DE69911493T2 - Beleuchtungssystem einer Entladungslampe mit Überstromschutz für die Schalter eines Wechselrichters - Google Patents

Beleuchtungssystem einer Entladungslampe mit Überstromschutz für die Schalter eines Wechselrichters Download PDF

Info

Publication number
DE69911493T2
DE69911493T2 DE69911493T DE69911493T DE69911493T2 DE 69911493 T2 DE69911493 T2 DE 69911493T2 DE 69911493 T DE69911493 T DE 69911493T DE 69911493 T DE69911493 T DE 69911493T DE 69911493 T2 DE69911493 T2 DE 69911493T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
circuit
inverter
frequency
capacitor
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
DE69911493T
Other languages
English (en)
Other versions
DE69911493D1 (de
Inventor
Masaki Koganei-shi Kanazawa
Hironobu Tokorozawa-shi Sou
Hideki Asaki-shi Nakamichi
Nanjou Yokohama-shi Aoike
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanken Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanken Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanken Electric Co Ltd filed Critical Sanken Electric Co Ltd
Publication of DE69911493D1 publication Critical patent/DE69911493D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE69911493T2 publication Critical patent/DE69911493T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2986—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Beleuchtungssystem für Entladungslampen und betrifft insbesondere ein Beleuchtungssystem mit einem Wechselrichter und der dazugehörigen Einrichtung zum Steuern der Wechselrichter-Ausgangsfrequenz, um eine Entladungslampe, typischerweise eine Leuchtstofflampe, gefahrenfrei und schnell zum Leuchten zu bringen. Insbesondere befasst sich die Erfindung damit, wie bei einem derartigen Beleuchtungssystem für eine Lampe der Schalter oder die Schalter des Wechselrichters gegen eine Beschädigung infolge eines Überstroms geschützt werden.
  • Es ist bekannt und bisher die Praxis, einen Wechselrichter in einem Beleuchtungssystem für Entladungslampen vorzusehen, um neben anderen Zwecken eine höhere Leuchtwirkung zu erreichen, wie z. B. in der japanischen Patentschrift Nr. 2627740 offenbart. Derartige bekannte Beleuchtungssysteme mit einem Wechselrichter umfassen gleichermaßen einen Schwingkreis mit einer Spule und einem Kondensator, die zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen des Wechselrichters miteinander in Reihe geschalten sind, wobei die Entladungslampe mit dem Kondensator parallel geschalten ist. Die Entladungslampe ist mit ihren beiden Leuchtelektroden mit dem Kondensator in Reihe geschalten, um sie vorzuheizen, bevor sie zum Leuchten gebracht werden.
  • Die Stromstärke des Stroms, der durch den LC-Schwingkreis fließt, ist frequenzabhängig, wobei er bei einer Resonanzfrequenz maximal ist und sowohl oberhalb als auch unterhalb dieser Frequenz abnimmt, da sowohl die Spule als auch der Kondensator des Schwingkreises naturgemäß ohmsche Komponenten besitzen. Folglich wird auch die Spannung über dem Kondensator bei der Resonanzfrequenz maximal und nimmt in beiden Richtungen von dieser Frequenz ab.
  • Wie bereits bekannt, sind die Leuchtelektroden der Entladungslampe mit einer Elektronen emittierenden Substanz überzogen. Bei einem Beleuchtungssystem mit einem Wechselrichter werden die Lampenelektroden anstatt plötzlich einer Spannung ausgesetzt zu werden, die ausreichend ist, um eine elektrische Entladung zwischen ihnen einzuleiten, vorgeheizt, wie zuvor beschrieben, um zu verhindern, dass die Elektronen emittierende Substanz verdampft oder sich die Leuchtelemente auflösen. Das Vorheizen der Leuchtelektroden erfolgt durch das Aufrechterhalten der Spannung über dem Kondensator auf einem konstanten Wert geringer als die Spannungen, die während der darauf folgenden Leuchtphase anliegen. Die Lampe wird anschließend durch das Verringern der Wechselrichter-Ausgangsfrequenz und folglich durch das Erhöhen der Spannung über dem Kondensator zum Leuchten gebracht, bis die Lampe mit dem Beginn einer Entladung zwischen den Leuchtelektroden zu glühen beginnt.
  • Bei Beleuchtungssystemen für Entladungslampen mit dem obigen bekannten Aufbau ist ein Problem hinsichtlich des Schalters oder der beiden Schalter des Wechselrichters noch ungelöst. Ein ungewöhnlich hoher Strom würde durch den oder die Wechselrichterschalter fließen, wenn der Strom des LC-Schwingkreises in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung in Phasenvoreilungen wäre. Der oder die Wechselrichter-Schalter würden durch das wiederholte Fließen eines derartigen Überstroms beschädigt werden.
  • Es ist jedoch bekannt, dass der LC-Schwingkreis bei Frequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz als induktive Reaktanz und bei Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz als kapazitive Reaktanz betrieben wird. Der Strom, der durch den Schwingkreis fließt, ist in Phasennacheilung, wenn er als induktive Reaktanz betrieben wird, und in Phasenvoreilung, wenn er als kapazitive Reaktanz betrieben wird. Der Wechselrichter wird daher so gesteuert, dass er eine Ausgangsfrequenz oberhalb der Resonanzfrequenz des Schwingkreises liefert, um die Gefahr einer Beschädigung des Wechselrichterschalters oder der Wechselrichterschalter zu vermeiden.
  • Wie bereits beschrieben, wird die Lampe durch das Verringern der Wechselrichter-Ausgangsfrequenz von einem vorgegebenen Wert (f1 in 6 den beigefügten Zeichnungen) oberhalb der Resonanzfrequenz (f0) zum Leuchten gebracht, bis die Lampe (bei f2) zu glühen beginnt. Die erforderliche Spannung, um den Glühzustand der Lampe aufrechtzuerhalten, kann geringer sein als die Entladungs-Anfangsspannung, so dass die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz weiter verringert wird, nachdem die Lampe zum Leuchten gebracht wurde, und auf einen Wert (f3), der geringer als die Resonanzfrequenz (f0) des L. C.-Schwingkreises ist, fest eingestellt wird. Jedoch ist die Entladungslampe, wenn sie leuchtet, elektrisch mit dem Resonanzkondensator parallel geschaltet. Die Resonanzfrequenz (f4) des resultierenden Schwingkreises einschließlich der glühenden Entladungslampe ist geringer als diejenige (f0) des LC-Schwingkreises ohne die Lampe und praktisch der normalen Ausgangsfrequenz (f3) des Wechselrichters. Folglich bleibt die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz (f3), wenn die Lampe glüht, auch höher als die Resonanzfrequenz (f4), wodurch der Strom des Schwingkreises in Phasennacheilung gehalten wird und somit der oder die Wechselrichterschalter vor einer Beschädigung infolge eines Überstroms geschützt werden.
  • Die in vorangegangenem Absatz getroffene Feststellung trifft jedoch nur dann zu, wenn sich die Entladungslampe in einem guten Betriebszustand befindet. Insbesondere kann die Lampe kurz vor Ende der Lebensdauer unbeabsichtigt zerstört werden, wenn sie mit einer Wechselrichter-Ausgangsfrequenz mit dem normalen Wert (f3) mit Energie versorgt wird. Folglich wird diese Normalfrequenz geringer als die Resonanzfrequenz (f0), die dann durch den LC-Schwingkreis ohne die Entladungslampe festgelegt ist. Üblicherweise hat die resultierende Phasenvoreilung des Schwingkreis-Stroms das Fließen eines Überstroms durch den oder die Wechselrichter-Schalter zur Folge, durch den der bzw. sie im ungünstigsten Fall zerstört wurden.
  • Derselbe ungünstige Fall tritt bei völligem Versagen oder aufgebrauchten Entladungslampen auf, die nicht leuchten, wenn die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz, wie zuvor verringert wird, um sie zum Leuchten zu bringen.
  • Eine Maßnahme zur Abhilfe dieses Nachteils besteht offensichtlich darin, die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz oberhalb der Resonanzfrequenz (f0) des Schwingkreises ohne die Entladungslampe zu halten, wenn die Lampe nicht leuchtet; und folglich einen Stromfluss durch den Schwingkreis in Phasenvoreilung zu verhindern. Diese Lösung ist jedoch nicht zufrieden stellend, da sich durch das Verkleinern des Ausgangsfrequenzbereichs des Wechselrichters oder des Spannungsbereichs des Resonanzkondensators, der dazu verwendet kann, die Lampe zum Leuchten zu bringen, andere Nachteile ergeben.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, bei einem Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe mit einem Wechselrichter den oder die Wechselrichterschalter vor einer Beschädigung durch einen Überstrom zu schützen, wenn die Lampe zufällig zerstört wird oder nicht leuchtet während die Wechselrichter-Ausgangsspannung angelegt wird, um sie zum Leuchten zu bringen.
  • D. h., dass die vorliegende Erfindung als ein Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe zur Schaffung eines Überstromschutzes für einen oder mehrere Wechselrichterschalter bezeichnet werden kann. Darin vorgesehen ist ein Wechselrichterschaltkreis, an den ein Verbraucherschaltkreis mit einem Schwingkreis mit einem Kondensator angeschlossen ist, der mit einer Entladungslampe parallel geschalten wird, um eine zur Frequenz umgekehrt abhängige Spannung zu erzeugen, die zwischen den beiden Elektroden der Lampe gemäß einer bestimmten Resonanzkennlinie angelegt wird. Der Schwingkreis hat eine Resonanzfrequenz, die niedriger als eine Entladungsanfangsfrequenz ist, bei der die Lampe zu glühen beginnt. Weiterhin ist an den Wechselrichterschaltkreis eine Wechselrichter-Steuereinrichtung angeschlossen, um die Lampe durch das Verändern der Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises von einer ersten Frequenz, die höher als die Entladungsanfangfrequenz ist, auf eine zweite Frequenz, die niedriger als die Resonanzfrequenz des Schwingkreises ist, zum Leuchten zu bringen, und die Lampe durch das Aufrechterhalten der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises bei der zweiten Frequenz im Leuchtzustand zu halten.
  • Ob die Lampe richtig leuchtet oder nicht, wird aus der Phasenbeziehung zwischen der Wechselrichter-Ausgangsspannung und einem Strom, der durch den Verbraucherschaltkreis fließt, abgeleitet. Folglich umfasst das Lampen-Beleuchtungssystem gemäß der Erfindung zusätzlich eine Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung, um festzustellen, ob ein Strom, der durch den Verbraucherschaltkreis fließt, bezüglich der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises in Phasenvoreilung ist oder nicht. Eine Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung ist zwischen der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung und der Wechselrichter-Steuereinrichtung angeschlossen, durch welche die Wechselrichter-Steuereinrichtung die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz höher als die Resonanzfrequenz des Schwingkreises einstellt, wenn festgestellt wird, dass der Strom, der durch den Verbraucherschaltkreis fließt, bezüglich der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises in Phasenvoreilung ist.
  • Da der Laststrom in der Phase vorauseilt, wenn die Entladungslampe zufälligerweise abschaltet oder nicht leuchtet, wenn eine zunehmende Spannung oberhalb deren Entladungs-Anfangsspannung angelegt wird, wird die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz automatisch wieder eingestellt, um den Laststrom gegenüber der Wechselrichter-Ausgangsspannung in Phasennacheilung oder Phasenverzögerung zu zurückzubringen. Der oder die Schalter, die im Wechselrichterschaltkreis vorgesehen sind, können somit gegen eine Beschädigung infolge eines Überstroms geschützt werden.
  • Darüber hinaus wird, wenn die Lampe abschaltet, während sie mit der Wechselrichter-Ausgangsspannung bei der genannten zweiten Frequenz (f3 in 6), die geringer als die Resonanzfrequenz (f0) des Schwingkreises ohne die Lampe ist, jedoch höher als die Resonanzfrequenz (f4) des Schwingkreises einschließlich der Lampe ist, die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz automatisch höher als die Resonanzfrequenz (f0) ohne die Lampe eingestellt. Der Laststrom wird folglich nicht für einen derartigen langen Zeitabschnitt, so dass der oder die Wechselrichterschalter beschädigt werden, in Phasenvoreilung gehalten.
  • Des Weiteren ist es von Vorteil, dass, um die Lampe zum Leuchten zu bringen, die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz unverändert linear von einer ersten Frequenz (f1) auf eine Frequenz geringer als die Resonanzfrequenz (f0) verringert wird. Folglich kann, auch wenn die Lampe bei der zuvor angegebenen Entladungs-Anfangsfrequenz (f2) nicht zu glühen beginnt, dieses tun, wenn die Frequenz mit der resultierenden Zunahme der Spannung über der Lampe auf einen Wert, der höher als der bei der Entladungs-Anfangsfrequenz ist, verringert wird.
  • Die oben genannten und weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung und deren Ausführungsformen und die Erfindung selbst werden im folgenden durch die Beschreibung und der anhängigen Ansprüche anhand der beigefügten Zeichnungen, die bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung zeigen, näher beschrieben.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist teilweise in Blockform ein schematisches Schaltbild des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe, welches das Prinzip der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 2 ist ein schematisches Schaltbild, das den Wechselrichter-Schaltkreis des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe in 1 detailliert zeigt;
  • 3 ist ein Blockschaltbild, das den Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreis im Wechselrichter-Steuerschaltkreis in 2 detailliert zeigt;
  • 4 ist ein schematisches Schaltbild der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe in 1;
  • 5 ist ein Diagramm der Wellenform der Ausgangsspannung des Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreises in 3 und der Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises in 1;
  • 6 ist eine Grafik, die die Kennlinien der Resonanzkondensatorspannung über der Wechselrichter-Ausgangsfrequenz des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe in 1 angibt, wenn die Lampe leuchtet und nicht leuchtet;
  • 7 ist ein äquivalentes Schaltbild des Verbraucher-Schaltkreises des Lampen-Beleuchtungssystems in 1;
  • 8 ist eine Darstellung der Wellenformen, die in unterschiedlichen Bereichen des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe in 1 erscheinen, wenn der Laststrom in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung in Phasenverzögerung ist;
  • 9 ist eine Darstellung von Wellenformen, die in unterschiedlichen Bereichen des Beleuchtungssystems einer Entladungslampe in 1 erscheinen, wenn der Laststrom in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung in Phasenvoreilung ist;
  • 10 ist eine Darstellung von Wellenformen, die in unterschiedlichen Bereichen der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung erscheinen, wenn der Laststrom in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung phasenverzögert ist,
  • 11 ist eine Darstellung von Wellenformen, die in unterschiedlichen Bereichen der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung in 4 erscheinen, wenn der Laststrom in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung in Phasenvoreilung ist;
  • 12 ist eine Darstellung von Wellenformen, die in unterschiedlichen Bereichen des Wechselrichter-Steuerschaltkreises in 2 erscheinen;
  • 13 ist teilweise in Blockform ein schematisches Schaltbild eines modifizierten Wechselrichter-Steuerschaltkreises, der einen Teil einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe gemäß der vorliegenden Erfindung bildet;
  • 14 ist ein schematisches Schaltbild einer modifizierten Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung, die bei dem Wechselrichter-Steuerschaltkreis in 13 verwendet wird;
  • 15 ist ein teilweise schematisches Schaltbild einer dritten bevorzugten Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 16 ist ein schematisches Schaltbild eines modifizierten Wechselrichter-Steuerschaltkreises und eines modifizierten Phasenvoreilungs-Erfassungsschaltkreises, die jeweils einen Teil der dritten bevorzugten Ausführungsform des Beleuchtungssystems einer Entladungslampe bilden;
  • 17 ist ein schematisches Schaltbild einer vierten bevorzugten Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 18 ist ein schematisches Schaltbild einer fünften bevorzugten Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 19 ist ein schematisches Schaltbild einer sechsten bevorzugten Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe gemäß der vorliegenden Erfindung; und
  • 20 ist ein schematisches Schaltbild einer siebten bevorzugten Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die Erfindung wird im Folgenden in Bezug auf die erste bevorzugte Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe näher beschrieben, die in 1 in ihrer Gesamtheit gezeigt ist. Wie gezeigt, kann es durch das Zuführen von Energie von einem Anschlusspaar 1 und 2 aus dem Wechselstromnetz über einen Leistungsschalter 3 eine bekannte Leuchtstofflampe 13 zum Leuchten bringen, wobei das Beleuchtungssystem im Wesentlichen einen Gleichrichter-Glättungsschaltkreis 4, der an den Anschlüssen 2 und 3 des Wechselstromnetzes zum Zuführen eines Gleichstroms angeschlossen ist, einen Wechselrichterschaltkreis 5 zum Wiederumrichten des DC-Eingangssignals vom Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis in ein AC-Ausgangssignal, einen Verbraucherschaltkreis 6 mit der Leuchtstofflampe 13, der über einen Kopplungskondensator 7 mit dem Wechselrichterschaltkreis 5 verbunden ist, einen Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8 zum Steuern des Wechselrichterschaltkreises 5, und eine Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10, die am Verbraucherschaltkreis 6 über einen Stromdetektor 9 angeschlossen ist, um festzustellen, ob der Strom durch den Verbraucherschaltkreis in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung in Voreilung ist, aufweist.
  • Der Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 4, der als DC-Energieversorgung des Lampen-Beleuchtungssystems dient, hat einen ersten Eingang 4a, der an einem Anschluss 1 der AC-Energiezufuhr über den Leistungsschalter 3 angeschlossen ist, und einen zweiten Eingang 4b, der direkt mit dem anderen Anschluss 2 der AC-Energiezufuhr verbunden ist. Der Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 5, der üblicherweise einen Diodengleichrichterschaltkreis und einen Glättungskondensator, die beide nicht gezeigt sind, aufweist, bildet eine unidirektionale Spannung zwischen einem DC-Anschlusspaar 4c und 4d.
  • Der Wechselrichterschaltkreis 5 umfasst zwei elektronische Schalter Q1 und Q2, die miteinander zwischen den beiden DC-Ausgangsanschlüssen 4c und 4d des Gleichrichter- und Glättungsschaltkreises 4 in Reihe geschalten sind, und Kondensatoren C1 und C2, die jeweils mit einem Schalter parallel geschalten sind. Die elektronischen Schalter Q1 und Q2 sind als bekannte Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistoren (MOS FETs) mit jeweils einer Source-Elektrode ausgeführt, die an einen Substratbereich angeschlossen sind, und im Wesentlichen einen FET-Schaltbereich S1 bzw. S2 und einen Diodenbereich D1 bzw. D2, die umgekehrt damit parallel geschalten sind, aufweisen. Durch das nacheinander Ein- und Ausschalten der beiden MOS-FET-Schalter Q1 und Q2 wird in herkömmlicher Weise bewirkt, dass die DC-Ausgangsspannung des Gleichrichter- und Glättungsschaltkreises 4 in eine Wechselspannung zum Anlegen an den Verbraucherschaltkreis 6 umgewandelt wird. Die Kondensatoren C1 und C2 dienen primär dazu, einen raschen Anstieg der Drain-Source-Spannungen VDS der Schalter Q1 und Q2 zu verhindern, wenn sie ausgeschalten werden, so dass die Schaltverluste gering sind.
  • Entgegen der Darstellung in 1 könnten die Schaltbereiche S1 und S2 und die Diodenbereiche D1 und D2 auch parallele Verbindungen von diskreten Elementen sein. Als Schaltbereiche könnten auch bipolare Transistoren anstatt der FETs vorgesehen sein.
  • Der Verbraucherschaltkreis 6 umfasst einen Resonanzkondensator 11 und eine Resonanzspule 12 zusätzlich zur Leuchtstofflampe 13. Die Leuchtstofflampe 13 hat einen bekannten Aufbau mit einem Röhrenkolben 14 aus einem glasähnlichen Material mit einer fluoreszierenden Schicht an seiner Innenfläche und zwei Leuchtelektroden 15 und 16 an gegenüberliegenden Enden der Röhre. Beide Elektroden 15 und 16 sind üblicherweise mit einer Elektronen emittierenden Schicht beschlämmt. Die Elektrode 15 ist zwischen zwei Anschlüssen 17 und 18 angeschlossen und die andere Elektrode 16 ist zwischen zwei weiteren Anschlüssen 19 und 20 angeschlossen. Es wird davon ausgegangen, dass die fluoreszierende Lampe 13 austauschbar ist und mittels herkömmlichen Steckverbindungen mit den Anschlüssen 17 bis 20 verbunden ist.
  • Der Resonanzkondensator 11 ist sowohl mit dem Anschluss 17 an einem äußeren Ende einer Leuchtelektrode 15 der Lampe 13 als auch mit dem Anschluss 19 an einem äußersten Ende der anderen Leuchtelektrode 16 verbunden. Folglich ist der Resonanzkondensator 7 mit den Leuchtelektroden 15 und 16 in Reihe geschalten und mit dem Entladungspfad zwischen diesen Leuchtelektroden parallel geschalten. Folglich kann die Spannung Vc über dem Kondensator 11 zwischen den beiden Lampenelektroden 15 und 16 eingeprägt werden.
  • Die Resonanzspule 12, die als eine Wicklung mit einem Kern gezeigt ist, ist über den Koppelkondensator 7 zwischen dem Verzweigungspunkt 21a der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 und dem Lampenanschluss 18 angeschlossen. Der Lampenanschluss 20 ist mit der Source-Elektrode des zweiten MOS-FET-Schalters Q2 des Wechselrichterschaltkreises 5 verbunden. Der Resonanzkondensator 11 und die Resonanzspule 12 sind daher miteinander in Reihe geschalten, so dass sie zusammen einen seriellen Resonanzkreis bilden. Darüber hinaus ist die Spule 12 mit der Leuchtstofflampe 13 in Reihe geschalten, wenn letztere glimmt. Diese Spule könnte zwischen dem Anschluss 20 der Lampe 13 und dem Source-Anschluss des zweiten MOS-FET-Schalters Q2 des Wechselrichterschaltkreises 5 angeschlossen sein. Ungeachtet, ob die Lampe 13 leuchtet oder nicht, fließt durch die Lampenelektroden 15 und 16 ein Strom solange der Leistungsschalter 3 geschlossen ist, da der serielle Schaltkreis, aufweisend die Spule 12, die erste Lampenelektrode 15, den Resonanzkondensator 11 und die zweite Lampenelektrode 16, stetes geschlossen ist. Somit ist es möglich, die Lampenelektroden 15 und 16 bei einem derartigen Stromfluss vorzuheizen, bevor die Lampe leuchtet.
  • Wie in 7 gezeigt, die einen zum Verbraucherschaltkreis 6 äquivalenten Schaltkreis zeigt, kann der Resonanzkondensator 11 als eine serielle Verbindung der Kapazität Ca und des Innenwiderstands Ra gesehen werden, und die Resonanzspule 12 als eine serielle Verbindung der Induktivität L und des Innenwiderstands Rb gesehen werden. Die beiden Leuchtelektroden der Lampe 13 sind, wenn sie nicht leuchtet, voneinander getrennt, so dass nur durch den Kondensator 11 und die Spule 12 die Resonanzfrequenz des seriellen Resonanzkreises während dieser Zeit bestimmt wird. Wenn die Lampe 13 glimmt wird andererseits die Resonanzfrequenz nicht nur durch den Kondensator 11 und die Spule 12 bestimmt, sondern auch durch die Lampe, deren Elektroden in diesem Fall miteinander elektrisch verbunden sind.
  • In 6 sind die Beziehungen zwischen der Frequenz f der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises 5 und der Spannung Vc über dem Resonanzkondensator 11 grafisch dargestellt. Die Kurve A ist die f-Vc-Kennlinie, wenn die Lampe 13 nicht leuchtet, und die Kurve B, diejenige, wenn die Lampe glimmt. Die Kurven A und B zeigen, dass die Kondensatorspannung Vc frequenzunabhängig ist, wobei sie bei der Resonanzfrequenz f0, wenn die Lampe nicht leuchtet, und bei der Resonanzfrequenz f4, wenn die Lampe leuchtet, am höchsten ist. Unterhalb dieser Resonanzfrequenzen ist die Kondensatorspannung Vc direkt proportional zur Wechselrichter-Ausgangsfrequenz f, und oberhalb dieser Frequenz umgekehrt proportional dazu. Die elektrische Energieversorgung vom Wechselrichterschaltkreis 5 zum Verbraucherschaltkreis 6 ist in ähnlich der Kurven A und B frequenzabhängig.
  • Die Kapazität Cc, in 7 gezeigt, des Koppelkondensators 7 ist größer als die Kapazität Ca des Resonanzkondensators 11, derart, dass die Resonanzfrequenz des Schaltkreises bestehend aus dem Verbraucherschaltkreis 6 und dem Koppelkondensator 7 in etwa gleich derjenigen lediglich des Verbraucherschaltkreises 6 ist. D. h., dass sich die Kapazität Cc des Koppelkondensators 7 kaum auf die Resonanzfrequenz auswirkt.
  • Die vorliegende Erfindung verwendet den Frequenzbereich der Kurve A oberhalb der Resonanzfrequenz f0, in dem die Kondensatorspannung Vc umgekehrt proportional zur Wechselrichter-Ausgangsfrequenz f ist, um die Lampe 13 vorzuheizen und zum Leuchten zu bringen. Die Lampe soll bei der Frequenz f2 zu glimmen beginnen und bei der Frequenz f3, die zwischen den Resonanzfrequenzen f0 und f4 der Kurven A und B liegt, im glimmenden Zustand gehalten werden.
  • Der Aufbau des Wechselrichter-Steuerschaltkreises 8 und der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10, der anschließend anhand der 2 bis 4 beschrieben wird, ist besser verständlich, wenn zunächst anhand der 5 und 6 erläutert wird, wie die Lampe 13 bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung zum Leuchten gebracht wird.
  • In der unteren Hälfte in 5 ist eine Kurve der Frequenz f des durch den Wechselrichterschaltkreis 5 erzeugten AC-Ausgangssignals zum Vorheizen und zum Erleuchten der Lampe 13 über der Zeit t aufgetragen. Durch das Schließen des Leistungsschalters 3 in 1 zum Zeitpunkt t0, führt der Wechselrichterschaltkreis 5 dem Verbraucherschaltkreis 6 das AC-Ausgangssignal der Frequenz f1 zu, wie in 6 angegeben, wobei die entsprechende Resonanzkondensator-Spannung Vc1 erheblich niedriger als die Spannung Vc2 ist, bei der die Lampe 13 mit der elektrischen Entladung beginnt. Die Lampe 13 bleibt daher unbeleuchtet, jedoch werden deren Leuchtelektroden 15 und 16 durch den Stromfluss durch den Resonanzschaltkreis aus Kondensator 11 und Spule 12 vorgeheizt. Der Wechselrichterausgang wird auf dieser Vorheiz-Frequenz f1 während einer vorgegebenen Vorheizperiode Ta bzw. von to bis t1, d. h. für in etwa 500–1000 Millisekunden gehalten. Diese Vorheiz-Frequenz f1 kann einen Wert zwischen 80 und 90 Kilohertz haben.
  • Die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz muss nicht während der gesamten Vorheizperiode Ta konstant gehalten werden, sondern kann stattdessen mit der Zeit in einem Bereich oberhalb von f1 verringert werden.
  • Während der anschließenden Beleuchtungsperiode Tb bzw. von t1 bis t4 fällt die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz von f1 auf f3 entweder linear, wie in 5 angegeben, oder in diskreten Schritten nach der Soll-Entladungsanfangsfrequenz f2 und der Resonanzfrequenz f0 der Periode, in welcher die Lampe nicht leuchtet. Im Normalfall beginnt die Lampe 13 bei der Entladungsanfangsfrequenz f2 oder bei t2 in 5 oder in etwa diesem Bereich zu glimmen. Auch wenn die Lampe bei f2 aus Gründen von Betriebsschwankungen nicht zu glimmen beginnt, fällt die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz weiterhin in Richtung der Resonanzfrequenz f0 ab, wobei folglich die Kondensatorspannung Vc in Richtung Spitzenwert Vco ansteigt. Die Lampe beginnt bis t3 mit der Entladung, wenn die Resonanzfrequenz f0 erreicht ist, wobei der Zeitpunkt t3 früher als der Zeitpunkt t4 ist, wenn sich die Betriebsschwankungen innerhalb des Toleranzbereiches bewegen.
  • Wie in Bezug auf den Stand der Technik beschrieben, ist die Lampe 13 im Glimmzustand mit dem Resonanzkondensator 11 elektrisch parallel geschalten, wodurch eine Veränderung der Frequenzabhängigkeit der Kondensatorspannung Vc von der Kurve A zur Kurve B in 6 erfolgt. Die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz fällt auf f3 bei t4 ab und wird auf diesen Wert festgelegt solange die Lampe im Anschluss daran im glimmenden Zustand gehalten wird. Die Frequenz f3 ist derart, dass die entsprechende Kondensatorspannung Vc3 geringer als die Entladungsanfangsspannung Vc2 ist.
  • Die Lampe 13 kann insbesondere am Ende der Lebensdauer aufhören zu leuchten, während sie mit der Wechselrichter-Ausgangsfrequenz f3 betrieben wird, wobei sich wiederum die Frequenzabhängigkeit der Kondensatorspannung Vc von der Kurve B zurück zur Kurve A ändert. Daraufhin würde die Frequenz f3 geringer sein als die Resonanzfrequenz f0 des Schwingkreises ohne die Lampe 13. Der Strom IL, der durch den Verbraucherschaltkreis 6 fließt, würde dann in Bezug auf das Wechselrichter-Ausgangssignal in Phasenvoreilung sein, da dann der Verbraucherschaltkreis 6 eine kapazitive Reaktanz wäre. Ein Überstrom würde dann durch die Wechselrichterschalter Q1 und Q2 und zu deren Zerstörung führen, für den Fall, dass die neuartige Wechselrichterschalter-Steuereinrichtung der vorliegenden Erfindung, die im Folgenden näher beschrieben wird, nicht vorhanden ist.
  • In Bezug wieder auf 1 enthält der Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8 eine neuartige Schaltkreiseinrichtung gemäß der Erfindung zur Steuerung der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 nicht nur, wenn die Lampe 13 normal arbeitet, sondern auch in Zusammenarbeit mit dem Stromdetektor 9 und der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung, wenn die Lampe abschaltet, nachdem sie sich, wie oben angegeben, im Leuchtzustand befindet. Der Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8 hat zwei Ausgänge, die an den Gate-Elektroden der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 mittels Leitungen 21 und 22 und an der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 mittels Leitungen 23 und 24 angeschlossen sind. Es wird davon ausgegangen, dass der Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8 zusätzlich an die Source-Elektroden der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 angeschlossen ist, um Gate-Source-Spannungssignalen VGS1 und VGS2 als Wechselrichter-Steuersignale zuzuführen.
  • Der Stromdetektor 9 ist an die Leitung, durch die der Laststrom IL fließt, angeschlossen und mit der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 mittels einer Leitung 25 verbunden. Vorzugsweise ist ein Stromtransformator als Stromdetektor 9 vorgesehen, obwohl andere Einrichtungen, wie z. B. ein elektromagnetischer Wandler, verwendet werden können.
  • Werden der Laststrom IL und die Gate-Source-Spannungssignale VGS1 und VGS2 zugeführt, überwacht die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 kontinuierlich, ob der Laststrom in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung in Phasenvoreilung ist. Die resultierenden Ausgangssignale der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 werden über Leitungen 26 und 27 dem Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8 zugeführt.
  • Im Folgenden wird in Bezug auf 2 der Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8 näher beschrieben. Allgemein kann dieser Schaltkreis 8 als eine Kombination eines Generatorschaltkreises 28 zum Erzeugen von Impulsen variabler Frequenz, eines Schaltkreises 29 zum Bilden eines Schalter-Steuersignals, eines Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreises 30, und eines Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreises 31 betrachtet werden.
  • Der Generatorschaltkreis 28 zum Erzeugen eines Impulses mit variabler Frequenz besteht im wesentlichen aus einem spannungsgesteuerten Oszillator, aufweisend einen Kondensator 32 zum Erzeugen einer Dreiecksspannung, einen Auflade-Schaltkreis 33 für den Kondensator 32, und eine Entlade- und Wellenumformeinrichtung 34, um Impulse einer Wiederholungsrate abhängig von dem Frequenz steuerungs-Spannungssignal, das vom Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreis 30 zugeführt wird, zu erzeugen.
  • Der Aufladeschaltkreis 33 des Impulsgeneratorschaltkreises 28 umfasst zwei Transistoren 35 und 36, die einen Miller-Schaltkreis bilden, zwei weitere Transistoren 37 und 38, die einen weiteren Miller-Schaltkreis bilden, zwei Stromsteuerungs-Transistoren 39 und 40, und sechs Widerstände 41, 42, 43, 44, 45 und 46. Die Transistoren 35 und 36 sind beide vom PNP-Typ und sind mit ihren Emitteranschlüssen jeweils über Widerstände 41 und 42 an einen Stromversorgungsanschluss 47 angeschlossen. Es wird verstanden, dass der Stromversorgungsanschluss mit einer nicht gezeigten Steuerungs-Energieversorgung verbunden ist, die mit dem Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 4, 1, verbunden ist. Die Basisanschlüsse der Transistoren 35 und 36 sind miteinander verbunden und mit dem Kollektoranschluss des Transistors 35 verbunden, dessen Kollektor über den Widerstand 43 auf Masse gelegt ist. Der Kollektoranschluss des anderen Transistors 36 ist über den Transistor 39 auf Masse gelegt.
  • Die Transistoren 37 und 38, die einen weiteren Miller-Schaltkreis bilden, sind beide vom PNP-Typ und sind ebenfalls mit ihren Emitteranschlüssen mit dem Stromversorgungsanschluss 47 jeweils über die Widerstände 44 und 45 verbunden und ihre Basisanschlüsse sind zusammen mit dem Kollektoranschluss des Transistors 37 verbunden, dessen Kollektoranschluss über den Transistor 40 und dem Widerstand 46 auf Masse gelegt ist. Der Kollektor des anderen Transistors 38 ist mit dem Kondensator 32 über einen Strombegrenzungswiderstand 47a verbunden, der außerhalb des Aufladeschaltkreises 33 vorgesehen ist. Der Kondensator 32 hat einen weiteren Anschluss, der auf Masse gelegt ist. Der Transistor 40 des NPN-Typs ist mit seinem Basis-Anschluss mit dem Kollektoranschluss des Transistors 36 verbunden, so dass der Transistor 39 als ein veränderlicher Bypasswiderstand für den Basisstrom des Transistors 40 dient.
  • Der Entlade- und Wellenumformungsschaltkreis 34 umfasst drei Widerstände 48, 49 und 50, einen Entladungstransistor 51, zwei Komparatoren 52 und 53 und ein RS-Flipflop 54. Die Widerstände 48–50 sind zwischen dem Stromversorgungsanschluss 47 und Masse in Serie geschaltet, um den Komparatoren 52 und 53 zwei verschiedene Referenzspannungen zuzuführen. Der erste Komparator 52 ist mit einem Eingangsanschluss mit dem Verzweigungspunkt zwischen dem Kondensator 32 und dem Widerstand 47a angeschlossen und der andere Eingangsanschluss ist mit dem Verzweigungspunkt zwischen den Widerständen 48 und 49 angeschlossen. Folglich vergleicht der erste Komparator 52 die Dreiecksspannung V32 über dem Kondensator 32 mit der ersten Referenzspannung V1 zwischen den Widerständen 48 und 49 und wird jedes Mal, wenn die Dreiecksspannung die erste Referenzspannung kreuzt, hoch. Infolge der Hysterese erzeugt der erste Komparator 52 eine Impulsfolge mit einer vorgegebenen Dauer (in 12 mit Td angegeben).
  • Der zweite Komparator 53 ist mit einem Eingangsanschluss mit dem Verzweigungspunkt zwischen dem Kondensator 32 und dem Widerstand 47a angeschlossen, und der andere Eingangsanschluss ist mit dem Verzweigungspunkt zwischen den Widerständen 49 und 50. Der zweite Komparator 53 wird jedes Mal, wenn die Dreiecksspannung V32 die zweite Referenzspannung V2 zwischen den Widerständen 49 und 50 kreuzt, hoch, wobei die zweite Referenzspannung höher als die erste V1 ist. Der zweite Komparator 52, der auch eine Hysterese aufweist, erzeugt Impulse, die in etwa dieselbe Dauer haben wie die Ausgangsimpulse des ersten Komparators.
  • Der erste Komparator 52 führt sein Ausgangssignal V52 sowohl dem Schaltkreis 29 zum Erzeugen eines Schalter- Steuersignals als auch dem Setzeingang S des Flipflops 54 zu, um den Entladungsvorgang des Kondensators 32 zu steuern. Der zweite Komparator 53 führt sein Ausgangssignal V53 dem Rücksetzeingang R des Flipflops 54 zu. Das Ausgangssignal V54 des phaseninvertierten Ausgangs des Flipflops 54 wird daher jedes Mal, wenn das Flipflop durch die Vorderflanke eines Impulses des ersten Komparators 52 gesetzt wird, niedrig, und jedes mal, wenn das Flipflop durch die Vorderflanke eines Impulses vom zweiten Komparator 53 zurückgesetzt wird, hoch.
  • Ist das Flipflop 54 mit dem Basisanschluss des Transistors 51 verbunden, wird, wenn es zurückgesetzt ist, der Transistor leitend (wie von t3 bis t4 in 12), so dass ein Entladungspfad für den Kondensator 32 über den Widerstand 47a gebildet wird. Da dieser Entladungsschaltkreis eine feste Zeitkonstante hat, ist die Dauer, während der das Flipflop 54 zurückgesetzt ist, unverändert. Die Zeitdauer, während der das Flipflop 54 gesetzt ist (wie von t1 bis t3 in 12), ist hingegen einer Veränderung ausgesetzt, wenn der Strom, der den Kondensator 32 auflädt, unter Kontrolle ist. Daraus ergibt sich, dass der erste Komparator 52 als Wellen-Umformeinrichtung für die Dreiecksspannung VS2 dient und zusätzlich an der Steuerung des Entladungsvorgangs des Kondensators 32 beteiligt ist.
  • Der Schaltkreis 29 zum Bilden eines Schalter-Steuersignals erzeugt auf die Impulssignale V52 vom Impulsgeneratorschaltkreis 28 hin die Gate-Source-Spannungssignale VGS1 und VGS2 zur Ein/Ausschaltsteuerung der Wechselrichterschalter Q1 und Q2, in 1. Vorgesehen sind ein NOT-Schaltkreis 55 und ein Trigger-Flipflop 56, die beide mit dem ersten Komparator 52 des Impulsgeneratorschaltkreises 28 verbunden sind. Wird das Flipflop 56 durch die Vorderkanten des Ausgangsimpulses V52 vom ersten Komparator 52 (wie bei t1 und t4 in 12) getriggert, wird das Flipflop 56 zwischen zwei stabilen Zuständen geschalten.
  • Darüber hinaus sind im Schaltkreis 29 zum Bilden eines Schalter-Steuersignals ein erstes UND-Gatter 57, dessen beiden Eingänge mit dem nicht invertierenden Ausgang des Flipflops 56 und an dem NOT-Schaltkreis 55 verbunden sind, und ein zweites UND-Gatter 58, dessen beiden Eingänge mit dem invertierenden Ausgang des Flipflops 56 und mit dem NOT-Schaltkreis 55 verbunden sind, enthalten. Die beiden UND-Gatter 57 und 58 erzeugen die Gate-Source-Spannungssignale VGS1 und VGS2, um sie jeweils den Schaltern Q1 und Q2 des Wechselrichterschaltkreises 5, 5, über die Leitungen 21 und 22 und der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 über die Leitungen 23 und 24 zuzuführen.
  • Die beiden Gate-Source-Spannungssignale VGS1 und VGS2 stehen derart miteinander in Wechselbeziehung (12), dass sog. „Todzeiten", während dieser keiner der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 durch diese Signale betätigt wird, auftreten. Jede Todzeit, die durch die Dauer Td jedes Ausgangsimpulses der Komparatoren 52 und 53 bestimmt wird, sollte vorzugsweise nicht geringer sein als die Zeit, die die Spannung über den Kondensatoren C1 und C2 benötigt, um durch umgekehrtes Aufladen null zu werden.
  • Wie auch in 2 gezeigt, umfasst der Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreis 31 des Wechselrichter-Steuerschaltkreises 8 zwei Schalter 59 und 60, die beide als Transistoren ausgeführt sind, die mit dem eine Dreiecksspannung erzeugenden Kondensator 32 des Impulsgenerator-Schaltkreises 28, parallel geschalten sind, um ihn zwangsläufig zu entladen. Die Basisanschlüsse dieser Schalttransistoren 59 und 60 sind an die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10, in 1 in Blockform gezeigt und detaillierter in Bezug auf 4 beschrieben, über die Leitungen 26 und 27 angeschlossen, um dadurch auf das Erfassen der Phasenvoreilung des Laststromes IL durch diesen Schaltkreis 10 wieder leitend zu werden.
  • Wie in dem Blockdiagramm in 3 angegeben, umfasst der Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreis 30 des Wechselrichter-Steuerschaltkreises 8 einen Vorheiz-Zeitgeber 61, einen Leucht-Zeitgeber 62, und einen Steuerspannungs-Generatorschaltkreis 63. Die beiden Zeitgeber 61 und 62 sind mit ihren Ausgängen an den Steuerspannungs-Generatorschaltkreis 63 angeschlossen. Der Ausgang des Vorheiz-Zeitgebers 61 ist darüber hinaus mit dem Leucht-Zeitgeber 62 verbunden.
  • Der Vorheiz-Zeitgeber 61 gibt, wenn der Leistungsschalter 3, 1, geschlossen wird, ein Vorheiz-Impulssignal aus, das charakteristisch für die Vorheizperiode Ta von to bis t1 in 5 ist, um es dem Steuerspannungs-Generatorschaltkreis 63 zuzuführen. Dieser Schaltkreis 63, der eine veränderliche Steuerspannung Vf zur Steuerung der Wechselrichter-Ausgangsfrequenz erzeugen kann, erzeugt eine Steuerspannung V1 mit einem relativ hohen, konstanten Betrag, wenn der Impulsausgang des Vorheiz-Zeitgebers 61 die Vorheizperiode Ta, wie in der oberen Hälfte in 5 gezeigt, signalisiert.
  • Unmittelbar nach Ablauf der Vorheizperiode Ta gibt der Leucht-Zeitgeber 62 ein Leucht-Impulssignal ab, das charakteristisch für die Leuchtperiode Tb von t1 bis t4 in 5 ist. Der Steuerspannungs-Generatorschaltkreis 63 erzeugt auf diesen Eingangsimpuls die Rampenspannung, die von einem Wert V1 bis V2 während der Leuchtperiode Tb linear ansteigt. Die Rampenspannung kann durch das Entladen eines nicht gezeigten Kondensators erhalten werden. Nach t4 in 5 erzeugt, wenn die Lampe 13 weiterglimmen soll, der Steuerspannungs-Generatorschaltkreis 63 eine weitere niedrigere, konstante Spannung V2.
  • In Bezug wieder auf 2 wird die Steuerspannung Vf vom Schaltkreis 30 am Gate-Anschluss des Transistors 39 des Auflade-Schaltkreises 33 eingeprägt. Dieser Transistor 39 dient als ein veränderlicher Widerstand, durch den das Fließen des Basisstroms des Transistors 40 im Verhältnis zur Steuerspannung Vf gedrosselt wird. Der Widerstand des Transistors 39 ist hoch, wenn die hohe Steuerspannung V1 an seinem Basisanschluss während der Vorheizperiode Ta eingeprägt wird, so dass das Vorbeileiten des Basisstroms vom Transistor 40 zum Transistor 39 eingeschränkt wird. Der Kollektorstrom des Transistors 40 ist daher, wie auch der des Transistors 38, relativ hoch, so dass eine relativ schnelles. Aufladen des Dreiecksspannungs-Kondensators 32 erfolgt. Die Gate-Source-Spannungssignale VGS1 und VGS2 zur Ein/Aussteuerung der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 haben folglich eine hohe Wiederholungsfrequenz. Folglich hat, wie in 5 angegeben, die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz feinen relativ hohen, konstanten Wert f1 entsprechend der hohen Steuerspannung V1 während der Vorheizperiode Ta.
  • Der Dreiecksspannungs-Kondensator 32 wird bei abnehmender Wiederholungsrate aufgeladen, wobei die Steuerspannung Vf von V1 bis V2 während der Zündperiode Tb linear abnimmt, wie in der oberen Hälfte in 5 gezeigt. Da die Wiederholungsfrequenzen der Gate-Source-Spannungssignale VGS1 und VGS2 entsprechend abnehmen, verringert sich die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz f von f1 auf f3, wie in der unteren Hälfte in 5 gezeigt.
  • Daraus ergibt sich selbstverständlich, dass die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz f den niedrigen, konstanten Wert f3 hat, wenn die Steuerspannung Vf fest auf den niedrigen Wert V2 nach t4 in 5 eingestellt ist.
  • Die in dem Blockschaltbild in 1 gezeigte Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 ist in 4 detailliert dargestellt. Sie umfasst zwei Komparatoren CP1 und CP2, zwei RS-Flipflops FF1 und FF2, zwei NOT-Schaltkreise INV1 und INV2, und zwei Logikschaltkreise G1 und G2. Der positive Eingang des ersten Komparators CP1 und der negative Eingang des zweiten Komparators CP2 sind jeweils an den Stromdetektor 9, in 1 zu sehen, über die Leitung 25 angeschlossen. Der negative Eingang des ersten Komparators CP1 ist an eine erste Referenzspannungsquelle E1 und der positive Eingang des zweiten Komparators CP2 an eine zweite Referenzspannungsquelle E2 angeschlossen. Die erste Referenzspannungsquelle E1 liefert eine Referenzspannung +e, die höher als der Mittelwert (z. B. null) der Spannung Vi entsprechend des Laststromes IL, wie in den 10 und 11 angegeben, ist. Die zweite Referenzspannungsquelle E2 liefert eine weitere Referenzspannung –e, die niedriger als der Mittelwert der Spannung Vi ist.
  • Das erste Flipflop FF1 ist mit dem Setzeingang S an den ersten Komparator CP1 und mit dem Rücksetzeingang R an den ersten NOT-Schaltkreis INV1 und folglich an das UND-Gatter 57, in 2 zu sehen, des Schaltkreises 29 zum Bilden eines Schalter-Steuersignals angeschlossen. Das zweite Flipflop FF2 ist mit dem Setzeingang S an den zweiten Komparator CP2 und mit dem Rücksetzeingang R an den zweiten NOT-Schaftkreis INV2 und somit an das UND-Gatter 58, in 2 zu sehen, des Schaltkreises zum Bilden eines Schalter- Steuersignals 29 angeschlossen.
  • Die Logikschaltkreise G1 und G2 sind jeweils als Sperr-UND-Gatter gezeigt. Der erste Logikschaltkreis G1 ist mit seinem invertierenden Eingang an den ersten Komparator CP1 und mit seinem nicht invertierenden Eingang an den nicht invertierenden Ausgang Q des ersten Flipflops FF1 angeschlossen. Der zweite Logikschaltkreis G2 ist mit seinem invertierenden Eingang an den zweiten Komparator CP2 und mit seinem nicht invertierenden Eingang an den nicht invertierenden Ausgang Q des zwei ten Flipflops FF2 angeschlossen. Die Ausgänge der Logikschaltkreise G1 und G2 sind jeweils an die Basisanschlüsse der Schalttransistoren 59 und 60, in 2 zu sehen, der Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung 31 angeschlossen.
  • Betriebsweise
  • In 8 sind die Wellenformen der Spannungen VGS1, VGS2, VDS1 und VDS2 und die Ströme IQ1, IQ2, IC1, IC2 und IL gezeigt, die an den entsprechend bezeichneten Stellen des Lampen-Beleuchtungssystems in 1 auftreten, wenn die Lampe 13 normal glimmt. Zwischen dem Zeitpunkt t0 und dem Zeitpunkt t1 in 8 befindet sich eine der genannten Todzeiten, während der keiner der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 betätigt wird. Aufgrund der Funktion der Kondensatoren C1 und C2 während der Todzeit to–t1 wird die Drain-Source-Spannung VDS1 des ersten Wechselrichterschalters Q1 bei t1 zu null, wenn die Gate-Source-Spannung VGS1 diesem ersten Wechselrichterschalter eingeprägt wird. Der Strom IQ1 fließt dann durch den ersten Wechselrichterschalter Q1, da ein Schaltkreis geschlossen wird, der den ersten DC-Versorgungsanschluss 4c, den ersten Wechselrichterschalter Q1, den Koppelkondensator 7, die Spule 12, den Resonanzkondensator 11, und den zweiten DC-Versorgungsanschluss 4d umfasst.
  • Während der Periode t1–t2 in 8 fließt ein Strom entsprechend dem Endabschnitt eines negativen Halbzyklus des Ladestroms IL durch den Diodenbereich D1 des ersten Wechselrichterschalters Q1. Anschließend fließt während der nachfolgenden Periode t2–t3 ein positiv werdender Strom durch den Schalterbereich S1 des ersten Schalters Q1. Die Wellenformen des ersten Schalterstroms IQ1 und des Ladestroms IL während der Periode t1–t3 sind sinusförmig, die durch die Induktivität der Spule 12, die Kapazität des Resonanzkondensators 11, und die Kapazität der Glühlampe 13 bestimmt werden.
  • Bei t3 beginnt, wenn die Gate-Source-Spannung VGS1 des ersten Wechselrichterschalters Q1 null wird, der Strom IQ1, der durch den ersten Schalter geflossen ist, durch den geschlossenen Schaltkreis aufweisend den Verbraucherschaltkreis 6, den Koppelkondensator 7, und den zweiten Kondensator C2, der mit dem zweiten Wechselrichterschalter Q2 parallel geschalten ist, zu fließen. Da der zweite Kondensator C2 somit umgekehrt durch den Strom IC2 aufgeladen wird, fällt die Spannung an diesem zweiten Kondensator und folglich die Drain-Source-Spannung VDS2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 linear bei t3 ab und wird bei t4 zu null.
  • Hingegen steigt die Drain-Source-Spannung VDS1 des ersten Wechselrichterschalters Q1 linear beginnend von null während der Periode t3–t4 an, wobei diese Spannung die Spannung zwischen den beiden Versorgungsanschlüssen 4c und 4d minus der Drain-Source-Spannung VDS2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 ist. Somit wird eine Null-Volt-Schaltung erreicht, wenn der erste Schalter Q1 ausgeschaltet wird. Die Gate-Source-Spannung VGS2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 wird bei t4 hoch, wenn die Drain-Source-Spannung VDS2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 null wird, so dass eine Null-Volt-Schaltung erreicht wird, wenn der zweite Wechselrichterschalter eingeschalten wird.
  • Der Diodenbereich D2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 wird nicht mehr durch den zweiten Kondensator C2 bei t4 umgekehrt vorgespannt, wenn die Spannung an diesem zweiten Kondensator null wird. Der Laststrom IL fließt dann zum Diodenbereich D2, so dass der Strom IQ2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 von t4–t5 umgekehrt durch seinen Diodenbereich D2 fließt; d. h. der Strom fließt durch den geschlossenen Schaltkreis des Verbraucherschaltkreises 6 mit der Spule 12, dem Diodenbereich D2 des zweiten Wechselrichterschalters und dem Koppelkondensator 7 während dieser Periode t4–t5.
  • Der positiv werdende Strom IQ2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 während der anschließenden Periode t5–t6 fließt durch den Schaltkreis bestehend aus Verbraucherschaltkreis 6, Koppelkondensator 7 und dem zweiten Wechselrichterschalter Q2. Dieser Strom IQ2 fließt durch den Verbraucherschaltkreis 6 in einer Richtung, die der des Stromes IQ1 des ersten Wechselrichterschalters Q1 während der Periode t2–t3 entgegengesetzt ist.
  • Bei t6 fließt, wenn der zweite Wechselrichterschalter Q2 aus ist, der Strom IQ2, der durch den zweiten Schalter Q2 geflossen ist, zu den beiden Kondensatoren C1 und C2. Durch das Fließen der Ströme IC1 und IC2 während der Periode t6–t7 fällt die Spannung am ersten Kondensator C1, da er umgekehrt aufgeladen wird, ebenso wie die Drain-Source-Spannung VDS1 des ersten Wechselrichterschalters Q1 linear ab. Die Spannung am zweiten Kondensator C2 und die Drain-Source-Spannung VDS2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 steigen linear an. Folglich werden Null-Volt-Schaltvorgänge durchgeführt, wenn der zweite Wechselrichterschalter Q2 ausgeschalten und der erste Wechselrichterschalter Q1 eingeschalten wird.
  • Wie in Bezug auf 5 beschrieben, verändert sich die Ausgangsfrequenz f des Wechselrichterschaltkreises 5 von f1 nach f3, wie in 6 gezeigt, während der Leuchtperiode Tb, in deren Verlauf die Lampe 13 zu glimmen beginnen soll, wie bei t2 in 5. Die daraus resultierende Betriebsweise des Lampen-Beleuchtungssystems in 1 ist ähnlich derjenigen, die im Vorangegangenen in Verbindung mit 8 beschrieben wurde, nur wenn der Verbraucherschaltkreis 6 eine induktive Reaktanz ist.
  • Es wird auch in Verbindung mit 6 daran erinnert, dass der Verbraucherschaltkreis 6 eine kapazitive Reaktanz wird, wenn die Lampe 13 zufälligerweise abschaltet und wenn, wie es vorher der Fall war, die Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters wie bei f3 geringer als die Resonanzfrequenz f0 der Kurve A blieb. Danach sind, wie in 9 angegeben, die Ströme IQ1 und IQ2 der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 und der Verbraucherstrom IL bezüglich der Gate-Source-Spannungen VGS1 und VGS2 sowie der resultierenden Wechselrichter-Ausgangsspannung in Phasenvoreilung. Die Wellenformen der Ströme IQ1, IQ2 und IL sind in diesem Diagramm so dargestellt, dass sie mit der Zeit zunehmend in Phasenvoreilung sind.
  • Während der Periode to–t1 in 9 ist zu sehen, dass in Phasenvoreilung sowohl der erste Wechselrichterschalterstrom IQ1 als auch der Verbraucherstrom IL die Nulllinie zum Zeitpunkt t1, der vor dem Zeitpunkt t2 ist, kreuzen, wenn die erste Gate-Source-Spannung VGS1 niedrig wird. Der negativ werdende erste Wechselrichter schalterstrom IQ1 und der Verbraucherstrom IL fließen von t1 bis t3 durch den Schaltkreis aufweisend den Verbraucherschaltkreis 6, den Koppelkondensator 7, und den Diodenbereich D1 des ersten Wechselrichterschalters Q1. Der zweite Wechselrichterschalter Q2 wird bei t3 eingeschaltet, wenn seine Gate-Source-Spannung VGS2 hoch wird. Der Verbraucherstrom IL fließt nun zum zweiten Wechselrichterschalter Q2. Zur selben Zeit werden die Ladungsträger, die im ersten Diodenbereich D1 des Wechselrichterschalters gespeichert wurden, freigegeben, so dass der Strom infolge dieser Ladungsfreigabe in den zweiten Wechselrichterschalter Q2 fließt. Die beiden Ausgänge 4c und 4d des Gleichrichter- und Glättungsschaltkreises 4 werden durch den ersten Diodenbereich D1 des Wechselrichterschalters und den zweiten Wechselrichterschalter Q2 von t3 bis t4 kurzgeschlossen, so dass die Ströme IQ1 und IQ2 größer als der Betrag des Spitzenwertes des Stroms IQ1 von t0 bis t1 sind.
  • Würde sich der Verbraucherschaltkreis 6 weiterhin in Phasenvoreilung befinden, würde jedes Mal, wenn der zweite Wechselrichterschalter Q2 ausschalten wird, ein Überstrom fließen, was möglicherweise eine Beschädigung entweder eines oder beider der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 zur Folge hätte. Die vorliegende Erfindung verhindert diese Gefahr durch das Einstellen der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters höher als die Resonanzfrequenz f0 in der Kurve A in 6 nach dem Feststellen der Phasenvoreilung des Verbraucherstromes durch die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10, 4. Der Überstromschutz wird dadurch erreicht, dass der Verbraucherschaltkreis 6 auf diese Weise in eine induktive Reaktanz gedreht wird.
  • Die Art und Weise, wie die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 die Phasenvoreilung erfasst, wird anhand der Wellenformen in den 11 und 10 näher beschrieben. 10 zeigt die Wellenformen, die in verschiedenen Bereichen der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 in 4 erscheinen, wenn der Verbraucherschaltkreis 6 eine induktive Reaktanz ist, wobei der Laststrom IL in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung und der Gate-Source-Spannungen VGS1 und VGS2 der Wechselrichterschalter in Phasennacheilung ist. 11 zeigt die Wellenformen, die an denselben Abschnitten der Phasenvoreilungs-Erfassungs einrichtung 10 auftreten, wenn der Verbraucherschaltkreis 6 unbeabsichtigt zu einer kapazitiven Reaktanz wird, wobei der Laststrom IL folglich in Phasenvoreilung in Bezug auf die Wechselrichter-Ausgangsspannung und den Gate-Source-Spannungen der Wechselrichterschalter ist. Die Ausgangsspannung Vi des Stromdetektors 9 entsprechend dem Laststrom IL, der durch den Verbraucherschaltkreis 6 fließt, ist zum besseren Verständnis in beiden 10 und 11 als Sinuswelle gezeigt.
  • Die Ausgangsspannung Vi des Stromdetektors 9, die über die Leitung 25 den Komparatoren CP1 und CP2, in 4 zu sehen, der Phasenvoreilungs-Detektoreinrichtung 10 zugeführt wird, wird mit den beiden Referenzspannungen +e und –e, die durch die gestrichelten Linien sowohl in 10 als auch in 11 angegeben sind, verglichen. Diese Referenzspannungen haben einen positiven und einen negativen Wert, die sich so nahe an der Nulllinie befinden, dass die Komparatoren CP1 und CP2 Impulse mit einer Dauer von weniger als in etwa 180 elektrischen Gradeinheiten der Ausgangsspannung Vi des Stromdetektors.
  • Somit werden in den 10 und 11 durch die Intervalle t3–t5, t7–t9 usw. zwischen den Ausgangsimpulsen der beiden Komparatoren CP1 und CP2 (d. h. der Perioden, in denen von keinem dieser Komparatoren Impulssignale erzeugt werden) diejenigen Anteile der Ausgangsspannung Vi des Stromdetektors dargestellt, die sich nahe der Nulllinie befinden, nicht größer als die erste Referenzspannung +e und nicht kleiner als die zweite Referenzspannung –e sind. Bei dieser erfindungsgemäßen Ausführungsform wird, ob die Steuerimpulse der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 (d. h. die Gate-Source-Spannungen VGS1 und VGS2) diese richtig steuern oder nicht, durch das Feststellen, ob die Hinterflanken der Steuerimpulse sich innerhalb der Impulsintervalle t3–t5, t7–t9 usw. befinden, festgestellt.
  • Um dies feststellen zu können, werden die Ausgangsimpulse der Komparatoren CP1 und CP2 jeweils den Setzeingängen S der Flipflops FF1 und FF2 zugeführt, an deren Rücksetzeingängen R die invertierten Gate-Source-Spannungen VGS1 und VGS2 zugeführt werden. Die resultierenden Impulsausgangssignale der Flipflops FF1 und FF2 sind auch in den 10 und 11 gezeigt. Aus 10 ist ersichtlich, dass die Ausgangsimpulse der Flipflops eine geringere Dauer haben als die Ausgangsimpulse der Komparatoren CP1 und CP2 während Normalbetrieb des Lampen-Beleuchtungssystems, wodurch die Ausgänge V26 und V27 der Sperr-UND-Gatter G1 und G2 niedrig gehalten werden.
  • Für den Fall, dass die Lampe zufälligerweise ausgegangen ist, werden andererseits die Ausgangsimpulse der Flipflops FF1 und FF2 zeitlich über die Ausgangsimpulse der Komparatoren CP1 und CP2, wie in 11 gezeigt, anwachsen. Es gibt daher Perioden, wie von t3–t4, t7–t8 und t10–t11, in denen die Komparatoren CP1 und CP2 niedrig sind, wohingegen die Flipflops FF1 und FF2 hoch sind. Die Logikschaltkreise G1 und G2 erzeugen dann Impulse von kurzer Dauer, die anzeigen, dass der Laststrom IL in Phasenvoreilung oder Phasenvorlauf ist.
  • Die Kurzzeitimpulse V26 und V27 der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10 werden den Basisanschlüssen der Schalttransistoren 59 und 60, in 2, des Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreises 31 eingeprägt. Daraufhin erhöhen sich die Wiederholungsfrequenzen der Gate-Source-Spannungen VGS1 und VGS2, wie in Verbindung mit den Wellenformen nach dem Zeitpunkt t6 in 12 beschrieben wurde, wodurch die resultierende Ausgangsfrequenz f des Wechselrichters höher als die Resonanzfrequenz f0 der Kurve A in 6 wird. Die resultierende Wechselrichter-Ausgangsfrequenz f2 liegt z. B. zwischen f0 und f1.
  • Befindet sich die Lampe im unbeleuchteten Zustand, gerät der Verbraucherstrom IL wieder in Phasenvoreilung. Daraufhin wiederholt sich der vorhergehende Betriebszyklus, um die Phase des Verbraucherstroms zu verzögern. Eine derartige abwechselnde Phasenvor- und -nacheilung des Verbraucherstromes ist in Bezug auf den Überstromschutz der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 der herkömmlichen Praxis vorzuziehen, bei der der Strom in Phasenvoreilung bleibt. Eine Untersuchung hat gezeigt, dass gemäß der vorliegenden Erfindung gegen einen Überstrom geschützte Schalter weitaus weniger erhitzt werden, als wenn der Verbraucherstrom gemäß dem Stand der Technik in Phasenvoreilung bleibt.
  • Das automatische Rückführen der Wechselrichter-Ausgangsfrequenz auf den normalen Wert f3, 6, nachdem die Phasenvoreilung des Verbraucherstroms korrigiert wurde, ist von Vorteil, da die Lampe, nachdem sie aus dem einen oder anderen Grund ausgegangen ist, mit hoher Wahrscheinlichkeit wieder glimmen kann. Die Lebensdauer der Lampe kann somit bis auf ein maximal erreichbares Maß verlängert werden.
  • Es ist darüber hinaus von Vorteil, dass die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz f von f1 auf f3 unterhalb der Resonanzfrequenz f0 verringert wird, wie in den 5 und 6 gezeigt, auch wenn die Lampe bei der vorgegebenen Frequenz f2 nicht noch nicht glimmt. Auch dann kann die Lampe eine elektrische Entladung einleiten, wenn sich die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz auf die Resonanzfrequenz f0 zu bewegt. Diese Eigenschaft erweist sich als vorteilhaft, da das Beleuchtungssystem für eine Lampe gemäß der Erfindung mit großer Wahrscheinlichkeit bei Entladungslampen mit weitgehend unterschiedlichen Leuchteigenschaften verwendet wird.
  • Zweite Ausführungsform
  • Die zweite bevorzugte Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Entladungslampe gemäß der Erfindung betrifft einen modifizierten Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8a, wie in 13 zu sehen, und eine modifizierte Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10a, wie in 14 zu sehen. Diese modifizierten Schaltkreise 8a und 10a werden bei dem Beleuchtungssystem in 1 anstelle der zuvor beschriebenen Gegenstücke 8 und 10 verwendet. Es werden daher nur diese modifizierten Schaltkreise detailliert beschrieben, wobei davon ausgegangen wird, dass die anderen Teile des zweiten Systems wie zuvor anhand der 1 bis 12 beschrieben ausgeführt sind.
  • Der modifizierte Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8a in 13 unterscheidet sich vom Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8 in 2 nur im Aufbau der Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung 31a. Dieser Schaltkreis 31a umfasst einen veränderlichen Widerstand in Form eines Transistors 60a und einen integrierten Schaltkreis 74. Anders als der Schalttransistor 60 in 2 der vorhergehenden Ausführungsform, der mit dem Kondensator 32 parallel geschalten ist, ist der Transistor 60a mit dem Widerstand 46 des Aufladeschaltkreises 33 des Impulsgeneratorschaltkreises 28 parallel geschalten. Der integrierte Schaltkreis 74 ist mit seinem Eingang an die einzige Ausgangsleitung 27 der modifizierten Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10a angeschlossen, wie in 14 zu sehen, um deren Ausgangssignal V27 zu glätten, bevor es dem Basisanschluss des Transistors 60a zugeführt wird.
  • Ein Vergleich der 14 mit der 4 zeigt, dass die modifizierte Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10a ähnlich der ursprünglichen Einrichtung 10 ist, mit der Ausnahme, dass der erste Komparator CP1, die erste Referenzspannungsquelle E1, das erste Flipflop FF1, der erste Logikschaltkreis G1 und der erste Inverter INV1 der ersteren fehlt. Der Komparator CP2, die Referenzspannungsquelle E2, das Flipflop FF2, der Logikschaltkreis G2 und der Inverter INV2 sind weiterhin in der Einrichtung 10a vorhanden, wobei der Eingang des Inverters INV2 mit der Ausgangsleitung 24 des Wechselrichter-Steuerschaltkreises 8 verbunden ist und der negative Eingang des Komparators CP2 mit der Ausgangsleitung 25 des Stromdetektors verbunden ist. Der Inverter INV2 könnte jedoch mit der Ausgangsleitung 25 des Wechselrichter-Steuerschaltkreises verbunden sein, um die Gate-Source-Spannung VGS1 des ersten Wechselrichterschalters Q1 anstatt der Gate-Source-Spannung VGS2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 zuzuführen.
  • Die modifizierte Phasenvoreilungs-Detektoreinrichtung 10a arbeitet genauso wie die Einrichtung 10 in 4, wobei sie ein niedriges Ausgangssignal erzeugt solange der Verbraucherstrom in Phasenverzögerung ist. Befindet sich hingegen der Verbraucherstrom in Phasenvoreilung, erzeugt die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10a Impulssignale ähnlich denjenigen, die in 11 für die Einrichtung 10 in 4 gezeigt sind. Der Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreis 31a bewirkt, dass auf den Empfang einer bestimmten Anzahl von Impulsen, einschließlich eines Impulses, von der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10a innerhalb einer vorgegebenen Zeitdauer, der Strom ansteigt, der den Dreieckspannungs-Kondensator 32 der Impulsgeneratoreinrichtung 28 auflädt, um die Wechselrichter- Ausgangsfrequenz f höher als die Resonanzfrequenz f0 auf der Kurve A in 6 einzustellen. Folglich wird mit der zweiten Ausführungsform der Erfindung das gleiche Ziel wie mit der zuvor beschriebenen ersten Ausführungsform erreicht.
  • Dritte Ausführungsform
  • Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des Lampen-Beleuchtungssystems gemäß der Erfindung ist der Stromdetektor 9 wie in 16 umgeordnet, um eine Phasenvoreilung des Stroms des zweiten Wechselrichterschalters Q2 zu erfassen, und eine modifizierte Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung wie bei 10b in 16 vorgesehen, um Halbwellenphasen wie bei der Einrichtung 10a in 14 zu erfassen. Der Wechselrichter-Steuerschaltkreis ist auch entsprechend, wie in 16 gezeigt, modifiziert und darin allgemein mit dem Bezugszeichen 8b angegeben. Diese dritte Ausführungsform der Erfindung ist hinsichtlich der weiteren Aufbaudetails ähnlich der ersten Ausführungsform.
  • Der Stromdetektor 9 in 15 erfasst den Strom IQ2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2, wobei dieser Strom in den beiden 8 und 9 in Verbindung mit der ersten beschriebenen Ausführungsform gezeigt ist. Das Ausgangssignal Vi des Stromdetektors wird über die Leitung 25 zur Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10b übertragen.
  • Die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10b ist in 16 weitgehend vereinfacht gezeigt, da sie im Aufbau mit der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10a in 14 mit Ausnahme der Eingänge des Komparators CP2 identisch ist. Wie in 16 angegeben, hat der Komparator CP2 einen positiven Eingang, der an den Stromdetektor 9 über die Leitung 25 angeschlossen ist, und einen negativen Eingang, der an die Referenzspannungsquelle E2 angeschlossen ist, um anstatt einer negativen eine positive Referenzspannung +e zuzuführen.
  • Der modifizierte Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8b in 16 hat einen Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreis 31b mit nur einem Schalttransistor 60. Der Tran sistor 60, der mit Kondensator 32 zum Bilden einer Dreiecksspannung wie der Transistor 60 des Schaltkreises 31 in 2 parallel geschalten ist, ist mit seinem Basisanschluss direkt mit der Ausgangsleitung 27 der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10b verbunden.
  • Die dritte bevorzugte Ausführungsform des Lampen-Beleuchtungssystems gemäß der Erfindung mit einem derartigen Aufbau arbeitet im Wesentlichen wie die erste Ausführungsform und erzielt im Wesentlichen dieselben Vorteile. Der einzige betriebsmäßige Unterschied besteht darin, dass die Phasenvoreilung nur halb so oft wie bei der ersten Ausführungsform korrigiert wird.
  • Vierte Ausführungsform
  • 17 zeigt die vierte bevorzugte Ausführungsform des Beleuchtungssystems für eine Lampe gemäß der vorliegenden Erfindung, die im Aufbau ähnlich der ersten Ausführungsform ist, mit der Ausnahme, dass ein Halb-Brücken-Wechselrichterschaltkreis 5a, dessen Aufbau bekannt ist, anstelle des Wechselrichterschaltkreises 5 in 1 vorgesehen ist. Der Wechselrichterschaltkreis 5a hat einen seriellen Schaltkreis bestehend aus zwei Spannungsteiler-Kondensatoren 75 und 76, der mit dem seriellen Schaltkreis bestehend aus den zwei Wechselrichterschaltern Q1 und Q2 parallel geschalten ist. Der Verbraucherschaltkreis 6 ist zwischen einem Verzweigungspunkt 21a zwischen den Wechselrichterschaltern Q1 und Q2 und dem Verzweigungspunkt 77 zwischen den Spannungsteiler-Kondensatoren 75 und 76 angeschlossen. Der Verbraucherschaltkreis 6 hat denselben Aufbau wie diejenigen der vorhergehenden Ausführungsformen, aufweisend die Leuchtstofflampe 13 und den Resonanzkondensator 11 und die Spule 12.
  • Eine Funktionsbeschreibung ist nicht erforderlich, da der Halbwellen-Wechselrichterschaltkreis 5a, der das einzige Merkmal dieser Ausführungsform ist, einen üblichen Aufbau hat und wie der Wechselrichterschaltkreis 5 in 1 arbeitet.
  • Fünfte Ausführungsform
  • Der Wechselrichterschaltkreis 5 der ersten Ausführungsform der Erfindung kann weiter modifiziert werden, wie bei 5b in 18 gezeigt ist. Der modifizierte Wechselrichterschaltkreis 5a unterscheidet sich vom Wechselrichterschaltkreis 5 in 1 nur darin, dass ersterem der erste Kondensator C1 fehlt. Das Lampen-Beleuchtungssystem mit diesem Wechselrichterschaltkreis 5a muss hinsichtlich des Aufbaus nicht verändert werden.
  • Wenn der erste Schalter Q1 des modifizierten Wechselrichterschaltkreises 5a ausgeschalten wird, fällt sowohl die Spannung über dem verbleibenden Kondensator C2 als auch die Drain-Source-Spannung VDS2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 nach und nach ab. Die Drain-Source-Spannung VDS1 des ersten Wechselrichterschalters Q1 steigt nicht sprunghaft an sondern ist gleich der Versorgungsspannung minus der Spannung am Kondensator C2. Folglich kann ein Null-Volt-Schaltvorgang durchgeführt werden, wenn der erste Wechselrichterschalter Q2 ausgeschaltet wird.
  • Eine möglicherweise auftretende Phasenvoreilung des Verbraucherstroms wird bei dieser fünften Ausführungsform in derselben Weise wie bei der ersten Ausführungsform behoben.
  • Sechste Ausführungsform
  • Die sechste bevorzugte Ausführungsform des in 19 gezeigten Lampen-Beleuchtungssystems umfasst noch einen weiteren modifizierten Wechselrichterschaltkreis 5c in Kombination mit einem entsprechenden modifizierten Verbraucherschaltkreis 6a, wobei die weiteren Aufbaudetails denjenigen der ersten bevorzugten Ausführungsform entsprechen.
  • Der Wechselrichterschaltkreis 5c hat eine Transformator-Primärwicklung 80 mit einem mittleren Abgriffspunkt 81, der mit dem DC-Ausgangsanschluss 4c des Gleichrichter- und Glättungsschaltkreises 4 verbunden ist. Zwischen den beiden äußers ten Enden der Transformator-Primärwicklung 80 und dem anderen DC-Ausgangsanschluss 4d des Schaltkreises 4 sind jeweils die parallelen Schaltkreise der Wechselrichterschalter Q1 und Q2 und der Kondensatoren C1 und C2 angeschlossen. Die Wechselrichterschalter Q1 und Q2 sind so angeordnet, dass ein Strom in Richtung zum Verzweigungspunkt 21a dazwischen fließt; d. h. die Wechselrichterschalter sind miteinander über die Transformator-Primärwicklung 80 parallel geschalten.
  • Eine Transformator-Sekundärwicklung 12a, die elektromagnetisch mit der Transformator-Primärwicklung 80 durch einen Kern 82 gekoppelt ist, ist im Verbraucherschaltkreis 6a als Resonanzspule mit der Induktivität L vorgesehen. Es wird davon ausgegangen, dass der Kern 82 so gebildet ist, dass ein Streufluss gebildet wird. Die Transformator-Sekundärwicklung oder Spule 12a ist mit dem äußersten Ende über einen Koppelkondensator 7 mit dem Lampenanschluss 18 verbunden und mit dem anderen äußersten Ende mit dem Lampenanschluss 20 verbunden. Der Kondensator 11, der zwischen den beiden anderen Lampenanschlüssen 17 und 19 angeschlossen ist, bildet zusammen mit der Spule 12a einen seriellen LC-Resonanzkreis.
  • Dieses System arbeitet genauso wie das System in 1, um die Phasenvoreilung des Laststroms einzuschränken. Bei dem Wechselrichterschaltkreis 5c mit dem Aufbau in 19 kann der Transformatorkern 82 magnetisch gesättigt sein, wenn aufgrund der Phasenvoreilung des Verbraucherstroms der erste Wechselrichterschalter Q1 beispielsweise eingeschalten wird, wenn ein Strom durch den Diodenbereich D2 des zweiten Wechselrichterschalters Q2 fließt. Die Wechselrichterschalter Q1 und Q2 können vor einem resultierenden Überstrom geschützt werden, wenn die Phasenvoreilung gemäß der Erfindung verhindert wird.
  • Siebte Ausführungsform
  • 20 zeigt die siebte bevorzugte Ausführungsform des Lampenbeleuchtungssystems gemäß der Erfindung, die sich vom System in 1 im Aufbau eines Wech selrichterschaltkreises 5d, eines Verbraucherschaltkreises 6b, eines Wechselrichter-Steuerschaltkreises 8c und der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10c unterscheidet.
  • Der Wechselrichterschaltkreis 5d ist vom bekannten Typ, hat jedoch einen Schalter Q1, der mit einer Transformator-Primärwicklung 91 zwischen den beiden DC-Stromversorgungsanschlüssen 4c und 4d in Reihe geschalten ist. Der Verbraucherschaltkreis 6b, der im Aufbau ähnlich dem Verbraucherschaltkreis 6a in 19 ist, hat eine Transformator-Sekundärwicklung 12b, die elektromagnetisch mit der Transformator-Primärwicklung 91 über einen Kern 92 mit einem Streufluss gekoppelt ist.
  • Die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10c ist dem in 14 gezeigten Schaltkreis 10a dahingehend ähnlich, dass nur die Halbwelle des Laststroms berücksichtigt wird.
  • Obwohl nicht detailliert gezeigt, ist davon auszugehen, dass der Wechselrichter-Steuerschaltkreis 8c einen ähnlichen Aufbau wie das Gegenstück 8 in 2 hat, mit der Ausnahme, dass ein monostabiler Multivibrator anstelle des Schaltkreises 29 zur Bildung eines Schalter-Steuersignals vorgesehen ist und der Schalttransistor 60 des Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreises 31 fehlt. Der monostabile Multivibrator erzeugt Impulssignale zum Betätigen des einzigen Schalters Q1 des Wechselrichterschaltkreises 5d in 20 in Reaktion auf die Ausgangsimpulse des Komparators 52, 2. Der einzige Schalttransistor, der mit dem Bezugszeichen 59 in 2 bezeichnet ist, des Wechselrichter-Steuerschaltkreises 8c in 20 bewirkt, dass sich der Kondensator zur Bildung einer Dreiecksspannung, der in 2 mit dem Bezugszeichen 32 bezeichnet ist, in Reaktion auf das Ausgangssignal der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung 10c entlädt.
  • Somit ist das System in 20 mit Ausnahme des Wechselrichterschaltkreises 5d hinsichtlich des Aufbaus und der Betriebsweise im Wesentlichen dem System in 1 ähnlich. Als betriebsmäßiger Vorteil dient jedoch die Phasenvoreilungs- Ausgleichseinrichtung zusätzlich zur Begrenzung von Stromstößen, die auftreten können, wenn der einzelne Wechselrichterschalter Q1 aus- und eingeschalten wird, während der Verbraucherschaltkreis 6b eine kapazitive Reaktanz ist.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung im vorangegangenen anhand der speziellen Ausführungsformen beschrieben wurde, beschränkt sich die Erfindung nicht auf die speziellen Details. Eine Vielzahl von Modifizierungen und Veränderungen der beschriebenen Ausführungsformen kann vorgenommen werden, ohne den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Z. B. kann ein FET des bekannten Typs mit einem Anschluss zur Erfassung des Stroms als zweiter Wechselrichterschalter verwendet werden, wodurch der Stromdetektor 9 im zweiten Wechselrichterschalter im Wesentlichen enthalten ist.

Claims (20)

  1. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe, aufweisend – einen Wechselrichterschaltkreis (5, 5a, 5b, 5c oder 5d), um eine Ausgangsspannung mit veränderlicher Frequenz zu bilden, – einen Verbraucherschaltkreis (6, 6a oder 6b), der an den Wechselrichterschaltkreis angeschlossen ist und einen Schwingkreis mit einem Kondensator (11) umfasst, an dem eine Entladungslampe (13) parallel angeschlossen wird, um eine zur Frequenz umgekehrt abhängige Spannung zu erzeugen, die zwischen einem Elektrodenpaar (15 und 16) der Lampe gemäß einer bestimmten Resonanzcharakteristik anliegt, wobei der Schwingkreis eine Resonanzfrequenz (f0) hat, die niedriger als eine Entladungsanfangsfrequenz (f2) ist, bei der die Lampe zu leuchten beginnt, und – eine Wechselrichter-Steuereinrichtung (8, 8a, 8b oder 8c), die an den Wechselrichterschaltkreis angeschlossen ist, um die Lampe durch das Verändern der Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises von einer ersten Frequenz (f1) die höher als die Entladungsanfangsfrequenz (f2) ist auf eine zweite Frequenz (f3), die niedriger als die Resonanzfrequenz (f0) des Schwingkreises ist, einzuschalten, und um die Lampe durch das Aufrechterhalten der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises bei der zweiten Frequenz im Leuchtzustand zu halten, dadurch gekennzeichnet, dass – eine Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung (10, 10a, 10b oder 10c) vorgesehen ist, um festzustellen, ob ein Strom, der durch den Verbraucherschaltkreis fließt, bezüglich der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises in Phasenvoreilung ist oder nicht, und – eine Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung (31, 31a oder 31b) zwischen der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung und der Wechselrichter-Steuereinrichtung angeschlossen ist, durch welche die Wechselrichter-Steuereinrichtung die Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises höher als die Resonanzfrequenz (f0) des Schwingkreises einstellt, wenn festgestellt wird, dass der Strom, der durch den Verbraucherschaltkreis fließt, bezüg lich der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises in Phasenvoreilung ist, so dass, wenn festgestellt wird, dass er bezüglich der Ausgangsspannung des Wechselrichters in Phasenvoreilung ist, der Verbraucherstrom automatisch phasenverzögert wird, um einen Schalter (Q1) oder mehrere Schalter (Q1 und Q2), die im Wechselrichterschaltkreis vorgesehen sind, vor einer Beschädigung in Folge eines Überstroms zu schützen.
  2. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 1, bei der der Wechselrichterschaltkreis (5) zwei Wechselrichter-Schalter (Q1 und Q2) umfasst, die periodisch ein- und ausgeschalten werden, um die Ausgangsspannung mit veränderlicher Frequenz zu bilden, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter-Steuereinrichtung – einen Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreis (30), um ein Frequenzsteuerungssignal zu bilden, – einen Generatorschaltkreis (28) zum Erzeugen eines Impulses mit variabler Frequenz, der an den Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreis zum Erzeugen mehrerer Impulse mit einer durch das Frequenzsteuerungssignal bestimmten Wiederholungsrate angeschlossen ist, und – einen Schaltkreis (29) zum Bilden eines Schalter-Steuersignals, der zwischen dem Schaltkreis zur Erzeugung des Impulses mit veränderlicher Frequenz und dem Wechselrichterschaltkreis angeschlossen ist, um die Schalter-Steuersignale zu bilden, durch welche die beiden Wechselrichter-Schalter (Q1 und Q2) periodisch mit einer Geschwindigkeit, die durch die Ausgangsimpulse des Impulsgenerator-Schaltkreises bestimmt wird, ein- und ausgeschalten werden, aufweist.
  3. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung einen Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreis (31) aufweist, der an den Schaltkreis (28) zum Erzeugen eines Impulses veränderlicher Frequenz der Wechselrichter-Steuereinrichtung ange schlossen ist, um die Wiederholungsrate der Ausgangsimpulse davon für den Fall, dass der Verbraucherstrom in Phasenvoreilung ist, zwangsläufig zu modifizieren.
  4. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (28) zum Erzeugen eines Impulses variabler Frequenz der Wechselrichter-Steuereinrichtung – einen Kondensator (32), um eine Dreieckspannung zu bilden, – einen Aufladeschaltkreis (33), um den Kondensator des Impulsgenerator-Schaltkreises aufzuladen, – eine Entladungseinrichtung (51 ), um den Kondensator des Impulsgenerator-Schaltkreises zu entladen, und – eine Wellen-Umformeinrichtung (52), um die Ausgangsdreieckspannung des Kondensators in eine Impulsfolge umzuformen, aufweist.
  5. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 4, bei der das Frequenzsteuerungssignal, das von dem Frequenzsteuerungs-Signalgeneratorschaltkreis (30) der Wechselrichter-Steuereinrichtung erzeugt wird, ein Signal mit veränderlicher Spannung ist, das durch ihre eigene Größe die Wiederholungsrate der Ausgangsimpulse des Schaltkreises zum Erzeugen eines Impulses veränderlicher Frequenz (28) anzeigt, und bei dem der Aufladeschaltkreis (33) der Wechselrichter-Steuereinrichtung eine Einrichtung zum Steuern des Aufladens des Kondensators (32) des Impulsgenerator-Schaltkreises entsprechend der Spannung des Frequenzsteuerungssignals aufweist.
  6. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung (31) einen Schalter (60) aufweist, der mit dem Kondensator (32) des Schaltkreises (28) zum Erzeugen eines Impulses mit veränderlicher Frequenz parallel geschalten ist und für den Fall, dass der Verbraucherstrom in Phasenvoreilung ist, durchschaltet.
  7. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung – einen Stromdetektor (9), um ein Spannungssignal zu bilden, das für den durch den Verbraucherschaltkreis (6) fließenden Strom charakteristisch ist, – einen ersten Komparator (CP1), um die Ausgangsspannung (Vi) des Stromdetektors mit einer positiven Referenzspannung (+e) zu vergleichen, – einen zweiten Komparator (CP2), um die Ausgangsspannung des Stromdetektors mit einer negativen Referenzspannung (–e) zu vergleichen, – ein erstes Flip-Flop (FF1) mit einem ersten Eingang, der an den ersten Komparator angeschlossen ist, und einem zweiten Eingang, der an die Wechselrichter-Steuereinrichtung (8) angeschlossen ist, um eines (VGS1) der Schalter-Steuersignale zuzuführen, – ein zweites Flip-Flop (FF2) mit einem ersten Eingang, der an den zweiten Komparator angeschlossen ist, und einem zweiten Eingang, der an die Wechselrichter-Steuereinrichtung angeschlossen ist, um das andere (VGS2) der Schalter-Steuersignale zuzuführen, – einen ersten Logikschaltkreis (G1) mit einem ersten Eingang, der an den ersten Komparator angeschlossen ist, und einem zweiten Eingang, der an das erste Flip-Flop angeschlossen ist, und – einen zweiten Logikschalter (G2) mit einem ersten Eingang, der an den zweiten Komparator angeschlossen ist, und einem zweiten Eingang, der an das zweite Flip-Flop angeschlossen ist, aufweist.
  8. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (28) zum Erzeugen eines Impulses veränderlicher Frequenz der Wechselrichter-Steuereinrichtung – einen Kondensator (32) zum Bilden einer Dreiecksspannung, – einen Aufladeschaltkreis (33) zum Aufladen des Kondensators des Impulsgenerator-Schaltkreises, – eine Entladungseinrichtung (51) zum Entladen des Kondensators des Impulsgenerator-Schaltkreises, und – eine Wellen-Umformeinrichtung (52) zum Umformen der dreieckförmigen Ausgangsspannung des Kondensators in eine Impulsfolge, aufweist, und die Überlagerungsfrequenz-Steuerungseinrichtung – einen ersten Schalter (59), der mit dem Kondensator (32) des Impulsgenerator-Schaltkreises parallel geschaltet ist und durch den ersten Logikschaltkreis (G1) der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung (10) ein- und ausgeschalten werden kann, und – einen zweiten Schalter (60), der mit dem Kondensator (32) des Impulsgenerator-Schaltkreises parallel geschaltet ist und durch den zweiten Logikschaltkreis (G2) der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung ein- und ausgeschalten werden kann, aufweist.
  9. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung – einen Stromdetektor (9), um ein Spannungssignal zu bilden, das für den durch den Verbraucherschaltkreis (6) fließenden Strom charakteristisch ist, – einen Komparator (CP2), um die Ausgangsspannung (Vi) des Stromdetektors mit einer Referenzspannung (–e) zu vergleichen, – ein Flip-Flop (FF2) mit einem ersten Eingang, der an den Komparator angeschlossen ist, und einem zweiten Eingang, der an die Wechselrichter-Steuereinrichtung (8) angeschlossen ist, um eines (VGS2) der Schalter-Steuersignale zuzuführen, und – einen Logikschaltkreis (G2) mit einem ersten Eingang, der an den Komparator angeschlossen ist, und einen zweiten Eingang, der an das Flip-Flop angeschlossen ist, aufweist.
  10. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (28) zum Erzeugen eines Impulses mit veränderlicher Frequenz der Wechselrichter-Steuereinrichtung – einen Kondensator (32) zum Bilden einer Dreiecksspannung, – einen Aufladeschaltkreis (33) zum Aufladen des Kondensators des Impulsgenerator-Schaltkreises, – eine Entladungseinrichtung (51) zum Entladen des Kondensators des Impulsgenerator-Schaltkreises, und – eine Wellen-Umformeinrichtung (52), um die Ausgangsdreieckspannung des Kondensators in eine Impulsfolge umzuformen, aufweist, und die Überlagerungsfrequenz-Steuerungseinrichtung einen Schalter (69) aufweist, der mit dem Kondensator (32) des Impulsgenerator-Schaltkreises parallel geschaltet ist und durch den Logikschaltkreis (G2) der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung ein- und ausgeschalten werden kann.
  11. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (28) zum Erzeugen eines Impulses veränderlicher Frequenz der Wechselrichter-Steuereinrichtung – einen Kondensator (32) zum Bilden einer Dreieckspannung, – einen Aufladeschaltkreis (33) zum Aufladen des Kondensators des Impulsgenerator-Schaltkreises, – eine Entladungseinrichtung (51) zum Entladen des Kondensators des Impulsgenerator-Schaltkreises, und – eine Wellen-Umformeinrichtung (52), um die Ausgangsdreieckspannung des Kondensators in eine Impulsfolge umzuformen, und die Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung – einen Integrationsschaltkreis (74), der an die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung angeschlossen ist, um ein Ausgangssignal des Logikschaltkreises (G2) zu glätten, und – einen Schalter (60a), der an den Aufladeschaltkreis angeschlossen ist, um das Aufladen des Kondensators (32) in Abhängigkeit eines Ausgangssignals des Integrationsschaltkreises zu modifizieren, aufweist.
  12. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung – einen Stromdetektor (9), um ein Spannungssignal (Vi) zu bilden, das für den durch einen (Q2) der Wechselrichter-Schalter fließenden Strom charakteristisch ist, – einen Komparator (CP2), um die Ausgangsspannung des Stromdetektors mit einer Referenzspannung (–e) zu vergleichen, – ein Flip-Flop (FF2) mit einem ersten Eingang, der an den Komparator angeschlossen ist, und einem zweiten Eingang, der an die Wechselrichter-Steuereinrichtung angeschlossen ist, um eines (VGS2) der Schalter-Steuersignale zuzuführen, und – einen Logikschaltkreis (G2) mit einem ersten Eingang, der an den Komparator angeschlossen ist, und einem zweiten Eingang, der an das Flip-Flop angeschlossen ist, aufweist.
  13. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichterschaltkreis – zwei Wechselrichter-Schalter (Q1 und Q2), die miteinander in Reihe geschaltet sind und an einer Gleichstrom-Energieversorgung (4) angeschlossen sind, und – eine Verbindungseinrichtung (7), um einen der Wechselrichter-Schalter mit dem Verbraucherschaltkreis (6) parallel zu schalten, aufweist.
  14. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichterschaltkreis weiterhin zwei Dioden (D1 und D2) umfasst, die jeweils mit einem der Wechselrichter-Schalter (Q1 und Q2) parallel geschaltet sind und entgegengesetzt dazu ausgerichtet sind.
  15. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichterschaltkreis weiterhin zwei Kondensatoren (C1 und C2) aufweist, die jeweils mit einem der Wechselrichter-Schalter (Q1 und Q2) parallel geschaltet sind.
  16. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichterschaltkreis weiterhin einen Kondensator (C2), der mit einem (Q2) der Wechselrichter-Schalter parallel geschaltet ist, umfasst.
  17. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichterschaltkreis – zwei Spannungsteiler-Kondensatoren (75 und 76), die miteinander in Reihe geschaltet sind und an einer Gleichstrom-Energieversorgung (4) angeschlossen werden, und – zwei Wechselrichter-Schalter (Q1 und Q2), die miteinander in Reihe geschaltet sind und mit dem seriellen Schaltkreis der Spannungsteiler-Kondensatoren parallel geschaltet sind, aufweist, und der Verbraucherschaltkreis (6) zwischen einem Verzweigungspunkt (77) zwischen den beiden Spannungsteiler-Kondensatoren und einem Verzweigungspunkt (21a) zwischen den beiden Wechselrichter-Schaltern angeschlossen ist.
  18. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichterschaltkreis – eine Transformator-Primärwicklung (80) mit einem mittleren Abgriffspunkt (81), der an einem (4c) von zwei Ausgängen einer Gleichstrom-Energieversorgung (4) angeschlossen wird, – einen ersten Wechselrichter-Schalter (Q1), der zwischen einem Ende der Transformator-Primärwicklung und dem anderen (4d) der Ausgänge der Gleichstrom-Energieversorgung angeschlossen wird, und – einen zweiten Wechselrichter-Schalter (Q2), der zwischen dem anderen Ende der Transformator-Primärwicklung und dem anderen Ausgang (4d) der Gleichstrom-Energieversorgung angeschlossen wird, aufweist, und der Verbraucherschaltkreis eine Transformator-Sekundärwicklung (12a) umfasst, die elektromagnetisch mit der Transformator-Primärwicklung des Wechselrichterschaltkreises gekoppelt ist, wobei die Transformator-Sekundärwicklung einen Teil des Schwingkreises als Induktivität bildet.
  19. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichterschaltkreis – eine Transformator-Primärwicklung (91) mit einem Ende, das an einem (4c) von zwei Ausgängen einer Gleichstrom-Energieversorgung (4) angeschlossen wird, und – einen Wechselrichter-Schalter (Q1), der zwischen einem weiteren Ende der Transformator-Primärwicklung und dem anderem (4d) der Ausgänge der Gleichstrom-Energieversorgung angeschlossen wird, aufweist, und der Verbraucherschaltkreis eine Transformator-Sekundärwicklung (12b) umfasst, die elektromagnetisch mit der Transformator-Primärwicklung des Wechselrichterschaltkreises gekoppelt ist, wobei die Transformator-Sekundärwicklung einen Teil des Schwingkreises als Induktivität bildet.
  20. Beleuchtungssystem für eine Entladungslampe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Überlagerungsfrequenz-Steuereinrichtung einen Überlagerungsfrequenz-Steuerschaltkreis (31, 31a oder 31b) umfasst, der zwischen der Phasenvoreilungs-Erfassungseinrichtung (10, 10a, 10b oder 10c) und der Wechselrichter-Steuerungseinrichtung angeschlossen ist, um die Wechselrichter-Steuereinrichtung zu veranlassen, die Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises höher als die Resonanzfrequenz (f0) des Schwingkreises einzustellen, wenn festgestellt wird, dass der Strom, der durch den Verbraucherschaltkreis fließt, bezüglich der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises in Phasenvoreilung ist, und um die Wechselrichter-Steuereinrichtung zu veranlassen, die Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises niedriger als die Resonanzfrequenz (f0) des Schwingkreises einzustellen, wenn festgestellt wird, dass der Strom, der durch den Verbraucherschaltkreis fließt, bezüglich der Ausgangsspannung des Wechselrichterschaltkreises in Phasennacheilung ist.
DE69911493T 1998-02-26 1999-02-22 Beleuchtungssystem einer Entladungslampe mit Überstromschutz für die Schalter eines Wechselrichters Expired - Fee Related DE69911493T2 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP6226298 1998-02-26
JP10062262A JP2933077B1 (ja) 1998-02-26 1998-02-26 放電灯点灯装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE69911493D1 DE69911493D1 (de) 2003-10-30
DE69911493T2 true DE69911493T2 (de) 2004-07-08

Family

ID=13195069

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE69911493T Expired - Fee Related DE69911493T2 (de) 1998-02-26 1999-02-22 Beleuchtungssystem einer Entladungslampe mit Überstromschutz für die Schalter eines Wechselrichters

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6121731A (de)
EP (1) EP0948243B1 (de)
JP (1) JP2933077B1 (de)
DE (1) DE69911493T2 (de)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7592753B2 (en) 1999-06-21 2009-09-22 Access Business Group International Llc Inductively-powered gas discharge lamp circuit
US6137234A (en) * 1999-10-18 2000-10-24 U.S. Philips Corporation Circuit arrangement
JP3369535B2 (ja) 1999-11-09 2003-01-20 松下電器産業株式会社 プラズマディスプレイ装置
JP2003257688A (ja) * 2001-12-28 2003-09-12 Toshiba Lighting & Technology Corp 放電ランプ点灯装置及び照明器具
DE10221450A1 (de) 2002-05-15 2003-11-27 Philips Intellectual Property Schaltungsanordnung für einen resonanten Konverter und Verfahren zu dessen Betrieb
CA2488765A1 (en) * 2003-12-03 2005-06-03 Universal Lighting Technologies, Inc. Electronic ballast with lossless snubber capacitor circuit
CA2488995A1 (en) * 2003-12-03 2005-06-03 Universal Lighting Technologies, Inc. Electronic ballast with adaptive lamp preheat and ignition
TWI258322B (en) * 2003-12-17 2006-07-11 Toshiba Lighting & Technology Lighting apparatus for discharge lamp and illumination appliance
US7560867B2 (en) * 2006-10-17 2009-07-14 Access Business Group International, Llc Starter for a gas discharge light source
US7821208B2 (en) * 2007-01-08 2010-10-26 Access Business Group International Llc Inductively-powered gas discharge lamp circuit
NZ577899A (en) * 2007-01-08 2012-05-25 Access Business Group Int Llc Inductively-powered gas discharge lamp circuit with capacitor in series between electrodes
US8058811B2 (en) * 2007-03-26 2011-11-15 International Rectifier Corporation HID lamp ballast circuit
ITMI20082356A1 (it) * 2008-12-30 2010-06-30 St Microelectronics Srl Controllo di un sistema a commutazione risonante con monitoraggio della corrente di lavoro in una finestra di osservazione
US9685867B2 (en) 2014-08-22 2017-06-20 Stmicroelectronics International N.V. Electrical power supply
WO2016147609A1 (ja) * 2015-03-13 2016-09-22 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電装置および非接触給電システム

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5111118A (en) * 1988-07-15 1992-05-05 North American Philips Corporation Fluorescent lamp controllers
EP0359860A1 (de) * 1988-09-23 1990-03-28 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben mindestens einer Gasentladungslampe
US5003230A (en) * 1989-05-26 1991-03-26 North American Philips Corporation Fluorescent lamp controllers with dimming control
US5574335A (en) * 1994-08-02 1996-11-12 Osram Sylvania Inc. Ballast containing protection circuit for detecting rectification of arc discharge lamp
US5798616A (en) * 1995-04-06 1998-08-25 Minebea Co., Ltd. Fluorescent lamp circuit employing both a step-up chopper and an inverter
US5804924A (en) * 1995-07-26 1998-09-08 Matsushita Electric Works, Ltd. Discharge lamp with two voltage levels
US5636111A (en) * 1996-03-26 1997-06-03 The Genlyte Group Incorporated Ballast shut-down circuit responsive to an unbalanced load condition in a single lamp ballast or in either lamp of a two-lamp ballast
US5739645A (en) * 1996-05-10 1998-04-14 Philips Electronics North America Corporation Electronic ballast with lamp flash protection circuit
US5729096A (en) * 1996-07-24 1998-03-17 Motorola Inc. Inverter protection method and protection circuit for fluorescent lamp preheat ballasts

Also Published As

Publication number Publication date
JPH11251083A (ja) 1999-09-17
US6121731A (en) 2000-09-19
JP2933077B1 (ja) 1999-08-09
DE69911493D1 (de) 2003-10-30
EP0948243A3 (de) 2000-12-06
EP0948243B1 (de) 2003-09-24
EP0948243A2 (de) 1999-10-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE4328748B4 (de) Wechselrichtereinheit
DE3420469C2 (de) Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Resonanz-Wechselrichters
DE3541308C1 (en) DC power supply generator e.g. for gas discharge lamp - obtains regulated DC from mains supply giving sinusoidal input to filter and rectifier
EP0779768B1 (de) Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe
DE102006061357B4 (de) Verfahren zur Ansteuerung einer Leuchtstofflampe
DE3541307C1 (en) DC power supply generator e.g. for gas discharge lamp - obtains regulated DC voltage from mains supply giving sinusoidal input to filter and rectifier
DE69911493T2 (de) Beleuchtungssystem einer Entladungslampe mit Überstromschutz für die Schalter eines Wechselrichters
DE3407067C2 (de) Steuerschaltung für Gasentladungslampen
EP1519638B1 (de) Verfahren zum Betreiben mindestens einer Niederdruckentladungslampe
DE19805733A1 (de) Integrierte Treiberschaltung
DE2936088A1 (de) Rechteck-dimmerschaltung mit feststehender frequenz und variablem impulsfaktor fuer hochleistungs-gasentladungslampen
DE19900153A1 (de) Integrierte Gate-Treiberschaltung
DE2325872C2 (de) Notstromversorgung für ein Beleuchtungssystem mit wenigstens zwei in Reihe geschalteten Entladungslampen
DE19618983B4 (de) Schaltungsanordnung zum Starten und Betreiben einer Entladungslampe
EP0359860A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben mindestens einer Gasentladungslampe
DE4320857A1 (de) Beleuchtungssschaltkreis für Kraftfahrzeugentladungslampe
EP0419724B1 (de) Schaltungsanordnung für ein Sperrwandler-Schalnetzteil
DE102005023171A1 (de) Lichtvorrichtung für Entladungslampen
DE19923945A1 (de) Elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Niederdruck-Entladungslampe
EP0264765A2 (de) Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niedervolt-Halogenglühlampen
DE10297588T5 (de) Halogen-Grundkonverter-IC
DE2925308A1 (de) Induktionserwaermungsvorrichtung
DE19531966A1 (de) Stromversorgungsschaltung für eine Entladungslampe
DE19843643B4 (de) Schaltungsanordnung zum Starten und Betreiben einer Hochdruck-Entladungslampe
EP1465330A2 (de) Verfahren zum Variieren der Leistungsaufnahme von kapazitiven Lasten

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition
8339 Ceased/non-payment of the annual fee