DE102021208416A1

DE102021208416A1 - Resonant betriebener getakteter isolierender leistungswandler und verfahren zum tiefen dimmen eines derartigen leistungswandlers

Info

Publication number: DE102021208416A1
Application number: DE102021208416.8A
Authority: DE
Inventors: Joachim Mühlschlegel
Original assignee: Osram GmbH
Current assignee: Inventronics De GmbH
Priority date: 2021-08-03
Filing date: 2021-08-03
Publication date: 2023-02-09
Also published as: CN115706528A

Abstract

Zum Reduzieren der Ausgangsleistung einer geregelten Stromversorgung mit einem getakteten elektronischen Leistungswandler als Leistungsteil kann die Taktung für dieses Leistungsteil variiert werden, insbesondere ihre Frequenz erhöht werden. Die vorliegende Erfindung gibt zum gleichen Zweck einen Leistungswandler und ein Verfahren an, bei dem die Taktung des Leistungsteils ab einer bestimmten Ausgangsleistung konstant bleibt. Ab dieser Ausgangsleistung wird die Topologie des Leistungsteils periodisch umgeschaltet, insbesondere wird ein schaltbarer Bypasskondensator periodisch angekoppelt und wieder abgekoppelt. Diese Kopplung geschieht besonders bevorzugt parallel zur Primärwicklung eines Transformators als Bestandteil einer resonanten Halbbrücke, um über die Kapazität des schaltbaren Bypasskondensators so viel Strom abzuleiten, dass Gleichrichter und Last faktisch abgekoppelt sind, solange der Bypasskondensator angekoppelt ist. Das angegebene Verfahren beinhaltet auch eine indirekte Messmethode für den Ausgangsstrom. Die Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren zum Betreiben des getakteten elektronischen Leistungswandlers mit einem ersten Betriebsmodus, in dem die Leistung durch Änderung der Taktfrequenz reduziert wird, und einem zweiten Betriebsmodus, in dem die Leistung durch periodisches An- und Abkoppeln eines Bypasskondensators weiter reduziert wird.

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren zum tiefen Dimmen von resonanten Halbbrücken als getaktete elektronische Leistungswandler, deren Taktungen aufgrund eines absichtlich in ihrer Topologie vorgesehenen Resonanzkreises nur schwerlich unterbrochen werden können. Solche Unterbrechungen sind bei nicht resonanten getakteten Leistungswandlern zum sehr tiefen Dimmen, also zum Einstellen sehr kleiner Ausgangsleistungen oder Ausgangsströme, gebräuchlich. Hier wird stattdessen eine Schaltung und ein zugehöriges Verfahren angegeben, um auch ohne Unterbrechungen einer Taktung sehr kleine Ausgangsleistungen oder Ausgangsströme einstellen zu können. Getaktete elektronische Leistungswandler sind insbesondere enthalten in Steckernetzteilen, einfachen Stromversorgungen, Schaltnetzteilen, Laborstromversorgungen, Gleichstromwandlern, Gleichspannungswandlern, aktiven Stromquellen, aktiven Spannungsquellen oder Betriebsgeräten für Lichtquellen, bevorzugt für Leuchtdioden.
Hintergrund
Alle getakteten elektronischen Leistungswandler umfassen jeweils mindestens einen Speicherkondensator und mindestens eine Speicherinduktivität oder Speicherspule oder Speicherdrossel sowie mindestens eine Gleichrichterdiode und mindestens einen aktiv steuerbaren Leistungstransistor. Damit sind die drei einfachsten Leistungswandlertopologien Tiefsetzsteller (Buck), Hochsetzsteller (Boost) und Drosselinverswandler (Buck-Boost, Battery Boost bzw. Flyback) bereits umrissen. Letzterer benötigt zwingend zwei Speicherkondensatoren, einen zweiten parallel zu seinem Ausgang, bei ersterem ist ein Ausgangs-Speicherkondensator nicht obligat, aber meist vorhanden, wie es den weiteren Ausführungen zugrunde gelegt ist. Werden stattdessen zwei Speicherinduktivitäten spendiert, die auch gekoppelt sein können, und wandert einer der Speicherkondensatoren zwischen Leistungstransistor und Gleichrichterdiode, lässt sich daraus ein Cuk-Wandler konstruieren. Zeta-Wandler und SEPIC (single-ended primary inductor converter) sind beide vom Cuk-Wandler abgeleitet und benötigen noch einen weiteren Speicherkondensator, der Zeta-Wandler an seinem Eingang und der SEPIC an seinem Ausgang. Der nur scheinbar aus dem Tiefsetzsteller abgeleitete Flusswandler (Forward) benötigt über diesen einfachsten Wandler hinausgehend zwei weitere Dioden und einen Dreiwicklungstransformator. Werden zwei aktiv steuerbare Leistungstransistoren in derselben Leistungswandlertopologie eingesetzt, entstehen unter anderem verbesserte Flusswandler, verbesserte Drosselinverswandler oder Kombinationen daraus, die Synchronvarianten der sechs einfachen obigen Wandlertopologien vom Tiefsetzsteller bis zum SEPIC beziehungsweise ihre zugehörigen strombidirektionalen Wandler, Push-Pull-Schaltungen oder Halbbrücken, die einen sogenannten Brückenzweig aus zwei seriell verschalteten Leistungstransistoren umfassen. Sein Mittelpunkt verbindet das Bezugspotenzial des „oberen“ Leistungstransistors, dessen Arbeitselektrode mit einer (positiven) Versorgungsspannung gekoppelt ist, mit der Arbeitselektrode des „unteren“ Leistungstransistors, dessen Bezugspotenzial zumindest niederohmig auf Schaltungsmasse gelegt ist.
Neben einer Funktionsänderung für die Speicherinduktivität, die weiter unten noch beschrieben wird, und neben mindestens einer zusätzlichen Gleichrichterdiode, die zusammen mit der schon vorhandenen einen vollwellentauglichen Gleichrichter ergibt, benötigen die Halbbrücken mindestens einen dritten Speicherkondensator in Serie zur Speicherinduktivität, der den Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs aufnimmt. Bildet dieser dritte Speicherkondensator zusammen mit der Speicherinduktivität, die bei Halbbrücken vorteilhaft zumindest teilweise durch einen Transformator realisiert ist, einen Resonanzkreis mit einer Eigenfrequenz knapp unterhalb einer niedrigsten Taktfrequenz der Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs, entsteht ein resonanter LLC-Wandler mit ZVS-Schaltentlastung. Charakteristisch für LLC ist die Auskopplung der Leistung parallel zu zumindest einem Teil der am Resonanzkreis beteiligten Induktivität. Ist besagtem Transformator zusätzlich ein reiner Resonanzkondensator parallelgeschaltet, insbesondere auf der Sekundärseite parallel zum Eingang des Gleichrichters, und ist gleichzeitig obiger dritter Speicherkondensator sehr groß und folglich nicht oder annähernd nicht an der Resonanz beteiligt, ergibt sich ein sogenannter resonanter LCC-Wandler, bei dem die Leistung parallel zu besagtem Resonanzkondensator ausgekoppelt wird, und bei obiger Einstellung seiner Eigenfrequenz ebenfalls mit ZVS-Schaltentlastung. Letzteres bedeutet, dass jeder Einschaltvorgang eines am getakteten Leistungswandler beteiligten Leistungstransistors, hier also beider Leistungstransistoren des einen Brückenzweigs, spannungslos geschieht, wodurch jegliche Einschaltverluste vermieden und damit auch die Funkstörungen reduziert sind. Der frequenzerniedrigende Effekt des rein-ohmschen Anteils jeder Last, also von allen nichtreaktiven Elementen, die an den Ausgang des Gleichrichters angeschlossen sind, darf mit dazu genutzt werden, mit allem an den Mittelpunkt des Brückenzweigs Angeschlossenen unter die Taktfrequenz zu gelangen.
Im Gegensatz zu den sechs obigen einfacheren Leistungswandlertopologien vom Tiefsetzsteller bis zum SEPIC ist es bei Halbbrücken sinnvoll, in Leistungsflussrichtung gesehen von einem „Wechselrichter“ bestehend im Wesentlichen aus dem einen Brückenzweig der Halbbrücke, dessen Mittelpunkt den Ausgang des Wechselrichters darstellt, und von einem „Gleichrichter“ zumindest bestehend aus zwei oder vier Gleichrichterdioden und dem zweiten Speicherkondensator zu sprechen. In Falle von vieren sind diese Gleichrichterdioden in Graetz-Schaltung angeordnet, also wie ein klassischer Vollwellengleichrichter, der hier allerdings für die hohen Taktfrequenzen der Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs geeignet sein muss. Dazwischen befindet sich der schon erwähnte Resonanzkreis, der nicht nur die ZVS-Schaltentlastung deutlich erleichtert, sondern vor allem den gesamten getakteten elektronischen Leistungswandler über das Verhältnis zwischen Taktfrequenz und Resonanzkreischarakteristik steuerbar macht. Zum Erzielen der vorteilhaften ZVS-Schaltentlastung wird der Resonanzkreis und der daran angeschlossene Gleichrichter von seinem Brückenzweig fast immer überresonant mit Energie versorgt, er verhält sich somit zumindest leicht induktiv. Zur Reduktion der zu übertragenden Leistung wird die Taktfrequenz eines resonanten elektronischen ZVS-Leistungswandlers grundsätzlich erhöht. Dabei verhält sich der Resonanzkreis zunehmend stärker induktiv, wodurch letztlich die übertragbare Wirkleistung gedrosselt wird.
Für Ausgangsspannungen, die deutlich kleiner als die Eingangsspannung eines Halbbrücken-Leistungswandlers oder kurz einer Halbbrücke gewünscht sind, ergibt als Gleichrichter nur die Graetz-Schaltung oder besonders vorteilhaft die Mittelpunktschaltung mit Anzapfung in der Mitte einer den Gleichrichter mit Energie versorgenden Induktivität einen Sinn. Weil die Eingänge beider genannten Gleichrichtertopologien nicht massebezogen sein können, muss die den Gleichrichter versorgende Induktivität die Sekundärwicklung eines Transformators sein, dessen Primärwicklung wie schon erwähnt besonders vorteilhaft zumindest einen Teil der Induktivität des Resonanzkreises einer resonanten Halbbrücke bildet. Hat dieser Transformator eine besonders hohe Streuinduktivität, kann dessen Primärwicklung als gesamter induktiver Anteil des Resonanzkreises ausreichen. In anderen Worten ist die Streuinduktivität des obligaten Transformators der Auslöser dafür, einen Halbbrücken-Leistungswandler resonant auszulegen, wenn er tiefsetzend sein soll. Da der dazu nötige Resonanzkreis in Leistungsflussrichtung gesehen zwischen Wechsel- und Gleichrichter liegt und zugleich einen Transformator enthält, sind tiefsetzende Halbbrücken-Leistungswandler, die besonders vorteilhaft resonant ausgelegt sind, automatisch auch isolierte bzw. isolierende Wandler. Deshalb sind getaktete elektronische Leistungswandler mit Ausgangsspannungen < 200V (für Europa; < 100 V für bspw. USA) und mit Leistungen zwischen 50 W und 1000 W häufig als resonante Halbbrücken ausgelegt, manchmal auch mit Leistungen darunter oder darüber, selbst wenn außer der Spannungswandlung zwischen ihrem Ausgang und ihrem Eingang eine Isolation nicht unbedingt erforderlich ist. Eine der wenigen bekannten Halbbrückenschaltungen für diesen Ausgangsspannungsbereich ohne Isolation ist in EP-3-095-298-B1 veröffentlicht. Dort ist anstelle des Transformators eine Gleichtaktdrossel angegeben, um den soeben ausgeschlossenen Massebezug wieder herstellen zu können.
Die Speicherinduktivität aus den sechs einfacheren Leistungswandlertopologien vom Tiefsetzsteller bis zum SEPIC, in der gleichstrombehaftete Ströme oder bisweilen sogar unterbrechungsfreie oder nichtlückende Gleichströme, die nur noch eine Welligkeit in Taktfrequenz aufweisen, gespeichert sein können, ist bei der Halbbrücke in eine Resonanzinduktivität oder einen induktiven Anteil des Resonanzkreises übergegangen mit folglich deutlich reduzierten Henry-Werten. Denn zumindest im Transformatorabschnitt dieser Resonanzinduktivität fließt nun reiner Wechselstrom in der Frequenz der Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs. I. d. R. reicht die Streuinduktivität des Transformators zur Bildung der Resonanzinduktivität nicht aus, weshalb meist eine diskrete Resonanzspule dazu in Serie geschaltet werden muss. Alternativ oder zusätzlich kann mindestens eine Spule zwischen den Ausgang des Gleichrichters und den Ausgang des gesamten Halbbrücken-Leistungswandlers, also den zweiten Speicherkondensator, in Serie geschaltet sein, die dann filtert und somit speichert sowie gleichzeitig, wenn ihr Wert klein genug ist, am Resonanzvorgang teilnimmt.
Alle resonant ausgelegten Halbbrücken-Leistungswandler können zudem besonders vorteilhaft selbstschwingend betrieben werden, wobei ein Bruchteil der Ausgangsleistung am Mittelpunkt des Brückenzweigs direkt zum gegenläufigen Ansteuern der beiden Leistungstransistoren desselben Brückenzweiges genutzt wird. Dies ist zumeist effizienter, als erst umständlich eine teilweise potenzialfreie Hilfsspannungsversorgung aufzubauen, von der dann jeweils abschnittsweise versorgt die Leistungstransistoren ein- und ausgeschaltet werden. Im Falle von Bipolar-Leistungstransistoren liegt dieser Bruchteil der Ausgangsleistung sogar phasenrichtig vor, sodass ein einfacher Ansteuerübertrager mit Erregerwicklung in Serie zum Mittelpunkt des Brückenzweigs ausreichen kann, um über zwei gegensinnig orientierte Ansteuerwicklungen als Basiskreise die beiden Leistungstransistoren korrekt anzusteuern. Die nötige galvanische Entkopplung der Ansteuerung des oberen der beiden Leistungstransistoren wird auf diese Weise sogleich miterledigt. Eine gute Zusammenfassung über diese Selbstschwinger findet sich in DE-10-2020-130 -728.4. Besonderer Augenmerk sei hier insbesondere gelegt auf eine Steuerbarkeit dieser Selbstschwinger von außen, die die Grundvoraussetzung dafür bildet, einen Selbstschwinger als getakteten elektronischen Leistungswandler in einer geregelten Stromversorgung nutzen zu können. Als Königsweg erweist sich für Bipolartransistoren im Brückenzweig eine vierte Wicklung mit deutlich mehr Windungen auf besagtem Ansteuerübertrager, die jeweils kurz vor den tatsächlichen Ausschaltzeitpunkten des gerade leitenden Bipolar-Leistungstransistors kurzgeschlossen wird. Dies ist exemplarisch in EP-1-705-961-A2 und in EP-2-111-730-B1 gezeigt. Auch können solche Selbstschwinger über die vierte Wicklung kontrollierter gestartet werden als über die herkömmlichen DIAC-Startschaltungen.
Bei MOS-Feldeffekt-Leistungstransistoren im Brückenzweig eignen sich zur Ansteuerung der Gates zwei Ansteuerwicklungen, die gegensinnig orientiert sogar an eine diskrete Resonanzinduktivität gekoppelt sein können. Obiger Ansteuerübertrager entfällt. Allerdings ist dann eine Phasenkorrektur nötig, wie sie bspw. in EP-781-077-B1 offenbart ist.
Weil bei allen diesen Selbstschwingern abschnittsweise Mitkopplung herrscht, ist deren häufiges Anhalten und wieder Starten, wie es eingangs für das sogenannte tiefe Dimmen bereits als Lösungsmöglichkeit erwähnt ist, besonders ungünstig. Selbstschwinger schwingen am besten permanent durch, was hier als Randbedingung vorausgesetzt sei. Der bevorzugte natürlicher Arbeitspunkt eines resonanten Leistungswandlers wird von der Impedanz „Wurzel (L/C)“ des von ihm umfassten Resonanzkreises, der Taktfrequenz im Verhältnis zu seiner Eigenfrequenz „1 / [Wurzel (L*C)]“ und von der Eingangsspannung definiert.
Für Leuchtdioden als Last, die ihre Arbeitsspannung in sich festgelegt haben und stromvariabel betrieben und insbesondere auf diese Weise gedimmt werden sollen, ist eine möglichst natürliche Stromquellencharakteristik am Ausgang des sie versorgenden resonanten Leistungswandlers am günstigsten. Obige Anordnung Resonanzinduktivität (häufig als diskretes Bauteil hinzuzufügen) - Transformator - dritter Speicherkondensator zwischen Wechsel- und Gleichrichter erledigt diese Aufgabe bereits ziemlich gut. An dieser Stelle ist zu erwähnten, dass obiger „mindestens eine dritte“ Speicherkondensator in Brückenschaltungen durch entsprechende Verkleinerung zum Resonanzkondensator wird.
Zumeist liegen in Realität wie auch hier natürliche Rückkopplungen der momentanen Ausgangsspannung auf den zu regelnden Ausgangsstrom vor, oder umgekehrt. Dies ist oft das Resultat von Blindleistungsminimierung zwischen Wechsel- und Gleichrichter und macht außerdem beide Arten von Ausgangsgrößen, also Spannungen und Ströme, über die Taktfrequenz des Wechselrichters steuerbar. Allerdings ist dann eine Regelung des Ausgangs erforderlich, um eben diese Rückkopplungen der ungeregelten elektrischen Ausgangsgröße auf die zu regelnde zu kompensieren. Hier hat die Erfindung ihren ersten Ausgangspunkt.
Zweiter Ausgangspunkt für die Entwicklung des angegebenen resonanten Halbbrücken-Leistungswandlers ist die Lage der gesamten Steuerung und Regelung für den resonanten Halbbrücken-Leistungswandler auf dessen Primärseite. Denn von dort sind auch die beiden Leistungstransistoren des Brückenzweigs anzusteuern. Daher kommt auch, dass einige in der Beleuchtungstechnik gebräuchliche digitale Steuerverfahren wie bspw. DALI auf das jeweilige Energieversorgungsnetz der von ihnen gesteuerten Lichtanlagen bezogen sind.
Eine zweite Steuerung und Regelung für denselben Leistungswandler auf dessen Sekundärseite ist vorteilhaft zu vermeiden, um Komplexität und damit Kosten zu sparen, und um die Zuverlässigkeit zu erhöhen. Auf dieser Sekundärseite fallen jedoch die wichtigen Größen Laststrom oder Ausgangsstrom, mit dem die oft an einen Halbbrücken-Leistungswandler angeschlossenen Leuchtdioden betrieben und gedimmt werden, und Ausgangsspannung an, die zuverlässig und unabhängig voneinander permanent zu messen sind. Die Ergebnisse dieser Messungen dienen als Rückführgrößen zur Eingabe in die auf der Primärseite konzentrierte Steuerung und Regelung und müssen folglich unabhängig von obigem Transformator, der einen Teil des Resonanzkreises bildet, über eine Isolationsbarriere hinweg übertragen werden. Dazu sind zumindest Optokoppler oder kleine Messtransformatoren oder beides zugleich nötig. Auch dies ist möglichst zu vermeiden, da beides relativ groß, teuer und stark toleranzfehlerbehaftet ist. Optokoppler werden darüber hinaus mit zunehmendem Alter ungenau und damit unzuverlässig.
Eine Methode zur Strommessung über eine Isolationsbarriere hinweg mit einem besonders günstigen Messtransformator ist in DE-10-2020-203 -531.8 offenbart, mehrere Methoden zum besonders störsichern Betrieb von Optokopplern zum Übertragen von Messgrößen sind in EP-2-840-696-B1, in US-10-390-404-B2 und in EP-3-399-636-B1 publiziert.
Statt all diesem sollen beide wichtigen Ausgangsgrößen auf der Primärseite einer resonanten Halbbrücke gemessen werden. Bis zu Dimmpegeln von etwa 10% lässt sich bspw. der Ausgangsstrom, mit dem die angeschlossenen Leuchtdioden versorgt werden, hinreichend exakt auch indirekt über den Eingangsstrom, mit dem die Halbbrücke versorgt wird, bestimmen. Dieser Bereich von Dimmpegeln wird erster Bereich genannt. Eine besonders vorteilhafte Methode für eine Strommessung im ersten Bereich ist in DE-10-2021-203 -742.9 offenbart. Die Ausgangsspannung wird oft durch Spitzenwertgleichrichtung der Spannung gemessen, die über den Transformator von der Sekundärseite auf die Primärseite zurückreflektiert wird. Um Verluste einzusparen, kann dies auch über eine Hilfswicklung auf demselben Transformator geschehen mit deutlich weniger Windungen, als sie seine Primärwicklung aufweist.
Unterhalb dieser 10% beginnen die Blindwerte und insbesondere die mitgemessenen Verluste zu überwiegen, weshalb die geforderte Genauigkeit von solch einfachen Messungen auf der Primärseite einer resonanten Halbbrücke nicht mehr erbracht wird. Dieser Bereich von kleinen Dimmpegeln wird im Weiteren auch als zweiter Bereich bezeichnet. Zusätzlich wird unter 10 % die Schrittweite zwischen den einzelnen Dimmstufen immer enger, weil das Auge eine logarithmische Helligkeitsempfindlichkeit hat. Der Bereich zwischen 10 % und 1 % hat eben nicht 90 Schritte, wie es bspw. eine lineare Kennlinie mit 0,1-%-Stufen ergäbe, sondern laut DALI-Standard, der hierfür wiederum nur als ein Beispiel dienen soll, ungefähr 200 Schritte. Genügen in der Umgebung eines Ausgangsstroms von 10 % des Maximalstroms auf der zugehörigen Steuerkennlinie obige 0,1-%-Stufen noch, so sind in der Umgebung von 1 % des Maximalstroms Stufen gefordert, die nur noch ein Viertel so hoch sein dürfen, also 0,025 %.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen resonanten Leistungswandler anzugeben, der nicht nur auf sehr kleine Ausgangsströme hinuntergesteuert werden kann, sondern der dieselben sehr kleinen Ausgangsströme auch zuverlässig und genau messen kann. Denn aus obiger Steuerung soll unter Zuhilfenahme der genauen Messwerte als Rückführgrößen eine Regelung aufbaubar sein.
Ferner ist ein Verfahren anzugeben, welches durch den Halbbrücken-Leistungswandler ausführbar ist.
Dabei sollen weder irgendwelche signalverarbeitenden Einheiten wie Steuerungen und / oder Regelungen auf der Sekundärseite des betrachteten Halbbrücken-Leistungswandlers verbaut sein noch die üblichen Signalübertragungsbauteile wie Optokoppler oder Messtransformatoren zwischen Sekundär- und Primärseite zum Einsatz kommen.
Darstellung der Erfindung
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einem resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandler mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer anschließbaren Last, wobei sich der Ausgangsleistungsbereich aus einem zulässigen Ausgangsspannungsbereich und einem zulässigen Ausgangsstrombereich ergibt, aufweisend mindestens zwei Schalter in Halbbrückenkonfiguration, welche wechselweise ein- und ausgeschaltet werden, um mindestens eine im Stromkreis liegende Induktivität auf- und abzumagnetisieren, wobei die mindestens eine im Stromkreis liegende Induktivität und mindestens eine Bypass-Kapazität an einem Resonanzkreis für den resonanten Betrieb beteiligt sind, wobei in einem ersten Betriebsmodus die Bypass-Kapazität abgekoppelt ist und wobei durch Verstellen der Taktfrequenz des getakteten Leistungswandlers dessen Ausgangsstrom in einem ersten Ausgangsstrombereich, der von dem maximalen Ausgangsstrom von 100% bis zu einem reduzierten Ausgangsstrom reicht, für die Last reduziert wird, wobei der getaktete Leistungswandler in einem zweiten Betriebsmodus eingerichtet ist, die Taktfrequenz im Wesentlichen beizubehalten und synchron mit der Taktfrequenz die mindestens eine Bypass-Kapazität des Resonanzkreises periodisch zu variieren, also mindestens einen schaltbaren Bypasskondensator mittels eines Halbleiterschalters periodisch an- und abzukoppeln, um den Arbeitspunkt zu verändern und damit den Ausgangsstrom des getakteten Wandlers in einem zweiten Ausgangsstrombereich, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, für die Last weiter zu verringern. Mit „isolierend“ ist im Folgenden eine galvanische Trennung zwischen dem Eingang, z.B. dem Netzeingang des Leistungswandlers, und dem Ausgang, also dort wo die erwähnte Last anschließbar ist, gemeint. Diese Isolation kann SELV (Safety Extra Low Voltage = Sicherheitsschutzkleinspannung) konform sein oder einer anderen Norm zum Schutz vor Stromschlag entsprechen. Diese galvanische Trennung kann z.B. mittels eines Transformators erfolgen, der den Leistungswandler in eine Primärseite mit dem Eingang und dem Wechselrichter und in eine Sekundärseite mit dem Gleichrichter und dem Ausgang aufteilt. Die anschließbare Last ist hier bevorzugt eine LED-Last, also eine LED oder meistens mehrere LEDs, die besonders bevorzugt in mindestens einer Gruppe in Serie geschaltet sind. Durch die erfindungsgemäße Änderung des Arbeitspunktes mittels des schaltbaren Bypasskondensators kann der Leistungsbereich des Wandlers deutlich zu kleinen Leistungen hin erweitert werden, um z.B. angeschlossene LEDs tief dimmen zu können. Bei einem resonanten Wandler ist dies sonst nicht ohne weiteres möglich, da ein solcher Wandler nicht einfach in seiner Schwingung unterbrochen werden kann, sondern immer weiterlaufen muss. Durch das periodische, mit der Taktfrequenz synchronisierte An- und Abkoppeln des Bypasskondensators kann vorteilhaft jede beliebige Leistung zwischen diesen zwei Arbeitspunkten eingestellt werden, die sich ergeben, wenn der Bypasskondensator entweder ständig ab- oder ständig angekoppelt ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist der resonant betriebene getaktete isolierende Leistungswandler zwei Induktivitäten auf, wovon eine der Induktivitäten eine Resonanzinduktivität ist und die andere die Primärwicklung eines Transformators ist, und wobei der Leistungswandler eingerichtet ist, die Bypass-Kapazität mittels des Halbleiterschalters parallel zu dieser Primärwicklung des Transformators zu schalten. Diese Verschaltung des Bypasskondensators bietet den Vorteil einer einfachen Ansteuerung des Schalttransistors sowie einer guten Einstellbarkeit des Arbeitspunktes des Leistungswandlers.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform des resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers ist die Bypass-Kapazität so groß, dass der Ausgangsstrom des Leistungswandlers zu null wird, solange die mindestens eine Bypass-Kapazität angekoppelt ist. Durch diese Maßnahme kann die Ausgangsleistung vom Minimalwert der Ausgangsleistung im ersten Betriebsmodus vorteilhaft bis nahezu Null reduziert werden, ohne dass der Leistungswandler gestoppt werden muss, da er in diesem zweiten Betriebsmodus dann hauptsächlich Blindleistung erzeugt, die den Leistungswandler am Laufen hält, ohne ihn zu zerstören, da er resonant ausgelegt ist.
In einer anderen Ausführungsform ist die Bypass-Kapazität des resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers so dimensioniert, dass der Ausgangsstrom des Leistungswandlers bei angekoppelter Bypass-Kapazität gerade nicht mehr null wird, wenn von einem Designwert ausgehend die Kapazität des mindestens einen schaltbaren Bypasskondensators um den Faktor 1,01 bis 5 und vorzugsweise um den Faktor 1,1 bis 1,5 verringert wird. Diese Maßnahme stellt eine sichere Dimensionierung des Bypasskondensators da, die mit allen denkbaren Toleranzen in den Bauteilen funktionieren wird.
In einer weiteren Ausführungsform des resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers ist parallel zur mindestens einen schaltbaren Bypass-Kapazität eine nicht schaltbare Bypass-Kapazität vorhanden, wobei das Verhältnis schaltbare Bypass-Kapazität zu nicht schaltbarer Bypass-Kapazität im Bereich 1...20 und vorzugsweise im Bereich 2... 10 liegt. Die nicht schaltbare Bypass-Kapazität kann zur Gänze oder teilweise eine parasitäre Kapazität sein, die z.B. durch die Windungskapazität des Transformators und die Parallelkapazitäten der Gleichrichterdioden gebildet wird. Durch diese Maßnahme nehmen unvermeidbare parasitäre Kapazitäten vorteilhaft am Betrieb des Leistungswandlers teil und helfen dabei, die Kosten zu optimieren, da reale Bauteile eingespart werden können.
In wieder einer anderen Ausführungsform des resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers ist er eingerichtet, von dem maximalen Ausgangsstromwert von 100% bis zu einem ersten reduzierten Ausgangsstromwert von 40% bis 4% des maximalen Ausgangsstromes des Leistungswandlers den Ausgangsstrom im Wesentlichen durch Verstellen der Taktfrequenz des Leistungswandlers zu reduzieren, wobei unterhalb des ersten reduzierten Ausgangsstromwertes die Taktfrequenz im Wesentlichen konstant bleibt und der Ausgangsstrom im Wesentlichen mittels eines Tastverhältnisses (D) reduziert wird, bei dem die schaltbare Bypass-Kapazität zeitweise nicht angekoppelt bzw. abgekoppelt wird. Das Tastverhältnis D ist die Zeitdauer, bei der die schaltbare Bypass-Kapazität zeitweise abgekoppelt wird, geteilt durch die Periodendauer. Die Periodendauer bezieht sich auf das periodische An- und Abkoppeln der Bypass-Kapazität. Durch die Anwendung eines periodischen Pulsmusters zum Umschalten des Arbeitspunktes kann vorteilhaft ein beliebiger Arbeitspunkt zwischen den Arbeitspunkten des ersten und des zweiten Betriebsmodus eingestellt werden, um eine genaue Ausgangsstromregelung zu realisieren.
Hierfür verkleinert der resonant betriebene getaktete isolierende Leistungswandler in einer weiteren Ausführungsform ab dem ersten reduzierten Ausgangsstromwert das Tastverhältnis schrittweise von 100% bis zu einem minimalen Tastverhältnis. Dies stellt vorteilhaft eine sehr einfache, aber dennoch genaue Regelung des Ausgangsstromes für die Last sicher.
In einer besonderen Ausgestaltung der weiteren Ausführungsform liegt das minimale Tastverhältnis des resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandler bei einem minimalen möglichen Ausgangsstrombereich im Bereich 30% bis 0%, und vorzugsweise im Bereich 20% bis 1%. Durch die Definition des bevorzugten minimalen Tastverhältnisses kann zwar nicht mehr ganz bis 0% des Ausgangsstromes gedimmt werden, aber es wird vorteilhaft eine Mindestzeitdauer für den Betrieb ohne die Bypass-Kapazität erreicht, der für die Messung relevanter Wandlergrößen genutzt werden kann.
Daher ist das minimale Tastverhältnis des resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers bevorzugt so bemessen, dass eine Zeitdauer Tmess, in der die Bypass-Kapazität nicht angekoppelt ist, im Bereich 10us bis 5000us und vorzugsweise im Bereich 50us bis1000us liegt. Eine minimale Zeitdauer ist notwendig, damit die Messfilter zur Messung der relevanten Größen des Leistungswandlers einschwingen können. Eine theoretisch kürzeste Zeitdauer Tmess ist eine volle Taktperiode des resonanten Leistungswandlers, wobei die realen Zeitdauern größer ausfallen können und auch kein ganzzahliges Vielfaches der Taktperiode des resonanten Leistungswandlers betragen müssen. Bei einem 60W LED-Treiber ist die Zeitdauer Tmess zum Beispiel 150us lang.
Während der Zeitdauer Tmess ist der resonant betriebene getaktete isolierende Leistungswandler also eingerichtet Größen zu messen, welche für eine Stromregelung des Leistungswandlers als Eingangsgrößen benötigt werden, insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung auf einer Primärseite des Leistungswandlers sowie ein Wert für die Ausgangsspannung. Die Eingangsspannung ist die Spannung nach einem gleichrichtenden Teil des Leistungswandlers, die Spannung davor ist eine Netzspannung, und der Eingangsstrom ist ein Strom, der in den Leistungswandler vom Eingang her hineinfließt. Dies stellt vorteilhaft eine einfache und präzise Regelung des Leistungswandlers sicher.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der resonant betriebene getaktete isolierende Leistungswandler eingerichtet, die Bypass-Kapazität immer genau dann anzukoppeln, wenn eine Spannung, die über dem abgeschalteten Koppeltransistor zum Zeitpunkt des Ankoppelns anliegt, minimal wird. Durch diese Maßnahme wird vorteilhaft der Ausgleichsstrom minimiert, der in die schaltbare Bypass-Kapazität zum Zeitpunkt des Ankoppelns fließt. Dies wiederum minimiert vorteilhaft die Schaltverluste im Schalter, denn es ermöglicht nahezu ein Nullspannungsschalten, auch ZVS oder zero voltage switching genannt.
In einer weiteren Ausführungsform weist der resonant betriebene getaktete isolierende Leistungswandler eine erste und eine zweite an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität auf, wobei er eingerichtet ist, die zweite an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität unterhalb eines vorbestimmten Ausgangsstroms des getakteten Wandlers dauerhaft anzukoppeln und entsprechend oberhalb dieses vorbestimmten Ausgangsstroms abzukoppeln, wobei der vorbestimmte Ausgangsstrom im Bereich 95% bis 4% und vorzugsweise im Bereich 90% bis 50% des maximalen Ausgangsstroms liegt.
Die zweite an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität und ihre Koppelschaltung ergibt vor allem bei Geräten, die für eine Leistung von 60W und mehr ausgelegt sind, Sinn. Die Verschaltung dieses Zweiges, also die zweite an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität und ihre Koppelschaltung, ist dann parallel zur Serienschaltung der ersten schaltbaren Bypass-Kapazität und deren Koppelschaltung. Die Größe der Kapazität ist im selben Bereich, wie die der nicht an- und abkoppelbaren Bypass-Kapazität. Die Koppelschaltung kann gleich aufgebaut sein wie bei der ersten schaltbaren Bypass-Kapazität. Da jedoch nur statisch an- und abgekoppelt wird, ist auch eine einfachere Ausführung möglich, die ein langsameres an- und abkoppeln aufweist als die Koppelschaltung für die erste an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität. Durch diese Maßnahme kann die Regelung des Ausgangsstroms noch einfacher erfolgen, da hierdurch vorteilhaft die Taktfrequenz des Wandlers nicht mehr so stark verstellt werden muss, welche starke Verstellung oftmals schwierig zu realisieren ist und die Robustheit der Leistungswandlerregelung negativ beeinträchtigt.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist im resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandler neben dem Transformator eine weitere Induktivität und / oder eine weitere Kapazität an dem Resonanzkreis für den resonanten Betrieb beteiligt. Diese Wandlertopologie hat einige bekannte Vorteile, die hier auch bevorzugt genutzt werden können. Genau genommen handelt es sich bei dem Wandler gemäß dieser Ausführungsform um einen sogenannten LLCC-Wandler, da dann zwei Kapazitäten und zwei Induktivitäten an der Resonanz des Wandlers beteiligt sind, weil sich parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten oftmals nicht kostenneutral beseitigen lassen. Deswegen nutzt man sie zum Vorteil des Leistungswandlers als am Resonanzkreis beteiligte Reaktanzen, um den Nachteil abzumildern und einen Vorteil aus diesem Umstand zu ziehen.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform weist der resonant betriebene getaktete isolierende Leistungswandler einen Ansteuerübertrager mit 4 Wicklungen auf, wobei eine erste Wicklung im Strompfad des Leistungswandlers angeordnet ist, wobei eine zweite und eine dritte Wicklung die zwei Schalter in Halbbrückenkonfiguration ansteuert und der Leistungswandler eingerichtet ist, eine vierte Wicklung jeweils kurz vor den tatsächlichen Ausschaltzeitpunkten des gerade leitenden Schalters kurz zu schließen, wobei die mindestens zwei Schalter in Halbbrückenkonfiguration aus Bipolartransistoren bestehen. Die in dieser Anmeldung offenbarte selbstschwingende Topologie ist vorteilhaft besonders gut für Bipolartransistoren geeignet, da diese sehr kosteneffizient sind, und da es für MOS-FETs als Schalter andere günstige Topologien gibt.
In einer ganz besonders bevorzugten Ausführungsform besteht die Last des resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers aus einer oder mehreren LEDs, die seriell oder parallel geschaltet sind, oder eine Mischung von Serienschaltung und Parallelschaltung aufweisen. Die hier vorgestellte Topologie ist ganz besonders gut für die Herstellung von LED Treibern geeignet, und die Erfindung basiert auch auf der Entwicklung einer neuen LED Treiberplattform der Anmelderin.
Die Erfindung betrifft daher auch ein Betriebsgerät zum Betreiben von mindestens einer LED aufweisend einen Wandler gemäß einem oder mehreren der oben offenbarten Merkmale, wobei das Betriebsgerät eingerichtet ist, seinen Ausgangsstrom zu regeln und eine galvanische Trennung gemäß dem SELV Standard einzuhalten. Die Regelung des Ausgangsstroms ist bei LED-Treibern aufgrund der Kennlinie der LED besonders vorteilhaft, und die Auslegung nach dem SELV Standard stellt ein besonderes Sicherheitsfeature des Betriebsgerätes sicher.
Die Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren zum Betreiben eines resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers gemäß einem oder mehreren der oben offenbarten Merkmale, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

- in einem ersten Betriebsmodus wird die Taktfrequenz des getakteten Leistungswandlers verstellt, um den Ausgangsstrom für eine angeschlossene Last zu reduzieren,
- in einem zweiten Betriebsmodus wird die im ersten Betriebsmodus zuletzt eingestellte Taktfrequenz beibehalten, und synchron mit der Taktfrequenz wird mindestens eine Bypass-Kapazität des Resonanzkreises mittels eines Halbleiterschalters periodisch an- und abgekoppelt, um den Arbeitspunkt des Leistungswandlers zu verändern und damit den Ausgangsstrom für die Last weiter zu verringern.

Wie oben schon beschrieben kann durch die erfindungsgemäße Änderung des Arbeitspunktes mittels der schaltbaren Bypass-Kapazität der Leistungsbereich des Wandlers deutlich zu kleinen Leistungen hin erweitert werden, um z.B. angeschlossene LEDs tief dimmen zu können. Bei einem resonanten Wandler ist dies sonst nicht ohne weiteres möglich, da ein solcher Wandler nicht einfach in seiner Schwingung unterbrochen werden kann, sondern immer weiterlaufen muss, insbesondere wenn es sich dabei um einen selbstschwingenden Wandler handelt. Durch das periodische, mit der Taktfrequenz synchronisierte An- und Abkoppeln der Bypass-Kapazität kann vorteilhaft jede beliebige Leistung zwischen diesen zwei Arbeitspunkten eingestellt werden.
Bevorzugte Ausführungsformen finden sich in den abhängigen Ansprüchen, die den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter Weise weiterbilden, und der gesamten Offenbarung, wobei in der Darstellung nicht immer im Einzelnen zwischen Vorrichtungs- und Verwendungsaspekten unterschieden wird; jedenfalls implizit ist die Offenbarung hinsichtlich sämtlicher Anspruchskategorien zu lesen.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
Figurenliste
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:

1a Resonanter Leistungswandler mit Bypasskondensator parallel zum Eingang eines Mittelpunktgleichrichters (Stand der Technik),
1b Resonanter Leistungswandler mit Bypasskondensator parallel zum Eingang eines Grätz-Gleichrichters (Stand der Technik),
1c Resonanter Leistungswandler mit Mittelpunktgleichrichter und mit Bypasskondensator parallel zur Primärwicklung seines Transformators (Stand der Technik),
1d Resonanter Leistungswandler mit Grätz-Gleichrichter und mit Bypasskondensator parallel zur Primärwicklung seines Transformators (Stand der Technik),
1e Resonanter Leistungswandler mit Mittelpunktgleichrichter und mit schaltbarem Bypasskondensator parallel zur Primärwicklung seines Transformators,
1f Resonanter Leistungswandler mit Grätz-Gleichrichter und mit schaltbarem Bypasskondensator parallel zur Primärwicklung seines Transformators,
2a Sperrspannung über einer sekundärseitigen Graetz-Gleichrichterdiode mit Bypasskondensator zum Eingang des Gleichrichters permanent und direkt parallelgeschaltet gemäß 1b (Stand der Technik),
2b Sperrspannung über derselben Gleichrichterdiode, deren Graetz-Schaltung von einem Transformator versorgt wird, dessen Primärwicklung ein Bypasskondensator permanent parallelgeschaltet ist gemäß 1d (Stand der Technik),
2c Sperrspannung über einer Gleichrichterdiode einer Mittelpunktschaltung, die von einem Transformator versorgt wird, dessen Primärwicklung ein Bypasskondensator permanent parallelgeschaltet ist gemäß 1c (Stand der Technik),
3a Kennlinien mit einem ersten und einem zweiten Bereich zum tiefen Dimmen eines resonanten Halbbrücken-Leistungswandlers mit schaltbarem Bypasskondensator,
3b Kennlinien mit einem ersten und einem zweiten Bereich zum tiefen Dimmen eines resonanten Halbbrücken-Leistungswandlers mit schaltbarem Bypasskondensator,
4a Messkurven aus einem resonanten Halbbrücken-Leistungswandler betrieben an einem ersten Arbeitspunkt des zweiten Bereichs,
4b Messkurven aus einem resonanten Halbbrücken-Leistungswandler betrieben an einem mittleren Arbeitspunkt des zweiten Bereichs,
4c Messkurven aus einem resonanten Halbbrücken-Leistungswandler betrieben am letzten Arbeitspunkt des zweiten Bereichs,
5a Koppelschaltung zum An- und wieder Abkoppeln eines Bypasskondensators in einem resonanten Halbbrücken-Leistungswandler parallel zur Primärwicklung seines Transformators,
5b Gesamtschaltung eines resonanten und selbstschwingenden Halbbrücken-Leistungswandlers, dargestellt ohne Transformator und Gleichrichter
6 Synchronisation für das Ankoppeln eines schaltbaren Bypasskondensators
7a Synchronisation für das Abkoppeln eines schaltbaren Bypasskondensators
7b Abkoppeln eines Bypasskondensators ohne Synchronisation
8 Erster und zweiter Bereich über den gesamten Dimmbereich.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung
1a zeigt eine bekannte Grundstruktur für eine resonante und getaktete Halbbrücken-Leistungswandlertopologie 600a, deren Wechselrichter 100 einen Brückenzweig umfasst sowie einen ersten Speicherkondensator oder Eingangsfilterkondensator 7 und eine Strommessvorrichtung 8. Neben einer Funktionsänderung von einer Speicherinduktivität in eine Resonanzinduktivität, die hier besonders bevorzugt durch einen Transformator 5a+5b gebildet ist und oft durch eine reine Resonanzinduktivität 4 ergänzt wird, und neben mindestens einer zusätzlichen schnellen Gleichrichterdiode, die zusammen mit der im Tiefsetzsteller schon vorhandenen einen vollwellentauglichen Gleichrichter 200a ergibt, benötigt diese Halbbrückentopologie 600a mindestens einen dritten Speicherkondensator 3 in Serie zur Resonanzinduktivität 4+5a+5b, der den Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung am Mittelpunkt 10 des Brückenzweigs aufnimmt. Der als „Bauteilespender“ betrachtete Tiefsetzsteller benötigt zu seiner ordnungsgemäßen Funktion den ersten Speicherkondensator oder Eingangsfilterkondensator 7 ebenso zwingend wie der Brückenzweig im Wechselrichter 100, der im Vergleich zum Tiefsetzsteller einen zusätzlichen zweiten aktiv steuerbaren Leistungstransistor umfasst. Vorteil des Eingangsfilterkondensators 7 ist, dass jeder Leistungstransistor - egal ob im Tiefsetzsteller oder in der Halbbrücke - immer nur maximal die Spannung blockieren muss, auf die dieser Eingangsfilterkondensator 7 gerade aufgeladen ist. Ein zweiter Speicherkondensator oder Ausgangsfilterkondensator 6 ist auch im Tiefsetzsteller zumeist parallel zur Last geschaltet, hier ist er jedoch obligat zur ordnungsgemäßen Funktion eines Gleichrichters 200a. Dieser zeigt eine Mittelpunktschaltung, deren Rückschluss vom Ausgangsfilterkondensator 6 über eine Mittelanzapfung als dritter Kontakt der Sekundärwicklung 5b des Transformators 5a+5b ausgebildet ist.
Wegen der nur zwei nötigen Gleichrichterdioden und wegen seiner intrinsischen Spannungshalbierung wird als Gleichrichter die Mittelpunktschaltung 200a bevorzugt angewandt, da die meisten getakteten Leistungswandler ihre Ausgangsspannung gemessen an ihrer Eingangsspannung von einigen hundert Volt stark herabsetzen oder stark tiefsetzen müssen. Erkauft wird dieser Vorteil dadurch, dass beide Gleichrichterdioden des Gleichrichters 200a jeweils die doppelte Ausgangsspannung zu sperren haben, worauf sich noch Schwingungs-Spannungsspitzen hinzuaddieren, die u. a. aus der Streuinduktivität zwischen den beiden Hälften der Sekundärwicklung 5b in Gleichrichter 200a resultieren, die nach jedem Ausschalten einer Gleichrichterdiode mit deren Parallelkapazität schwingt, die durch die parasitäre Windungskapazität beider Transformatorwicklungen zusätzlich erhöht ist.
Bildet der dritte Speicherkondensator 3, der in der hier dargestellten „klassischen“ Position oft auch DC- oder Gleichstrom-Entkoppelkondensator oder einfach nur Koppelkondensator genannt wird, zusammen mit der Resonanzinduktivität 4+5a+5b einen Resonanzkreis 300 zwischen Wechselrichter 100 und Gleichrichter 200a mit einer Eigenfrequenz knapp unterhalb einer niedrigsten Taktfrequenz der Ausgangsspannung am Mittelpunkt 10, entsteht eine resonante Halbbrücken-Wandlertopologie 600a mit ZVS-Schaltentlastung. Der Resonanzkreis 300 arbeitet sozusagen als „elastisches“ und zugleich verlustfreies Anpassungsnetzwerk und erleichtert nicht nur die ZVS-Schaltentlastung deutlich, sondern macht vor allem den gesamten getakteten elektronischen Leistungswandler 600a über das Verhältnis zwischen Taktfrequenz und seiner Resonanzkreischarakteristik steuerbar. Denn Halbbrücken werden meist über ihre Taktfrequenz gesteuert, weil eine PWM als Steuergrößte schlechter geeignet ist.
Die vormalige Speicherinduktivität aus bspw. dem Tiefsetzsteller ist beim Halbbrücken-Leistungswandler 600a in eine Resonanzinduktivität 4+5a+5b oder einen induktiven Anteil des Resonanzkreises 300 übergegangen mit folglich deutlich reduzierten Henry-Werten. Denn zumindest im Transformatorabschnitt 5a dieser Resonanzinduktivität fließt nun reiner Wechselstrom in der Frequenz der Ausgangsspannung am Mittelpunkt 10 des Brückenzweigs. I. d. R. reicht die Streuinduktivität des Transformators 5a+5b zur Bildung der Resonanzinduktivität nicht aus, weshalb meist eine diskrete Resonanzspule 4 dazu in Serie geschaltet werden muss. Umgekehrtes gilt für den dritten Speicherkondensator 3, der zwar auch Gleichstromentkoppelt, aber insbesondere den Resonanzkondensator 3 des Resonanzkreises 300 bildet, wozu er eine wesentlich kleinere Kapazität aufweisen kann als ein klassischer Koppelkondensator.
Zum Erzielen der vorteilhaften ZVS-Schaltentlastung wird der Resonanzkreis 300 von seinem Wechselrichter 100 fast immer überresonant mit Energie versorgt, er verhält sich somit zumindest leicht induktiv, bei kleiner Ausgangsleistung sogar stark induktiv. Zur Reduktion der zu übertragenden Leistung wird die Taktfrequenz eines resonanten elektronischen ZVS-Leistungswandlers grundsätzlich erhöht. Eine ZVS-Schaltentlastung bedeutet, dass jeder Einschaltvorgang eines am getakteten Leistungswandler 600a beteiligten Leistungstransistors - also hier beider Leistungstransistoren des Brückenzweigs - spannungslos geschieht, wodurch jegliche Einschaltverluste vermieden und damit auch die Funkstörungen reduziert sind. Der frequenzerniedrigende Effekt des rein-ohmschen Anteils jeder Last, die an den Ausgang U_A des Gleichrichters 200a angeschlossen ist, darf mit dazu genutzt werden, mit allem am Mittelpunkt 10 Angeschlossenen unter die Taktfrequenz zu gelangen.
Für Ausgangsspannungen, die deutlich kleiner als die Eingangsspannung eines Halbbrücken-Leistungswandlers 600a sein sollen, stellt ein Mittelpunktgleichrichter fast die einzig mögliche und sinnvolle Variante dar. Weil die Eingänge dieses Gleichrichters wegen ihrer gegensinnigen Spannungsverläufe nicht massebezogen sein können, muss die den Gleichrichter versorgende Induktivität die Sekundärwicklung 5b eines Transformators sein, dessen Primärwicklung 5a wie schon erwähnt besonders vorteilhaft zumindest einen Teil der Induktivität des Resonanzkreises 300 des Halbbrücken-Leistungswandlers 600a bildet. Der Transformator für einen resonanten Halbbrücken-Leistungswandler muss also nicht streuoptimiert sein, was insbesondere bei großen Dickenanforderungen an seine Isolation zwischen Primär- und Sekundärwicklung von großem Vorteil ist. Hat dieser Transformator eine besonders hohe Streuinduktivität, kann dessen Primärwicklung 5a als gesamter induktiver Anteil des Resonanzkreises ausreichen, und eine externe Resonanzinduktivität 4 wäre dann überflüssig. In anderen Worten ist die Streuinduktivität des obligaten Transformators 5a+5b der Auslöser dafür, einen Halbbrücken-Leistungswandler 600a resonant auszulegen, wenn er tiefsetzend sein soll. Da der dazu nötige Resonanzkreis 300 einen Transformator enthalten muss, sind tiefsetzende Halbbrücken-Leistungswandler 600a, die besonders vorteilhaft resonant ausgelegt sind, automatisch auch isolierte bzw. isolierende Wandler selbst dann, wenn außer der Spannungswandlung zwischen ihrem Ausgang und ihrem Eingang eine Isolation nicht unbedingt erforderlich ist. Große Vorteile der getakteten resonanten Halbbrücken-Wandlertopologie 600a sind die gute Ausnutzung der Leistungstransistoren und Gleichrichterdioden sowie die zuverlässige Spannungsbegrenzung für die Leistungstransistoren. All dies macht resonante Halbbrücken-Topologien 600a brauchbar für Ausgangsleistungen bis hinauf zu einigen kW. Wegen des Resonanzkondensators 3 misst die Strommessvorrichtung 8, die besonders vorteilhaft gemäß DE-10-2021-203 -742.9 ausgeführt sein kann, im Wechselrichter 100 den gesamten Gleichanteil des Eingangsstroms der Gesamttopologie 600a, da kein solcher Gleichanteil in den Resonanzkreis 300 hineingelangen kann, und gibt das Ergebnis dieser Messung als Spannung an Punkt 9 aus. Dies ist entscheidend für eine Eingangsleistungsbestimmung, wie sie später noch zu beschreiben ist.
Der Gleichrichter 200a in Mittelpunktschaltung der 1a hat das Problem der Spannungsüberschwinger beim Ausschalten seiner Gleichrichterdioden, verursacht durch deren Parallelkapazitäten im Pikofarad-Bereich und durch ähnliche Kapazitäten zwischen den einzelnen Windungen beider Wicklungen 5a und 5b des Transformators. Dieses Problem wird wirkungsvoll dadurch vermieden, insbesondere die Amplitude dieser Überschwinger deutlich verkleinert, indem die Parallelkapazitäten konstruktiv vergrößert werden. Zu diesem Zweck wird dem Eingang des Gleichrichters 200a ein sogenannter Bypasskondensator 2b parallelgeschaltet, dessen Kapazität durchaus einige Nanofarad betragen kann. Daher überschneiden sich Resonanzkreis 300 und Gleichrichter 200a, da die Sekundärwicklung 5b und der Bypasskondensator 2b zu beidem und sogar nur zum Resonanzkreis 300 gehören immer dann, wenn beide Gleichrichterdioden gerade sperren.
1b veranschaulicht denselben Wechselrichter 100 mit daran angeschlossenem Resonanzkreis 300 und mit wiederum damit verknüpftem Gleichrichter 200b in einer Graetz-Schaltung mit vier Gleichrichterdioden, die alle für die hohen Taktfrequenzen der Ausgangsspannung des Wechselrichters am Mittelpunkt 10 geeignet sein müssen. Im Vergleich zum Tiefsetzsteller benötigt eine Halbbrückentopologie 600b dann drei zusätzliche schnelle Gleichrichterdioden, insgesamt also vier davon.
Auch zum Eingang eines Graetz-Gleichrichters 200b kann ein Bypasskondensator 2b parallelgeschaltet sein, wie in 1b dargestellt, um zumindest für den Resonanzkreis 300 gleiche Zustände wie in 1a zu schaffen.
Der Hauptvorteil der Graetz-Schaltung ist, dass alle vier daran beteiligten Gleichrichterdioden maximal die Spannung zu sperren haben, auf die der Ausgangsfilterkondensator 6 gerade aufgeladen ist. Diese Spannung entspricht in etwa auch der Spitzenspannung über der Sekundärwicklung 5b. Hat die Sekundärwicklung 5b in Gleichrichter 200b dieselbe Windungszahl wie die entsprechende Sekundärwicklung aus 1a zwischen ihren beiden Außenanschlüssen, entsteht im hiesigen Ausgangsfilterkondensator 6 die doppelte Ausgangsspannung wie in 1a, kann dafür aber bei ansonsten zu Wandler 600a gleicher Auslegung des Wandlers 600b nur der halbe Strom an seinem Ausgang abgegeben werden.
Dieser sekundärseitige Bypasskondensator 2b führt zwar die Sperrspannung 16 der Gleichrichterdioden absolut exakt (siehe auch 2a), weil keinerlei Streuinduktivitäten dazwischenliegen, verursacht jedoch zusätzliche Ströme und - weil diese Ströme rein kapazitiv sind - zusätzliche Blindleistung, die beide über den Transformator 5a+5b zu übertragen sind. Dies erzeugt dort zusätzliche Verluste, die insbesondere bei hohen Ausgangsleistungen stören, nicht nur wegen einer insgesamt engen Verlustleistungsreserve, sondern auch deshalb, weil dabei der Resonanzkreis weniger induktiv betrieben wird, also selbst relativ wenig Blindleistung erzeugt. Wenn nun Bypass-Blindleistung hinzukommt, wird diese nicht von sonstiger Blindleistung „verschluckt“ oder kompensiert, sondern vektoriell zu einer größeren Scheinleistung aufaddiert.
Wegen dieses Problems ist in 1c der Bypasskondensator von seiner alten Position 2b auf eine neue Position 2a direkt parallel zur Primärwicklung 5a des Transformators gewandert. Dabei wird seine Kapazität gemäß der Formel $C_{(2 a)} {/C}_{(2 b)} = {[n_{(5 b)} {/n}_{(5 a)}]}^{2}$
angepasst, wobei n_(x) die Windungszahl der mit x bezifferten Transformatorwicklung und C_(y) die Kapazität des mit y bezifferten Bypasskondensators beschreiben. Beides, also die neue Position und die neue Kapazität des Bypasskondensators, sind die einzigen schaltungstechnischen Unterschiede der hiesigen 1c im Vergleich zu 1a.
Dieser Positionsanpassung kommt das Vorhandensein einer externen Resonanzinduktivität 4 zugute, da deren Induktivität um Größenordnungen kleiner als die Hauptinduktivität und gleichzeitig meist deutlich größer als die Streuinduktivität des Transformators 5a+5b ist. Deshalb schwingen die Gleichrichterdioden-Parallelkapazitäten, die Wicklungsparallelkapazitäten und, sofern wie in 1b parallel dazu vorhanden, ein Bypasskondensator 2b nicht nur mit der Streuinduktivität des Transformators, sondern auch mit der damit funktional in Serie geschalteten externen Resonanzinduktivität 4. Weil deren Größe diejenige der Streuinduktivität meist erheblich übertrifft, liegt ein ebenso erheblicher Teil der Spannung dieser parasitären Schwingung über der Resonanzinduktivität 4 an und nur ein kleiner Teil davon über der Streuinduktivität. Nur dieser kleine Teil wird nicht mehr berücksichtigt, wenn der Bypasskondensator auf seine neue Position 2a verschoben wird, und bleibt somit als Schwingung über einer Gleichrichterdioden-Sperrspannung 36 sichtbar (siehe auch 2c). Die Resonanzkreisparameter bleiben dabei unter Berücksichtigung obiger Formel annähernd unverändert. Der Resonanzkreis 300 bekommt während der Phasen, in denen beide Gleichrichterdioden sperren, lediglich eine zweite Masche bestehend aus Streuinduktivität und Gleichrichterdioden-Parallelkapazitäten hinzu, der die Spannung über dem Bypasskondensator 2a von außen eingeprägt ist, und die völlig untergeordnet ist gegenüber einer ersten Masche des Resonanzkreises 300, die in diesen Phasen aus der Resonanzinduktivität 4 und aus der Serienschaltung von Resonanzkondensator 3 und Bypasskondensator 2a besteht, mit Rückschluss über eine gemeinsame Schaltungsmasse und den Wechselrichter 100. Sobald mindestens eine der vorhandenen Gleichrichterdioden wieder leitfähig wird, verschwindet der Bypasskondensator 2a aus der ersten Masche des Resonanzkreises 300, und an seine Stelle setzt sich eine konstante Spannung in etwa der Höhe 2U_A * n_(5a) / n_(5b) als vom Transformator auf die Primärseite zurückreflektierte Ausgangsspannung, je nach gerade leitender Gleichrichterdiode entweder in positiver oder in negativer Richtung. n_(5b) beschreibt dabei die Windungszahl zwischen den Außenanschlüssen der Sekundärwicklung 5b.
In 1d ist ausgehend von der vorausgehenden Figur lediglich der Mittelpunktgleichrichter durch einen Gleichrichter in Grätz-Schaltung ersetzt. Die Unterschiede zwischen diesen beiden Schaltungen 600d und 600c entsprechen u. a. denen zwischen 600b und 600a, wie sie zu 1b im Vgl. zu 1a beschrieben sind. Hier kommt in Form der Gleichrichterdioden-Sperrspannung 26 ein weiterer Unterschied hinzu, der sich aus dem Vergleich der 2c und 2b ergibt und später noch genauer zu erläutern ist. Die höheren Sechsernummern 16, 26 und 36 beziffern die Sperrspannungen über ausgewählten Gleichrichterdioden, um einen Bezug zur jeweiligen Schaltung herzustellen. Die Zeitverläufe dieser drei Sperrspannungen werden später gezeigt und erläutert.
1e umfasst über 1c hinausgehend einen weiteren Bypasskondensator 1 und eine dazu in Serie liegende Koppelschaltung 11. Insbesondere wegen dieser Koppelschaltung, aber auch wegen obigen Vorteils der Blindleistungsreduktion im Transformator, liegt dieser weitere an- und abkoppelbare, somit schaltbare Bypasskondensator 1 grundsätzlich auf der Primärseite. In den meisten Fällen ist dieser schaltbare Bypasskondensator 1 deutlich größer als sein fixer bzw. nicht schaltbarer Nachbar 2a, der aufgrund desselben Vorteils ebenso bevorzugt auf der Primärseite sitzt. Der Effekt dieses schaltbaren Bypasskondensators 1 kann nicht nur in den jeweiligen Leitphasen des auf der Sekundärseite liegenden Gleichrichters verschwinden, sondern verschwindet tatsächlich und gänzlich immer dann, wenn er abgekoppelt ist. Dann ist auf jeden Fall ein Gleichrichterausgangsstrom 46 größer null messbar und infolgedessen auch ein durch den Ausgangsfilterkondensator geglätteter Ausgangsstrom 47. In Umkehrung dessen kann der Bypasskondensator 1 so groß gewählt sein, dass er, wenn angekoppelt, die Gleichrichterdioden daran hindert, überhaupt noch einzuschalten, womit er über eine volle Periode der Halbbrückentaktung wirksam bleibt und die resonante Halbbrücke solange in einen reinen Blindleistungsschwinger verwandelt, wie lange er angekoppelt ist. Dabei ist die kleinste vorgesehene Ausgangsspannung, im Falle von Weitbereichs-LED-Betriebsgeräten bspw. 15 V, anzusetzen, da diese Spannung auch als Faktor im Hub am Eingang des Gleichrichters vorliegt. Dieser Hub muss - vom Transformator auf die Primärseite zurückübertragen und in der Spannung an Punkt 19 sichtbar - im angekoppelten Bypasskondensator 1 genug Strom erzeugen, um keinen Strom mehr über den Transformator in den Gleichrichter hineinzulassen und somit die Last abzukoppeln. Für einen Mittelpunktgleichrichter gilt in anderen Worten, dass dieser Hub als Differenz aus maximaler und minimaler Spannung an Punkt 19 bei angekoppeltem Bypasskondensator 1 kleiner als 4U_A * n_(5a) / n_(5b) sein muss, wobei U_A die kleinste vorgesehene Ausgangsspannung beziffert. Je kleiner dieser Hub sein muss, desto größer muss der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator 1 sein, um durch seine Ankopplung die Last abkoppeln zu können. Angekoppelt wird der Bypasskondensator 1 über ein Logiksignal 21, das zuvor noch invertiert und verstärkt wird. Solange dieses Signal 21 seinen hohen Pegel hat, ist der Bypasskondensator also abgekoppelt und die Last somit angekoppelt.
1e zeigt wie schon alle Vorgängerfiguren neben einer Strommessvorrichtung 8, die besonders vorteilhaft gemäß DE-10-2021-203 -742.9 ausgeführt sein kann, die Meßspannung 9 für den von der Halbbrücke aufgenommenen Primärstrom sowie erstmals die Messabgriffe 19 für die auf die Primärseite zurückgespiegelte Ausgangsspannung und 29 für die Eingangsspannung. Dabei beschreiben die drei Neuner-Bezeichner sowohl die jeweiligen Anschlüsse, Knoten oder Leitungen als auch die daran anliegenden Spannungen, jeweils bezogen auf Schaltungsmasse. Die beiden Bezeichner 19 und 29 sind deshalb erst in 1e eingezeichnet und nicht schon vorher, weil erst die Einführung des schaltbaren Bypasskondensators 1, der obendrein so groß sein kann, dass er die Last wegschaltet, wenn er selbst angekoppelt ist, eine spezielle Messmethode ermöglicht, die diese drei Messabgriffe erfordert und später noch genau zu erläutern ist.
Erstmals sind hier der ungefilterte Ausgangsstrom 46 und der durch den zweiten Speicherkondensator oder Ausgangsfilterkondensator 6 gefilterte Ausgangsstrom 47 eingetragen. Diese Größen werden zwar erst in späteren Figuren genau erläutert, sind aber bereits hier verzeichnet, um ihren Bezug zur Schaltung herzustellen. Der ungefilterte Ausgangsstrom 46 entspricht dem Ausgangsstrom des Gleichrichters sowohl in Mittelpunktschaltung als auch in Grätz-Schaltung, wie es aus der folgenden Figur ersichtlich ist.
Ferner taucht, gestrichelt eingezeichnet, ein dem Gleichrichtereingang direkt parallelgeschalteter Bypasskondensator 2b wieder auf. Dies hängt mit dem schaltbaren Bypasskondensator 1 zusammen, der meist eine deutlich höhere Kapazität aufweist als alle nicht schaltbaren, sogenannten „fixen“ Bypasskondensatoren zusammengenommen. Zu letzteren zählt u. a. der Bypasskondensator 2a, wie er in 1c erstmals gezeigt ist. Alle fixen Bypasskondensatoren und -kapazitäten bewirken eine Abflachung der Gleichrichterdioden-Sperrspannungen und damit auch eine Begrenzung ihrer Spitzenwerte immer dann, wenn der Haupt-Bypasskondensator 1 abgekoppelt ist. In diesen Zeitabschnitten spielt es nur eine untergeordnete Rolle, auf welcher Seite des Transformators 5a+5b ein fixer Bypasskondensator oder eine fixe Bypass-Kapazität liegt. Dies kann auch gleichzeitig auf beiden Seiten gegeben sein so wie hier dargestellt. Der gestrichelte Bypasskondensator 2b repräsentiert bspw. die Wicklungsparallelkapazitäten des Transformators 5a+5b und die Parallelkapazitäten aller Gleichrichterdioden, wobei alle Kapazitäten parallel zur Sekundärwicklung noch mit dem Term [n_(5b)/n_(5a)]² zu multiplizieren sind, um ihren Beitrag zur fixen Bypass-Kapazität auf der Primärseite zu beschreiben. Die Bedeutungen aller Bezeichner dieser 1e und aller vorausgehenden Figuren gelten ebenso für den gesamten folgenden Text.
Schließlich kann auch der weitere Bypasskondensator 2a schaltbar bemacht werden (nicht dargestellt), da er auf der Primärseite liegt. Zur Schaltungsmasse hin kann ihm eine weitere Koppelschaltung in Serie geschaltet sein. Dann bekommt dieser weitere Bypasskondensator eine Bezeichnung Cs2.
Eine andere Möglichkeit, in einer resonanten Halbbrücke einen Bypasskondensator unterzubringen, wird in DE-20-2011-107-797-U1 offenbart. Dort ist der Bypasskondensator zur Resonanzinduktivität (hier 4) parallelschaltet, und der Primärwicklung eines dortigen Transformators ist gar keine Kapazität parallelgeschaltet. Ferner kann dort der Bypasskondensator nicht abgekoppelt werden.
In 1f ist wieder der Mittelpunktgleichrichter 200e durch eine Grätz-Schaltung 200f ersetzt wie entsprechend schon in den 1b und 1d. Die sich daraus ergebenden Unterschiede zwischen den resonanten Halbbrücken 600f und 600e entsprechen exakt denen zwischen den resonanten Halbbrücken 600d und 600c.
In 2a ist das Verschwinden des Effekts eines vergleichsweise kleinen Bypasskondensators, der die Windungsparallelkapazität beider Transformatorwicklungen 5a und 5b sowie die Parallelkapazität aller Gleichrichterdioden vergrößert, anhand der Sperrspannung 16 über einer der vier Gleichrichterdioden aus der Graetz-Schaltung 200b von 1b dargestellt. Die Wirkung des direkt zum Eingang des Graetz-Gleichrichters parallelgeschalteten Bypasskondensators 2b ist an den trapezförmigen und glatten Rampen im Verlauf der Sperrspannung 16 zu erkennen, die Schwingungsauschnitten des Resonanzkreises entsprechen, der dann als kapazitiven Anteil jeweils die Serienschaltung aus Resonanzkondensator 3 und Bypasskondensator 2b (plus Windungs- und Diodenparallelkapazitäten) enthält. Die Sperrspannung ist sauber gedeckelt auf den Wert der Ausgangsspannung U_A, auf die der Ausgangsfilterkondensator 6 soeben konstant aufgeladen ist. In allen Zeitabschnitten, in denen der Spannungsverlauf 16 waagerecht ist, ist die Wirkung des Bypasskondensators sowie die der Windungs- und Diodenparallelkapazitäten verschwunden.
Für 2b ist der Bypasskondensator auf Position 2a der Graetz-Schaltung 200d gewandert, ist jetzt also wie in 1d gezeigt der Primärwicklung 5a des Transformators parallelgeschaltet. Die Grundform der Gleichrichterdioden-Sperrspannung bleibt erhalten, allerdings sind den Rampen kleine und hochfrequente Schwingungen im Verlauf 26 der Sperrspannung einer der Gleichrichterdioden überlagert, die aus dem Zusammenwirken von Streuinduktivität des Transformators 5a+5b und Gleichrichterdioden-Parallelkapazitäten plus Windungsparallelkapazitäten herrühren. An der unveränderten Grundform des Spannungsverlaufs ist eine Unterordnung dieser hochfrequenten Schwingung gut zu erkennen, weil sie die Grundform keineswegs zu verfälschen vermag. Sobald zwei der Gleichrichterdioden leiten, ist Spannungsverlauf 26 waagerecht, und verschwindet nicht nur wie bei 2a die Wirkung des Bypasskondensators 2a und der diversen Parallelkapazitäten, sondern auch die hochfrequente Schwingung von 2b. Denn jeder sperrenden Gleichrichterdiode steht im selben Brückenzweig des Grätz-Gleichrichters eine leitende gegenüber, die nicht nur die hochfrequente Schwingung buchstäblich leersaugt, sondern auch die Sperrspannung zuverlässig auf die aktuelle Ausgangsspannung U_A festlegt.
Wird wie für 2c die Graetz-Schaltung 200d durch einen Mittelpunktgleichrichter 200c ersetzt, gilt dieselbe Unterordnung weiterhin. Schaltungstechnisch befinden wir uns jetzt also in 1c. Gegenüber 2b ist hier in 2c die Ausgangsspannung U_A halbiert, und weil hier eine der Gleichrichterdioden stets „offensteht“, dauert die kleine hochfrequente Schwingung im Verlauf 36 der Sperrspannung über einer der Gleichrichterdioden länger an. Genau genommen ist die Schwingung nur dann unterbunden, wenn die betrachtete Gleichrichterdiode gerade leitet, wenn ihre Sperrspannung also null ist, weil es hier im Gegensatz zur Graetz-Schaltung jeweils keine gegenüberliegende leitende Gleichrichterdiode gibt, die eine Sperrspannung festlegen kann.
3a zeigt mit durchgezogener Linie eine typische Steuerkennlinie eines resonanten Halbbrücken-Leistungswandlers, wenn er mindestens eine LED mit Strom versorgt. Die Ausgangsspannung ist für alle verschiedenen geglätteten Ausgangsströme 47, die an der Ordinate angeordnet sind, annähernd konstant, und der Strom wird über die Taktfrequenz f_HB, die an der Abszisse angeordnet ist, und mit der die Halbbrücke angesteuert wird, verstellt. Wie für ZVS-Betrieb üblich und oben schon erläutert, wird zur Reduktion des Laststroms oder der Ausgangsleistung die Taktfrequenz, mit der ein resonanter Leistungswandler angesteuert wird, erhöht.
Jeder resonante Halbbrückenwandler in Urform, also ohne jegliche Bypasskondensatoren (siehe 1 ohne Kondensatoren 1 und 2a und 2b), richtet jeden noch so kleinen Wechselstrom, der in der Sekundärwicklung seines Transformators fließt, im darauffolgenden Gleichrichter gleich und lädt damit den wiederum direkt am Gleichrichterausgang angeschlossenen Ausgangsfilterkondensator 6 auf. Dieser Ladevorgang endet erst, wenn die parasitären Kapazitäten parallel zu den mindestens zwei Gleichrichterdioden und parallel zu den einzelnen Windungen beider Wicklungen 5a und 5b des Transformators mit dem Strom umgeladen werden müssen, der dem auch noch so kleinen Wechselstrom in der Sekundärwicklung entspricht, also mitunter erst bei recht hohen Leerlauf-Ausgangsspannungen. Resonante Halbbrückenwandler in Urform sind also nicht leerlaufstabil, gut zu erkennen am rechten Ende der 3a, an dem die Steuerkennlinie nur noch sehr flach gegen null tendiert, also nicht nur absolut sehr hohe Taktfrequenzen f_HB erfordert, sondern auch sehr große Frequenzänderungen für eine recht kleine Stromänderung.
Eine generelle Lösung dafür liegt in der bewussten und konstruktiven Vergrößerung dieser parasitären Kapazitäten parallel zu den Gleichrichterdioden und Transformatorwindungen wie in 1a gezeigt. Dazu wird parallel zum Eingang des Gleichrichters ein Bypasskondensator 2b geschaltet, der den auch noch so kleinen Wechselstrom in der Sekundärwicklung vor dem Gleichrichter ableitet und somit ein Aufladen des unbelasteten oder - wenn sehr tief gedimmt wird - schwach belasteten Ausgangsfilterkondensators 6 verhindert. Je größer der Bypasskondensator ist, desto kleinere Leerlauf-Ausgangsspannungen können mit einer ansonsten unveränderten resonanten Halbbrücke erzielt werden, und desto niedrigere Taktfrequenzen f_HB sind zum Erreichen derselben kleinen Ausgangsspannungen erforderlich. Dabei ist es unerheblich, ob der Bypasskondensator 2b wie in 1a dem Gleichrichtereingang unmittelbar parallelgeschaltet ist, also auf der Sekundärseite liegt, oder ob er als 2a wie in 1c nur mittelbar parallelgeschaltet ist, also auf der Primärseite liegt. Eine Steuerkennlinie für eine resonante Halbbrücke mit einem (vergrößerten) Bypasskondensator wird zu höheren Taktfrequenzen f_HB hin nicht nur niedriger, sondern auch steiler. Erst durch einen Bypasskondensator wird eine resonante Halbbrücke leerlaufstabil.
Dieser Effekt ist in 3a durch die gestrichelte Steuerkennlinie gezeigt. Der Unterschied zur durchgezogenen Steuerkennlinie liegt in der größeren Kapazität des Bypasskondensators, also in einer größeren wirksamen Bypass-Kapazität für die gestrichelte Steuerkennlinie. Die durchgezogene Kennlinie entsteht also ohne Bypasskondensator oder mit einem fixen Bypasskondensator von kleiner Kapazität (bspw. 1 nF), und die gestrichelte Kennlinie entsteht mit einem Bypasskondensator, wenn die durchgezogene ganz ohne ihn entstanden ist, oder mit einem vergrößerten Bypasskondensator, wenn die durchgezogene mit einem kleinen und fixen Bypasskondensator entstanden ist. Wie auf der linken Seite der 3a zu erkennen, nimmt die Wirkung des (vergrößerten) Bypasskondensators mit zunehmendem Laststrom und mit abnehmender Taktfrequenz ab und verschwindet schließlich ganz.
Die durch Blindleistung wie oben schon erläutert entstehenden Zusatzverluste bleiben jedoch bestehen. Daher liegt es nahe, die Kapazität des Bypasskondensators dort, wo er sowieso nicht wirkt, zu reduzieren. Mindestens einer davon kann, wie schon in 1e in Form des hauptsächlichen Bypasskondensators 1 dargestellt, schaltbar sein. Links der Punkte C oder E auf der Steuerkennlinie von 3a ist er besonders vorteilhaft abgekoppelt, wodurch ein erster Bereich charakterisiert ist, im dem sich ein Arbeitspunkt momentan auf der Steuerkennlinie befindet, und rechts davon angekoppelt, wenn die gestrichelt eingezeichnete Steuerkennlinie erwünscht ist, die einen zweiten Bereich für mögliche Arbeitspunkte darstellt. Daher werden die Punkte C und E auch Nahtpunkte genannt. Unabhängig von der gerade wirksamen Bypass-Kapazität wird die resonante Halbbrücke stets über ihre Taktfrequenz f_HB gesteuert.
Beide Nahtpunkte C und E werden nahe beieinander ziemlich genau an der Stelle auf eine Steuerkennlinie gelegt, an welcher Stelle eine (vergrößerte) Bypass-Kapazität zu wirken beginnt, also bei bspw. 30 % des Maximalstroms auf derselben Steuerkennlinie. Denn der negative Effekt eines Bypasskondensators ist für alle Leistungen oder Ausgangsströme unter der Hälfte der zugehörigen Maximalwerte vernachlässigbar. Eine Bypass-Kapazität kann also schon angekoppelt oder vergrößert sein, auch wenn sie sogar rechts des Nahtpunktes noch keine nennenswerte Wirkung zeigt.
Denn der von einem Bypasskondensator tatsächlich gewünschte Effekt einer Ausgangsspannungsbegrenzung soll bei diesem Nahtpunkt C oder E noch unerheblich sein. Selbst ohne Regelung wäre kaum ein Helligkeitsunterschied bemerkbar, wenn dort ein Bypasskondensator ab- oder angekoppelt werden würde, und wenn mindestens eine Leuchtdiode als Last dient.
Die Regeldynamik des Gesamtsystems außen herum (nicht dargestellt) hat an diesem Nahtpunkt C oder E noch die straffe Charakteristik des oberen Strom- oder Leistungsbereichs, der Effekt einer Bereichsumschaltung ist schnell ausgeregelt. Die Kleinheit des Effekts an sich hilft dabei zusätzlich.
Dabei kann sich der Nahtpunkt C oder E zwischen kleinerer und größerer Bypass-Kapazität für fallende Ausgangsströme sogar an einer anderen Stelle der Steuerkennlinie befinden als der entsprechende Nahtpunkt E oder C für steigende Ausgangsströme auf derselben Steuerkennlinie, um einen Grenzzyklus um einen der Nahtpunkte herum zu vermeiden. Solch einen Grenzzyklus, also ein stabiles Hin- und Herspringen zwischen den beiden angrenzenden Bereichen, kann sich jeder Regelkreis einfangen, wenn er sich durch die Umschaltung des Bypasskondensators neu einschwingen muss. Die somit entstandene Umschalthysterese kann sogar in beiden Richtungen durchlaufen werden. Entweder der Bereich mit hoher Bypass-Kapazität beginnt bspw. erst bei etwa 28 % des Maximalstroms, wenn der Ausgangsstrom abnimmt, und endet dafür erst bei etwa 32 % des Maximalstroms, wenn der Ausgangsstrom wieder zunimmt, oder aber er beginnt bspw. schon bei 32 %, wenn der Ausgangsstrom abnimmt, und endet dafür schon bei 28 %, wenn der Ausgangsstrom wieder zunimmt.
Die Aussage der 3a lautet zusammengefasst, dass eine Steuerkennlinie einer resonanten Halbbrücke, die mindestens eine LED mit Strom versorgt, zu höheren Taktfrequenzen f_HB und zu kleineren LED-Strömen 47 hin umso niedriger und umso steiler liegt, je größer die wirksame Bypass-Kapazität ist. Diese Wirkung kann auch zeitdiskretisiert auftreten, denn sie tritt instantan ein, sobald der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator 1 aus 1e angekoppelt wird. Dann oder nur gerade dann befindet sich die resonante Halbbrücke im zweiten Bereich des angegebenen Betriebsverfahrens, bspw. auf einem Arbeitspunkt B'. Das (Wieder-)Abkoppeln desselben Bypasskondensators ist jedoch ebenso immer und überall möglich, sodass sich zu jedem Arbeitspunkt B' auf der gestrichelten Kennlinie des zweiten Bereichs ein korrespondierender Arbeitspunkt A' senkrecht oberhalb davon auf der durchgezogenen Kennlinie einstellt, sobald der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator abgekoppelt wird. Denn die Taktfrequenz der Halbbrücke bleibt während dieser Koppelaktion, egal in welcher Richtung, unverändert. Der erste Bereich des angegebenen Betriebsverfahrens für einen resonanten Halbbrücken-Leistungswandler besteht also nur aus Arbeitspunkten wie bspw. C, E oder A' AUF der durchgezogenen Steuerkennlinie der 3a, die dadurch charakterisiert ist, dass für sie nur eine minimale und fixe Bypass-Kapazität oder gar keine Bypass-Kapazität wirksam ist. Der zweite Bereich desselben Betriebsverfahrens umfasst eine Vielzahl von Arbeitspunkten UNTER der durchgezogenen Steuerkennlinie, beispielhalber gezeigt anhand des Arbeitspunkts B' auf der gestrichelten Kennlinie in 3a, die allesamt dadurch charakterisiert sind, dass durch Ankopplung mindestens eines schaltbaren Bypasskondensators die Wirkung der Bypass-Kapazität entweder länger andauernd oder zeitabschnittsweise erhöht wird.
Besagte Wirkung kann auch so hoch sein, dass bei Vergrößerung der Bypass-Kapazität bspw. durch Ankopplung mindestens eines schaltbaren Bypasskondensators 1 überhaupt kein Transformator-Sekundärstrom mehr den Gleichrichter erreicht, dass die Last von der resonanten Halbbrücke also faktisch abgekoppelt wird. In Umkehrung dessen darf ein schaltbarer Bypasskondensator 1, der länger als 20 ms angekoppelt bleiben soll, nicht so groß sein, dass seine Wirkung die Last faktisch wegschaltet, damit kein Flicker im Licht der davon versorgten mindestens einen LED erscheint. Wenn dieser schaltbare Bypasskondensator jedoch deutlich kürzer und obendrein periodisch angekoppelt werden soll, muss seine Kapazität so groß sein, dass sie in Verbindung mit ständig vorhandenen Dioden- und Windungsparallelkapazitäten und eventuell ständig vorhandenen weiteren fixen Bypass-Kapazitäten ausreicht, sämtlichen Transformatorstrom am Gleichrichter vorbeizuleiten und die Last von der Halbbrücke tatsächlich abzukoppeln. Für obige 1e ist der diesbezügliche Dimensionierungshinweis für den schaltbaren Bypasskondensator 1 hinsichtlich der Ausgangsspannung U_A angegeben.
3b zeigt genau dieses Abkoppeln der Last: Das rechte Ende der vorausgehenden Figur ist buchstäblich abgeschnitten, und ein Arbeitspunkt B liegt bei Ausgangsstrom 47 = null. Die gestrichelte Senkrechte zeigt zwischen diesem Arbeitspunkt B und dem dazu korrespondierenden weiteren Arbeitspunkt A senkrecht darüber auf der ursprünglichen Steuerkennlinie einen alternativen Weg, mit derselben resonanten Halbbrücke sehr kleine oder gar verschwindende Ausgangsströme 47 zu erzeugen. Dabei wird mindestens ein schaltbarer und verhältnismäßig großer Bypasskondensator 1 aus 1e periodisch angekoppelt und wieder abgekoppelt. Die Taktfrequenz f_HB für die Halbbrücke bleibt dabei unverändert, bspw. bei 160 kHz, der gesamte Leistungswandler springt stattdessen periodisch zwischen den beiden Arbeitspunkten A und B hin und her. Dabei ist der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator an Punkt A jeweils abgekoppelt und an Punkt B jeweils angekoppelt. Die tatsächliche Höhe eines Arbeitspunktes auf der gestrichelten Senkrechten ergibt sich aus der Zeit, in der der Bypasskondensator abgekoppelt ist, im Verhältnis zu der Periodendauer, mit der der Bypasskondensator periodisch angekoppelt wird, die im Weiteren „Bypassperiode“ genannt sei. Dieses Verhältnis zwischen der Zeitdauer, in der der schaltbare Bypasskondensator jeweils abgekoppelt ist, in Bezug zur Gesamtdauer derselben betrachteten Bypassperiode ist das Tastverhältnis D.
Direkt unterhalb des Punktes A ist das Tastverhältnis D innerhalb einer solchen Bypassperiode zwar schon kleiner als 1, jedoch noch maximal groß. Mit abnehmendem Tastverhältnis D wandert der aktuelle Arbeitspunkt auf der gestrichelten Gerade nach unten bis knapp oberhalb von Punkt B, was den minimalen mit dieser Methode erreichbaren Ausgangsstrom markiert. Das Tastverhältnis D an diesem Punkt entspricht einem minimal möglichen, das später noch genauer zu erläutern ist.
Dieselbe durchgezogene Steuerkennlinie, wie sie aus 3a bekannt ist, wird für Arbeitspunkte des ersten Bereichs ohne Vergrößerung einer Bypass-Kapazität bis zu geringeren Strömen ausgefahren, also die Taktfrequenz f_HB der resonanten Halbbrücke zum Dimmen weiter erhöht, bspw. bis auf 160 kHz. In diesem Bereich ist eine Bypass-Kapazität konstant und sehr klein, hat also nur einen vernachlässigbaren Einfluss auf die Steuerkennlinie, die an einem Punkt A in 3b abrupt endet. Der dazu korrespondierende Ausgangsstrom entspricht einem reduzierten Ausgangsstrom. Zum Erzielen noch kleinerer Ausgangsströme wird im Gegensatz zu oben die Taktfrequenz nicht mehr weiter erhöht, sondern bleibt im Wesentlichen konstant. In der Darstellung von 3b liegt Punkt A etwa bei 25% des maximalen Ausgangsstroms 47, der bei minimaler Taktfrequenz f_HB auftritt. Tatsächlich kann Punkt A, also der reduzierte Ausgangsstrom, zwischen 4 % und 40 % des jeweiligen zur Steuerkennlinie gehörigen maximalen Ausgangsstroms liegen. Der zweite Bereich für alle Arbeitspunkte unter dieser Steuerkennlinie, die hier zwischen den Punkten A und B senkrecht aufgereiht sind, wird durch zunehmend starkes periodisches Ankoppeln des mindestens einen schaltbaren Bypasskondensators durchfahren, wobei dieser Bypasskondensator mindestens so groß sein muss, dass durch sein Ankoppeln die Halbbrücke faktisch von ihrem Gleichrichter getrennt wird, und dies wie zu 1e beschrieben auch bei minimal vorgesehener Ausgangsspannung. Graphisch bedeutet dies, dass für die beiden Punkte A und B die Taktfrequenz f_HB oberhalb des Frequenzpunktes liegen muss, an dem ein dauerhaft angekoppelter Bypasskondensator gleicher Kapazität einen Nullausgangsstrom erzeugen würde wie am Schnittpunkt der gestrichelten Linie mit der f_HB-Achse zu sehen. Dieser scharfe Wechsel zwischen faktischer Wegschaltung und normalem Betrieb mit der für diesen zweiten Bereich fixen und konstanten Taktfrequenz f_HB der resonanten Halbbrücke ist wesentlich für die Art und Weise der Ausgangsstrommessung, die mit dem angegebenen Verfahren zum tiefen Dimmen von resonanten Halbbrücken einhergeht.
Diese Messung verläuft nämlich indirekt, da es teuer, komplex, platzraubend und über die Betriebsdauer gesehen unzuverlässig ist, Meßsignale als solche über eine Isolationsbarriere hinweg zu übertragen, wie sie der Transformator einer resonanten tiefsetzenden Halbbrücke bereitstellt. Bekannte Lösungen hierfür bieten bspw. Strommesstransformatoren und Optokoppler, wobei erstere groß, teuer und toleranzanfällig sind, und letztere ebenso teuer, fast genauso groß, nicht absolut sicher, nichtlinear und drift- bzw. alterungsanfällig sind. Ein wichtiger Nebenaspekt des angegebenen Leistungswandlers und Betriebsverfahrens ist, all diese Bauteile für die Zurückübertragung von Meßsignalen auf die Primärseite zu vermeiden.
Weil der Wirkungsgrad eta dieser Leistungswandlertopologie bekannt und v. a. über weite Bereiche ihres Arbeitsfensters konstant ist, kann insbesondere der Ausgangsstrom auch indirekt gemessen werden. Dazu werden die in 1e erstmals gezeigten Messanschlüsse 19 und 29 gleichzeitig und zusätzlich zu Messanschluss 9 herangezogen und deren Spannungen, jeweils gegenüber primärer Schaltungsmasse, ausgewertet. Daraus wird der aktuelle Ausgangsstrom berechnet nach der Formel Ausgangsstrom = Produkt aus Tastverhältnis D, Wirkungsgrad, Eingangsspannung und Eingangsstrom, dies alles dividiert durch die Ausgangsspannung. Die Ermittlung des Ausgangsstroms für bspw. mindestens eine damit zu versorgende LED genügt somit - entsprechende Skalierung vorausgesetzt - der Gleichung $I_{LED} = D * eta * U_{(29)} * U_{(9)} {/U}_{(19)},$
wobei für alle Arbeitspunkte AUF der durchgezogenen Steuerkennlinie aus den 3a und 3b ein D = 1 gilt und für alle anderen Arbeitspunkte DARUNTER ein D < 1. Der relative senkrechte Abstand eines Arbeitspunktes zwischen durchgezogener Steuerkennlinie und der Nulllinie (f_HB-Achse) entspricht dabei genau dem aktuell vorliegenden Tastverhältnis D.
Wie in der Einleitung ausführlich beschrieben liefert dieses Messverfahren hinlänglich exakte Ergebnisse für alle Ausgangsströme vom maximalen Ausgangsstrom der betrachteten Steuerkennlinie bis hinunter zum reduzierten Ausgangsstrom, also bspw. etwa 10 % davon. Bei noch kleineren Strömen läuft die Phasenlage der drei einzeln zu messenden Signale so weit auseinander, dass ein daraus resultierender Fehler zu groß wird. Denn es werden quasi nur die Spitzenwerte herangezogen und multipliziert, woraus sich bspw. eine Eingangsscheinleistung ergibt anstatt der benötigten Eingangswirkleistung. Zweitens nehmen bei diesen kleinen Ausgangsströmen die mitgemessenen Verluste überhand, was einen Messfehler zusätzlich vergrößert.
Die Position des Punktes A in 3b und somit der Wert des reduzierten Ausgangsstroms wird tatsächlich von der Messgenauigkeit dieses indirekten Messverfahrens bestimmt und liegt entweder wie dort dargestellt bei ca. 25 % des maximalen zur Steuerkennlinie gehörigen Ausgangsstroms oder typischerweise bei 10 % desselben. Es kann aber auch Situationen geben, in denen dieses Messverfahren bis hinunter zu 4 % des maximalen Ausgangsstroms hinlänglich genau arbeitet, insbesondere bei hohen Ausgangsspannungen, oder aber Situationen, in denen dessen Genauigkeitsgrenze schon bei 40 % des maximalen Ausgangsstroms der zugehörigen Steuerkennlinie erreicht wird, insbesondere bei der geringsten vorgesehenen Ausgangsspannung.
Ab einem solchen Punkt wird die Taktfrequenz der resonanten Halbbrücke nicht mehr weiter erhöht, weshalb alle diese Punkte (40%, 25%, 10%, 4%) jeweils einen minimalen Ausgangsstrom auf der zugehörigen Steuerkennlinie markieren, an dem noch D = 1 gibt, der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator folglich noch permanent abgekoppelt ist. In 3b sind dies bspw. 25 % bei einer Taktfrequenz f_HB von etwa 160 kHz.
4a zeigt auf dem Weg hin zu kleineren Ausgangsströmen 47 den direkt unter Punkt A liegenden Arbeitspunkt. Die Taktfrequenz liegt unverändert bei bspw. 160 kHz, aber der mindestens eine schaltbare und bis hierher auch tatsächlich ständig abgekoppelte Bypasskondensator wird erstmals periodisch für eine jeweils sehr kurze Zeit angekoppelt. Das Ankoppeln ist an der zweitobersten Messkurve 21 zu erkennen, die jeweils einen tiefen Wert zeigt, wenn der Bypasskondensator angekoppelt ist, und einen konstant hohen, wenn er abgekoppelt ist. Der Zeitabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ankoppelaktivitäten, also zwischen zwei fallenden Flanken der Messkurve 21, ist die Bypassperiode. Dieselbe Kurve verdeutlicht das für diesen Arbeitspunkt nötige maximale Tastverhältnis D, mit „tief“ also eine abgekoppelte und mit „hoch“ eine von der resonanten Halbbrücke normal versorgte Last. Genau dies ist an der obersten Messkurve 46 zu erkennen, die den aus dem Gleichrichter herausfließenden Strom darstellt: Dieser wird jedes Mal abrupt zu null, sobald der Bypasskondensator angekoppelt wird. Die dritte Messkurve 47 zeigt den Ausgangsstrom, und die unterste oder vierte Messkurve 9 den Eingangsstrom der gesamten resonanten Halbbrücke, der aufgrund einer dafür nötigen niederohmigen Messung und gleichzeitig hohen Messverstärkung extrem verrauscht ist. Die zugehörigen Nullpegel sind links an der y-Achse durch 0₄₆, 0₂₁ und 0₄₇ markiert wie auch ebenso in den beiden Folgefiguren. Der Nullpegel der Messkurve 9 liegt am unteren Rand des Fensters oder darunter und ist deshalb nicht dargestellt.
Für 4b wird das Tastverhältnis D vom Maximum, das es in der vorausgehenden Figur hat, auf etwa 40 % reduziert. Gut zu erkennen sind die viel längeren Nullpausen im „obersten“ Strom 46, der aus dem Gleichrichter herausfließt, sowie die dazu korrespondierenden längeren Ankoppelphasen des mindestens einen schaltbaren Bypasskondensators, zu erkennen an den jeweils niedrigen Pegeln in der zweitobersten Kurve 21. Im Gegensatz zur vorausgehenden Figur erscheint die Kurve 47 für den Ausgangsstrom weiter entfernt von der Messkurve 21, da er wie gefordert ja abgenommen hat. Die unterste Kurve 9 repräsentiert wie oben den Eingangsstrom der gesamten resonanten Halbbrücke.
Die Welligkeit des Ausgangsstroms 47 ist an diesem Arbeitspunkt deutlich höher als am Arbeitspunkt der vorausgehenden Figur. Die Auswirkungen davon werden weiter unten noch näher beschrieben.
Ferner ist deutlich zu erkennen, dass der Eingangsstrom 9 der gesamten Halbbrücke mitnichten abrupt zu null wird, wenn der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator angekoppelt wird. Immerhin nimmt er ab, allerdings mit einer deutlich sichtbaren Rampe. Weil die Halbbrücke in diesen Phasen, in denen Gleichrichter und Last wegen der dann jeweils hohen wirksamen Bypass-Kapazität faktisch abgekoppelt sind, trotzdem weiterläuft, ergeben sich Spitzenwerte dieses Eingangsstroms 9 größer null. Weil in denselben Phasen die Last durch die Bypass-Kapazität ersetzt ist, verschiebt sich die Phase zwischen Eingangsstrom und Ausgangsspannung am Mittelpunkt 10 des Brückenzweigs (1* und 5*). Die gemessene Scheinleistung entspricht dann fast nur noch Blindleistung, weshalb obiges indirekte Messverfahren aus den gleichen Gründen wie bei sehr kleinen Lastströmen versagt. Ein weiteres Problem während dieser Phasen ist eine Division durch Werte nahe null, weil der angekoppelte Bypasskondensator 1 die zurückreflektierte Ausgangsspannung 19 aus 1e annähernd kurzschließt. Eine zu hohe „Eingangsleistung“ würde zusätzlich durch eine zu niedrige „Ausgangsspannung“ dividiert werden.
Dieses Problem kann elegant dadurch gelöst werden, dass während der Phasen, in denen der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator 1 angekoppelt ist, eben gar nicht gemessen wird. Denn in diesen Phasen ist eine Messung auch nicht nötig, da dann der Gleichrichterstrom kraft Schaltungsdimensionierung sowieso null beträgt, und weil die Taktfrequenz konstant gehalten wird. Stattdessen wird immer nur dann gemessen, wenn der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator auch tatsächlich abgekoppelt ist. Da das dadurch ermittelte Ergebnis dem korrespondierenden Arbeitspunkt des ersten Bereichs mit D = 1 entspricht, muss es wie in obiger Gleichung bereits antizipiert noch mit dem aktuellen D < 1 multipliziert werden, um die Auswirkung der Koppelaktionen des Bypasskondensators zu berücksichtigen.
4c schließlich zeigt die Messkurven zum niedrigsten möglichen Arbeitspunkt gemäß 3b, also knapp oberhalb des dortigen Punktes B. Im Gegensatz zu beiden vorausgehenden Figuren ist hier die Zeitauflösung deutlich feiner, weshalb im Gleichrichter-Ausgangsstrom 46 und im Halbbrücken-Eingangsstrom 9 einzelne Halbbrückentakte erkennbar werden, weshalb andererseits aber keine vollständige Bypassperiode mehr darstellbar ist. Der Ausgangsstrom 47 ist wie gefordert weiter nach unten gewandert, und seine Welligkeit ist wieder so klein wie die in 4a. Das Tastverhältnis D beträgt zwischen 4 % und 1 %, die Last ist wie an Stromkurve 46 gut zu erkennen fast permanent abgekoppelt. An dieser 4c wird eine weitere Besonderheit des angegebenen Betriebsverfahrens deutlich:
Der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator wird immer derart abgekoppelt und wieder angekoppelt, dass er dabei die eigentliche Leistungswandlung der resonanten Halbbrücke möglichst wenig stört. Dies ist an dem vollständigen Piek 46a im Gleichrichter-Ausgangsstrom 46 zu erkennen und an den Flanken im Logiksignal 21, also daran, dass der Bypasskondensator 1 jeweils ausreichend vor solch einem vollständigen Piek abgekoppelt und erst danach wieder angekoppelt wird. Es gibt grundsätzlich keine Koppelaktion während eines solchen Pieks 46a. Dies ergibt sich automatisch, wenn der Zeitpunkt des Ankoppelns des Bypasskondensators jedes Mal so gewählt wird, dass gleichzeitig die Spannung über seiner Koppelschaltung 11 minimal ist, was weiter unten noch im Detail erläutert wird.
Als erste Bedingung für das in 4c dargestellte minimale Tastverhältnis D und damit für die minimal mögliche Zeitdauer Tmess, während der ein Bypasskondensator mindestens abgekoppelt sein muss, um die für das angegebene Betriebsverfahren geforderte Genauigkeit der indirekten Ausgangsstrommessung einzuhalten, ergibt sich somit die Periodendauer einer vollen Taktung der damit betriebenen Halbbrücke. Zwischen den beiden Flanken im Logiksignal 21, deren erste das Abkoppeln und deren zweite das Wieder-Ankoppeln des mindestens einen schaltbaren Bypasskondensators 1 wiedergibt, erscheinen genau zwei Pieks des Gleichrichter-Ausgangsstroms 46. Denn die resonante Halbbrücke ist ein Gegentaktwandler, und die Mittelpunktschaltung ist ein Vollwellengleichrichter. Somit gibt es in der gesamten Wandlerkette vom Wechselrichter über den Resonanzkreis bis zum Gleichrichter immer zwei Energieübertragungsphasen pro Taktperiode.
Zweitens müssen die Messungen an den Punkten 9, 19 und 29 aus 1e jeweils eingeschwungen sein, um wenigstens einen sinnvollen Wert für den aktuellen Ausgangsstrom pro Abkoppelperiode erhalten zu können. Denn dazwischen, in allen nun relativ sehr langen Ankoppelperioden, soll ja gar nicht gemessen werden. Weitere Details hierzu enthält die Beschreibung zur übernächsten Figur. Die vergleichsweise kurzen Abkoppelperioden Tmess müssen länger als 10 µs, oder bevorzugt länger als 50 µs oder wie in einem anderen Ausführungsbeispiel länger als 150 µs sein. Dies entspricht bei 160 kHz als beispielhafter maximaler Taktfrequenz 1,6 oder 8 oder 24 vollen Taktperioden, womit die erste Bedingung „mindestens eine volle Taktperiode“ jeweils ebenso eingehalten ist. Dabei müssen die Abkoppelperioden Tmess nur länger als die Periodendauer einer Halbbrückentaktung sein, sie müssen jedoch keine ganzzahligen Vielfachen davon betragen.
5a zeigt eine mögliche vorteilhafte Koppelschaltung 11, um den mindestens einen schaltbaren Bypasskondensator 1 gemäß dem angegebenen Verfahren auch periodisch ab- und wieder ankoppeln zu können. Die Koppelschaltung 11 in Serie zu ihm ist an ihrem anderen Ende vorzugsweise mit einer Schaltungsmasse und insbesondere mit einer Logikmasse verbunden und umfasst einen einfachen spannungs-bidirektionalen Schalter sowie eine antiparallel dazu geschaltete Freilaufdiode 12. Weil im Bypasskondensator, auch wenn er zumindest zeitweise abgekoppelt ist, immer nur Wechselstrom fließen kann, und weil durch obigen bidirektionalen Schalter nur positiver Strom fließt, ist Freilaufdiode 12 erforderlich. Gleichzeitig genügt es, nur eine der Stromrichtungen unter Kontrolle zu bringen, um den ganzen Bypasskondensator 1 kontrollieren zu können.
Weil in dem Resonanzkreis der Halbbrückentopologie, die im Ausführungsbeispiel näher untersucht ist und die sich für das angegebene Betriebsverfahren besonders gut als Leistungswandlertopologie eignet, an dem Punkt, an dem der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator 1 fest angebunden ist, also an der Transformator-Primärspannung Spannungshübe von über 600 V auftreten können, die vom abgekoppelten Bypasskondensator 1 unverändert an sein anderes Ende übertragen werden, also u. a. an die Kathode der Freilaufdiode 12, muss erstens sie selber mindestens 600 V, besser noch 800 V oder sogar 1000 V sperren können und eine schnelle Diode sein. Zweitens empfiehlt sich als Abkoppelschalter 13 ein Transistor, der ebensolche Spannungen blockieren kann und aufgrund dessen zumeist eine innere Inversdiode 13a in sich integriert hat - im Falle eines vertikalen MOS-Feldeffekttransistors als Abkoppelschalter 13 sogar intrinsisch -, deren Anode mit dem Bezugspotenzial (Source oder Emitter) und deren Kathode mit der Arbeitselektrode (Drain oder Kollektor) des Abkoppelschalters oder Koppeltransistors 13 verbunden ist. Diese Inversdiode 13a könnte obige Freilaufdiode bilden. Soll die gesamte Schaltung 11 jedoch zu beliebigen Zeiten abschaltbar sein, ist die Nutzung einer inneren oder integrierten Inversdiode 13a als Freilaufdiode unüblich, denn eine integrierte Inversdiode ist oft sehr langsam. Deswegen sollte sie daran gehindert werden, Strom zu führen, weshalb in Serie zum Koppeltransistor 13 eine Flussdiode 14 geschaltet wird, deren Kathode mit seiner Arbeitselektrode in Verbindung steht, und deren Anode mit der Kathode der externen Freilaufdiode 12 und mit dem geschalteten Ende des Bypasskondensators 1 verbunden ist. Auf diese Weise entsteht der einfache spannungs-bidirektionale Schalter. Der von der Flussdiode 14 gesperrte Strom wird sozusagen außen herum von der extern angekoppelten Freilaufdiode 12 übernommen.
Der Koppeltransistor 13 ist aus Kostengründen besonders bevorzugt ein NPN-Bipolartransistor. Im Ausführungsbeispiel ist eine Spannungsfestigkeit von 700 V erforderlich, die bspw. von dem Bauteil 3DD4243BT eingehalten wird. In dieser Spannungs- und Stromklasse umfassen solche Transistoren zumeist eine integrierte Inversdiode 13a wie tatsächlich hier. Diese zu bestromen ist besonders wenig ratsam, denn abgesehen von ihrem eigenen oft schlechten Schaltverhalten macht sie ihren zugehörigen Transistor noch langsamer, weil sie bei eigener Bestromung auch dessen Basis mit Ladungsträgern flutet. Daher wird sie durch Flussdiode 14 erst unwirksam gemacht, und danach wird die verlorengegangene Stromrichtung durch die externe Freilaufdiode 12 wieder ermöglicht.
Um den Bipolartransistor 13 für den periodisch intermittierenden Bypasskondensator-Betrieb im zweiten Bereich schnell genug zu machen, ist dessen Emitter 31 um 3 V bis 5 V gegenüber der Schaltungsmasse oder insbesondere gegenüber einer Logikmasse angehoben. Auf diese Weise kann seine Basis mit negativen Spannungen ausgeräumt werden, auch wenn wie zumeist so auch hier keinerlei negative Spannungen im Logikbereich vorliegen, bspw. für das Logiksignal 21. Die externe Freilaufdiode 12 macht eine einfache Erzeugung dieser Erhöhung des Emitterpotenzials 31 möglich.
Weil wegen dieser Freilaufdiode 12 und wegen der Flussdiode 14 im NPN-Bipolartransistor als Koppeltransistor 13 im Mittel nur noch Gleichstrom fließt, genügt als Minimallösung für die Spannungsanhebung eine Zenerdiode 15, die in Zenerrichtung zwischen den Emitter 31 des Transistors und die Schaltungs- oder Logikmasse geschaltet ist, und der besonders vorteilhaft noch ein schneller Pufferkondensator 17 mit großer Kapazität direkt parallelgeschaltet ist. Im Ausführungsbeispiel beträgt die Zenerspannung 3,6 V, und der schnelle Pufferkondensator 17 ist ein Vielschicht-Keramikkondensator mit 4,7 µF.
Die Basis des NPN-Bipolartransistors als Koppeltransistor 13 wird gegenüber Logikmasse über eine einfache Bipolar-Invertierstufe mit dem Invertiertransistor 23 als zentrales Element angesteuert. Daraus folgt, dass Logik- und Schaltungsmasse identisch sein müssen, aber auch, dass die Verbindung im Layout dieser Masse zwischen Logikbereich und Leistungsbereich vorteilhaft nur dort und genau durch den Bezugspunkt der Koppelschaltung hindurchführt. Der Eingang der Invertierstufe für das Logiksignal 21 führt über einen Basisvorwiderstand 22 zur Basis des Invertiertransistors 23, dessen Kollektor direkt mit der Basis des Koppeltransistors 13 verbunden ist. Über einen sehr niederohmigen Emitterwiderstand 24 gegen Logikmasse ist der Invertiertransistor 23 überstromgeschützt und wird über einen Pullup-Widerstand 25, der mit einer internen 12-V-Gleichspannungsquelle verbunden ist, mit Energie versorgt. Da der Koppeltransistor 13 wegen seiner hohen Blockierfähigkeit nur eine geringe Stromverstärkung von 10 bis 20 besitzt, muss der Pullup-Widerstand 25 mit bspw. 1 kΩ ziemlich niederohmig sein. Der Basisvorwiderstand 22 beträgt bspw. 820 Ω, und der Emitterwiderstand 24 bspw. 10 Ω.
Ein resonanter Halbbrücken-Leistungswandler 600e gemäß 1e mit einem Brückenzweig als Wechselrichter 100, einem Resonanzkreis 300 mit einem Transformator 5a+5b und mit einem Gleichrichter 200e mit Ausgangsfilterkondensator 6 eignet sich besonders gut für obigen mindestens einen schaltbaren Bypasskondensator 1 samt seiner zugehörigen Koppelschaltung 11, wenn der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator 1 ein erster Bypasskondensator ist und samt seiner Koppelschaltung parallel zur Primärwicklung 5a des Transformators geschaltet wird, und wenn es einen fixen Bypasskondensator 2a gibt, der besonders vorteilhaft nur indirekt parallel zum Eingang des Gleichrichters geschaltet ist, also nicht auf der Sekundärseite, sondern auch auf der Primärseite des Transformators liegt wie der schaltbare Bypasskondensator 1.
Dieser fixe Bypasskondensator 2a aus 5a hat bspw. wie im untersuchten Ausführungsbeispiel eine Kapazität von 1 nF. Wie schon zu 1e erläutert und anhand der Messkurven der Figurenserie 4 als sinnvoll erwiesen, soll der schaltbare Bypasskondensator 1 groß genug sein, um bei seiner Ankopplung den Gleichrichter und die Last von der weiter taktenden Halbbrücke besonders vorteilhaft vollständig abzukoppeln. Dazu muss der Bypasskondensator 1 mindestens die gleiche Kapazität aufweisen wie der fixe Bypasskondensator 2a, besser die doppelte Kapazität, noch besser die zehnfache Kapazität. Im untersuchten Ausführungsbeispiel hat er die 3- bis 5-fache Kapazität des fixen Bypasskondensators 2a. Auch sind Situationen möglich, in denen der schaltbare Bypasskondensator 1 20-mal so groß sein kann wie der fixe Bypasskondensator 2a, insbesondere dann, wenn letzterer sehr klein sein kann, weil die restliche resonante Halbbrücke gut gegen parasitäre Schwingungen gedämpft ist, oder wenn dieselbe Halbbrücke sogar so gut gedämpft ist, dass gar kein diskreter fixer Bypasskondensator darin verbaut werden muss. In diesem Fall zählt die halbe Parallelkapazität einer Gleichrichterdiode vergrößert um die Parallelkapazität beider Transformatorwicklungen als Referenz-Bypass-Kapazität, oder aber die Kapazität des schaltbaren Bypasskondensators 1 wird nicht mehr relativ, sondern nur noch absolut angegeben.
Neben dem schaltbaren Bypasskondensator kann es auch einen hier nicht gezeigten zweiten schaltbaren Bypasskondensator geben. Der zweite schaltbare Bypasskondensator und seine Koppelschaltung ergibt vor allem bei Geräten, die für eine Leistung von 60W und mehr ausgelegt sind, Sinn. Die Verschaltung dieses Zweiges, also der zweite schaltbare Bypasskondensator und seine Koppelschaltung, ist dann parallel zur Serienschaltung des „ersten“ schaltbaren Bypasskondensators 1 und dessen Koppelschaltung 11. Die Größe des zweiten schaltbaren Bypasskondensators ist im selben Bereich, wie die des fixen Bypasskondensators 2a. Die Koppelschaltung kann gleich aufgebaut sein wie bei dem „ersten“ schaltbaren Bypasskondensator. Da jedoch nur statisch geschaltet wird, ist auch eine einfachere Ausführung möglich, die ein langsameres Schalten aufweist als die Koppelschaltung 11 für den „ersten“ schaltbaren Bypasskondensator 1. Dies kann z.B. nur ein BJT sein, dessen Basis über einen Vorwiderstand direkt am Pin der Regelschaltung 500 hängt und hiermit vom der Regelschaltung 500 gesteuert wird. Der Vorwiderstand ist hierbei so bemessen, dass ein Strom im Bereich 1mA bis 20mA in die Basis fließt (je nach Stromverstärkung des BJT), um den BJT vollständig einzuschalten. Das Ausschalten erfolgt über einen Low-Pegel an der Regelschaltung 500.
In 5b ist die vorausgehende Figur mit 1e kombiniert, wobei letztere nur ein Prinzipschema einer resonanten Halbbrücke 600e dargestellt, die hier ausschnittsweise in Form des Wechselrichters 100 und Teilen des Resonanzkreises 3, 4, 1, 2a als Wechselspannungsgenerator 50 aufgezeichnet ist, der besonders vorteilhaft selbstschwingend und steuerbar ist. Dabei wird ein Bruchteil der Ausgangswechselleistung, insbesondere ihr Blindanteil, am Mittelpunkt 10 des Brückenzweigs direkt zum gegenläufigen Ansteuern der beiden daran beteiligten Leistungstransistoren 104 und 111 genutzt, wobei mit der Primärwicklung 127 des Ansteuerübertragers der Halbbrückenausgangsstrom gemessen und phasenrichtig entweder über Basiswicklung 107 oder über Basiswicklung 117 an die Basis desjenigen Leistungstransistors übertragen wird, der gemäß jeweiliger Stromrichtung durch Mittelpunkt 10 gerade leiten soll. Dies ist zumeist effizienter, als erst umständlich eine Hilfsspannungsversorgung aufzubauen, von der dann jeweils abschnittsweise versorgt die Leistungstransistoren ein- und ausgeschaltet werden. Im Falle von Bipolar-Leistungstransistoren liegt die Ausgangswechselleistung sogar phasenrichtig vor, sodass ein einfacher Ansteuerübertrager mit Erregerwicklung 127 in Serie zum Mittelpunkt 10 ausreichen kann, um über zwei gegensinnig orientierte Ansteuerwicklungen 107 und 117 parallel zu den beiden Basis-Kollektor-Dioden 105 und 112 (einfachmöglichste Basiskreise) die beiden Leistungstransistoren 104 und 111 korrekt anzusteuern. Die nötige galvanische Entkoppelung der Ansteuerung des oberen Leistungstransistors 111 wird auf diese Weise sogleich miterledigt. Eine gute Zusammenfassung über die Bipolar-Selbstschwinger findet sich in DE-10-2020-130 -728.4. Besonderer Augenmerk sei hier insbesondere gelegt auf eine Steuerbarkeit der Bipolar-Selbstschwinger von außen, die die Grundvoraussetzung dafür bildet, einen solchen Selbstschwinger als getakteten elektronischen Leistungswandler in einem Wechselspannungsgenerator 50 für eine geregelte Stromversorgung nutzen zu können. Als Königsweg hierfür erweist sich eine vierte Wicklung 137 mit deutlich mehr Windungen auf besagtem Ansteuerübertrager, die jeweils kurz vor den tatsächlich gewünschten Ausschaltzeitpunkten des gerade leitenden Bipolar-Leistungstransistors 104 oder 111 kurzgeschlossen wird. Dies ist exemplarisch in EP-1-705-961-A2 und in EP-2-111-730-B1 gezeigt. Der die Speicherzeiten der Leistungstransistoren kompensierende zeitliche Vorhalt stellt sich automatisch ein, wenn der die Kurzschlussaktionen steuernde Regelkreis in einer Regelungsschaltung 500 einen integralen Anteil in seiner Kompensation beziehungsweise in seiner Gegenkopplung aufweist.
Diese sogenannte Reglerwicklung 137 als vierte Wicklung auf dem für selbstschwingende und mit zwei Bipolartransistoren als Leistungstransistoren 104 und 111 bestückte Brückenzweige typischen Ansteuerübertrager, der immer mindestens die drei Wicklungen 107, 117 und 127 aufweist, erweitert das oben erläuterte Selbstschwinger-Prinzip der Mitkopplung des Brückenzweig-Ausgangsstroms um eine von außen eingebbare Beendung aller Leitphasen beider Leistungstransistoren. Dadurch wird die Taktfrequenz der selbstschwingenden Halbbrücke 600e von außen steuerbar, insbesondere erhöhbar. Ohne Steuereingriff schwingt der Brückenzweig auf seiner natürlichen und tiefsten Frequenz, die neben der Resonanzkreiskomponenten 3, 4, 1, 2a und 5a+5b (nicht dargestellt) und der im ersten Speicherkondensator 7 gespeicherten Eingangsspannung hauptsächlich von der Eigenmagnetisierung des Ansteuerübertragers abhängt. Gemäß der Verwendung solch eines selbstschwingenden Brückenzweigs als Wechselrichter 100 in einer resonanten Halbbrücken-Leistungswandlertopologie für den Wechselspannungsgenerator 50 wird auf dieser natürlichen und tiefsten Taktfrequenz die höchste Leistung übertragen. Je häufiger - im zeitlichen Mittel also je mehr - von außen eingegriffen wird und damit Leitphasen beendet werden, desto höher ist die Taktfrequenz und desto geringer die übertragbare Leistung. Eine dadurch ermöglichte Regelung wirkt also bremsend, was regelungstechnisch vorteilhaft ist, denn in jeder Regelung muss die Gegenkopplung, also die Bremsung, überwiegen, damit der Regelkreis überhaupt stabil werden kann. Im Umkehrschluss ist ein selbstschwingender und auf diese Weise gesteuerter Brückenzweig sehr gut als Wechselrichter 100 für eine resonante Halbbrücke in einem Wechselspannungsgenerator 50 geeignet.
Der eigentliche Brückenzweig besteht nur aus den in Serie geschalteten Bipolar-Leistungstransistoren 104 und 111 mit ihren jeweiligen Freilauf- oder Inversdioden 104a und 111a. Der Ansteuerübertrager mit seinen vier Wicklungen 107, 117, 127 und 137 auf einem hochpermeablen verlustarmen weichmagnetischen Kern (nicht dargestellt) kann dazugerechnet werden, insbesondere weil sich dadurch zwei einfachmöglichste Basiskreise ergeben. Ein solcher besteht auf der Low-Side aus Basiswicklung 107 und Basis-Emitter-Diode 105, auf der High-Side aus Basiswicklung 117 und Basis-Emitter-Diode 112. Ein Wechselrichter 100 entsteht daraus aber erst dann, wenn der Mittelpunkt 10 als sein Ausgang wirkt, und wenn die beiden äußeren Elektroden beider Leistungstransistoren, also der Kollektor des High-Side-Leistungstransistors 111 und der Emitter des Low-Side-Leistungstransistors 104, durch den ersten Speicherkondensator 7 geblockt werden. Die seriell dazwischenliegende Strommessvorrichtung 8, die gemäß DE-10-2021-203 -742.9 aus einem Mittelwertkondensator 101, einem ersten Strommesswiderstand 102 und einem zweiten Strommesswiderstand 103 besteht und hier nur beispielhalber eingezeichnet ist, stört besagtes Blocken annähernd nicht, da sie insbesondere für Wechselströme sehr niederohmig ist. Der erste Speicherkondensator 7 mit seinem oberen Potenzial 29 und mit seinem unteren Potenzial auf Schaltungsmasse schließt den Wechselrichter „nach vorne“ ab, indem er die Eingangsspannung U_E puffert und vom Eingangsstrom I_E nachgeladen wird. Der Wechselrichter 100 wird durch einen Trapezkondensator 113 vervollständigt, der den Knoten zwischen beiden Leistungstransistoren und dem Ansteuerübertrager mit einem Ende des ersten Speicherkondensators 7 verbindet; nur beispielhalber dargestellt ist eine Verbindung zu seinem oberen Ende. Trapezkondensator 113 formt die Wechselrichter-Ausgangsspannung trapezförmig. Wegen ihrer Wichtigkeit für die Steuerbarkeit des gesamten Wechselspannungsgenerators 50 werden ein Ausräumwiderstand 106, ein Steuergleichrichter 108 und die Reglerwicklung 137 ebenso zum Wechselrichter 100 gezählt.
Ein weiterer wichtiger Bestandteil des Wechselspannungsgenerators 50 ist eine Regelungsschaltung 500, an der einige Ein- und Ausgänge eingezeichnet sind.
Durch die teilweise gestrichelte Darstellung der Umgrenzung der Regelungsschaltung 500 ist angedeutet, dass sie über die Darstellung hinaus weitere Ein- und Ausgänge aufweisen kann, bspw. für ihre Programmierung. Die Regelungsschaltung 500 kann als µController oder µProzessor, als FPGA oder als ASIC ausgeführt sein. Eine teil- oder voll-analoge Ausführung ist zwar möglich, aber eher unwahrscheinlich. Das oben schon beschriebene Signal 21 am gleichnamigen Ausgang der Regelungsschaltung 500 steuert über den Invertiertransistor 23 die Koppelschaltung 11. Genauso wichtig ist der Ausgang f_HB*2, über den die Frequenz des Wechselrichters gesteuert wird. Dazu muss die Spannung an diesem Ausgang zweimal pro gewünschter Taktperiodenlänge kurzzeitig auf High-Pegel sein, um damit einen Frequenzsteuertransistor 406 ebenso kurzzeitig einzuschalten. Dieser verschließt über den seriellen Ausräumwiderstand 106 und über Schaltungsmasse den Gleichspanungsausgang des Steuergleichrichters 108. So entsteht aus den drei letztgenannten Komponenten ein zur Reglerwicklung 137 paralleler Vier-Quadrant-Schalter mit Innenwiderstand in Höhe des Ausräumwiderstands 106. Denn der Wechselstromeingang des Steuergleichrichters 108 ist mit der Reglerwicklung 137 direkt verbunden, an der beide Spannungs- und beide Stromrichtungen auftreten können. Da diese Steuerwicklung jederzeit kurzgeschlossen gekonnt werden soll, um die momentane Leitphase - egal welches Leistungstransistors - bald darauf zu beenden, ist solch ein Vier-Quadrant-Schalter nötig.
Nach einer Einschaltung des Frequenzsteuertransistors 406 liegt die Spannung über der Reglerwicklung 137 gleichgerichtet am Ausräumwiderstand 106 an.
Diese Spannung entspricht der Basisspannung des gerade leitenden Leistungstransistors multipliziert mit dem Faktor n₁₃₇/n₁₀₇. Um die kleinen Basisspannungen schaltbar zu bekommen, ist es sinnvoll, diesen Faktor > 1 zu wählen, also der Reglerwicklung 137 mehr Windungen zu spendieren als einer der Basiswicklungen 107 bzw. 117, die selbstredend gleiche Windungszahlen aufweisen. Im Ausführungsbeispiel beträgt dieser Faktor 3, und er kann noch höher sein. Eine Obergrenze ist in der Blockier- bzw. Sperrspannungsfähigkeit aller an Reglerwicklung 137 angeschlossener Bauteile gegeben. Ein leitender Leistungstransistor läuft mit sogenannter Hochinjektion, er ist also zumeist gesättigt. Unabhängig von der momentanen Richtung seines Basisstroms entspricht dabei die Basisspannung konstant der Basis-Emitter-Sättigungsspannung von ca. 0,7 V. Die Basis wirkt bei Hochinjektion wie eine kleine Batterie, solange deren Ladungsträger nicht vollständig ausgeräumt sind. Die Spannung dieser kleinen Batterie wird entsprechend übersetzt auf den Ausräumwiderstand 106 übertragen, sobald der dazu in Serie liegende Frequenzsteuertransistor 406 eingeschaltet wird. Danach beginnt die Speicherzeit des auszuschaltenden Leistungstransistors, an deren Ende er ausschaltet, und dies umso präziser, je genauer der Basisausräumstrom an den momentanen Kollektorstrom angepasst ist. Insbesondere darf dieser Ausräumstrom nicht größer als der auszuschaltende Kollektorstrom werden, wofür der Ausräumwiderstand 106 zuständig ist. Bei obigem Faktor n₁₃₇/n₁₀₇ = 3 haben sich Werte zwischen 10 Ohm und 15 Ohm als Ausräumwiderstand 106 bewährt. Dadurch entstehen während der Speicherzeiten etwa konstante negative Basisströme, die kleiner als die zugehörigen Kollektorströme sind. Dies ist wichtig für die Ausschaltgeschwindigkeit von Bipolartransistoren. Alternativ zum Ausräumwiderstand 106 können auch zwei Widerstände in beide Basiskreise seriell eingefügt sein (nicht dargestellt), die dann entsprechend niedrigere Werte haben. Ferner können beide Basiskreise parallel zu den Basis-Emitter-Dioden 105 und 112 der Leistungstransistoren kleine Snubber oder spezifischere Beschaltungen wie bspw. in DE-10-2020-130 -728.4 offenbart enthalten (nicht dargestellt).
Ein weiterer wichtiger Ausgang der Regelungsschaltung 500 heißt Start. Durch kurzzeitigen High-Pegel ebendort wird der selbstschwingende Wechselrichter initial gestartet, um danach selbsttätig weiter zu schwingen. Naheliegenderweise wird dieser Startbefehl ebenso wie obige Frequenzsteuerung über die Reglerwicklung 137 an den Brückenzweig abgegeben, wozu zwei Schaltelemente nötig sind, da diese Wicklung an ihren beiden Enden Spannungsänderungen jeweils gegenläufig in beide Richtungen vollführt. Deswegen wird das Start-Signal aufgeteilt und gleichzeitig an einen Levelshift-Transistor 496 und an einen zweiten Starttransistor 499 gegeben, dessen möglicherweise vorhandene langsame Inversdiode die linke untere schnelle Diode des Steuergleichrichters 108 zwar nicht ersetzt, aber immerhin nicht behindert. Der Levelshift-Transistor 496 schaltet einen ersten Starttransistor 498 ein, weil dieser ein PNP-Transistor ist, und weil aus dessen Basis ein kleiner Strom herausgezogen wird. Dieser kleine negative Basisstrom wird durch einen Begrenzungswiderstand 495 in Serie zur Source des Levelshift-Transistors 496 eingestellt, und damit über die Stromverstärkung des ersten Starttransistors 498 auch der Strom, der zum Starten der gesamten resonanten Halbbrücke auf seinem Weg über 498, 137 und 499 aus der Versorgungsspannung 3,3 V für die Regelungsschaltung 500 entnommen wird. Ein Entladewiderstand 497 sorgt dafür, dass der erste Starttransistor 498 nach getaner Arbeit zuverlässig inaktiv bleibt. Die gesamte zuletzt beschriebene Anordnung 495 bis 499 in Verbindung mit Reglerwicklung 137 ersetzt die sonst für selbstschwingende Brückenzweige mit Bipolar-Leistungstransistoren übliche Startschaltung, die ohne Reglerwicklung auskommt, und deren typisches Element ein DIAC als Triggerelement ist. Insbesondere ermöglicht diese Anordnung 495 bis 499, den Startprozess präzise zeitgesteuert durch die Regelungsschaltung 500 durchführen und außerdem von der kleinen internen Hilfsspannung versorgen zu lassen, wenn die Reglerwicklung 137 auf dem Ansteuerübertrager für den Start herangezogen wird.
Die Eingabe eines Startbefehls in die Reglerwicklung 137 ist dann besonders sinnvoll, wenn die Reglerwicklung „länger“ als jeweils eine Basiswicklung ist, also mehr Windungen hat. So sind die unterschiedlichen Längen der Wicklungen 1*7 des Ansteuerübertragers in 5b zu verstehen. Die Primärwicklung 127 hat am wenigsten Windungen, typischerweise nur eine, beide Basiswicklungen 107 bzw. 117 haben bspw. 6 Windungen, und die Reglerwicklung 137 hat bspw. 18 Windungen. Denn zum Starten des Brückenzweigs sind hohe Basisströme erforderlich, die aus einer Hilfsspannungsversorgung heraus über die kleinen Hilfsbauteile 495 bis 499 nur ungünstig abzuliefern sind. Die Eingabe in die Steuerwicklung bewirkt eine Hochsetzung des Startstroms für den Brückenzweig. Damit er überhaupt anlaufen kann, muss dessen Mittelpunktspannung 10 zum Startzeitpunkt größer null sein. Dazu ist ein hochohmiger Startup-Widerstand 109 vorgesehen, der zeitgleich mit dem Hochfahren der Regelungsschaltung 500 die Mittelpunktspannung 10 anhebt.
Jede Regelungsschaltung benötigt neben ihren Ausgängen auch Messeingänge. Da der Wirkungsgrad eta der gesamten resonanten Halbbrücke im Wechselspannungsgenerator 50 bekannt, über weite Teile seines natürlichen Arbeitsbereichs konstant und insbesondere sehr hoch ist, genügen zur Bestimmung der vier Größen Spannung und Strom jeweils an Ein- und Ausgang nur drei Messungen, V_IN, V_OUT und CS als Eingänge der Regelungsschaltung 500. Der Wert für den Ausgangsstrom I_LED wird daraus berechnet gemäß $I_{LED} = D * eta * V_{IN} * {CS/V}_{OUT}$
wie oben schon beschrieben. Die durch den ersten Speicherkondensator 7 gefilterte Eingangsspannung U_E wird zwischen Potenzial 29 und Schaltungsmasse über den Spannungsteiler aus oberem Spannungsteilerwiderstand 292 und unterem Spannungsteilerwiderstand 291 herabgesetzt, dessen Abgriff zwischen beiden Spannungsteilerwiderständen mit dem Messeingang V_IN der Regelungsschaltung 500 verbunden ist. Zwischen V_IN und Schaltungsmasse ist kein zusätzlicher Glättungskondensator nötig. Zur Messung der Ausgangsspannung dient ebenso ein Teiler aus oberem Spannungsteilerwiderstand 192 und unterem Spannungsteilerwiderstand 191. Da die einzige hierfür erreichbare Spannung die auf die Primärseite zurückreflektierte Transformator-Ausgangsspannung 19 ist, die im Gegensatz zur Eingangsspannung 29 eine reine Wechselgröße ist, muss der um die schon erläuterten parasitären Schwingungen bereinigte Spitzenwert der Spannung 19 gemessen werden, wozu erstens mit ihrer Anode in Serie zum oberen Spannungsteilerwiderstand 192 eine Spitzenwertdiode 194 erforderlich ist. Ihre Kathode ist mit dem unteren Spannungsteilerwiderstand 191 und mit dem Messeingang V_OUT verbunden. Zweitens muss parallel zum unteren Spannungsteilerwiderstand 191 ein Spitzenwertkondensator 193 geschaltet sein, der nicht nur den geforderten Spitzenwert zwischenpuffert, sondern auch zusammen mit dem Spannungsteiler 191+192 besagte parasitäre Schwingungen herausfiltert. Zur Erniedrigung von Messverlusten im Spannungsteiler 191+192 kann die Spannung 19 auch an einer Hilfswicklung des Transformators 5a+5b (nicht dargestellt), die deutlich weniger Windungen als dessen Primärwicklung 5a hat, abgegriffen werden. CS als dritter Messeingang schließlich bedeutet wie zu erwarten „Current Sense“. An diesen Anschluss wird die aus der Strommessvorrichtung 8, die besonders vorteilhaft gemäß DE-10-2021-203 -742.9 ausgeführt sein kann, resultierende Meßspannung 9 mehr oder weniger direkt angeschlossen, die repräsentativ für den Eingangsstrom I_E der gesamten Halbbrücke ist. Denn der nicht zum Ausgangsstrom I_LED beitragende Meßstrom durch den oberen Spannungsteilerwiderstand 292 fließt an der Strommessvorrichtung 8 vorbei, der Resonanzkondensator 3 verhindert einen kontinuierlichen Stromabfluss in Richtung Ausgang, der erste Speicherkondensator 7 bewirkt gleiches in Richtung Eingang, und der Strom durch den Startup-Widerstand 109 ist vernachlässigbar.
Der untere Basiskreis umfassend die untere Ansteuerwicklung 107 und die untere Basis-Emitter-Diode 105 wird besonders vorteilhaft über denselben Knoten 9 geschlossen und nicht wie üblich über Schaltungsmasse. Außer zwischen seinen Wicklungen 117 und 127 wird hier also die Isolation zwischen allen Wicklungen des Ansteuerübertragers ausgenutzt, insbesondere die zwischen unterer Ansteuerwicklung 107 und Reglerwicklung 137. Dadurch entfallen die durch einen zusätzlichen Basisstrom in der Strommessvorrichtung 8 verursachten Verluste, und als Rückseite derselben Medaille wird die Eingangsstrommessung durch keinen Basisstrom verfälscht.
Die beiden Hilfsspannungen von 3,3 V und von 12 V werden bevorzugt von einem Steuerbaustein erzeugt, der einen Leistungsfaktorkorrektor (PFC) kontrolliert, dessen Ausgang identisch mit dem ersten Speicherkondensator 7 ist, der also mittels der Zwischenkreisspannung U_E und dem Eingangsstrom I_E die gesamte resonante Halbbrücke im Wechselspannungsgenerator 50 mit Energie aus einem öffentlichen Wechselspannungsnetz versorgt.
Wie an beiden vorausgehenden Figuren zu erkennen, umfasst die Koppelschaltung 11 eine Freilaufdiode 12 „über alles“, sodass das Potenzial am unteren Ende des Bypasskondensators 1 nie unterhalb der Schaltungsmasse liegen kann. Die Spannung U₁₁ ist also generell positiv. Die Spannung U₁ im abgekoppelten Bypasskondensator 1 entspricht somit immer dem negativen Spitzenwert der Spannung 19 an der Primärwicklung 5a aus der letzten Taktperiode, wenn er eine höhere Amplitude hatte als der der vorletzten Taktperiode, weshalb die Freilaufdiode kurz leiten musste, um den Bypasskondensator auf den höheren Spitzenwert nachzuladen. Allgemein ausgedrückt entspricht die Spannung U₁ im abgekoppelten Bypasskondensator 1 demjenigen negativen Spitzenwert der Transformator-Primärspannung 19 mit der höchsten Amplitude seit der letzten Abkopplung. Der abgekoppelte Bypasskondensator 1 ist grundsätzlich negativ aufgeladen, also liegt sein unteres Ende, das an die Koppelschaltung 11 angebunden ist, solange auf einem höheren Potenzial als sein oberes Ende, das mit der Transformator-Primärwicklung 5a verbunden ist, wie lange die Koppelschaltung 11 hochohmig ist.
Nimmt die Amplitude der Transformator-Primärspannung 19 während einer Abkoppelphase ab, werden deren negative Spitzen weniger negativ, weshalb das untere Ende eines abgekoppelten Bypasskondensators auch dann, wenn das obere Ende 19 gerade lokal-maximal negatives Potenzial aufweist, stets auf positivem Potenzial gegenüber Schaltungsmasse bleibt. Dabei wird allerdings ein Minimum durchlaufen, zeitgleich zu obigem lokal-maximal negativen Potenzial. Wird der Bypasskondensator angekoppelt, muss dies schnell geschehen, um wie an 4c deutlich zu erkennen die Arbeitstakte der eigentlichen resonanten Halbbrücke dadurch zuverlässig nicht zu stören. Ebenso schnell wird der soeben angekoppelte Bypasskondensator auf die aktuelle Transformator-Primärspannung 19 nachgeladen, wodurch eine Stromspitze im Primärkreis entsteht, die nicht nur Verluste und Funkstörungen verursacht, sondern sogar eine besonders vorteilhaft selbstschwingende resonante Halbbrücke außer Tritt bringen kann, sodass ihre Taktung versiegt, der Brückenzweig also stehenbleibt.
Diese Stromspitze, die auch und insbesondere von außen „unsichtbar“ innerhalb des Koppeltransistors 13 als sogenanntes „Charge dump“ auftritt, wird umso kleiner, je kleiner die Spannungsänderung am Bypasskondensator 1 ist, die er bei seinem Ankoppeln erfährt. Es liegt also nahe, ihn genau dann anzukoppeln, wenn die in ihm gespeicherte Spannung der Transformator-Primärspannung 19 möglichst nahekommt. Da in ihm die minimale Primärspitzenspannung seit seiner letzten Abkopplung gespeichert ist, folgt daraus ein erstes mögliches Kriterium für die optimalen Zeitpunkte seines Ankoppelns, nämlich immer dann, wenn die Primärspannung 19 jeweils auf einem zeitlich-lokalen Minimum liegt. Das ganze um die im Bypasskondensator gespeicherte Spannung U₁ nach oben gehoben führt zu einem zweiten möglichen Kriterium für optimale Ankoppelzeitpunkte, die genau dort liegen, wo die Spannung U₁₁ über der Koppelschaltung 11 zu null wird oder ein zeitlich-lokales Minimum hat. Diese optimalen Ankoppelzeitpunkte können messtechnisch erfasst oder im Verhältnis zur Halbbrückentaktung vorausberechnet werden, wie es im untersuchten Ausführungsbeispiel der Fall ist. Dabei ist die Zeitverzögerung vom Ankoppelbefehl in Form einer fallenden Flanke des die Koppelschaltung steuernden Logiksignals 21 bis zum tatsächlichen Einschalten des Koppeltransistors 13 zu berücksichtigen, die in der praktisch untersuchten Ausführung bspw. 1,66 µs beträgt.
6 verdeutlicht die Synchronisation zwischen einer Ankopplung des Bypasskondensators 1 mit den Aktivitäten des Wechselspannungsgenerators 50. Dabei zeigt der Verlauf U₁₁ das Potenzial des unteren Endes des schaltbaren Bypasskondensators 1 gegenüber Schaltungsmasse, also die Spannung U₁₁ über der gesamten Koppelschaltung 11. Die linke Seite dieses Verlaufs zeigt deutliche Spannungswerte, weshalb zu diesem Zeitabschnitt der Bypasskondensator 1 abgekoppelt ist. Genau nachdem dieser Verlauf ein Minimum durchschritten hat, verharrt derselbe Verlauf U₁₁ auf sehr kleinen Spannungswerten nahe null. Im dazu gehörigen Zeitabschnitt ist folglich der Bypasskondensator 1 angekoppelt.
Der Zeitpunkt 13on, zu dem der Koppeltransistor 13 faktisch niederohmig wird, liegt genau dort, wo der Verlauf U₁₁ in 6 sein zweites zeitlich lokales Minimum hat. Damit dies so eintritt, muss das Logiksignal 21 bspw. 1,66 µs früher von seinem High- auf seinen Low-Pegel geschaltet werden. Das Signal I₁₃₇ entspricht etwas verzerrt - die positiven Höcker sind zu niedrig dargestellt - dem Strom durch die Reglerwicklung 137. Zwei Höcker pro Periode sind deutlich zu erkennen sowie deren Bipolarität, weil jeweils abwechselnd der High-Side-Leistungstransistor 111 und der Low-Side-Leistungstransistor 104 auszuschalten ist. Der Steuergleichrichter 108 ermöglicht, dass beide Stromrichtungen durch ein- und denselben Frequenzsteuertransistor 406 geschaltet werden können, und der Ausräumwiderstand 106 begrenzt die Höhe dieser Höcker und somit die Höhe des Basisausräumstroms für beide Leistungstransistoren. Die Breite der Höcker entspricht der Speicherzeit der Leistungstransistoren. Also ist zum Zeitpunkt des Endes eines Höckers der zugehörige Leistungstransistor jeweils wirksam ausgeschaltet.
Solange der Verlauf von U₁₁ deutlich von null abweicht, zeigen die kleinen „Gipfelschwingungen“ jeweils an den Maxima und Minima der unterlagerten großen Schwingung von U₁₁ die jeweiligen Einschaltzeitpunkte des Gleichrichters 200e gemäß 1e an. Die Frequenz der unterlagerten großen Schwingung entspricht der Taktfrequenz des Wechselrichters. Dies mit dem Verlauf von I₁₃₇ aus der hiesigen 6 verglichen bedeutet, dass genau dann, wenn eine Gleichrichterdiode aus der Mittelpunktschaltung 200e einschaltet, ein Leistungstransistor des Wechselrichters 100 jeweils schon wieder ausschaltet. Dies verdeutlicht den bei den etwa 160 kHz als für den reduzierten Ausgangsstrom nötige Taktfrequenz schon sehr stark induktiven Charakter der Gesamtschaltung 50 bzw. 600e.
Die beiden folgenden Figuren zeigen, dass auch der Abkoppelzeitpunkt des schaltbaren Bypasskondensators 1 entscheidend ist. Er beeinflusst wesentlich, ob die nächste darauffolgende Ankoppelaktion im Zeitraster einer konstanten Taktfrequenz verläuft oder nicht. Auch werden die Auswirkungen eines nicht synchronisierten Ankoppelzeitpunkts untersucht.
7a veranschaulicht perfekte Synchronisation für beide Koppelzeitpunkte des schaltbaren Bypasskondensators 1. Angekoppelt wird er gemäß oberem Graphen zum Zeitpunkt 13on beim Minimum der Spannung U₁₁ über der gesamten Koppelschaltung 11 wie bereits ausführlich erklärt. Danach verharrt der Verlauf von U₁₁ bei null, was eine eingeschaltete Koppelschaltung und somit einen angekoppelten Bypasskondensator 1 signalisiert. Gleichzeitig tritt im unteren Graphen ein Bypaßstrom I_C1 zu Tage, der gemäß 5a durch den schaltbaren Bypasskondensator 1 fließt und während seiner Abkopplung logischerweise null ist. Die positiven Stromanteile fließen in der hiesigen 7a als I₁₄ gekennzeichnet jeweils durch die Flussdiode 14 und damit ebenso durch den Koppeltransistor 13, und die negativen Stromanteile als I₁₂ gekennzeichnet durch die Freilaufdiode 12. Der Bypaßstrom I_C1 eilt der nun sinusförmigen Primärspannung 19 aus dem oberen Graphen um 90° voraus, womit obige Aussage, dass während der Ankopplung von Bypasskondensator 1 die gesamte Schaltung im Wesentlichen nur Blindleistung verarbeitet, bestätigt ist. Ferner bestätigt sich die weitere obige Aussage der Abkopplung des Gleichrichters und damit der Last durch Ankopplung des Bypasskondensators 1 dadurch, dass der Spannungsverlauf der Primärspannung 19 seine kleinen Gipfelschwingungen, die gemäß der vorausgehenden Figur ein Einschalten des Mittelpunktgleichrichters bedeuten, verliert, solange der Bypasskondensator angekoppelt ist. Auch sind dann die Amplitude der Primärspannung 19 und die von ihr umschlossenen Spannungszeitflächen geringer als davor und danach, womit die Abkopplung der Last erneut erwiesen ist. Der zeitliche Vorhalt, der zum rechtzeitigen Einschalten des Koppeltransistors 13 beim Zeitpunkt 13on nötig ist, wird in der vorausgehenden Figur erläutert und ist daher hier nicht eingezeichnet.
Anders ist die Situation zum optimalen Abkoppelzeitpunkt 13off, nach dem der Koppeltransistor 13 effektiv ausgeschaltet sein muss. Weil die als Messwert für das obige Ankoppel-Minimumkriterium herangezogene Koppelspannung U₁₁ jetzt per Definition null ist, kann sie auch kein weiteres Minimum bekommen, und statt ihr muss jetzt die Primärspannung 19 herangezogen werden, deren zeitlich lokales Minimum abzuwarten ist. Davor nimmt die Primärspannung ab, weshalb der Bypaßstrom I_C1 in der halben Taktperiode vor 13off immer nur durch die Freilaufdiode 12 fließen kann. Ist währenddessen der Koppeltransistor 13 bereits hochohmig genug geworden, ergibt sich der optimale Abkoppelzeitpunkt 13off auf natürliche Art und Weise. Damit dies so geschieht, muss der Abkoppelbefehl - also die steigende Flanke - des Logiksignals 21 zu einem Zeitpunkt innerhalb des zulässigen Zeitfensters Z eingehen. Der spätmöglichste Zeitpunkt liegt somit um die Zeitverzögerung - bspw. 1,66 µs - vor 13off, und der frühestmögliche liegt etwa ¼ Periode vor dem fallenden Nulldurchgang des Bypaßstroms I_C1. Nach der Zeitverzögerung ist der Bypaßstrom trotz frühesten zulässigen Ausschaltens des Koppeltransistors 13 bereits negativ und fließt wie erwünscht durch die Freilaufdiode 12, und es ist berücksichtigt, dass der Koppeltransistor 13 tendenziell schneller ausschaltet, wenn er seinen positiven Kollektorstrom dabei aktiv blockieren muss. Auf die leichter zu messende Primärspannung 19 übertragen bedeutet dies, dass das zum Abkoppeln zulässige Zeitfenster Z jeweils beim steigenden Nulldurchgang des 19er Verlaufs beginnt und kurz nach seinem darauffolgenden Maximum wieder endet.
An derselben 7a kann auch der Effekt eines asynchronen, insbesondere verfrühten Ankoppelns des Bypasskondensators 1 abgeschätzt werden. Die in ihm zum idealen Zeitpunkt 13on des Ankoppelns gespeicherte Differenzspannung U₁ entspricht dem Minimum der Primärspannung 19 wie schraffiert gekennzeichnet für alle die Zeitabschnitte, in denen die Differenzspannung U₁ konstant ist. Wegen der Ankopplung ändert sich danach die Spannung U₁, und die Schraffur verschwindet. Wenn nun jedoch vor 13on, also solange die Koppelspannung U₁₁ noch größer null ist, angekoppelt wird, nimmt gemäß 5a der relativ große Bypasskondensator 1 den Sprung der Koppelspannung U₁₁ auf null mit und überträgt ihn auf die Primärspannung 19, höchstens abgeschwächt durch sein Teilerverhältnis zum fixen Bypasskondensator 2a, weil dieser Spannungssprung durch die Resonanzspule 4 vom Halbbrückenausgang 10 entkoppelt ist. Die Hälfte der Energie, die durch diesen Spannungssprung aus dem fixen Bypasskondensator 2a entnommen wird, geht dabei verloren. Diesen Spannungssprung auf die hiesige 7a zurückübertragen bedeutet, dass die Primärspannung sofort nach verfrühter Ankopplung so negativ wird, dass der Gleichrichter ein letztes Mal einschaltet - genauso wie bei synchroner Ankopplung, nur eben verfrüht. Weil wie oben erläutert jedem Einschalten des Gleichrichters ein Ausschalten des Wechselrichters vorausgehen sollte, folgt aus einem verfrühten Ankoppeln des Bypasskondensators 1 eine entsprechend verkürzte Taktperiode des Wechselrichters 100, weil sie von der verfrühten Ankopplung beendet wird. Arbeitet im Wechselrichter eine resonant und selbstschwingend aufgebaute Halbbrücke, kann sie dabei außer Tritt geraten. Auch entstehen dabei Verluste durch das erzwungene Umladen der Bypasskondensatoren und durch das Einschalten des Koppeltransistors 13 bei einer Koppelspannung U₁₁ > null („Charge dump“).
7b zeigt eine mögliche Situation bei zwar korrekter Synchronisation für das Ankoppeln des Bypasskondensators 1, dafür aber bei fehlender Synchronisation für sein Abkoppeln. Wie dargestellt wird der Bypasskondensator bspw. zum Zeitpunkt 13'off zu früh abgekoppelt, wenn der Bypaßstrom l'_C1 noch positiv gewesen ist und durch den Koppeltransistor 13 aktiv blockiert wird. Die Primärspannung 19' befindet sich gerade auf einem ansteigenden Ast. Weil zu diesem Zeitpunkt der Gleichrichter noch nicht einschalten kann, bleibt als Last nur der deutlich kleinere fixe Bypasskondensator 2a (vergrößert durch die Parallelkapazitäten der Transformatorwicklungen 5a+5b und die der Gleichrichterdioden - alle diese subsummiert unter dem Bypasskondensator 2b) übrig. Die Eigenfrequenz des Resonanzkreises, der gerade einzig an den Wechselrichter 100 angeschlossen ist, erhöht sich dadurch deutlich, und mit ihr entsprechend die Krümmungen und Steigungen der mit der Resonanz zusammenhängenden Spannungs- und Stromverläufe. Weil zum Abkoppelzeitpunkt 13'off der Bypaßstrom nur von Bypasskondensator 1 auf 2a (+2b) umgelenkt wird, weil also keinerlei zusätzliche Energie eingespeist wird, verläuft an diesem Zeitpunkt die Primärspannung 19' sogar stetig differenzierbar weiter. Nach 13'off ist sie aber stärker gekrümmt wegen der dann erhöhten Resonanzfrequenz, d.h. sie erreicht den Wert ihres letzten Maximums nicht, und biegt auch viel schneller in einen fallenden Ast ein. Währenddessen macht die Koppelspannung U'₁₁ einen kleinen Buckel mit gleicher Krümmung wie die der Primärspannung 19' und mit zu ihr konstantem Abstand von einer Spannung U'₁, auf die der Bypasskondensator 1 zum Abkoppelzeitpunkt 13'off gerade aufgeladen ist, und die kleiner als die Spannung U₁ aus der vorausgegangenen Figur ist. Der Strom durch die Resonanzspule 4 wechselt während dieses Buckels im Verlauf von U₁₁ sein Vorzeichen, wodurch die Koppelspannung U₁₁ überhaupt wieder auf null abnehmen kann, und dies auch viel schneller wegen der gerade vorliegenden Erhöhung der Resonanzfrequenz. Sogleich schaltet die Freilaufdiode 12 erneut ein, und der dann negative Resonanzstrom durch die Resonanzspule 4 und auch in Form von I'_C1 = I'₁₂ wiederum durch den schaltbaren Bypasskondensator 1 hindurch spiegelt die Spannung U'₁ ins Negative. Aus beidem resultiert eine gegenüber synchronisiertem Abkoppeln, wie in der vorausgehenden Figur gezeigt, verkürzte Periode der Primärspannung 19' mit deutlich verkleinerter Amplitude. Arbeitet wie oben im Wechselrichter 100 eine resonant und selbstschwingend aufgebaute Halbbrücke, kann sie dabei außer Tritt geraten.
Zum Zeitpunkt 13"off erreicht die Primärspannung 19' ihr verkleinertes Minimum auf der ins Negative gespiegelten Spannung U'₁, an dem die Freilaufdiode 12 natürlich ausschaltet. Daran schließt sich die erste normale Taktperiode mit abgekoppeltem Bypasskondensator 1 an. Weil dieses letzte Minimum der Primärspannung 19' betragsmäßig kleiner ist als sonst, ist auch der Hub zum ersten Wiedereinschalten des Gleichrichters - erkennbar an der kleinen Gipfelschwingung am rechten Rand - kleiner. Die während dieser ersten normalen Taktperiode erfolgende Spannungszunahme im Verlauf von U'₁₁ entspricht exakt diesem Hub und ist somit auch kleiner, bis am Ende derselben Taktperiode, nach entsprechender Wieder-Abnahme der Koppelspannung U'₁₁ auf null, die Freilaufdiode 12 noch einmal sehr kurz einschaltet, obwohl der schaltbare Bypasskondensator 1 eigentlich schon abgekoppelt ist, um diesen von seiner kleineren Spannung U'₁ auf die von oben schon bekannte Spannung U₁ nachzuladen. Denn die alles treibende Primärspannung 19' durchfährt zeitgleich ihren vollen Hub.
Soll all dies vermieden werden, insbesondere um ein Außertrittfallen einer selbstschwingenden resonanten Halbbrücke als Wechselrichter 100 zu vermeiden, ergibt sich ein unzulässiges Zeitfenster Z`, innerhalb dessen keine Abkoppelbefehle in Form steigender Flanken des Logiksignals 21 eintreffen sollten, und das genau zwischen zwei zulässigen Zeitfenstern Z liegt. Das unzulässige Zeitfenster Z' beginnt somit jeweils kurz nach einem Maximum der Primärspannung 19' und endet jeweils beim darauffolgenden steigenden Nulldurchgang derselben Spannung. Dass Z' etwas länger als Z ist, verdeutlicht einen naheliegenden Sicherheitsaspekt.
8 zeigt die Welligkeit W des Ausgangsstroms 47 aus den 4a bis 4c abhängig vom Prozentsatz PS desselben Ausgangsstroms gemessen am Maximalstrom der zugehörigen Steuerkennlinie. Solange dieser Prozentsatz über die Erhöhung der Taktfrequenz der resonanten Halbbrücke reduziert wird, ist diese Welligkeit konstant und sehr klein. Dieser obere Abschnitt, der vom ersten Bereich des angegebenen Betriebsverfahrens gebildet wird und in diesem Beispiel bis zu einem reduzierten Ausgangsstrom bei PS = 10 % des Maximalstroms hinabreicht, zeichnet sich durch ein konstantes D = 100 % aus. In diesem Bereich ist der schaltbare Bypasskondensator 1 permanent abgekoppelt. Für Prozentsätze kleiner als bspw. 10 %, also für tatsächliche Ausgangsströme unterhalb des reduzierten Ausgangsstroms, wechselt das Betriebsverfahren in seinen zweiten Bereich, veranschaulicht durch die beiden Punkte A und B von 3b, zwischen denen bei konstanter Halbbrücken-Taktfrequenz f_HB hin- und hergesprungen wird durch periodisches An- und Wieder-Abkoppeln des mindestens einen schaltbaren Bypasskondensators 1. Dabei werden die Zeitdauern, in denen der Bypasskondensator 1 angekoppelt ist, umso länger, je weiter unten sich der dadurch eingestellte Arbeitspunkt in der dortigen Figur befindet bzw. je weiter links in der hiesigen 8. In diesem unteren Abschnitt oder zweiten Bereich des Betriebsverfahrens ist die Welligkeit W des Ausgangsstroms 47 deutlich größer als im oberen Abschnitt oder ersten Bereich, was insbesondere aus 4a herausgelesen werden kann: Das periodisch wiederkehrende kleine Gefälle, dessen Start- und Endwert eine Welligkeit im Zeitverlauf für den geglätteten Ausgangsstrom 47 definieren, ist im nächsthöheren Arbeitspunkt einfach überhaupt nicht vorhanden, also bei D = 1 oder 100 %. Unter anderem daher rührt die Stufe im Verlauf von W von kleiner 1 % auf etwa 5 % bei einem Prozentsatz PS des Ausgangsstroms von bspw. 10 %, also an der durch den reduzierten Ausgangsstrom definierten Stelle.
Diese größere Welligkeit W des Ausgangsstroms 47 im soeben umrissenen unteren Abschnitt oder zweiten Bereich ist sogar erwünscht, weil Lichtinstallationen mit vielen Leuchtdioden, die in Serie geschaltet sind und somit mit demselben Strom betrieben werden, ein grobkörniges Aussehen bekommen, wenn derselbe Strom sehr weit heruntergedimmt wird und dabei absolut glatt wäre. Grund sind Fehlstellen im LED-Kristall, die jeder einzelnen Leuchtdiode einen individuellen Minimalstrom aufprägen, der durchaus noch positiv ist, und bei dessen Unterschreiten die betroffene Leuchtdiode erstmals absolut dunkel wird. Manche Leuchtdioden tun dies als erste, während eine andere vielleicht als einzige bis zum Schluss leuchtet. Die optische Erscheinung einer mit vielen Leuchtdioden ausgestatteten und derart betriebenen Lichtinstallation leidet darunter erheblich. Durch die größere Welligkeit W des Leuchtdiodenstroms bei diesen geringen Helligkeiten leuchten alle an derselben Lichtinstallation beteiligten Leuchtdioden annähernd gleich hell, aber sozusagen mikro-gepulst, und eine weitere Verdunkelung geschieht wie bekannt durch Reduktion eines Tastverhältnisses, das vom Auge in eine sich kontinuierlich reduzierende Helligkeit geglättet wird. Hinzu kommt ein positiver Glitzereffekt, denn bei sehr geringen Helligkeiten ist das menschliche Auge daran gewöhnt, dass die Lichtquellen leicht flackern wie bspw. der natürliche Sternenhimmel.
Sobald der mindestens eine schaltbare Bypasskondensator 1 zur weiteren Ausgangsstromreduktion eingesetzt wird, sobald also der zweite Bereich des angegebenen Betriebsverfahrens betreten wird, steigt die Ausgangsstromwelligkeit zunächst auf Werte bis maximal 5 % oder 10 % des momentanen Ausgangsstrommittelwertes wie bspw. am in 4a dargestellten Arbeitspunkt. Dabei kann, wie an derselben Figur ebenso erkennbar ist, ausgenutzt werden, dass sehr große und - komplementär dazu - sehr kleine Tastverhältnisse D prinzipiell nur sehr kleine Welligkeiten verursachen, um möglichst große Bypassperioden bzw. möglichst niedrige Bypassfrequenzen zu wählen. Am in 4a dargestellten Arbeitspunkt beträgt die Bypassfrequenz beispielsweise nur 400 Hz. Dieser Arbeitspunkt entspricht der Stufe in der unteren Kurve für die Welligkeit W von 8 an der Stelle PS = 10 %, also beim reduzierten Ausgangsstrom, wo senkrecht eine gestrichelte Linie steht, die an ihrem oberen Ende folgerichtig am Knick in der oberen Kurve für das Bypasskondensator-Tastverhältnis D herauskommt.
Bei mittleren Tastverhältnissen hingegen ist eine davon verursachte Welligkeit prinzipiell höher, gut zu erkennen an 4b im Vgl. zur 4a. Dies wird teilweise für obigen Glitzereffekt ausgenutzt, wie an der Spitze in der Welligkeitskurve W von 8 an der Stelle „5 %“ abzulesen, also bei einem D = 50 %. Trotzdem muss mit der Bypassfrequenz dagegen gearbeitet werden, um dort die Welligkeit nicht zu hoch werden zu lassen. 400 Hz reichten dort nicht mehr aus. Um die Welligkeit immerhin nur auf bspw. 40 % des reduzierten Ausgangsstroms zu drosseln, muss an der Stelle PS = 5 % die Bypassfrequenz auf 2,5 kHz, mindestens jedoch auf 1,25 kHz angehoben sein.
Jenseits davon kann die Bypassfrequenz wieder abnehmen, weil auch die natürliche Welligkeitsbildung mit weiter abnehmendem Tastverhältnis D wieder geringer wird. Am Arbeitspunkt mit dem kleinstmöglichen Ausgangsstrom wie in 4c dargestellt beträgt die Bypassfrequenz nur noch 250 Hz und kann dort sogar (nicht dargestellt) nur noch 100 Hz betragen. Wegen der dort wahrscheinlicher gewordenen Flickererscheinungen sind niedrigere Bypassfrequenzen, also solche unter 100 Hz, für ein LED-Modul, das von einem angegebenen resonanten elektronischen Leistungswandler mit dem angegebenen Betriebsverfahren versorgt und gesteuert wird, zu vermeiden.
Die waagerechten Terrassen im Verlauf der Welligkeit W bei einem Wert von etwa 5 % oder 10 % wie beispielhalber in der hiesigen 8 dargestellt entstehen dadurch, dass bei weiterer Reduktion des Ausgangsstroms ab dem reduzierten Ausgangsstrom, also ab PS = 10 %, parallel zum Durchfahren des Tastverhältnisses D von bspw. 99% bis bspw. 80 % auch die Bypassperiode reduziert wird, also die Bypassfrequenz entsprechend erhöht wird, oder dass bei Erhöhung des Ausgangsstroms ab null parallel zum Durchfahren des Tastverhältnisses D von bspw. 1 % bis bspw. 30 % auch die Bypassfrequenz erhöht wird.
Die Spitze im Welligkeitsverlauf W mit ihrem Maximum bei D = 50 % bzw. PS = 5 % entsteht dadurch, dass im Bereich zwischen bspw. D = 80 % und D = 30 % die Bypassfrequenz auf einem Wert von vorteilhaft 1,25 kHz bis 2,5 kHz konstant gehalten wird. Erstens wird dadurch obiger positive Glitzereffekt verstärkt, zweitens werden dadurch akustische Resonanzen eines Leuchtenaufbaus, in dem ein LED-Modul installiert ist, das von einem angegebenen resonanten elektronischen Leistungswandler mit dem angegebenen Betriebsverfahren versorgt und gesteuert wird, wirkungsvoll gedämpft, und drittens werden dadurch Stroboskopeffekte im vom selben LED-Modul beleuchteten Bereich wirkungsvoll vermieden.
Bezugszeichenliste

1: schaltbarer Bypasskondensator
2a: möglicher fixer Bypasskondensator auf der Primärseite
2b: möglicher fixer Bypasskondensator auf der Sekundärseite
3: Dritter Speicherkondensator oder Resonanzkondensator der resonanten Halbbrücke
4: Resonanzinduktivität der resonanten Halbbrücke
5a: Primärwicklung des Transformators der resonanten Halbbrücke
5b: Sekundärwicklung des Transformators der resonanten Halbbrücke
6: Zweiter Speicherkondensator oder Ausgangsfilterkondensator der resonanten Halbbrücke oder ihre Ausgangsspannung
16: Sperrspannung über einer Gleichrichterdiode in Graetz-Schaltung mit direkter Bypass-Kapazität
26: Sperrspannung über einer Gleichrichterdiode in Graetz-Schaltung ohne direkte Bypass-Kapazität
36: Sperrspannung über einer Gleichrichterdiode in Mittelpunktschaltung ohne direkte Bypass-Kapazität
7: Erster Speicherkondensator oder Eingangsfilterkondensator der resonanten Halbbrücke
8: Strommessvorrichtung für die resonante Halbbrücke
9: Strommessabgriff oder Meßspannung für den Eingangsstrom
19: Messpunkt für die auf die Primärseite zurückgespiegelte Ausgangsspannung
191: Unterer Spannungsteilerwiderstand für die Ausgangsspannungsmessung
192: Oberer Spannungsteilerwiderstand für die Ausgangsspannungsmessung
193: Spitzenwertkondensator
194: Spitzenwertdiode
29: Messpunkt für die Eingangsspannung der resonanten Halbbrücke
291: Unterer Spannungsteilerwiderstand für die Eingangsspannungsmessung
292: Oberer Spannungsteilerwiderstand für die Eingangsspannungsmessung
10: Mittelpunkt des Brückenzweigs oder Ausgangsspannung an diesem Mittelpunkt
11: Koppelschaltung für den schaltbaren Bypasskondensator
12: Freilaufdiode
13: Koppeltransistor oder (aktiver) Koppelschalter
13a: innere Inversdiode des Koppeltransistors
14: Flussdiode
15: Zenerdiode
17: Pufferkondensator
21: Logiksignal zur Steuerung des schaltbaren Bypasskondensators als ein Ausgang der Regelungsschaltung 500
22: Basisvorwiderstand
23: Invertiertransistor
24: Emitterwiderstand
25: Pullup-Widerstand
46: Gleichrichter-Ausgangsstrom
47: geglätteter Ausgangsstrom der resonanten Halbbrücke
50: Wechselspannungsgenerator mit einer resonanten Halbbrücke
100: Wechselrichter der resonanten Halbbrücke, einen Brückenzweig enthaltend
101: Mittelwertkondensator
102: Erster Strommesswiderstand
103: Zweiter Strommesswiderstand
104: Bipolar-Leistungstransistor auf der Low-Side
104a: Freilauf- oder Inversdiode des Leistungstransistors 104
105: Basis-Emitter-Diode des Leistungstransistors 104
106: Ausräumwiderstand
107: Basiswicklung für die Low-Side
108: Steuergleichrichter
109: Startup-Widerstand
111: Bipolar-Leistungstransistor auf der High-Side
111 a: Freilauf- oder Inversdiode des Leistungstransistors 111
112: Basis-Emitter-Diode des Leistungstransistors 111
113: Trapezkondensator
117: Basiswicklung für die High-Side
127: Primärwicklung des Ansteuerübertragers
137: Reglerwicklung des Ansteuerübertragers
200a, 220c, 220e: Gleichrichter in Mittelpunktschaltung für die resonante Halbbrücke
200b, 200d, 200f: Gleichrichter in Graetz-Schaltung für die resonante Halbbrücke
300: Resonanzkreis mit Transformator zwischen Wechsel- und Gleichrichter der resonanten Halbbrücke
406: Frequenzsteuertransistor
495: Begrenzungswiderstand
496: Levelshift-Transistor
497: Entladewiderstand
498: Erster Starttransistor
499: Zweiter Starttransistor
500: Regelungsschaltung
600a, 600b: Gesamte resonante Halbbrücke mit sekundärseitigem Bypasskondensator
600c, 600d: Gesamte resonante Halbbrücke mit primärseitigem Bypasskondensator
600e, 600f: Gesamte resonante Halbbrücke mit schaltbarem Bypasskondensator

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

DE 102020130 [0007, 0102, 0108]
EP 781077 B1 [0008]
DE 102020203 [0014]
DE 102021203 [0015, 0046, 0056, 0104, 0111]
DE 202011107797 U1 [0060]

Claims

Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler (50) mit einem zulässigen Bereich einer Ausgangsleistung zum Betreiben einer anschließbaren Last, wobei sich der zulässige Bereich der Ausgangsleistung aus einem zulässigen Bereich einer Ausgangsspannung (U_A) und einem zulässigen Bereich eines Ausgangsstromes (47) ergibt, aufweisend - eine Primärseite zum Eingeben einer Eingangsleistung - eine Sekundärseite zum Ausgeben einer Ausgangsleistung, die innerhalb des Ausgangsleistungsbereiches liegt, - mindestens zwei Schalter (104, 111) in Halbbrückenkonfiguration, welche wechselweise ein- und ausgeschaltet werden, um - mindestens eine im Stromkreis liegende Induktivität (4, 5a) auf- und abzumagnetisieren, - wobei die mindestens eine im Stromkreis liegende Induktivität (4, 5a) und mindestens eine Bypass-Kapazität (1) an einem Resonanzkreis für den resonanten Betrieb beteiligt sind, - wobei in einem ersten Betriebsmodus die mindestens eine Bypass-Kapazität (1) abgekoppelt ist und wobei durch Verstellen der Taktfrequenz (f_HB) des getakteten Leistungswandlers dessen Ausgangsstrom (47) in einem ersten Ausgangsstrombereich, der von dem maximalen Ausgangsstrom von 100% bis zu einem reduzierten Ausgangsstrom reicht, für die Last reduziert wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungswandler (50) in einem zweiten Betriebsmodus eingerichtet ist, die Taktfrequenz (f_HB) beizubehalten oder die Taktfrequenz nur geringfügig im Bereich innerhalb +/- 5% zu verändern, und synchron mit der Taktfrequenz (f_HB) die mindestens eine Bypass-Kapazität (1) des Resonanzkreises mittels einer Koppelschaltung (11) periodisch an- und abzukoppeln, um den Arbeitspunkt zu verändern und damit den Ausgangsstrom des Leistungswandlers in einem zweiten Ausgangsstrombereich, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, für die Last weiter zu verringern.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er zwei Induktivitäten (4, 5a) aufweist, wovon eine der Induktivitäten eine Resonanzinduktivität (4) und die andere die Primärwicklung (5a) eines Transformators ist, und der Leistungswandler eingerichtet ist, die mindestens eine Bypass-Kapazität (1) mittels der Koppelschaltung (11) parallel zu der Primärwicklung (5a) des Transformators an- und abzukoppeln.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Bypass-Kapazität (1) so dimensioniert ist, dass der Ausgangsstrom des Leistungswandlers zu null wird, solange die mindestens eine Bypass-Kapazität (1) angekoppelt ist.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Bypass-Kapazität (1) so dimensioniert ist, dass der Ausgangsstrom (47) des Leistungswandlers bei angekoppelter Bypass-Kapazität (1) gerade nicht mehr null wird, wenn die mindestens eine Bypass-Kapazität (1) um den Faktor 1,01 bis 5 und vorzugsweise um den Faktor 1,1 bis 1,5 verringert wird.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass er parallel zur mindestens einen an- und abkoppelbaren Bypass-Kapazität (1) eine nicht an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität (2a) aufweist, wobei das Verhältnis an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität (1) zu nicht an- und abkoppelbarer Bypass-Kapazität (2a) im Bereich 1...20 und vorzugsweise im Bereich 2...10 liegt.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass er eingerichtet ist, von dem maximalen Ausgangsstromwert von 100% bis zu einem ersten reduzierten Ausgangsstromwert von 40% bis 4% des maximalen Ausgangsstromes des Leistungswandlers den Ausgangsstrom (47) im Wesentlichen durch Verstellen der Taktfrequenz (f_HB) des Leistungswandlers (50) zu reduzieren und dass unterhalb des ersten reduzierten Ausgangsstromwertes die Taktfrequenz (f_HB) im Wesentlichen konstant bleibt und der Ausgangsstrom im Wesentlichen mittels eines Tastverhältnisses (D) reduziert wird, bei dem die an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität (1) zeitweise abgekoppelt wird.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass er eingerichtet ist, ab dem ersten reduzierten Ausgangsleistungswert das Tastverhältnis (D) schrittweise von 100% bis zu einem minimalen Tastverhältnis (Dmin) zu verkleinern.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, bei einem minimalen möglichen Ausgangsstrom (47) das minimale Tastverhältnis (Dmin) im Bereich 30% bis 0%, und vorzugsweise im Bereich 20% bis 1% liegt.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das minimale Tastverhältnis (Dmin) so bemessen ist, dass eine Zeitdauer (Tmess), in der die Bypass-Kapazität (1) nicht angekoppelt ist, im Bereich 10us bis 5000us und vorzugsweise im Bereich 50us bis1000us liegt.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungswandler (50) eingerichtet ist, während der Zeitdauer (Tmess) Größen zu messen, welche für eine Stromregelung des Leistungswandlers als Eingangsgrößen benötigt werden, insbesondere ein Eingangsstrom (I_E) und eine Eingangsspannung (U_E) auf der Primärseite des Leistungswandlers sowie eine Ausgangsspannung (U_A) auf der Sekundärseite des Leistungswandlers, wobei der Leistungswandler (50) eingerichtet ist, mithilfe des Tastverhältnisses (D) und mithilfe eines Modells für die anfallenden Verluste zwischen Primär- und Sekundärseite des Leistungswandlers einen Ausgangsstrom (47) zu berechnen und durch das Verstellen des Tastverhältnisses (D) den Ausgangsstrom (47) zu regeln.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass er eingerichtet ist, die Bypass-Kapazität (1) immer genau dann anzukoppeln, wenn der Wert einer Spannung (U₁₁), welche über der Koppelschaltung (11) kurz vor dem Zeitpunkt des Ankoppelns anliegt, minimal wird, und die Bypass-Kapazität (1) immer genau dann wieder abzukoppeln, wenn der Wert einer Spannung (U₁) über dieser Bypass-Kapazität (1) gleich groß ist wie zum Zeitpunkt des Ankoppelns
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität aus einer ersten und einer zweiten an- und abkoppelbaren Bypass-Kapazität besteht, und dass er eingerichtet ist, die zweite an- und abkoppelbare Bypass-Kapazität unterhalb eines vorbestimmten Ausgangsstroms des getakteten Wandlers dauerhaft anzukoppeln und entsprechend oberhalb dieses vorbestimmten Ausgangsstroms abzukoppeln, wobei der vorbestimmte Ausgangsstrom im Bereich 95% bis 4% und vorzugsweise im Bereich 90% bis 50% des maximalen Ausgangsstroms liegt.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 2 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass neben dem Transformator eine weitere Induktivität (4) und/oder eine weitere Kapazität (3) an dem Resonanzkreis für den resonanten Betrieb zur Bildung eines LLC bzw. LCC Leistungswandlers beteiligt ist.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Ansteuerübertrager mit 4 Wicklungen (117, 127, 107, 137) aufweist, wobei eine erste Wicklung (127) im Strompfad des Leistungswandlers angeordnet ist, wobei eine zweite und eine dritte Wicklung (107, 117) die zwei Schalter (104, 111) in Halbbrückenkonfiguration ansteuert und eine vierte Wicklung (137) jeweils kurz vor den tatsächlichen Ausschaltzeitpunkten des gerade leitenden Schalters kurzgeschlossen wird, wobei die mindestens zwei Schalter (104, 111) in Halbbrückenkonfiguration aus Bipolartransistoren bestehen.
Resonant betriebener getakteter isolierender Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 2 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Last aus einer oder mehreren LEDs besteht, die seriell oder parallel geschaltet sind, oder eine Mischung von Serienschaltung und Parallelschaltung aufweisen.
Betriebsgerät zum Betreiben von mindestens einer LED aufweisend einen Wandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei das Betriebsgerät eingerichtet ist, seinen Ausgangsstrom zu regeln und eine galvanische Trennung gemäß dem SELV-Standard einzuhalten.
Verfahren zum Betreiben eines Resonant betriebenen getakteten isolierenden Leistungswandlers (50) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16, gekennzeichnet durch folgende Schritte: - in einem ersten Betriebsmodus wird die Taktfrequenz des getakteten Leistungswandlers (50) verstellt, um den Ausgangsstrom für eine angeschlossene Last zu reduzieren, - in einem zweiten Betriebsmodus wird die im ersten Betriebsmodus zuletzt eingestellte Taktfrequenz (f_HB) beibehalten, und synchron mit der Taktfrequenz (f_HB) wird mindestens eine Bypass-Kapazität (1) des Resonanzkreises mittels einer Koppelschaltung (11) periodisch an- und abgekoppelt, um den Arbeitspunkt des Leistungswandlers zu verändern und damit den Ausgangsstrom für die Last weiter zu verringern.