路を用いることができる。
《スイッチング素子、切替スイッチ》
　図１を参照して説明した第１実施形態における共振形ハーフブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、ＩＧＢＴとして説明したが、これに限定されない。
　ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。
　また、第１実施形態では、切替スイッチＳＷ１をリレースイッチとして説明したが、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチを用いてもよい。
《動作モードの判定の指令値》
　なお、図２のフローチャートにおいて、目標となる出力指令値として出力電圧指令値Ｖｘｉを動作モードの判定に用いているが、負荷電流による出力電流指令値Ｉｘｉもしくは負荷電力による出力電力指令値Ｐｘｉを動作モードの判定に用いてもよい。
　また、図１において、出力指令値として、出力電圧指令値Ｖｘｉと出力電流指令値Ｉｘｉのみを表記しているが、出力電力指令値Ｐｘｉであってもよい。
《ＳＷ３１とＳＷ３２の選択》
　図１５では、ステップＳ３０５において、ＳＷ３１をオフとし、ＳＷ３２をオンとしているが、ＳＷ３１をオフとし、ＳＷ３２をオンとしてもよい。
《切替スイッチと共振コンデンサの数》
　図１４では、切替スイッチ（ＳＷ３１、ＳＷ３２）と共振コンデンサ（Ｃｒ２１、Ｃｒ２２）の数をそれぞれ２個としたが、これらの直列接続体の数を３個以上にしてもよい。
　また、直列接続体の数を３個以上とする場合に、共振コンデンサの静電容量の値を互いに変えてもよい。
　例えば、３個の共振コンデンサ（Ｃ）を用いると少なくとも４種類（０、Ｃ、２Ｃ、３Ｃ）の動作モードが設定できるが、コンデンサの静電容量値を互いに異なる値、（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）を選択すると、３個の切替スイッチを適切に選択することによって、
　０、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、（Ｃ１＋Ｃ２）、（Ｃ１＋Ｃ３）、（Ｃ２＋Ｃ３）、（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３）の８種類の値を選択でき、より適切に制御できて、インバータ駆動周波数ｆｓｗの最大値と最小値の差である変化幅Δｆｓｗを狭くすることが可能となる。
　これによって、さらに、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング動作に起因して発生するノイズの周波数帯域を制限することができるため、ノイズフィルタの簡略化が可能となり、高電圧発生装置、およびこれを用いる装置の小型化を図ることができる。
《高電圧発生装置の適用》
　第５実施形態においては、Ｘ線画像診断装置であるＸ線ＣＴ装置に、第１実施形態～第４実施形態のいずれかの高電圧発生装置をＸ線画像診断装置（Ｘ線ＣＴ装置）に搭載する例を説明したが、高電圧発生装置の適用例はこれらに限定はされない。
　例えば、電子顕微鏡、電気集塵装置、プラズマ発生装置、真空蒸着用電子銃、Ｘ線高電圧発生装置等に搭載することも有用である。
　１０、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ　　高電圧発生装置
　１１、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ　　インバータ
　１２、１２Ｂ、１２Ｃ、１２Ｄ　　共振形ハーフブリッジ回路
　１３、３３、３３Ｃ１、３３Ｃ２　　トランス
　１４、３４、３４Ｃ１、３４Ｃ２、４４、４４Ｄ１、４４Ｄ２　　整流回路
　１５、１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄ　　制御装置（制御手段）
　１０１、Ｖｉｎ　　直流電源
　１０７　　負荷
　１１１、１１２、１３３、１３４、１４３、３５３、３５４、３５５、３５６、３６７、３６８、４６７、４６８　　出力端子
　１３１、１３２、１４１、１４２、３５１、３５２、４５１、４５２　　入力端子
　２００　　Ｘ線ＣＴ装置
　３００　　撮影手段
　３０７　　Ｘ線管、負荷
　３１０　　Ｘ線発生部
　３２０　Ｘ線検出部
　３３０　ガントリー
　３４０　撮影制御部
　３４１　Ｘ線制御器
　４００　　画像生成部
　５００　入力手段
　Ｃ１、Ｃｍ１～Ｃｍ４　　コンデンサ、平滑コンデンサ
　ＣＨ１、ＣＨ２、ＣＨ１１、ＣＨ１２、ＣＨ２１、ＣＨ２２　　コンデンサ、整流コンデンサ
　Ｃｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ２１、Ｃｒ２２　　コンデンサ、共振コンデンサ
　Ｄ１～Ｄ４　　ダイオード、逆並列ダイオード
　ＤＨ１１、ＤＨ１２、ＤＨ１３、ＤＨ１４、ＤＨ２１、ＤＨ２２、ＤＨ２３、ＤＨ２４　　整流ダイオード
　Ｄｒ１、Ｄｒ２　　ダイオード、クランプダイオード
　Ｌｒ、Ｌｒ１１，Ｌｒ１２　　昇圧インダクタ、漏れインダクタンス
　Ｎ１、Ｎ１１、Ｎ１２　　一次巻線
　Ｎ２、Ｎ２１、Ｎ２２　　二次巻線
　Ｓ１～Ｓ４　　スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
　ＳＷ１、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ３１、ＳＷ３２　　切替スイッチ（切替手段）

Claims (10)

  1. 　二つのスイッチング素子と、少なくとも二つの共振コンデンサと、昇圧インダクタと、前記共振コンデンサにそれぞれ並列接続されたダイオードを有して構成される共振形ハーフブリッジ回路と、
    　前記共振形ハーフブリッジ回路の前記二つのスイッチング素子を制御する制御手段と、
    　前記制御手段に入力された出力指令値に応じて、前記共振形ハーフブリッジ回路の共振コンデンサのオン・オフを切り替える切替手段と、
    　一次巻線と二次巻線を有し、前記共振形ハーフブリッジ回路の出力電圧を一次巻線に一次電圧として入力し、二次巻線から変圧された二次電圧を出力するトランスと、
    　前記トランスから出力された二次電圧を、整流、平滑化し直流電圧として出力する整流回路と、
    を備える、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  2. 　請求項１において、
    　前記出力指令値は、前記高電圧発生装置の出力電圧を反映した出力電圧指令値、または出力電流を反映した出力電流指令、または出力電力を反映した出力電力指令値である、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  3. 　請求項１において、
    　前記高電圧発生装置の出力電圧が所定の閾値未満の場合の前記共振形ハーフブリッジ回路の周波数は、出力電圧が所定の閾値以上の場合の前記共振形ハーフブリッジ回路の周波数よりも高い、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  4. 　請求項１乃至請求項３のいずれか一項において、
    　前記切替手段は、前記共振コンデンサと直列に接続されたスイッチ素子である、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  5. 　請求項１乃至請求項３のいずれか一項において、
    　所定周期に対する前記切替手段のオン時間の比率を可変することにより出力電圧、または出力電流を制御する、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  6. 　請求項１において、
    　前記二つの共振コンデンサが互いに直列接続の関係にあって、それぞれに切替手段を具備し、
    　前記制御手段は、一方の共振コンデンサに接続された切替手段をオン状態とした場合には、他方の共振コンデンサに接続された切替手段をオフ状態とする、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  7. 　請求項１において、
    　前記少なくとも二つの共振コンデンサの静電容量値が互いに異なる、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  8. 　請求項１において、
    　前記共振コンデンサと前記切替手段の直列接続体が複数個、互いに並列接続で構成されている、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  9. 　請求項８において、
    　前記制御手段は、出力指令値に基づいて、複数の前記切替手段のオンとオフの状態の数を変化させる、
    ことを特徴とする高電圧発生装置。
  10. 　請求項１乃至請求項９のいずれか一項に記載の高電圧発生装置を搭載する、
    ことを特徴とするＸ線画像診断装置。
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