DE102006032091B4

DE102006032091B4 - Entladungslampen-Lichtstromkreis

Info

Publication number: DE102006032091B4
Application number: DE102006032091A
Authority: DE
Inventors: Tomoyuki Ichikawa; Takao Muramatsu
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2005-07-11
Filing date: 2006-07-11
Publication date: 2011-01-05
Anticipated expiration: 2026-07-12
Also published as: JP2007018960A; CN1897783A; CN1897783B; FR2893812A1; US7291990B2; KR100771063B1; KR20070007727A; DE102006032091A1; US20070007913A1

Abstract

Vorschaltgerät einer Entladungslampe (10), das einen Wechselrichter (3) aufweist, der mit mehreren Schaltelementen (5H, 5L) und einer Reihenresonanzschaltung versehen ist, und eine Steuerschaltung (17) zum Verhindern des Andauerns einer Situation, in welcher eine Treiberfrequenz des Schaltelements kleiner ist als dessen vorgegebene minimale Frequenz,
wobei dann, wenn die Entladungslampe (10) leuchtet, das Schaltelement (5H, 5L) bei einer Frequenz in einem Frequenzbereich (fb) betrieben wird, der höher ist als eine Resonanzfrequenz (FON) der Reihenresonanzschaltung, und eine Treibersituation des Schaltelements (5H, 5L) auf Grundlage einer Beziehung zu einer Phase eines Lampenstroms (IL) überwacht wird, der durch die Entladungslampe (10) fließt, wobei nach Feststellung, dass die Treiberfrequenz (f) des Schaltelements (5H, 5L) niedriger wird als die vorgegebene Minimalfrequenz, die Treiberfrequenz erhöht wird,
und das Vorschaltgerät eine Treibersituations-Detektorschaltung (15) aufweist, die so ausgebildet ist, dass sie eine Phasendifferenz zwischen einem Signal (Sdrv) zum Betreiben des Schaltelements (5H, 5L) oder einem Ausgangssignal (Vout) des...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Vorschaltgerät, nachfolgend auch als Entladungslampen-Lichtstromkreis bezeichnet, beispielsweise eines Hochfrequenzbeleuchtungssystems des Resonanztyps. Spezieller betrifft die Erfindung eine Schaltung, bei welcher die Lichtstromfrequenz auf 2 MHz oder mehr eingestellt ist, um ein Schallresonanzband einer Entladungslampe zu vermeiden.
Aus der Druckschrift DE 40 15 397 A1 ist bereits ein Vorschaltgerät bekannt, wobei die Treiberfrequenz zwischen einer oberen und unteren Referenzfrequenz eingestellt werden muss. Die Minimalfrequenz sollte größer als die Resonanzfrequenz der Reihenresonanzschaltung sein. Es wird ein Phasenvergleicher beschrieben, der jedoch nicht während des Betriebs der Lampe sondern beim Zünden der Lampe zum Einsatz kommt. Aus der US 6,226,196 B1 ist bereits ein Vorschaltgerät bekannt, bei dem die Phase einer Lampenspannung mit der Phase einer Spannung an einem Gate eines FET verglichen wird. Die Phasendifferenz bildet die Grundlage der Frequenzsteuerung eines Schaltkreises. Die ermittelte Phasendifferenz wird mit einem Referenzwert verglichen.
Auch aus der Druckschrift DE 699 16 251 T2 ist bereits ein Vorschaltgerät mit einem Schwungkreis bekannt.
Ein Lichtstromkreis einer Entladungslampe, beispielsweise einer Metallhalogenidlampe, die als Beleuchtungsquelle für Kraftfahrzeuge verwendet wird, weist eine Gleichspannungserhöhungsschaltung auf, die einen Gleichspannungs-Gleichspannungswandler aufweist, einen Wechselrichter, nachfolgend auch als Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung bezeichnet, und eine Starterschaltung. (Vgl. beispielsweise das japanische Patentdokument JP 7-142182 A .
Während der Beleuchtungssteuerung einer Entladungslampe wird eine Ausgangsspannung ohne Verbraucher (nachstehend bezeichnet als ”OCV”) gesteuert, bevor die Entladungslampe leuchtet. Die Entladungslampe wird dadurch zum Leuchten veranlasst, dass ein Startersignal mittels Verwendung einer Starterschaltung angelegt wird. Dann wird die Lampe in einen stabilen Beleuchtungszustand umgeschaltet, durch Verringerung der elektrischen Leistung, die an die Entladungslampe angelegt wird.
In der Gleichspannungserhöhungsschaltung wird beispielsweise ein Schaltregler mit einem Transformator eingesetzt. Weiterhin wurde eine Vollbrückenschaltung mit mehreren Paaren an Schaltelementen zum Einsatz als die Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung angegeben.
Bei einer Betriebsart, bei welcher Wandlungen in zwei Stufen durchgeführt werden (also eine Gleichspannungswandlung und eine Gleichspannungs-Wechselspannungswandlung) werden die Abmessungen der Schaltung groß, so dass dies ungeeignet für Schaltungen mit kleinen Abmessungen oder entsprechende Vorrichtungen ist. Daher wurden andere Konstruktionen vorgeschlagen, bei welchen ein Ausgangssignal einer Entladungslampe zugeführt wird, wobei die Spannung durch eine einstufige Spannungswandlung in einer Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung heraufgesetzt wird.
Es ist beispielsweise bei einer Anordnung möglich, die mit einer Reihenresonanzschaltung versehen ist, die einen Kondensator und ein induktives Element einsetzt, die an die Entladungslampe angelegte elektrische Leistung durch Änderung der Betriebsfrequenz einer Halbbrücke zu steuern (also der Treiberfrequenz eines Schaltelements), welche eine Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung bildet, auf Grundlage der Tatsache, dass sich die Impedanz der Schaltung in Abhängigkeit von der Frequenz ändert.
Wenn die Induktivität in Bezug auf eine Reihenresonanzschaltung mit ”L” bezeichnet wird, und die elektrische Kapazität eines Resonanzkondensators durch ”C” bezeichnet wird, wird die Resonanzfrequenz ”f0” repräsentiert durch ”f0 = 1/(2·π·√(L·C))”, und weist eine annähernd symmetrische Frequenzcharakteristik mit einem Zentrum bei f0 auf. Um einen stabilen Schaltungsbetrieb zu erzielen, ist es vorzuziehen, die Steuerung der elektrischen Leistung mittels Änderung der Treiberfrequenz eines Halbleiterschaltelements durchzuführen, welches die Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung bildet, in einem Frequenzbereich oberhalb von f0.
In einem Frequenzbereich, der höher ist als die Resonanzfrequenz f0 (im induktiven Bereich oder dem Bereich mit verzögerter Phase) besteht die Neigung, dass mit zunehmender, zugeführter elektrischer Leistung die Frequenz abnimmt. Daher ist es möglich, ein Rückkopplungsregelungssystem auszubilden, indem man die angelegte elektrische Leistung ermittelt (Sollwert mittels Berechnung), und die Treiberfrequenz eines Schaltelements auf Grundlage der Änderung des Ergebnisses und der tatsächlich ausgegebenen elektrischen Leistung ändert.
Um die an eine Entladungslampe angelegte elektrische Leistung zu erhöhen, wenn die voranstehend geschilderte Rückkopplungsregelung in einem Bereich mit höherer Frequenz als die Resonanzfrequenz zum Zeitpunkt des Einschaltens der Entladungslampe durchgeführt wird, ist es akzeptabel, wenn die Treiberfrequenz verringert wird. Sinkt jedoch die Frequenz unter die Resonanzfrequenz ab, so sinkt dann, wenn die Treiberfrequenz abnimmt, die angelegte elektrische Leistung ab. Zusammengefasst besteht daher im Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz f0 (im kapazitiven Bereich oder dem Bereich mit voreilender Phase) die Neigung dazu, dass die angelegte elektrische Leistung bei einer Abnahme der Frequenz absinkt, so dass, wenn sie unverändert bleibt, ein Nachlassen der Leuchtstärke infolge einer Abnahme der angelegten elektrischen Leistung auftritt.
Schaltungskonstruktionen eines Stromversorgungssystems, das eine Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung aufweist, eine Resonanzschaltung, und einen Transformator, werden so durchgeführt, dass ausreichende elektrische Leistung an eine Entladungslampe angelegt werden kann, in einem Frequenzbereich bei der Resonanzfrequenz oder höher. Bislang war es schwierig, die Treiberfrequenz in folgenden Situationen festzulegen.

• In einer Situation, in welcher eine Stromversorgungsspannung zu einem Lichtstromkreis abnimmt, beispielsweise infolge einer zeitlichen Änderung oder einer Änderung der Umgebungsbedingungen, und es nicht möglich ist, elektrische Leistung auf dem Sollwert auszugeben
• In einer Situation, in welcher es erwünscht ist, die Stromversorgung mit einer geschlossenen Regelschleife durchzuführen, um elektrische Leistung an eine Entladungslampe bei maximaler Kapazität eines Lichtstromkreises anzulegen, um die Erzeugung eines Lichtbogens der Entladungslampe zu erleichtern, unmittelbar nachdem ein Hochspannungs-Startersignal an eine Entladungslampe angelegt wurde, und die Entladungslampe aktiviert wurde.

Da die Resonanzfrequenz f0 in Abhängigkeit von ”L·C” wie voranstehend angegeben festgelegt ist, ist dann, wenn die Werte von L und C festgelegt sind, auch der Wert von f0 festgelegt, so dass es akzeptabel ist, wenn die Steuerung der elektrischen Leistung nicht in einem Frequenzbereich unterhalb von f0 durchgeführt wird, durch Vorsehen einer Frequenzuntergrenze, so dass die Treiberfrequenz nicht niedriger wird als dieser Wert.
Die Resonanzfrequenz ist für jede Schaltung unterschiedlich infolge von Bauteilschwankungen von Bauteilen, die bei dem Lichtstromkreis eingesetzt werden, und von Schwankungen des Wertes von L und C in Abhängigkeit von den Umgebungsbedingungen. Daher schwankt der Wert der Resonanzfrequenz.
Um vorher eine minimale Treiberfrequenz für den Lichtstromkreis festzulegen ist es möglich, die konstruktive Toleranz zu erhöhen, oder jede Schaltung einzustellen. Im erstgenannten Fall werden jedoch die Anforderungen an die Schaltung zu groß, und nehmen die Kosten zu. Weiterhin ist es im letztgenannten Fall erforderlich, eine Frequenzuntergrenze einzeln bei der Massenproduktion einzustellen, was unrealistisch ist.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Vorschaltgerät bereitzustellen, mit dem die Treiberfrequenz korrekt eingestellt werden kann, selbst wenn die Resonanzfrequenz schwankt. Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsbeispiele ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die vorliegende Erfindung geht die Situation an, in welcher die Treiberfrequenz kleiner wird als ihr Minimalwert, durch automatische Durchführung einer Einschränkung in Bezug auf die Untergrenze der Treiberfrequenz eines Schaltelements, abhängig von einer Änderung der Resonanzfrequenz zum Zeitpunkt des Einschaltens in einem Hochfrequenz-Lichtstromkreis einer Entladungslampe.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die vorliegende Erfindung nicht so ausgebildet, dass sie fest einen minimalen Frequenzwert einstellt, ohne eine Änderung der Resonanzfrequenz und eine Resonanzsituation in Bezug auf eine Treibersituation eines Schaltelements zu berücksichtigen. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Treibersituation eines Schaltelements auf Grundlage der relativen Phase zu einem Lampenstrom überwacht, der durch die Entladungslampe fließt. Dann wird eine Untergrenze für die Frequenz automatisch eingeschränkt, um ein Andauern einer Abnahme der Treiberfrequenz zu verhindern, falls die Treiberfrequenz des Schaltelements niedriger wird als die minimale Frequenz.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ermöglicht, wenn eine Entladungslampe leuchtet, zu verhindern, dass die Treiberfrequenz eines Schaltelements unterhalb eines Minimalwerts bleibt, was dazu wirksam ist, ein Nachlassen der Leuchtstärke der Entladungslampe zu verhindern. Weiterhin ist es weniger wahrscheinlich, dass die Vorgaben für die Schaltungskonstruktion übermäßig werden mit signifikanten Kostenanstiegen. Weiterhin ist es nicht erforderlich, die Einstellung der minimalen Frequenz für einzelne Geräte einzustellen oder zu ändern, angesichts von Schwankungen bei der Herstellung und einzelnen Unterschieden bei Schaltungsbauteilen.
Gemäß der Erfindung wird die minimale Frequenz auf die Resonanzfrequenz eingestellt, welche die Reihenresonanzfrequenz betrifft, oder eine Frequenz in deren Nähe, im Leuchtzustand der Entladungslampe. Es ist akzeptabel, wenn die Treiberfrequenz erhöht wird, wenn die Situation festgestellt wird, durch Bereitstellung einer Treibersituationsdetektorschaltung zu erfassen, ob ein Treiben des Schaltelements in einem Frequenzbereich durchgeführt wird oder nicht, der niedriger ist als die Resonanzfrequenz oder eine benachbarte Frequenz.
Es wird eine Phasendifferenz zwischen entweder einem Signal zum Treiben des Schaltelements, einem Ausgangssignal einer Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung und einem Erfassungssignal entsprechend einer Lampenspannung der Entladungslampe, und einem Erfassungssignal, welches einen Lampenstrom einer Entladungslampe betrifft, festgestellt, so dass ermöglicht wird, zu bestimmen, ob ein Schaltelement in einem Frequenzbereich betrieben wird oder nicht, der niedriger ist als die Resonanzfrequenz oder eine Frequenz in deren Nähe, oder einen Pegel der Abweichung (Abweichungspegel) von einer Resonanz mit hoher Genauigkeit zu erfassen, ohne dass dies durch die Schwankung von Eigenschaften von Schaltungsbauteilen beeinflusst wird.
Es ist möglich, die Treiberfrequenz dadurch zu erhöhen, dass ein Schaltungsabschnitt zur Erzielung einer Polumkehr (Phasenumkehr) eines Signals zum Treiben eines Schaltelements bereitgestellt wird, wenn festgestellt wird, dass ein Schaltelement in einem Frequenzbereich unterhalb der minimalen Frequenz (beispielsweise der Resonanzfrequenz) betrieben wird. Es ist beispielsweise möglich, eine maximale elektrische Leistung an eine Entladungslampe anzulegen, durch Einstellen eines Schaltelements auf eine Treibersituation an einem Resonanzpunkt, falls die Entladungslampe gerade abgeschaltet werden soll.
Alternativ ist es akzeptabel, einen Sollwert der an die Entladungslampe angelegten elektrischen Leistung zu verringern, abhängig von dem Ausmaß der Abweichung gegenüber der minimalen Frequenz, wenn festgestellt wird, dass ein Schaltelement in einem Frequenzbereich unterhalb der minimalen Frequenz betrieben wird (also auf einem Wert in der Nähe der Resonanzfrequenz und höher als diese).
Um mit Situationen fertig zu werden, in welchen festgestellt wird, dass ein Schaltelement in einem Frequenzbereich unterhalb der minimalen Treiberfrequenz betrieben wird, ist es vorzuziehen, einen Schaltungsabschnitt zur Erhöhung der Treiberfrequenz des Schaltelements vorzusehen, entsprechend einer vorbestimmten Zeitkonstante, um die Stabilität zu verbessern. (Zusammengefasst kann, wenn die Treiberfrequenz plötzlich zum Zeitpunkt der Erfassung erhöht wird, und dann danach eine Steuerung zur Verringerung der Treiberfrequenz durchgeführt wird, die folgende Situation auftreten: Wenn die Erhöhung und die Abnahme der Treiberfrequenz stundenlang mit einer dazwischen liegenden Minimalfrequenz durchgeführt werden, besteht die Befürchtung, dass der Beleuchtungsbetrieb instabil wird, oder die Stabilität beeinträchtigt wird).
Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert, aus welchen weitere Vorteile und Merkmale hervorgehen. Es zeigt:
1 ein Beispiel für eine grundlegende Konstruktion gemäß der vorliegenden Erfindung;
2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer Frequenzcharakteristik in Bezug auf eine LC-Reihenresonanz;
3 eine Ansicht zur Erläuterung einer Erfassung der Treibersituation eines Schaltelements;
4 ein Beispiel für die Konstruktion einer Treibersituations-Detektorschaltung;
5 ein Zeitablaufdiagramm zur Erläuterung, zusammen mit den 6 und 7, des Schaltungsbetriebs von 4; diese Figur zeigt eine Betriebssituation in einem Frequenzbereich höher als der Resonanzfrequenz;
6 eine Betriebssituation kurz nach Hineingelangen in einen Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz;
7 eine Betriebssituation in einem Fall, in welchem weiter in einen Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz hineingegangen wird, im Vergleich zu 6;
8 ein Beispiel für die Schaltungskonstruktion in Bezug auf einen Treibersituations-Steuerabschnitt;
9 eine Darstellung zur Erläuterung des Betriebs in jenem Fall, in welchem angenommen wird, dass der Schaltungsabschnitt 51 in 8 nicht vorhanden ist;
10 eine Erläuterung des Betriebs in einem Fall, in welchem das Vorhandensein des Schaltungsabschnitts 51 in 8 angenommen wird;
11 ein weiteres Beispiel für eine Schaltungskonstruktion in Bezug auf einen Treibersituations-Steuerabschnitt;
12 ein weiteres Beispiel für eine Schaltungskonstruktion in Bezug auf den Treibersituations-Steuerabschnitt;
13 eine Ansicht zur Erläuterung des Schaltungsbetriebs in 12; und
14 eine schematische Ansicht von Änderungen von Resonanzkurven und der Resonanzfrequenz unmittelbar nach dem Starten einer Entladungslampe.
1 zeigt ein Beispiel für die Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein Entladungslampen-Lichtstromkreis 1 ist mit einer Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung 3 versehen, welche elektrischen Strom von einer Gleichspannungsversorgung 2 empfängt, und mit einer Starterschaltung 4.
Die Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung 3 ist dazu vorgesehen, eine Wechselspannungswandlung und eine Spannungserhöhung durchzuführen, in Reaktion auf eine Eingangsgleichspannung (siehe ”+B” in der Figur) von der Gleichspannungsversorgung 2. Beim vorliegenden Beispiel sind zwei Schaltelemente 5H, 5L und eine Treiberschaltung 6 für deren Betrieb (also ein Halbbrückentreiber) vorgesehen. Ein Ende des Schaltelements 5H, das an der Seite einer höheren Stufe unter Schaltelementen angeordnet ist, die miteinander ein Reihe geschaltet sind, ist an eine Stromversorgungsklemme angeschlossen, und das andere Ende des Schaltelements ist über das Schaltelement 5L mit Masse verbunden, welches sich an der Seite einer unteren Stufe befindet. Die Elemente 5H, 5L werden so gesteuert, dass sie nacheinander ein/ausgeschaltet werden, durch ein Signal von der Treiberschaltung 6. Zur Vereinfachung sind die Elemente 5H, 5L als Schalter dargestellt; jedoch können die Elemente beispielsweise als Halbleiterschaltelemente ausgebildet sein, beispielsweise als Feldeffekttransistor (FET) oder Bipolartransistor.
Die Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung 3 weist einen Transformator 7 zum Einsatz bei der Übertragung elektrischer Energie und der Spannungserhöhung auf. Beim vorliegenden Beispiel verwendet an dessen Primärseite die Schaltungsanordnung die Resonanz eines Resonanzkondensators 8, einer Induktivität oder eines induktiven Bauteils. Zumindest die folgenden drei Arten von Konstruktionen sind möglich.

(I) Eine erste Art, welche die Resonanz des Resonanzkondensators 8 und eines induktiven Elements einsetzt.
(II) Eine zweite Art, welche die Resonanz des Resonanzkondensators 8 und die Induktivität des Transformators 7 einsetzt.
(III) Eine dritte Art, welche den Resonanzkondensator 8, ein induktives Element, und die Induktivität des Transformators 7 einsetzt.

Bei der ersten Art (I) ist ein induktives Element 9 vorgesehen, beispielsweise eine Resonanzwicklung. Ein Ende des Elements ist an den Resonanzkondensator 8 angeschlossen, und der Kondensator 8 ist mit einem Verbindungspunkt der Schaltelemente 5H und 5L verbunden. Das andere Ende des induktiven Elements 9 ist an eine Primärwicklung 7p des Transformators 7 angeschlossen.
Bei der zweiten Art (II) ist das Hinzufügen einer Resonanzwicklung unnötig, durch Nutzung eines induktiven Bauteils des Transformators 7. Es ist akzeptabel, wenn ein Ende des Resonanzkondensators 8 an den Verbindungspunkt der Schaltelemente 5H und 5L angeschlossen ist, und das andere Ende des Kondensators 8 an die Primärwicklung 7p des Transformators 7 angeschlossen ist.
Bei der dritten Art (III) ist es möglich, die vereinigte Reihenreaktanz des induktiven Elements 9 und der Induktivität des Transformators zu nutzen.
Bei jeder dieser Arten werden die Schaltelement nacheinander ein/ausgeschaltet, durch Nutzung der Reihenresonanz des Resonanzkondensators 8 und eines induktiven Elements (eines induktiven Bauteils und eines induktiven Elements), und durch Einstellen der Treiberfrequenz der Schaltelemente 5H, 5L auf den Wert der Reihenresonanzfrequenz oder höher. Eine Entladungslampe 10 (beispielsweise eine Metallhalogenidlampe, die in einem Kraftfahrzeugleuchtenbauteil verwendet wird), die an eine Sekundärwicklung 7s des Transformators 7 angeschlossen ist, wird zum Leuchten veranlasst. Während der Treibersteuerung jedes Schaltelements ist es erforderlich, die Schaltelemente abwechselnd zu betreiben, so dass sich nicht beide Schaltelemente in einer Einschaltsituation befinden (entsprechend einer Einschalttaststeuerung). Wenn in Bezug auf die Reihenresonanzfrequenz die Resonanzfrequenz nach Einschalten der Stromversorgung, jedoch bevor die Lampe leuchtet, mit ”Foff” bezeichnet wird, die Resonanzfrequenz im Beleuchtungszustand als ”Fon” bezeichnet wird, die elektrische Kapazität des Resonanzkondensators 8 mit ”Cr” bezeichnet ist, die Induktivität des induktiven Elements 9 mit ”Lr” bezeichnet ist, und die Induktivität der Primärseite des Transformators 7 mit ”Lp” bezeichnet ist, so gilt beispielsweise bei der voranstehend erwähnten Art (III) zu dem Zeitpunkt, bevor die Entladungslampe nach Einschalten der Stromversorgung leuchtet, folgende Beziehung: ”Foff = 1/(2·π·√(Cr·(Lr + Lp))”. Wenn beispielsweise die Treiberfrequenz niedriger ist als Foff, werden Verluste des Schaltelements groß, und nimmt der Wirkungsgrad ab. Daher wird ein Schaltbetrieb in einem Frequenzbereich oberhalb von Foff durchgeführt. Weiterhin gilt zum Zeitpunkt, nachdem die Entladungslampe leuchtet, folgende Beziehung: ”Fon ≈ 1/(2·π·√(Cr·Lr))” (Foff < Fon). In diesem Fall wird ein Schaltbetrieb in einem Frequenzbereich oberhalb von Fon durchgeführt. Es ist vorzuziehen, dass zum Zeitpunkt nach dem Einschalten der Stromversorgung des Lichtstromkreises OCV durch einen Frequenzwert in der Nähe von Foff gesteuert wird, in einer Situation mit Nachlassen der Leuchtstärke der Entladungslampe (unbelasteter Zustand). Falls eine Verschiebung auf eine Beleuchtungssituation nach Aktivierung der Entladungslampe durch ein Startersignal erfolgt, wird eine Beleuchtungssteuerung in einem Frequenzbereich oberhalb von Fon durchgeführt.
Die Starterschaltung 4 dient zur Zufuhr eines Startersignals zur Entladungslampe 10. Eine Ausgangsspannung der Starterschaltung 4 wird durch den Transformator 7 zum Zeitpunkt des Startens heraufgesetzt und wird dann an die Entladungslampe 10 angelegt (ein Startersignal überlappt sich mit einem Ausgangssignal, das in Wechselspannung umgewandelt wurde, und wird dann der Entladungslampe 10 zugeführt). Dieses Beispiel zeigt eine Art, bei welcher eine der Ausgangsklemmen der Starterschaltung 4 an einem Punkt in der Mitte der Primärwicklung 7p des Transformators 7 angeschlossen ist, und die andere Ausgangsklemme an ein Ende (die masseseitige Klemme) der Primärwicklung 7p angeschlossen ist. Beispiele für Eingangssignale zur Starterschaltung 4 umfassen die Vorgehensweise, eine Eingangsspannung für die Starterschaltung von einer Sekundärwicklung oder Starterwicklung des Transformators 7 zu erhalten, und eine Vorgehensweise, eine Eingangsspannung für die Starterschaltung von einer Wicklung zu erhalten, die als Hilfswicklung vorgesehen ist, und zusammen mit dem induktiven Element 9 den Transformator bildet.
1 zeigt eine Art einer Schaltung zur Durchführung einer Umwandlung von Gleichspannung in Wechselspannung, und zur Spannungserhöhung in der Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung 3, um die Steuerung oder Regelung elektrischer Leistung einer Entladungslampe durchzuführen. Beispielsweise im Falle der Erfassung einer Lampenspannung, die an die Entladungslampe 10 angelegt werden soll, können ein Verfahren zum Herunterteilen einer Ausgangsspannung des Transformators 7 oder ein Verfahren mit Hinzufügung einer Detektorwicklung und einer Detektorklemme zum Transformator 7 zur Durchführung der Erfassung angegeben werden.
Weiterhin lässt sich beispielsweise im Falle der Erfassung eines Lampenstroms, der durch die Entladungslampe 10 fließt, ein Verfahren angeben, bei welchem eine Spannungswandlung durchgeführt wird, durch Vorsehen eines Stromdetektorwiderstands 11 an der Sekundärseite des Transformators 7. Ohne eine Einschränkung auf eine spezielle Anordnung ist eine Anordnung akzeptabel, bei welcher eine Hilfswicklung, welche den Transformator bildet, zusammen mit dem induktiven Element 9 vorgesehen ist, und ein Strom erfasst wird, der mit einem Strom vergleichbar ist, der durch die Entladungslampe 10 fließt.
Ein Detektorsignal einer Spannung und eines Stroms in Bezug auf die Entladungslampe 10 wird einem Berechnungsabschnitt 12 für die angelegte elektrische Leistung zugeführt. Es wird ein Wert für die elektrische Leistung berechnet, die an die Entladungslampe 10 angelegt werden soll, und es wird ein Steuersignal auf Grundlage eines Berechnungsergebnisses einem Spannungs-Frequenzwandlerabschnitt 14 (nachstehend als ”V-F-Wandlerabschnitt” bezeichnet) über einen Fehlerverstärker 13 zugeführt.
Der V-F-Wandlerabschnitt 14 erzeugt ein Signal, das eine Frequenz aufweist, die sich in Abhängigkeit von seiner Eingangsspannung ändert (ein Impulsfrequenz moduliertes Signal), und schickt das Signal an die Treiberschaltung 6. Auf diese Weise wird die Treiberfrequenz von Signalen gesteuert, die von der Treiberschaltung 6 an Steuerklemmen der Schaltelemente 5H, 5L angelegt werden.
Eine Treibersituations-Detektorschaltung 15 erfasst, ob die Treiberfrequenz des Schaltelements kleiner ist als die minimale Frequenz oder nicht, auf Grundlage eines Erfassungssignals eines Lampenstroms auf Grundlage des Stromdetektorwiderstands 11, und auf Grundlage eines Treibersignals mit Rechteckform, das an die Treiberschaltung 6 geschickt wird. Beispielsweise stellt die Schaltung 15 fest, ob das Treiben eines Schaltelements an der Resonanzfrequenz oder in deren Nähe durchgeführt wird, oder nicht.
Ein Detektorsignal von der Treibersituations-Detektorschaltung 15 wird einem Treibersituations-Steuerabschnitt 16 in einer folgenden Stufe zugeführt. Falls eine Situation festgestellt wird, in welcher die Treiberfrequenz des Schaltelements niedriger wird als die minimale Frequenz, wird eine solche Steuerung durchgeführt, dass die Treiberfrequenz erhöht wird, oder die an die Entladungslampe angelegte elektrische Leistung abnimmt.
Ein Ausgangssignal des Treibersituations-Steuerabschnitts 16 wird dem V-F-Wandlerabschnitt 14 zugeführt, oder dazu eingesetzt, ein Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 13 zu ändern. Falls daher erfasst wird, dass der Betrieb des Schaltelements in einem Frequenzbereich unterhalb der minimalen Frequenz durchgeführt wird, so werden beispielsweise die folgenden Steuerbetriebsarten zur Verfügung gestellt.

(A) Betriebsart mit einem Signal, welches von dem V-F-Wandlerabschnitt der Treiberschaltung 6 zugeführt wird
(B) Betriebsart mit einem Steuersollwert (oder einem Steuerbefehlswert) für die angelegte elektrische Leistung in einer vorherigen Stufe des V-F-Wandlerabschnitts 14.

Bei der voranstehend erwähnten Betriebsart (A) wird beispielsweise durch Umkehr der Polung eines rechteckigförmigen Treibersignals, das dem Schaltelement zugeführt wird, und Erhöhung der Treiberfrequenz eine solche Steuerung durchgeführt, dass die Treiberfrequenz des Elements nicht kleiner bleibt als die minimale Frequenz (Untergrenze).
Weiterhin erfolgt bei der voranstehend geschilderten Betriebsart (B) durch Verringerung eines Sollwertes für die elektrische Leistung, die einer Entladungslampe zugeführt wird, in Abhängigkeit von dem Ausmaß der Abweichung von der minimalen Frequenz (beispielsweise der Resonanzfrequenz oder höher), also des Ausmaßes einer Abnahme, so dass die momentane Treiberfrequenz niedriger wird als die minimale Frequenz, eine solche Einschränkung durchgeführt, dass die Treiberfrequenz des Elements nicht kleiner bleibt als die minimale Frequenz.
Eine spezielle Schaltungsausbildung und deren Betrieb in jeder Betriebsart werden nachstehend im Einzelnen geschildert.
Das Beispiel von 1 umfasst den Berechnungsabschnitt 12 für die angelegte elektrische Leistung, den Fehlerverstärker 13, den V-F-Wandlerabschnitt 14, die Treiberschaltung 6, die Treibersituations-Detektorschaltung 15, und der Treibersituations-Steuerabschnitt 16 dient als Steuervorrichtung 17. Hierdurch wird die Treiberfrequenz der Schaltelemente 5H, 5L gesteuert, und wird deren minimale Frequenz sichergestellt.
Als nächstes wird die Steuerung von OCV und der elektrischen Leistung in dem Lichtstromkreis erläutert.
2 zeigt schematisch eine Frequenzcharakteristik, wenn eine LC-Reihenresonanz eingesetzt wird, wobei eine Treiberfrequenz ”f” auf der Horizontalachse dargestellt ist, und eine Ausgangsspannung ”Vo” oder eine Ausgangsspannung ”OP” des Lichtstromkreises auf der Vertikalachse dargestellt ist. Die Figur zeigt eine Resonanzkurve ”g1” zum Zeitpunkt des Nachlassens der Leuchtstärke der Entladungslampe, und eine Resonanzkurve ”g2” zum Zeitpunkt des Beginns des Leuchtens.
In Bezug auf die Resonanzkurve ”g1” zeigt die Vertikalachse die Ausgangsspannung ”Vo”. In Bezug auf die Resonanzkurve ”g2” zeigt die Vertikalachse die Ausgangsspannung ”OP”.
Zum Zeitpunkt des Nachlassens der Leuchtstärke der Entladungslampe weist die Sekundärseite des Transformators 7 eine hohe Impedanz auf, und ist ein Induktivitätswert an der Primärseite des Transformators hoch, und wird eine Resonanzkurve g1 der Resonanzfrequenz Foff erhalten. Weiterhin ist zum Zeitpunkt des Beginns des Leuchtens der Entladungslampe die Impedanz an der Sekundärseite des Transformators 7 niedrig (annähernd einige Ω bis einige hundert Ω), und wird der Induktivitätswert der Primärseite niedrig, und wird eine Resonanzkurve g2 der Resonanzfrequenz Fon erhalten. (Zum Zeitpunkt des Beginns des Leuchtens ist das Ausmaß der Spannungsänderung relativ gering. Im Gegensatz hierzu ändert sich der Strom signifikant).
Die Bedeutung jeder in der Figur dargestellten Bezeichnung ist folgendermaßen.

• ”fa1” = Frequenzbereich von ”f < Foff” (kapazitiver Bereich oder Bereich mit voreilender Phase, der sich an der linken Seite von ”f = Foff” befindet)
• ”fa2” = Frequenzbereich von ”f > Foff” (induktiver Bereich oder Bereich mit nacheilender Phase, der sich an der rechten Seite von ”f = Foff” befindet)
• ”fb” = Frequenzbereich, der sich bei ”f > Fon” befindet (was einen Frequenzbereich zum Zeitpunkt des Beginns des Leuchtens darstellt, der in einem induktiven Bereich an der rechten Seite von ”f = Fon” liegt)
• ”focv” = Umfang der Steuerung einer Ausgangsspannung zum Zeitpunkt vor dem Leuchten (zum Zeitpunkt des Nachlassens der Leuchtstärke). (Dies wird nachstehend bezeichnet als ”Umfang der OCV-Steuerung”. Dies befindet sich in der Nähe von Foff innerhalb von fa2.)
• ”Lmin” = Ausgangspegel, der das Aufrechterhalten des Leuchtens einer Entladungslampe ermöglicht
• ”P1” = Betriebspunkt zum Zeitpunkt des Einschaltens der Stromversorgung
• ”P2” = Ursprünglicher Betriebspunkt zum Zeitpunkt unmittelbar nach Einschalten der Stromversorgung
• ”P3” = Betriebspunkt, der den Zeitpunkt des Erreichens eines Sollwertes von OCV zum Zeitpunkt des Nachlassens der Leuchtstärke zeigt (in focv)
• ”P4” = Betriebspunkt zum Zeitpunkt nach dem Erleuchten (im Bereich fb)
• ”f1” = Treiberfrequenz eines Schaltelements unmittelbar bevor eine Entladungslampe leuchtet (beispielsweise Treiberfrequenz am Betriebspunkt P3)
• ”f2” = Treiberfrequenz eines Schaltelements zum Zeitpunkt des Leuchtens einer Entladungslampe (beispielsweise Treiberfrequenz am Betriebspunkt P4)
• ”Fmax” = Frequenz an einem Schnittpunkt von g2 und Lmin (zulässige Frequenzobergrenze)

Der Betriebsablauf der Beleuchtungsübergangssteuerung in Bezug auf eine Entladungslampe ist folgendermaßen.

(1) Eine Schaltungsstromversorgung wird eingeschaltet (P1→P2)
(2) OCV-Wert wird im Umfang focv der OCV-Steuerung erhöht (P2→P3)
(3) Ein Starterimpuls wird erzeugt und an eine Entladungslampe angelegt (P3)
(4) Nachdem die Entladungslampe zu leuchten beginnt, wird ein Wert der Beleuchtungsfrequenz (Treiberfrequenz eines Schaltelements) über einen vorgegebenen Zeitraum festgehalten (nachstehend als ”Frequenzfesthaltezeitraum” bezeichnet) (P3)
(5) Es erfolgt ein Übergang auf die Steuerung elektrischer Leistung in fb (P3→P4).

Zum Zeitpunkt unmittelbar nach Einschalten der Stromversorgung, sowie zum Zeitpunkt unmittelbar nachdem eine Entladungslampe einmal eingeschaltet und dann ausgeschaltet wurde, wird die Treiberfrequenz temporär erhöht (P1→P2), und wird die Frequenz allmählich abgesenkt, annähernd auf f1 (P2→P3).
Die Steuerung von OCV wird in focv durchgeführt, und es wird ein Startersignal für eine Entladungslampe erzeugt. Die Entladungslampe wird durch Anlegen des Signals eingeschaltet. Wenn beispielsweise die Frequenz abgesenkt wird, und sich von der Seite hoher Frequenzen an die Resonanzfrequenz Foff annähert, wird bei der Steuerung von OCV die Ausgangsspannung Vo allmählich größer, und erreicht einen Sollwert am Betriebspunkt P3. Bei einem Verfahren der Durchführung der Steuerung von OCV im Bereich fa1 zum Zeitpunkt des Nachlassens der Leuchtstärke, bevor die Entladungslampe eingeschaltet wird, werden die Schaltverluste relativ groß, und verschlechtert sich der Schaltungswirkungsgrad. Weiterhin ist bei einem Verfahren der Durchführung der Steuerung von OCV im Bereich fa2 Vorsicht geboten, damit ein Zeitraum, in welchem eine Schaltung durchgehend betrieben wird, zum Zeitpunkt ohne Verbraucher, nicht länger als erforderlich wird.
Am Betriebspunkt P3 wird, wenn die Entladungslampe durch die Starterschaltung 4 gestartet wird, die Treiberfrequenz auf einen konstanten Wert während eines Zeitraums mit fester Frequenz eingestellt. Dann wird die Treiberfrequenz auf den Bereich fb umgeschaltet (siehe ”ΔF” in der Figur). Weiterhin ist es beim Frequenzübergang von dem Umfang focv der OCV-Steuerung auf den Bereich fb vorzuziehen, kontinuierlich die Frequenz von f1 auf f2 zu ändern, nachdem die Entladungslampe zu leuchten begonnen hat.
Wie voranstehend geschildert wird bei einer derartigen Konstruktion zum Zeitpunkt des Nachlassens der Leuchtstärke einer Entladungslampe eine Ausgangsspannungssteuerung in dem Frequenzbereich fa2 durchgeführt, der höher ist als die Resonanzfrequenz Foff. Zum Zeitpunkt des Leuchtenlassens der Entladungslampe wird eine Steuerung der elektrischen Leistung in dem Frequenzbereich fb durchgeführt, der höher ist als die Resonanzfrequenz Fon (in einem induktiven Bereich wird die elektrische Leistung leicht stabil, durch den Effekt der Unterdrückung von Spannungsschwankungen). Falls eine solche Situation festgestellt wird, dass die Treiberfrequenz zu stark absinkt, und niedriger wird als die minimale Frequenz, wird eine solche Steuerung durchgeführt, dass die Treiberfrequenz erhöht wird, oder die an eine Entladungslampe angelegte elektrische Leistung abnimmt.
Als nächstes wird die Erfassung der Treibersituation eines Schaltelements erläutert.
3 zeigt eine zeitliche Änderung eines Treibersignals in Bezug auf ein Schaltelement (Brückentreibersignal) ”Sdrv”, Ein/Ausschaltsituationen jedes Schaltelements 5H, 5L, eine Halbbrücken-Ausgangsspannung ”Vout” der Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung 3, die in 1 gezeigt ist, eine Lampenspannungssignalform ”VL” und eine Lampenstromsignalform ”IL”, und zeigt deren Phasenbeziehungen. Die Richtungen jeder Spannung und jedes Stroms sind durch die Richtungen jeweiliger Pfeile in 1 festgelegt.
Das Signal Sdrv ist als rechteckförmiges (oder quadratisches) Signal eingestellt, das durch ein Signal gesteuert wird, das von dem V-F-Wandlerabschnitt 14 an die Treiberschaltung 6 geschickt wird. Beim vorliegenden Beispiel wird während eines Zeitraums, wenn sich Sdrv auf einem Pegel H (hoch) befindet, das Schaltelement 5H an der hohen Seite ausgeschaltet, und das Schaltelement 5L an der niedrigen Seite eingeschaltet, wobei sich beide Elemente in einer Beziehung mit entgegengesetzter Phase befinden.
Die Ausgangsspannung ”Vout” steht in einer Beziehung mit entgegengesetzter Phase zum Signal Sdrv. Weiterhin überlappt sich eine Spannung zum erneuten Zünden zum Zeitpunkt der Polaritätsumwandlung von Vout, das nahezu die gleiche Phasenbeziehung zu Vout aufweist, mit der Lampenspannungssignalform ”VL”, und wird zu einem verzerrten Sinussignal.
In Bezug auf die Lampenstromsignalform ”IL” ist oben ein Fall dargestellt, bei welchem die Treiberfrequenz eines Schaltelements höher ist als die Resonanzfrequenz Fon (Treibersituation im induktiven Bereich), ist in der Mitte eine Resonanzsituation dargestellt, also in welcher die Treiberfrequenz der Resonanzfrequenz entspricht (Situation der Ausgabe maximaler elektrischer Leistung), und ist unten ein Fall dargestellt, in welchem die Treiberfrequenz niedriger ist als die Resonanzfrequenz Fon (Treibersituation im kapazitiven Bereich).
Während eines in der Figur gezeigten Zeitraums ”T1” ist das Schaltelement 5H ausgeschaltet, und ist das Schaltelement 5L eingeschaltet, und wird in einer Resonanzsituation ein Lampenstrom mit Sinusform erzielt. Verwendet man diese Situation als Vergleichswert, wird eine verzögerte Signalform in dem induktiven Bereich erzielt, und eine voreilende Signalform in dem kapazitiven Bereich. Weiterhin ist während eines in der Figur gezeigten Zeitraums ”T2” das Schaltelement 5H eingeschaltet, und ist 5L ausgeschaltet, und wird in einer Resonanzsituation ein Lampenstrom in Form eines negativen Halbwellensignals erzielt.
Falls die Treiberfrequenz niedriger wird als die Resonanzfrequenz, also da eine Treibersteuerung in dem kapazitiven Bereich nicht wünschenswert ist, wird in dem Fall, dass eine derartige Situation erfasst wird, erforderlich, zur Treibersteuerung im induktiven Bereich zurückzukehren, durch Erhöhung der Treiberfrequenz, so dass diese Situation nicht andauert.
Bedingungen zur Bestimmung des Auftretens einer Situation, wenn die Treiberfrequenz niedriger geworden ist als die Resonanzfrequenz, sind wie folgt.

(α1) In einer Treibersituation während des Zeitraums ”T1” wird AND (das logische Produkt) der folgenden zwei Bedingungen ermittelt.
(α1-1) Ein Lampenstrom zeigt einen positiven Wert an einem Anstiegszeitpunkt von Sdrv.
(α1-2) Es ist ein solcher Zeitpunkt vorhanden, dass der Lampenstrom einen negativen Wert aufweist, wenn sich Sdrv auf dem Pegel H (hoch) befindet.
(α2) In einer Treibersituation während des Zeitraums ”T2” wird AND (das logische Produkt) der folgenden zwei Bedingungen ermittelt.
(α2-1) Ein Lampenstrom weist einen negativen Wert an einem Anstiegszeitpunkt von Sdrv auf.
(α2-2) Es gibt einen solchen Zeitpunkt, dass der Lampenstrom einen positiven Wert aufweist, falls sich Sdrv auf dem Pegel L (niedrig) befindet.

In einer Situation, in welcher die voranstehend angegebenen Bedingungen (α1) oder (α2) nicht erfüllt sind, wird ein Betrieb in dem kapazitiven Bereich durchgeführt. Daher wird eine endgültige Bedingungsbeurteilung durchgeführt, die eine OR-Operation (logische Summe) der voranstehend angegebenen Bedingungen (α1) und (α2) repräsentiert. Falls die endgültige Bedingungsbeurteilung den Wert wahr ergibt, dann wird eine Treibersituation im kapazitiven Bereich festgestellt.
4 zeigt ein Beispiel für die Ausbildung der Treibersituations-Detektorschaltung 15. Bei diesem Beispiel wird eine Phasendifferenz zwischen einem Signal zum Treiben eines Schaltelements und einem Detektorsignal eines Lampenstroms einer Entladungslampe erfasst. Es erfolgt eine Bestimmung, ob das Schaltelement in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz betrieben wird oder nicht, und es wird das Ausmaß der Abweichung (der Abweichungspegel) gegenüber der Resonanzsituation erfasst.
Ein Detektorsignal für den Lampenstrom, das von dem Stromdetektorwiderstand 11 erhalten wird, wird einer Differenzverstärkerschaltung 18 zugeführt.
Der Differenzverstärker 18 kann beispielsweise durch einen Operationsverstärker 19 implementiert werden, dessen nicht-invertierende Eingangsklemme mit einem Ende des Stromdetektorwiderstands 11 verbunden ist (Klemme an der Seite der Entladungslampe 10), über einen Widerstand 20, und an Masse über einen Widerstand 21 angeschlossen ist. Eine invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers 19 ist mit dem anderen Ende des Stromdetektorwiderstands 11 über einen Widerstand 22 verbunden. Ein Rückkopplungswiderstand 23 ist zwischen der invertierenden Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme angeordnet.
Ein Ausgangssignal des Operationsverstärkers 19 wird einem Hysteresekomparator 24 in einer nachfolgenden Stufe zugeführt.
Ein Ausgangssignal des Hysteresekomparators 24 wird der D-Klemme eines Flip-Flops 25 des D-Typs zugeführt. Weiterhin wird das Signal Sdrv dessen Taktsignaleingangsgklemme (CK) zugeführt. Dann wird das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 25 einem AND-Gate 26 mit drei Eingängen in einer nachfolgenden Stufe zugeführt.
Das Signal Sdrv und ein Signal von dem Hysteresekomparator 24 werden über ein NOT-Gate 27 (Gate mit logischer Negierung) als Eingangsgrößen einem AND-Gate 26 zugeführt, zusätzlich zum Ausgangssignal des D-Flip-Flops 25. Ein Ausgangssignal, das ein Ergebnis der Berechnung des logischen Produkts dieser drei Signale anzeigt, wird einem OR-Gate 28 in einer nachfolgenden Stufe zugeführt.
Ein Ausgangssignal des NOT-Gates 27 wird der D-Klemme des Flip-Flops 29 des D-Typs zugeführt. Weiterhin wird das Signal Sdrv dessen Taktsignaleingangsklemme (CK) über ein NOT-Gate 30 zugeführt. Weiterhin wird sein Q-Ausgangssignal einem AND-Gate 31 mit drei Eingängen in einer nachfolgenden Stufe zugeführt.
Ein Ausgangssignal des NOT-Gates 30 und ein Ausgangssignal des Hysteresekomparators 24 werden als Eingangsgrößen dem AND-Gate 31 zugeführt, zusätzlich zu einem Ausgangssignal des D-Flip-Flops 29. Ein Ausgangssignal, welches das Ergebnis der Berechnung des logischen Produkts dieser drei Signale anzeigt, wird dem OR-Gate 28 in einer nachfolgenden Stufe zugeführt.
Das OR-Gate 28 mit zwei Eingängen stellt ein Ausgangssignal zur Verfügung, welches das OR-Berechnungsergebnis (Berechnungsergebnis für die logische Summe) jedes Ausgangssignals des AND-Gates 28, 31 anzeigt. Dieses Signal stellt ein endgültiges Treibersituations-Detektorsignal dar.
Wenn ein Spannungsabfall auftritt, wird der elektrische Strom erfasst, der durch den Stromdetektorwiderstand 11 fließt, und wird durch den Operationsverstärker 19 verstärkt. In dem Hysteresekomparator 24 in einer nachfolgenden Stufe erfolgt eine Bestimmung, ob ein Lampenstrom fließt oder nicht, anhand des Ergebnisses eines Vergleichs mit einem vorbestimmten Schwellenwert. Ein binäres Signal, welches einem Beurteilungsergebnis entspricht, wird als Ausgangssignal von dem Komparator 24 zur Verfügung gestellt. (Zum Zeitpunkt der Erfassung eines positiven Stroms wird ein Signal auf dem Pegel H als Ausgangssignal zur Verfügung gestellt; zum Zeitpunkt der Erfassung eines negativen Stroms wird ein Signal des Pegels L als Ausgangssignal zur Verfügung gestellt).
Wenn das Signal Sdrv von dem Pegel L auf den Pegel H abgesunken ist, wird ein Ausgangssignalpegel des Hysteresekomparators 24 von dem D-Flip-Flop 25 zwischengespeichert. Befindet sich das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 25 auf dem Pegel H (siehe die voranstehend erwähnte Bedingung (α1-1)), und liegt ein Ausgangssignal des Hysteresekomparators 24 auf dem Pegel L, wenn sich das Signal Sdrv auf dem Pegel H befindet (siehe die voranstehend angegebene Bedingung (α1-2)), wird ein Signal auf dem Pegel H als Ausgangssignal von dem AND-Gate 26 erzeugt. (Daher wird der Betrieb des Schaltelements in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz während des Zeitraums T1 von 3 durchgeführt).
Weiterhin wird, wenn das Signal Sdrv von dem Pegel H auf den Pegel L abgesunken ist, ein Ausgangssignalpegel des NOT-Gates 27 von dem D-Flip-Flop 29 zwischengespeichert. Befindet sich das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 29 auf dem Pegel H (siehe die voranstehend angegeben Bedingung (α2-1)), und befindet sich ein Ausgangssignal des Hysteresekomparators 24 auf dem Pegel H, wenn sich das Signal Sdrv auf dem Pegel L befindet (siehe die voranstehend angegebene Bedingung (α2-2)), dann wird ein Signal auf dem Pegel H als Ausgangssignal von dem AND-Gate 31 zur Verfügung gestellt. (Daher wird der Betrieb eines Schaltelements in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz während des Zeitraums T2 von 3 durchgeführt).
Die 5 bis 7 sind Zeitablaufdiagramme, die ein Beispiel für den Betrieb der voranstehend erwähnten Schaltung zeigen. Die Bedeutung jeder Bezeichnung in der Figur ist wie folgt.

• ”S24” = Ausgangssignal des Hysteresekomparators 24
• ”S25” = Q-Ausgangssignal des D-Flip-Flops 25
• ”S26” = Ausgangssignal des AND-Gates 26
• ”S29” = Q-Ausgangssignal des D-Flip-Flops 29
• ”S31” = Ausgangssignal des AND-Gates 31
• ”S28” = Ausgangssignal des OR-Gates 28

Sdrv und Il sind ebenso wie voranstehend beschrieben.
5 erläutert eine Betriebssituation in einem induktiven Bereich, in welchem die Treiberfrequenz des Schaltelements höher ist als die Resonanzfrequenz (Fon). ”Ta” im Signal Sdrv bezeichnet einen Zyklus.
Das Signal S24 befindet sich auf dem Pegel H während eines positiven Zeitraums des Lampenstroms IL, und befindet sich auf dem Pegel L während eines negativen Zeitraums des Lampenstroms IL.
Das Signal S25 befindet sich auf dem Pegel L, nachdem es das Signal S24 zum Anstiegszeitpunkt des Signals Sdrv empfängt.
Das Signal S29 befindet sich auf dem Pegel L, nachdem es ein logisch negiertes Signal des Signals S24 am Anstiegszeitpunkt des Signals Sdrv empfängt.
Daher wird jedes der Signale S26, S31, und S28 zu einem Signal auf dem Pegel L. Ein Ausgangssignal der Treibersituations-Detektorschaltung 15 (Treibersituations-Detektorsignal) befindet sich daher auf dem Pegel L in dem induktiven Bereich.
6 erläutert eine Betriebssituation kurz nach dem Eintritt in einen kapazitiven Bereich, in welchem die Treiberfrequenz des Schaltelements niedriger ist als die Resonanzfrequenz (Fon).
Bei dem Signal Sdrv wurde sein Zyklus ”Tb” länger als der voranstehend erwähnte Wert ”Ta”.
Das Signal S25 befindet sich auf dem Pegel H, nachdem es das Signal S24 zu einem Anstiegszeitpunkt des Signals Sdrv angenommen hat.
Das Signal S26 ist ein Signal eines logischen Produkts des Signals S25, eines logischen Negierungssignals des Signals S24, und von Sdrv, und stellt ein impulsförmiges Signal dar, das mit einem Abfallzeitpunkt von S24 synchronisiert ist.
Weiterhin befindet sich das Signal S29 auf dem Pegel H, nachdem es ein logisch negiertes Signal des Signals S24 an einem Anstiegszeitpunkt des Signals Sdrv angenommen hat.
Das Signal 31 ist das Signal eines logischen Produkts des Signals S29, des Signals S24, und des Signals einer logischen Negierung des Signals Sdrv, und ist ein impulsförmiges Signal, das mit einem Anstiegszeitpunkt von S24 synchronisiert ist.
Das Signal S28 ist das Signal einer logischen Summe des Signals S26 und des Signals S31, und repräsentiert ein Ausgangssignal der Treibersituations-Detektorschaltung 15 (des Treibersituations-Detektorsignals) in dem kapazitiven Bereich. In der Figur bezeichnet ”w” die Impulsbreite.
7 erläutert eine Betriebssituation, in welcher die Treiberfrequenz erheblich niedriger wird, im Vergleich zu der Situation von 6, und zu tief in den kapazitiven Bereich hineingelangt.
Die Unterschiede gegenüber 6 sind nachstehend angegeben.

• Ein Zyklus ”Tc” des Signals Sdrv ist länger als der voranstehend erwähnte ”Tb”.
• Die Phasenabweichung eines Lampenstroms ist größer geworden (das Ausmaß der Abweichung in Richtung einer voreilenden Phase ist groß in Bezug auf Sdrv).
• Die Impulsbreiten der Signale S26, S31 und S28 sind groß.

Die Phasenbeziehung jedes Signals ist so, wie in 6 dargestellt ist. In einer Treibersituation, bei welcher die Treiberfrequenz erheblich niedriger wird, und zu stark in den kapazitiven Bereich hineingelangt, wird jedoch die Impulsbreite des Signals S28 groß. Zusammenfassend enthält in dem kapazitiven Bereich ein Ausgangssignal der Treibersituations-Detektorschaltung 15 (das Treibersituations-Detektorsignal) Information, die den Pegel des Eindringens in den kapazitiven Bereich anzeigt (oder die kapazitive Stärke), als Größe einer Impulsbreite (vgl. ”w”) (je stärker die kapazitive Eigenschaft wird, desto größer wird die Impulsbreite).
Dieses beispielt zeigt eine Betriebsart, die keine zur Zeitverzögerung mittels Ausführung einer Erfassung von Treibersituationen während der Zeiträume T1 und T2 von 3 durch Verwendung der voranstehend angegebenen Bedingungen (α1) und (α2) erzeugt. Selbst eine Detektorbetriebsart, die nur eine der voranstehend angegebenen Bedingungen (α1) und (α2) einsetzt, je nach Bedürfnis, kann in einigen Situationen akzeptabel sein.
Die Treibersituations-Detektorschaltung, die bei diesem Beispiel geschildert wird, ist so ausgebildet, dass sie erfasst, ob der Betrieb eines Schaltelements in einem Bereich mit niedrigerer Frequenz als der Resonanzfrequenz Fon durchgeführt wird oder nicht, und ein impulsförmiges Signal zu erhalten, falls der Betrieb des Schaltelements in dem Bereich mit niedrigerer Frequenz als der Resonanzfrequenz Fon durchgeführt wird. Allerdings ist die vorliegende Erfindung nicht hierauf beschränkt. Die Treibersituations-Detektorschaltung kann so ausgebildet werden, dass sie erfasst, ob eine Betriebssituation eines Schaltelements sich in einer Situation mit niedrigerer Frequenz als einer Minimalfrequenz befindet oder nicht, die auf der Seite einer hohen Frequenz in der Nähe von Fon eingestellt ist, und die Steuerung der elektrischen Leistung in einer Richtung der Erhöhung der Treiberfrequenz eines Schaltelements oder der Verringerung der elektrischen Leistung durchführt, die an eine Entladungslampe angelegt wird, falls sich die Treibersituation des Schaltelements in der Situation mit einer niedrigeren Frequenz als der minimalen Frequenz befindet, die auf der Seite der hohen Frequenz in der Nähe von Fon eingestellt ist.
Es ist beispielsweise möglich, eine Phase des Signals Sdrv oder S24 zu verzögern, das in den 5 bis 7 dargestellt ist, über eine Verzögerungsschaltung. Zusammenfassend wird ermöglicht, eine minimale Frequenz in dem induktiven Bereich festzulegen, die nahe an der Resonanzfrequenz liegt, durch absichtliches Verzögern einer Phase des Signals Sdrv. Weiterhin wird ermöglicht, eine Minimalfrequenz in dem kapazitiven Bereich festzulegen, die nahe an der Resonanzfrequenz liegt, durch absichtliches Verzögern einer Phase des Signals S24. Wenn die Verzögerungsschaltung eine CR-Integriererschaltung aufweist, die einen Widerstand und einen Kondensator und eine Schmitt-Trigger-Schaltung in ihrer nachfolgenden Stufe einsetzt, kann die Verzögerung in Abhängigkeit von der Zeitkonstanten festgelegt werden, die durch den Widerstandswert und die elektrische Kapazität des Kondensators festgelegt wird. Die Signalform des Ausgangs eines Integrierers wird durch die Schmitt-Trigger-Schaltung in Form gebracht. Bei der in 4 gezeigten Konstruktion wird das Signal Sdrv über die Verzögerungsschaltung dem Flip-Flop 25 zugeführt, dem AND-Gate 26, und dem NOT-Gate 30, so dass ermöglicht wird, die gewünschte Phasenverzögerung bei dem Signal bereitzustellen. Alternativ kann die Schaltung so ausgebildet sein, dass die Verzögerungsschaltung in eine nachfolgende Stufe des Hysteresekomparators 24 eingefügt ist, und deren Ausgangssignal an das Flip-Flop 25, das NOT-Gate 27 und das AND-Gate 31 ausgegeben wird. In diesem Fall wird ebenfalls ermöglicht, die gewünschte Phasenverzögerung bei dem Signal S24 bereitzustellen.
Bei Anwendungen der vorliegenden Erfindung ist es möglich, verschiedene Betriebsarten auszuführen, beispielsweise eine solche, bei welcher anstatt des Signals Sdrv zum Treiben des Schaltelements ein Signal verwendet wird, das in einer synchronisierten Beziehung mit Sdrv steht. Ein Beispiel stellt ein Detektorsignal dar, das eine Ausgangsspannung der Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung betrifft, und ein Detektorsignal einer Lampenspannung einer Entladungslampe.
Als nächstes wird der Treibersituations-Steuerabschnitt 16 erläutert.
8 zeigt ein wesentliches Teil eines Beispiels 32 für eine Schaltungsausbildung, welche die voranstehend geschilderte Betriebsart (A) betrifft. Die Figur zeigt eine Art der Konstruktion, bei welcher die Polung eines Brückentreibersignals Sdrv invertiert wird, wenn die Treiberfrequenz des Schaltelements abnimmt, und in den kapazitiven Bereich hineingelangt ist.
In dem Fehlerverstärker 13 wird eine Steuerspannung von dem Berechnungsabschnitt 12 für die angelegte elektrische Leistung (nachstehend als ”V12” bezeichnet) dessen Eingangsklemme an der negativen Seite zugeführt. Weiterhin wird eine Bezugsspannung ”Eref” (angedeutet durch die Bezeichnung einer Konstantspannungsquelle) dessen Eingangsklemme an der positiven Seite zugeführt. Zusammenfassend erfolgt, wenn der Pegel von V12 hoch (niedrig) ist, die Ausgabe eines Ausgangssignals des Fehlerverstärkers 13, welches niedriger (höher) ist. Ein Ausgangssignal des Verstärkers wird dem V-F-Wandlerabschnitt in einer nachfolgenden Stufe zugeführt.
Der Berechnungsabschnitt 12 für die angelegte elektrische Leistung weist eine Schaltungsausbildung zur Durchführung einer Steuerung der elektrischen Leistung auf, welche zum Zeitpunkt eines Übergangs nach dem Beginn des Leuchtens einer Entladungslampe angelegt wird, einer Steuerung der elektrischen Leistung in einem stabilen Bereitschaftszustand, usw. Ein Ausgangswert des Berechnungsabschnitt 12 für die angelegte elektrische Leistung kann mit einem Sollwert und einem Vorgabewert der elektrischen Leistung verglichen werden, die an eine Entladungslampe angelegt wird (beispielsweise in einer Treibersituation in einem induktiven Bereich ist in jenem Fall, dass ein Ausgangswert klein ist, der Wert der elektrischen Leistung, die angelegt werden soll, groß). Bei Anwendungen der vorliegenden Erfindung gibt es jedoch für die Ausbildung in Bezug auf den Berechnungsabschnitt 12 für die angelegte elektrische Leistung keine Einschränkungen.
Der V-F-Wandlerabschnitt 14 ist beim vorliegenden Beispiel mit solchen Steuereigenschaften versehen, dass die Ausgangsfrequenz abnimmt (zunimmt) entsprechend einer Erhöhung (Abnahme) seiner Eingangsspannung, und ist mit einer Stromquelle 33 versehen, die einen Stromspiegel verwendet, und einem Rampensignal-Erzeugungsabschnitt 34.
Die Emitter von den PNP-Transistoren 35, 36, die einen Stromspiegel bilden, sind an eine Stromversorgungsquelle 38 angeschlossen, und die Basen sind miteinander verbunden. Ein Kollektor des Transistors 35 ist mit einer Basis des Transistors verbunden, und ist an eine Ausgangsklemme des Fehlerverstärkers 13 über einen Widerstand 37 angeschlossen.
Der Kollektor des Transistors 36 ist an eine Anode einer Diode 39 angeschlossen, und die Kathode der Diode ist mit Masse über einen Kondensator 40 verbunden.
Ein Ende des Widerstands 41 ist an die Stromversorgungsquelle 38 angeschlossen, und sein anderes Ende ist mit dem Kondensator 40 verbunden.
Ein Ende (die Klemme an der nicht an Masse liegenden Seite) des Kondensators 40 ist mit einer Eingangsklemme des Hysteresekomparators 42 verbunden, und ein Ausgangssignal des Komparators 42 wird einer Basis eines Transistors 45 über ein NOT-Gate 43 und einen Widerstand 44 zugeführt, und wird als Eingangsgröße für ein OR-Gate 47 zur Verfügung gestellt.
Der Emitter des NPN-Transistors 45 ist mit Masse verbunden, und dessen Kollektor ist zwischen die Diode 39 und den Kondensator 40 über den Widerstand 46 geschaltet.
Ein OR-Gate 47 mit zwei Eingängen bildet einen Schaltungsabschnitt 51 für die Treibersituationssteuerung (eine zusätzliche Schaltung zu dem Lampensignalerzeugungsabschnitt 34), zusammen mit einem Widerstand 48, einem Transistor 49, und einem Widerstand 50. Der Schaltungsabschnitt 51 dient zum Invertieren einer Phase eines rechteckförmigen Signals, das für den Betrieb des Schaltelements verwendet wird, falls das Schaltelement in einem Frequenzbereich betrieben wird, bei welchem die Frequenz niedriger ist als die minimale Frequenz (beim vorliegenden Beispiel die Resonanzfrequenz). Beim vorliegenden Beispiel wird ein Detektorsignal von der Treibersituations-Detektorschaltung 15 (das Treibersituations-Detektorsignal S28) einer Eingangsklemme der zwei Eingänge des OR-Gates 47 zugeführt, und einer Basis des Transistors 49 über den Widerstand 48 zugeführt.
Der Emitter des NPN-Transistors 49 ist an Masse gelegt, und sein Kollektor ist mit einer Eingangsklemme des Hysteresekomparators 42 über einen Widerstand 50 verbunden.
Ein Signal der logischen Summe eines Ausgangssignals des Hysteresekomparators und eines Detektorsignals von der Treibersituations-Detektorschaltung 15 wird von dem OR-Gate 47 einer Taktsignaleingangsklemme (CK) eines D-Flip-Flops 52 zugeführt.
Die D-Klemme des D-Flip-Flops 52 ist an eine Q-Klemme angeschlossen, und dient als eine Konfiguration des Typs T (bistabiles Kippglied). Ein Q-Ausgangssignal wird der voranstehend geschilderten Treiberschaltung 6 als das Signal Sdrv zugeführt.
9 erläutert eine Signalform jedes Abschnitts bei einer Situation, bei welcher der Schaltungsabschnitt 51 nicht bei der Konfiguration von 8 vorhanden ist (also ein Ausgangssignal des Hysteresekomparators 42 einer Taktsignaleingangsklemme des D-Flip-Flops 52 zugeführt wird). Die Bedeutung der einzelnen Bezeichnungen ist nachstehend angegeben.

• ”Srmp” = elektrisches Potential an einem Verbindungspunkt der Diode 39 und des Kondensators 40 (zeigt ein PFM-Rampensignal an. ”PFM” = Impulsfrequenzmodulation.)
• ”S42” = Ausgangssignal des Hysteresekomparators 42

Das Signal Sdrv ist ein Q-Ausgangssignal des D-Flip-Flops 52.
Beim vorliegenden Beispiel wird ein Strom, der einem Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 13 entspricht, durch die Transistoren 35, 36 zurückgeschickt, und der Kondensator 40 wird mit einem sich ändernden (entsprechend der zeitlichen Änderungsrate; vgl. einen Winkel ”θ” in der Figur) elektrischen Potential geladen, welches dem Ausgangssignal entspricht (je höher hierbei der Ausgangsspannungspegel des Fehlerverstärkers 13 ist, desto niedriger ist der Ladestrom des Kondensators 40). Dann wird eine Klemmenspannung des Kondensators mit einem vorbestimmten Schwellenwert (vgl. den Schwellenwert ”U” für die Obergrenze, der in der Figur dargestellt ist) in dem Hysteresekomparator 42 verglichen. Zusammenfassend nimmt das elektrische Potential des Kondensators 40 zu, und wenn es den Schwellenwert erreicht, wird der Transistor 45 eingeschaltet.
Hierdurch wird die Entladung des Kondensators 40 begonnen, und wird eine Klemmenspannung des Kondensators mit einem vorbestimmten Schwellenwert in dem Hysteresekomparator 42 verglichen (siehe den Schwellenwert ”D” für die Untergrenze, der in der Figur dargestellt ist). Zusammenfassend nimmt das elektrische Potential des Kondensators 40 ab, und wenn es den Schwellenwert erreicht, wird der Transistor 45 ausgeschaltet, und beginnt erneut die Ladung des Kondensators 40.
Auf diese Weise werden ein Ladevorgang des Kondensators 40 und ein Entladevorgang des Kondensators 40 wiederholt, und hierdurch wird als Srmp ein Rampensignal (PFM-Rampensignal) entsprechend einem Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 13 erhalten. Dies geht dann durch das D-Flip-Flop 42, und wird ein rechteckförmiges Signal (PFM-Ausgangssignal) mit einem Tastverhältnis von 50%.
Abhängig von einem Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 13 wird ein Ladestrom des Kondensators 40 festgelegt, und es wird eine variable Steuerung der Frequenz (PFM-Frequenz) durchgeführt, so dass sich die Steigung des Rampensignals ändert. Zusammenfassend nimmt mit Abnahme (Zunahme) des Ausgangssignals des Fehlerverstärkers 13 ein Ladestrom zu (ab), und wird die Frequenz höher (niedriger).
10 erläutert eine Signalform für jeden Abschnitt bei einer Situation, in welcher der Schaltungsabschnitt 51 vorhanden ist. Die Signalform zeigt die voranstehend geschilderten Signale Srmp, S28 und Sdrv.
Bei diesem Beispiel ist die Steigung niedrig, welche die Änderung des elektrischen Potentials von Srmp darstellt, und ist die Frequenz niedrig, was eine Treibersituation im kapazitiven Bereich anzeigt.
Wenn das Treibersituations-Detektorsignal S28 als ein Eingangssignal dem Schaltungsabschnitt 51 zugeführt wird, und sich auf dem Pegel H befindet, wird der Transistor 49 eingeschaltet, selbst wenn der Pegel von Srmp nicht den Schwellenwert für die Obergrenze des Hysteresekomparators 42 erreicht, und wird der Kondensator 40 entladen. Dies führt dazu, dass eine Beschränkung in Bezug auf eine Untergrenze der Frequenz automatisch erreicht wird, wenn die Frequenz des Rampensignals hoch wird. Weiterhin geht S28 durch das OR-Gate 47 hindurch, und wird dem D-Flip-Flop 52 zugeführt; die Polung von Sdrv wird invertiert.
Auf diese Weise stellt der Schaltungsabschnitt 51 eine Einschränkung bezüglich einer Untergrenze der Frequenz zur Verfügung, abhängig von dem Treibersituations-Detektorsignal S28.
Als nächstes wird ein Beispiel 53 für die Schaltungsausbildung in Bezug auf die voranstehend erwähnte Betriebsart (B) erläutert.
11 zeigt einen wesentlichen Abschnitt der Schaltungsausbildung, die so ist, dass ein Steuersollwert für die angelegte elektrische Leistung verringert wird, abhängig vom Ausmaß der Abweichung von der Resonanzsituation, wenn die Treiberfrequenz des Schaltelements kleiner oder gleich der minimalen Frequenz ist.
Die Unterschiede gegenüber dem in 8 gezeigten Beispiel der Konstruktion sind wie nachstehend angegeben.

• Der Schaltungsabschnitt 51 ist nicht in dem Rampensignalerzeugungsabschnitt 34 vorhanden.
• Es ist ein Schaltungsabschnitt 54 vorhanden, der parallel zum Fehlerverstärker 13 geschaltet ist.

Der Schaltungsabschnitt 54, welchem das Treibersituations-Detektorsignal S28 zugeführt wird, dient zur Steuerung der Treibersituation in Bezug auf ein Schaltelement, und zur Verringerung eines Sollwertes der elektrischen Leistung, die an eine Entladungslampe angelegt wird, abhängig vom Ausmaß der Abweichung von der minimalen Frequenz, falls festgestellt wird, dass ein Schaltelement in einem Frequenzbereich unterhalb der minimalen Frequenz betrieben wird. Bei diesem Beispiel weist der Schaltungsabschnitt 54 ein Tiefpassfilter 55 und einen Verstärker 56 auf.
Das Tiefpassfilter 55 weist eine Integrierschaltung mit einem Widerstand 57 und einem Kondensator 58 auf, und eine Reihenschaltung aus einer Diode 59 und einem Widerstand 60.
Eine Anode der Diode 59 ist mit einem Ende des Widerstands 57 verbunden, und eine Kathode der Diode ist mit einem Verbindungspunkt des Widerstands 57 und des Kondensators 58 über den Widerstand 60 verbunden.
Es wird beispielsweise ein Operationsverstärker als der Verstärker 56 eingesetzt, und dessen invertierende Eingangsklemme ist mit einem Ende (der Klemme an der nicht an Masse liegenden Seite) des Kondensators 58 verbunden, und eine nicht-invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers ist an Masse angeschlossen. Eine Ausgangsklemme des Verstärkers 56 ist mit einer Kathode einer Diode 61 verbunden, und eine Anode der Diode ist mit einem Kollektor des Transistors 35 verbunden.
Wie voranstehend erläutert, repräsentiert die Impulsbreite des Treibersituations-Detektorsignals S28 das Ausmaß der Abweichung von der Resonanzsituation (also die kapazitive Stärke), und wenn bei diesem Beispiel das Detektorsignal dem Schaltungsabschnitt 54 zugeführt wird, geht es durch das Tiefpassfilter 55 hindurch, und wird zu einer Nullsignalform. Eine Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 55 gibt das Ausmaß der Abweichung von der Resonanzsituation an den kapazitiven Bereich weiter, und ein Spannungssignal des Kondensators 58 wird durch den Verstärker 56 verstärkt. Dann wird es einer Bezugsseite der Stromquelle 33 in Bezug auf die Erzeugung eines PFM-Rampensignals über die Diode 61 hinzuaddiert (ist als Stromsenke geschaltet).
Durch Erhöhung einer Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 55 nimmt ein Ladestrom von der Stromquelle 33 zum Kondensator 40 zu, und hierdurch wird die Frequenz eines PFM-Rampensignals hoch, und verlässt die Treiberfrequenz den kapazitiven Bereich. Zusammengefasst wird, je größer die Abweichung von der Resonanzsituation ist, die Frequenz desto höher, wodurch eine Einschränkung in Bezug auf die Untergrenze der Treiberfrequenz erzielt wird.
Weiterhin ist beim vorliegenden Beispiel der Widerstand 37 zwischen dem Fehlerverstärker 13 und der Stromquelle 33 angeordnet, jedoch ist das Beispiel so ausgebildet, dass die Einschränkung bezüglich der Untergrenze der Frequenz durch den Schaltungsabschnitt 54 bevorzugt erfolgt, und zwar dadurch, dass kein Widerstand zwischen dem Schaltungsabschnitt 54 und der Stromquelle 33 vorhanden ist, oder ein Widerstand eingefügt wird, der einen ausreichend kleineren Widerstandswert aufweist als der Widerstand 37.
Als nächstes wird eine Schaltungsausbildung erläutert, die dazu dient, allmählich die Treiberfrequenz geringfügig zu erhöhen, durch Einsatz einer vorbestimmten Zeitkonstanten in jenem Fall, in welchem die Treibersituations-Detektorschaltung 15 feststellt, dass die Treiberfrequenz des Schaltelements abnimmt, und gegenüber der Resonanzsituation in den kapazitiven Bereich verschoben wird.
12 zeigt einen wesentlichen Abschnitt einer Schaltungsausbildung 62. In einem Schaltungsabschnitt 63, der von gestrichelten Linien umgeben ist, ist ein Unterschied gegenüber der in 11 gezeigten Ausbildung vorhanden.
Der Schaltungsabschnitt 63, welchem das Treibersituations-Detektorsignal S28 zugeführt wird, dient zur Steuerung der Treibersituation in Bezug auf ein Schaltelement. Der Schaltungsabschnitt 63 weist ein erstes Tiefpassfilter 64 auf, ein RS-Flip-Flop 65, und ein zweites Tiefpassfilter 66.
Das erste Tiefpassfilter 64 ist als Verzögerungsschaltung zur Sicherung der Betriebsstabilität vorgesehen, und weist eine Integrierschaltung mit einem Widerstand 67 und einem Kondensator 68 auf, sowie eine parallel zum Widerstand 67 geschaltete Diode 69. Die Anode der Diode ist zwischen den Widerstand 67 und den Kondensator 68 geschaltet.
Das Treibersituations-Detektorsignal S28 wird einer Einstellklemme (S) des RS-Flip-Flops 65 zugeführt, und dem Tiefpassfilter 64 über ein NOT-Gate 70 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Tiefpassfilters 64 wird einer Rücksetzklemme (R) des RS-Flip-Flops 65 über eine Schmitt-Trigger-Schaltung 71 zugeführt.
Das invertierte Q-Ausgangssignal des RS-Flip-Flops 65 wird einem Pufferverstärker 74 zugeführt, durch ein zweites Tiefpassfilter 66, das in einer nachfolgenden Stufe vorgesehen ist, nämlich einer Integrierschaltung, die aus einem Widerstand 72 und einem Kondensator 73 besteht. Dieses zweite Tiefpassfilter 66 legt die Zeitkonstante im Falle der Änderung der Treiberfrequenz fest.
Der Pufferverstärker 74 kann beispielsweise als Operationsverstärker ausgebildet sein, und ein Ausgangssignal des Tiefpassfilters 66 wird dessen nicht-invertierender Eingangsklemme zugeführt. Seine Ausgangsklemme ist mit einer Kathode einer Diode 75 verbunden, und eine Anode der Diode ist an eine invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers angeschlossen, und mit einem Kollektor des Transistors 35 verbunden.
13 zeigt die Signalform jedes Abschnitts in dem Schaltungsabschnitt 63. Die Bedeutung jeder Bezeichnung ist wie folgt.

• ”S64” = Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 64
• ”S65” = Ausgangssignal (invertiertes Q-Ausgangssignal) des RS-Flip-Flops
• ”S66” = Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 66

S28 ist wie voranstehend geschildert.
Wenn das RS-Flip-Flop 65 in Reaktion auf das Treibersituations-Detektorsignal S28 eingestellt wird, und das Signal S65 den Pegel L erreicht, wird der Kondensator 73 des Tiefpassfilters 66 mit einer Zeitkonstanten entladen, die durch die elektrische Kapazität des Kondensators und den Widerstandswert des Widerstands 72 bestimmt wird. Eine Spannungsverringerung von S66 erhöht den Bezugsstrom der Stromquelle 33 über den Pufferverstärker 74, und der Ladestrom für den Kondensator 40 nimmt zu, und die Frequenz eines Rampensignals, also die PFM-Ausgangsfrequenz, nimmt zu.
S64 steigt während eines Zeitraums auf den Pegel L an (der ein Impulsintervall angibt), in S28, aber der Kondensator 68 wird durch den nächsten ankommenden Impuls entladen, und in jedem dieser Fälle nimmt die Spannung ab. Falls das Impulsintervall von S28 lang ist, wird ein Ausgangssignal des RS-Flip-Flops 65 invertiert, wenn (vgl. ”tu” in der Figur) der Pegel von S64 einen vorbestimmten Wert überschreitet (vgl. einen Schwellenwert ”Ush” der Schmitt-Trigger-Schaltung 71), und dann nimmt S65 von dem Pegel L aus den Pegel H an.
Während des Zeitraums, bevor der nächste Impuls von S28 ankommt, wird S65 auf den Pegel H gesetzt, und nimmt S66 allmählich zu. Zusammenfassend, unterdrückt dieser Spannungsanstieg einen Bezugsstrom der Stromquelle 33 durch den Pufferverstärker 74, nimmt der Ladestrom für den Kondensator 40 ab, und nimmt die Frequenz eines Rampensignals, nämlich die PFM-Ausgangsfrequenz, ab.
Wie voranstehend erläutert, steigt in dem kapazitiven Bereich unterhalb der Resonanzfrequenz die Treiberfrequenz mit der Zeitkonstante des Tiefpassfilters 66 an, und wird ein Impulsintervall von S28 allmählich länger. Dann steigt S66 an, und nimmt die Treiberfrequenz allmählich ab. Wenn dann die Treiberfrequenz zu stark absinkt, wird eine Treibersituation in dem kapazitiven Bereich festgestellt, und wird ein Impulsintervall von S28 kurz, und erfolgt ein Übergang auf die Steuerung zum Erhöhen der Treiberfrequenz.
Durch wiederholtes Durchführen dieser Operationen stellt sich die Treiberfrequenz auf die Nähe der Resonanzfrequenz ein. Zusammenfassend wird, wenn festgestellt wird, dass das Schaltelement in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz betrieben wird, die als minimale Frequenz festgelegt ist, die Treiberfrequenz des Elements entsprechend einer vorbestimmten Zeitkonstante erhöht. Wenn die Treibersteuerung des Elements in einem Frequenzbereich oberhalb der Resonanzfrequenz durchgeführt wird, nimmt die Treiberfrequenz des Elements entsprechend der vorbestimmten Zeitkonstante ab.
Beim vorliegenden Beispiel wird die Stabilität der Frequenzsteuerung durch Verwendung des Tiefpassfilters 66 sichergestellt. Zusammenfassend tritt, wenn die Treiberfrequenz plötzlich zunimmt, wenn eine Treibersituation im kapazitiven Bereich festgestellt wird, die folgende Situation auf: Es erfolgt eine Rückkehr zu einer Treibersituation in dem kapazitiven Bereich, wenn die Steuerung zum Verringern der Treiberfrequenz durchgeführt wird, wenn festgestellt wird, dass sie die Treibersituation verlassen hat. Daher tritt eine Art von Oszillator (oder Nachlauf) auf. Um derartige Situationen zu unterdrücken, wird die Reaktion eines Frequenzsteuersystems dadurch gedämpft, dass die Zeitkonstante des Tiefpassfilters 66 eingestellt wird, wodurch ermöglicht wird, Stabilität zu erreichen. Abhängig vom Einstellwert für die Abschneidefrequenz des Tiefpassfilters 66 kann jedoch das Problem auftreten, dass dieses seine Hauptaufgabe nicht erfüllen kann, und darüber hinaus sich die Lichtmenge der Entladungslampe ändert. Diese Situation wird sichtbar. Um das Auftreten einer derartigen Situation zu verhindern, ist es vorzuziehen, die Abschneidefrequenz des Tiefpassfilters 66 auf 200 Hz oder mehr einzustellen.
Bei der voranstehend geschilderten Ausbildung können bei einigen Implementierungen verschiedene Vorteile vorhanden sein, wie dies nachstehend erläutert wird.

• Es wird eine Steuerung der Untergrenze für die Treiberfrequenz des Schaltelements zur Verfügung gestellt. Falls die Entladungslampe leuchtet, ermöglichen eine Verringerung der Treiberfrequenz und eine Erhöhung der elektrischen Ausgangsleistung, oder eine Erhöhung der Treiberfrequenz und Verringerung der elektrischen Ausgangsleistung, das Auftreten eines Nachlassens der Leuchtstärke der Entladungslampe zu verhindern.

Wenn die Entladungslampe leuchtet, wird in einer Treibersituation in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz, wenn versucht wird, die Treiberfrequenz zu verringern, infolge einer zu geringen elektrischen Leistung, die elektrische Leistung erheblich stärker verringert. Dies führt dazu, dass ein Nachlassen der Leuchtstärke der Entladungslampe auftritt. Dies bedeutet, dass es nicht möglich ist, eine Treibersteuerung in einem Frequenzbereich oberhalb der Resonanzfrequenz einzusetzen, für die Treibersteuerung in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz. Daher wird eine Frequenzsteuerung erforderlich, die auf die Charakteristik jedes Frequenzbereiches abgestimmt ist (so dass im kapazitiven Bereich unterhalb der Resonanzfrequenz eine Steuerung mit Erhöhung der angelegten elektrischen Leistung durch Erhöhung der Treiberfrequenz durchgeführt wird, oder mit Verringerung der angelegten elektrischen Leistung durch Verringern der Treiberfrequenz). Allerdings werden bei einer derartigen Betriebsart die Schaltungsausbildung und das Steuerverfahren kompliziert. Setzt man die voranstehend geschilderte Ausbildung ein, so wird ermöglicht, eine konsistente Steuerung mit Verringerung der Treiberfrequenz und Erhöhung der elektrischen Ausgangsleistung durchzuführen (oder mit Erhöhung der Treiberfrequenz und Verringerung der elektrischen Ausgangsleistung), wenn eine Entladungslampe leuchtet.

• Durch automatisches Festsetzen einer Einschränkung für die Untergrenze der Treiberfrequenz in einer Rückkopplungsschleife wird ermöglicht, Variationen und momentane Änderungen von Schaltungsbauteilen zu kompensieren, und kann eine Reaktion auf Änderungen der Umgebungsbedingungen zur Verfügung gestellt werden.

Die Resonanzfrequenz ist nicht konstant, infolge von Schwankungen der Bauteile, die verwendet werden, und Schwankungen bei der Herstellung. Wenn die konstruktiven Toleranzen für jedes Bauteil groß sind, nehmen notwendigerweise die Kosten der Bauteile zu, und nimmt ebenso die Größe der Schaltungsvorrichtung zu. Weiterhin tritt eine Zunahme der Herstellungskosten auf, im Falle einzelner Gegenmaßnahmen zur Untersuchung einer Schaltungscharakteristik nach der Herstellung und Speichern der Resonanzbedingung in einer Steuerschaltung. Weiterhin ist es nicht möglich, auf eine momentane Änderung und eine Änderung der Einsatzbedingungen zu reagieren. Daher ist es möglich, festzustellen, ob der Betrieb des Schaltelements in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz durchgeführt wird, selbst wenn sich die Resonanzfrequenz geändert hat. (Zusammenfassend wird festgestellt, ob die Frequenz relativ hoch oder niedrig ist, durch Verwendung der Resonanz als Bezugsgröße, ohne tatsächlich die Resonanzfrequenz selbst festzustellen).

• Die minimale Treiberfrequenz wird so eingestellt, dass sie gleich der Resonanzfrequenz ist, oder in deren Nähe liegt. Daher wird ermöglicht, eine maximale Kapazität des Lichtstromkreises zu erreichen.

In einer Resonanzkurve zu Beginn des Leuchtens wird eine Steuercharakteristik der Frequenz in Abhängigkeit von der elektrischen Leistung um die Resonanzfrequenz herum als Grenze invertiert (siehe 2), so dass ermöglicht wird, den Betrieb so durchzuführen, dass ein unterer Grenzwert für die Treiberfrequenz auf die Resonanzfrequenz oder in deren Nähe eingestellt wird. Wenn die dem Lichtstromkreis zugeführte Stromversorgungsspannung abnimmt, und wenn die maximale elektrische Leistung unmittelbar nach dem Starten der Entladungslampe zugeführt wurde, wird darüber hinaus ermöglicht, eine Regelung mit offener Schleife mit der niedrigeren Frequenz durchzuführen, im Vergleich zur Frequenz im stabilen Zustand. Dies ist dazu wirksam, eine Vereinfachung zu erzielen, und eine kleinere Steuerschaltung mit niedrigerem Kostenaufwand bereitzustellen.

• Die Treibersteuerung, welche der Resonanzfrequenz folgt, die sich von Stunde zu Stunde unmittelbar nach dem Starten einer Entladungslampe ändert, kann die Beleuchtungsstarteigenschaften der Entladungslampe verbessern.

Bei einer Entladungslampe ändert sich die Impedanz von einigen Kilo Ω bis zu annähernd 10 Ω, über einige Sekunden unmittelbar nach dem Starten. Die Induktivität einer Reihenresonanzschaltung wird beispielsweise die vereinigte Induktivität einer Resonanzwicklung und einer Primärwicklung eines Transformators. Eine Impedanzänderung der Entladungslampe unmittelbar nach dem Starten wirkt sich als Induktivitätsänderung der Resonanzschaltung aus.
14 zeigt schematisch Änderungen von Resonanzkurven und der Resonanzfrequenz unmittelbar nach dem Starten. Der Spitzenwert der Resonanzkurve g2 nimmt allmählich mit steigender Frequenz f ab.
Eine kurze Zeit nach dem Starten der Entladungslampe (also nach etwa 1 Sekunde) ist es wünschenswert, ein Wachstum des Entladungslichtbogens zu fördern, durch Anlegen der maximalen elektrischen Leistung, die für den Lichtstromkreis der Entladungslampe zulässig ist. Wenn eine Treibersteuerung mit der Resonanzfrequenz durchgeführt wird, die sich im Verlauf der Zeit ändert, wird ermöglicht, den Spitzenwert der elektrischen Leistung in der Resonanzkurve zu erhalten. Zusammengefasst ist es, wenn die Untergrenze der Treiberfrequenz auf die Resonanzfrequenz eingestellt wird, vorzuziehen, dem Resonanzpunkt zu folgen, um es zu ermöglichen, eine Treibersituation bei der Resonanz oder in deren Nähe unmittelbar nach dem Starten zu erreichen.

• Eine Phasendifferenz zwischen einem Detektorsignal in Bezug auf ein Treibersignal (Sdrv) für ein Schaltelement (oder einem Detektorsignal in Bezug auf ein Ausgangssignal einer Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung, welches dem Signal entspricht), oder einem Detektorsignal einer Lampenspannung (VL), und einem Detektorsignal eines Lampenstroms (IL) einer Entladungslampe wird erfasst. Anhand dieser Phasendifferenz wird beurteilt, ob die Treibersteuerung eines Schaltelements bei einer niedrigeren Frequenz als einem Frequenzbereich einer Resonanzsituation oder in der Nähe der Resonanzsituation durchgeführt wird oder nicht, und wird ermöglicht, das Ausmaß der Abweichung von der Resonanzsituation zu erfassen.

Ein Verfahren, bei welchem untersucht wird, ob ein Ausgangssignal für eine Entladungslampe seine maximale Treiberfrequenz erreicht hat oder nicht, wird als ein Beispiel für ein Beurteilungsverfahren in Bezug auf eine Treibersituation in einer Resonanzsituation angegeben. In einem derartigen Fall ist es erforderlich, eine Änderung der elektrischen Ausgangsleistung bei einer absichtlichen Frequenzänderung zu untersuchen, so dass dies nicht in der Situation einer Entladungslampe eingesetzt werden kann, die zu leuchten beginnt (da dies von einer Änderung der Lichtmenge begleitet wird).
Es ist ein Verfahren wünschenswert, bei welchem eine Abweichung von der Resonanzsituation durch Feststellung einer Phasendifferenz zwischen jeweiligen Signalen untersucht wird, wie voranstehend geschildert. So kann beispielsweise ein Stromdetektorwiderstand in Reihe mit einer Entladungslampe geschaltet sein, und kann ein Lampenstrom unter Verwendung des elektrischen Massepotentials als Bezugsgröße erfasst werden. Für die Steuerung der elektrischen Leistung einer Entladungslampe kann ein Erfassungssignal eines Lampenstroms verwendet werden, so dass ermöglicht wird, das Erfassungssignal auch für diesen Zweck einzusetzen.
Unter dem Aspekt der Sicherstellung der Genauigkeit ist es vorzuziehen, als ein Signal, welches in Bezug auf eine Phasenbeziehung mit einem Detektorsignal eines Lampenstroms verglichen wird, ein Detektorsignal einzusetzen, das in Beziehung zu dem voranstehend beschriebenen Signal Sdrv steht, oder ein Detektorsignal, das in Beziehung zu einem Ausgangssignal einer Gleichspannungs-Wechselspannungswandlerschaltung steht, welches dem Signal Sdrv entspricht, anstelle eines Detektorsignals für eine Lampenspannung. (Die Lampenspannungssignalform VL einer Entladungslampe wird zu einem verzerrten Sinussignal, da sich eine Spannung zum erneuten Zünden einer Brücke zum Zeitpunkt einer Polungsänderung hiermit überlappt, wie voranstehend beschrieben. Durch Verwendung einer stabilen Signalform wie Sdrv wird daher ermöglicht, eine Phasenerfassung mit höherer Genauigkeit durchzuführen).

• In der voranstehend geschilderten Betriebsart (A) wird in jenem Fall, in welchem eine Treibersituation in einem niedrigeren Frequenzbereich als der Resonanzfrequenz festgestellt wird, eine Phase eines Brückentreibersignals zwangsweise invertiert, wodurch ermöglicht wird, eine Einschränkung bezüglich einer Untergrenze der Frequenz bevorzugter durchzuführen, und sicherer als bei der Steuerung der elektrischen Leistung (Rückkopplungsregelung) einer Entladungslampe.
• Bei der voranstehend geschilderten Betriebsart (B) wird ermöglicht, wenn eine Treibersituation in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz festgestellt wird, einen Steuersollwert für die angelegte elektrische Leistung zu beeinflussen, abhängig vom Ausmaß der Abweichung von der Resonanzsituation, und wird ermöglicht, die Treiberfrequenz auf Grundlage eines Treibersituations-Detektorsignals zu steuern.
• Wenn eine Treibersituation in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz festgestellt wird, ist es wünschenswert, allmählich die Treiberfrequenz entsprechend einer vorbestimmten Zeitkonstante zu erhöhen, um eine stabile Treibersteuerung sicherzustellen.

Claims

Vorschaltgerät einer Entladungslampe (10), das einen Wechselrichter (3) aufweist, der mit mehreren Schaltelementen (5H, 5L) und einer Reihenresonanzschaltung versehen ist, und eine Steuerschaltung (17) zum Verhindern des Andauerns einer Situation, in welcher eine Treiberfrequenz des Schaltelements kleiner ist als dessen vorgegebene minimale Frequenz, wobei dann, wenn die Entladungslampe (10) leuchtet, das Schaltelement (5H, 5L) bei einer Frequenz in einem Frequenzbereich (fb) betrieben wird, der höher ist als eine Resonanzfrequenz (FON) der Reihenresonanzschaltung, und eine Treibersituation des Schaltelements (5H, 5L) auf Grundlage einer Beziehung zu einer Phase eines Lampenstroms (IL) überwacht wird, der durch die Entladungslampe (10) fließt, wobei nach Feststellung, dass die Treiberfrequenz (f) des Schaltelements (5H, 5L) niedriger wird als die vorgegebene Minimalfrequenz, die Treiberfrequenz erhöht wird, und das Vorschaltgerät eine Treibersituations-Detektorschaltung (15) aufweist, die so ausgebildet ist, dass sie eine Phasendifferenz zwischen einem Signal (Sdrv) zum Betreiben des Schaltelements (5H, 5L) oder einem Ausgangssignal (Vout) des Wechselrichters (3) oder einem Detektorsignal entsprechend einer Lampenspannung (V_L) der Entladungslampe zu einem Detektorsignal entsprechend dem Lampenstrom (IL) erfasst, wobei festgestellt wird, ob das Schaltelement (5H, 5L) in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz betrieben wird oder nicht, und wobei das Vorschaltgerät derart betrieben wird, dass bei im Vergleich zur Resonanzsituation voreilender Signalform des Lampenstroms (IL) die Treiberfrequenz erhöht wird.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Treibersituations-Detektorschaltung (15) so ausgebildet ist, dass sie ein Ausmaß der Abweichung von der Resonanzsituation erfasst.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass dann, wenn festgestellt wird, dass das Schaltelement (5H, 5L) im Frequenzbereich unterhalb der festgelegten Minimalfrequenz betrieben wird, die Polung eines Signals zum Betreiben des Schaltelements invertiert wird.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass dann, wenn festgestellt wird, dass das Schaltelement (5H, 5L) in einem Frequenzbereich unterhalb der festgelegten Minimalfrequenz betrieben wird, ein Sollwert für die elektrische Leistung, die an die Entladungslampe (10) angelegt wird, verringert wird, abhängig vom Ausmaß der Abweichung von der festgelegten Minimalfrequenz.