JPH11251083A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH11251083A JPH11251083A JP10062262A JP6226298A JPH11251083A JP H11251083 A JPH11251083 A JP H11251083A JP 10062262 A JP10062262 A JP 10062262A JP 6226298 A JP6226298 A JP 6226298A JP H11251083 A JPH11251083 A JP H11251083A
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- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
- H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
- H05B41/2986—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
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- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータ放電灯点灯装置において放電灯が
寿命で不点灯になった時にインバータのスイッチが破壊
するおそれがあった。 【解決手段】 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を含
むハーフブリッジ型インバータで放電灯１３を駆動す
る。放電灯１３は共振用コンデンサ１１に並列に接続す
る。放電灯１３の始動時にはインバータの出力周波数を
高い値から低い値に向って徐々に下げる。負荷電流を検
出し、進相電流検出回路１０で進相状態か否かを検出す
る。進相状態が検出されたらインバータの出力周波数を
高くして遅相状態としてスイッチＱ1 、Ｑ2 を保護す
る。
寿命で不点灯になった時にインバータのスイッチが破壊
するおそれがあった。 【解決手段】 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を含
むハーフブリッジ型インバータで放電灯１３を駆動す
る。放電灯１３は共振用コンデンサ１１に並列に接続す
る。放電灯１３の始動時にはインバータの出力周波数を
高い値から低い値に向って徐々に下げる。負荷電流を検
出し、進相電流検出回路１０で進相状態か否かを検出す
る。進相状態が検出されたらインバータの出力周波数を
高くして遅相状態としてスイッチＱ1 、Ｑ2 を保護す
る。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、蛍光灯等の放電灯
をインバータを使用して点灯するための装置に関する。
をインバータを使用して点灯するための装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】発光効率の改善等を目的とし放電灯（例
えば蛍光灯）をインバータを使用して点灯することは、
例えば特許第２６２７７４０号公報等に記載されてい
る。この種の従来のインバータによる放電灯の点灯装置
は、インバータの一対の出力端子間に共振用インダクタ
ンスと共振用コンデンサとの直列回路を接続し、共振用
コンデンサに並列に放電灯を接続することによって接続
されている。なお、放電灯は予熱形であるので、一対の
フィラメント即ち電極は共振用コンデンサに直列に接続
されている。共振用コンデンサ及び共振用インダクタン
スは抵抗成分（内部抵抗）を有するためにＬＣ共振回路
の電流は周波数依存性を有して変化し、共振周波数で最
大になり、この共振周波数の両側で電流が小さくなる。
従って、共振用コンデンサの電圧Ｖc は、例えば図６の
特性線Ａに示すように共振周波数ｆ0でピークになり、
この両側で徐々に低くなる。また、インバータによる点
灯装置では、放電灯のフィラメントに塗布されている電
子放射物質の飛散及び蒸発を抑制するために、放電灯に
放電開始電圧以上の電圧を直ちに放電灯に加えず、共振
用コンデンサの電圧即ち蛍光灯の電圧を放電開始電圧よ
りも低い電圧に保って放電灯のフィラメントを予熱し、
しかる後、共振用コンデンサの電圧を徐々に高めること
によって放電灯を点灯状態にする。
えば蛍光灯）をインバータを使用して点灯することは、
例えば特許第２６２７７４０号公報等に記載されてい
る。この種の従来のインバータによる放電灯の点灯装置
は、インバータの一対の出力端子間に共振用インダクタ
ンスと共振用コンデンサとの直列回路を接続し、共振用
コンデンサに並列に放電灯を接続することによって接続
されている。なお、放電灯は予熱形であるので、一対の
フィラメント即ち電極は共振用コンデンサに直列に接続
されている。共振用コンデンサ及び共振用インダクタン
スは抵抗成分（内部抵抗）を有するためにＬＣ共振回路
の電流は周波数依存性を有して変化し、共振周波数で最
大になり、この共振周波数の両側で電流が小さくなる。
従って、共振用コンデンサの電圧Ｖc は、例えば図６の
特性線Ａに示すように共振周波数ｆ0でピークになり、
この両側で徐々に低くなる。また、インバータによる点
灯装置では、放電灯のフィラメントに塗布されている電
子放射物質の飛散及び蒸発を抑制するために、放電灯に
放電開始電圧以上の電圧を直ちに放電灯に加えず、共振
用コンデンサの電圧即ち蛍光灯の電圧を放電開始電圧よ
りも低い電圧に保って放電灯のフィラメントを予熱し、
しかる後、共振用コンデンサの電圧を徐々に高めること
によって放電灯を点灯状態にする。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記の様に
インバータによって放電灯を点灯させる場合に、ＬＣ共
振回路における電流がインバータの出力電圧に対して進
相状態になると、インバータのスイッチのターンオン時
に過大な電流がスイッチに流れ、この過大電流が繰返し
て流れるとスイッチが破壊するおそれがある。ＬＣ直列
共振回路を共振周波数よりも高い周波数領域で動作させ
た時にはＬＣ直列共振回路は誘導性リアクタンスとして
作用し、ＬＣ直列共振回路には遅相電流が流れ、逆に共
振周波数よりも低い周波数領域で動作させた時にはＬＣ
直列共振回路が容量性リアクタンスとして作用し、ＬＣ
直列共振回路には進相電流が流れる。従って、インバー
タを使用した点灯装置においては、インバータの出力周
波数をＬＣ直列共振回路の共振周波数よりも高い領域に
設定する。なお、放電灯の灯点を維持するための電圧は
放電灯の放電開始電圧よりも低くて差し支えないので、
インバータの出力周波数を点灯後に更に下げて図６の周
波数ｆ3 に設定する。図６において、特性線Ａは放電灯
を除外したＬＣ直列共振回路のみの共振用コンデンサの
電圧の周波数依存性を示し、特性線Ｂは共振用コンデン
サに並列接続された放電灯が点灯した後における蛍光灯
を含む共振回路における共振用コンデンサの電圧の周波
数依存性を示す。放電灯を点灯させる時には第１の周波
数ｆ1 から第３の周波数ｆ3 までインバータの出力周波
数を徐々に低下させる。もし、放電灯が正常であって、
第２の周波数ｆ2 で点灯すると、ＬＣ共振回路の特性は
Ｂになり、インバータの出力周波数を第３の周波数ｆ3
まで低下させても遅相状態を維持することができる。し
かし、放電灯が寿命に近づき点灯駆動中に不点灯になる
と、図６の特性線Ａの動作に移行する。特性線Ａにおい
て第３の周波数ｆ3 は進相領域に属するので、ＬＣ共振
回路に進相電流が流れ、インバータのスイッチに過電流
が流れ、スイッチが破壊するおそれがある。また、寿命
又は不良によって点灯不可能な放電灯をインバータで駆
動し、インバータの出力周波数と図６の第１の周波数ｆ
1 から第３の周波数ｆ3 まで変化させた場合にも、特性
線Ａの動作となり、ＬＣ共振回路に進相電流が流れ、イ
ンバータのスイッチに過電流が流れ、スイッチが破壊す
るおそれがある。また、放電灯の不点灯時に進相電流が
流れることを防止するために、不点灯の時に、インバー
タの出力周波数を共振周波数ｆ0 よりも右側の第２の周
波数ｆ2に保つことが考えられる。しかし、共振周波数
ｆ0 と第２の周波数ｆ2 との間隔が広く設定されている
場合には、第１の周波数ｆ1 から第２の周波数ｆ2 まで
の範囲が狭くなり、放電灯の点灯に利用できる共振用コ
ンデンサの電圧の範囲が狭くなる。
インバータによって放電灯を点灯させる場合に、ＬＣ共
振回路における電流がインバータの出力電圧に対して進
相状態になると、インバータのスイッチのターンオン時
に過大な電流がスイッチに流れ、この過大電流が繰返し
て流れるとスイッチが破壊するおそれがある。ＬＣ直列
共振回路を共振周波数よりも高い周波数領域で動作させ
た時にはＬＣ直列共振回路は誘導性リアクタンスとして
作用し、ＬＣ直列共振回路には遅相電流が流れ、逆に共
振周波数よりも低い周波数領域で動作させた時にはＬＣ
直列共振回路が容量性リアクタンスとして作用し、ＬＣ
直列共振回路には進相電流が流れる。従って、インバー
タを使用した点灯装置においては、インバータの出力周
波数をＬＣ直列共振回路の共振周波数よりも高い領域に
設定する。なお、放電灯の灯点を維持するための電圧は
放電灯の放電開始電圧よりも低くて差し支えないので、
インバータの出力周波数を点灯後に更に下げて図６の周
波数ｆ3 に設定する。図６において、特性線Ａは放電灯
を除外したＬＣ直列共振回路のみの共振用コンデンサの
電圧の周波数依存性を示し、特性線Ｂは共振用コンデン
サに並列接続された放電灯が点灯した後における蛍光灯
を含む共振回路における共振用コンデンサの電圧の周波
数依存性を示す。放電灯を点灯させる時には第１の周波
数ｆ1 から第３の周波数ｆ3 までインバータの出力周波
数を徐々に低下させる。もし、放電灯が正常であって、
第２の周波数ｆ2 で点灯すると、ＬＣ共振回路の特性は
Ｂになり、インバータの出力周波数を第３の周波数ｆ3
まで低下させても遅相状態を維持することができる。し
かし、放電灯が寿命に近づき点灯駆動中に不点灯になる
と、図６の特性線Ａの動作に移行する。特性線Ａにおい
て第３の周波数ｆ3 は進相領域に属するので、ＬＣ共振
回路に進相電流が流れ、インバータのスイッチに過電流
が流れ、スイッチが破壊するおそれがある。また、寿命
又は不良によって点灯不可能な放電灯をインバータで駆
動し、インバータの出力周波数と図６の第１の周波数ｆ
1 から第３の周波数ｆ3 まで変化させた場合にも、特性
線Ａの動作となり、ＬＣ共振回路に進相電流が流れ、イ
ンバータのスイッチに過電流が流れ、スイッチが破壊す
るおそれがある。また、放電灯の不点灯時に進相電流が
流れることを防止するために、不点灯の時に、インバー
タの出力周波数を共振周波数ｆ0 よりも右側の第２の周
波数ｆ2に保つことが考えられる。しかし、共振周波数
ｆ0 と第２の周波数ｆ2 との間隔が広く設定されている
場合には、第１の周波数ｆ1 から第２の周波数ｆ2 まで
の範囲が狭くなり、放電灯の点灯に利用できる共振用コ
ンデンサの電圧の範囲が狭くなる。
【０００４】そこで、本発明の目的は、インバータのス
イッチを過電流から保護を容易に達成することができる
インバータ放電灯点灯装置を提供することにある。
イッチを過電流から保護を容易に達成することができる
インバータ放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記直流
電源に接続され且つ少なくとも１つのスイッチを含み、
前記スイッチのオン・オフ動作によって前記直流電源の
電圧を交流電圧に変換するためのインバータ回路と、放
電灯と前記放電灯に対して実質的に並列に接続された共
振用コンデンサと前記放電灯及び前記共振用コンデンサ
に対して直列に接続された共振用インダクタンス素子と
から成り、且つ前記インバータ回路から交流電圧の供給
を受けるように前記インバータ回路に結合され、且つ前
記共振用コンデンサと前記共振用インダクタンス素子と
の直列共振回路の共振周波数ｆ0 における前記共振用コ
ンデンサの電圧が正常な放電灯の放電開始電圧以上にな
るように前記直列共振回路が形成されている負荷回路
と、前記負荷回路を通って流れる電流を検出するための
電流検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧に対し
て前記電流が進相状態であるか否かを検出する進相電流
検出手段と、前記スイッチをオン・オフ制御するための
スイッチ制御信号を発生するものであって、前記放電灯
を点灯させる時に、前記共振周波数よりも高く且つ前記
放電灯を点灯させることが不可能な非点灯周波数ｆ1 か
ら前記共振周波数ｆ0 よりも低い正常駆動周波数ｆ3 に
向って前記インバータ回路の出力周波数を徐々に低下さ
せるように前記スイッチ制御信号の繰返し周波数を制御
し、前記放電灯が正常に点灯している時には前記正常駆
動周波数ｆ3 が得られるように前記スイッチ制御信号の
繰返し周波数を制御し、前記進相電流検出手段から進相
電流を示す出力が得られた時には、これに応答して前記
インバータ回路の出力周波数が前記共振周波数以上にな
るように前記スイッチ制御信号の繰返し周波数を制御す
る制御手段とから成る放電灯点灯装置に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、放電灯をそれぞれ一
対の端子を有する第１及び第２の電極を備えたものにす
ることができる。また、請求項３に示すようにインバー
タ回路を、第１及び第２のスイッチの直列回路から成る
ハーフブリッジ型インバータとすることができる。ま
た、請求項４に示すように第１及び第２のスイッチに並
列に第１及び第２のダイオードを接続することができ
る。なお、この第１及び第２のダイオードは第１及び第
２のスイッチに内蔵されたダイオードであってもよい。
また、請求項５に示すように、第１及び第２のスイッチ
に並列に第１及び第２のコンデンサを接続することがで
きる。また、請求項６に示すように第２のスイッチのみ
にコンデンサを並列接続することができる。また、請求
項７に示すようにインバータに対して負荷回路を結合コ
ンデンサを介して接続することができる。また、請求項
８に示すように、制御手段を、インバータの周波数制御
信号発生手段と、インバータの出力周波数を強制的に変
えるための周波数制御回路と、可変周波数パルス発生器
と、スイッチ制御信号形成回路とで構成することが望ま
しい。また、請求項９に示すように、可変周波数パルス
発生器を、三角波発生用コンデンサと、この放電回路
と、波形整形回路とで構成することが望ましい。また、
請求項１０に示すように周波数制御信号発生回路を可変
電圧回路とし、この可変電圧回路の出力で三角波発生用
コンデンサの充電電流を制御することができる。また、
請求項１１に示すように周波数制御信号発生回路は、非
点灯周波数ｆ1から正常駆動周波数ｆ3 まで徐々に低下
させるための信号を発生させるものであることが望まし
い。また、請求項１２に示すように、周波数制御回路
を、三角波発生用コンデンサに並列に接続された強制放
電用スイッチとすることが望ましい。また、請求項１３
に示すように電流検出手段を共振電流の正負両方向を検
出するように構成し、また、進相電流検出手段をコンパ
レータ、フリップフロップ、論理ゲート等で構成するこ
とが望ましい。また、請求項１４に示すように進相電流
検出手段を、第２のスイッチの制御信号に基づいて進相
状態を検出するように構成することができる。また、請
求項１５に示すように電流検出手段を第２のスイッチの
電流を検出するように構成することができる。また、請
求項１６に示すように進相電流検出回路の出力を積分し
て三角波発生用コンデンサの充電電流を制御することが
できる。また、請求項１７に示すようにインバータ回路
を、一対の電圧分割用コンデンサを有するハーフブリッ
ジ型インバータ回路とすることができる。また、請求項
１８に示すようにインバータ回路を、センタタップを有
するトランスの１次巻線に第１及び第２のスイッチを接
続する並列型インバータとすることができる。また、請
求項１９に示すように、インバータ回路をトランスの１
次巻線に１つのスイッチを接続する形式のインバータ回
路とすることができる。
目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記直流
電源に接続され且つ少なくとも１つのスイッチを含み、
前記スイッチのオン・オフ動作によって前記直流電源の
電圧を交流電圧に変換するためのインバータ回路と、放
電灯と前記放電灯に対して実質的に並列に接続された共
振用コンデンサと前記放電灯及び前記共振用コンデンサ
に対して直列に接続された共振用インダクタンス素子と
から成り、且つ前記インバータ回路から交流電圧の供給
を受けるように前記インバータ回路に結合され、且つ前
記共振用コンデンサと前記共振用インダクタンス素子と
の直列共振回路の共振周波数ｆ0 における前記共振用コ
ンデンサの電圧が正常な放電灯の放電開始電圧以上にな
るように前記直列共振回路が形成されている負荷回路
と、前記負荷回路を通って流れる電流を検出するための
電流検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧に対し
て前記電流が進相状態であるか否かを検出する進相電流
検出手段と、前記スイッチをオン・オフ制御するための
スイッチ制御信号を発生するものであって、前記放電灯
を点灯させる時に、前記共振周波数よりも高く且つ前記
放電灯を点灯させることが不可能な非点灯周波数ｆ1 か
ら前記共振周波数ｆ0 よりも低い正常駆動周波数ｆ3 に
向って前記インバータ回路の出力周波数を徐々に低下さ
せるように前記スイッチ制御信号の繰返し周波数を制御
し、前記放電灯が正常に点灯している時には前記正常駆
動周波数ｆ3 が得られるように前記スイッチ制御信号の
繰返し周波数を制御し、前記進相電流検出手段から進相
電流を示す出力が得られた時には、これに応答して前記
インバータ回路の出力周波数が前記共振周波数以上にな
るように前記スイッチ制御信号の繰返し周波数を制御す
る制御手段とから成る放電灯点灯装置に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、放電灯をそれぞれ一
対の端子を有する第１及び第２の電極を備えたものにす
ることができる。また、請求項３に示すようにインバー
タ回路を、第１及び第２のスイッチの直列回路から成る
ハーフブリッジ型インバータとすることができる。ま
た、請求項４に示すように第１及び第２のスイッチに並
列に第１及び第２のダイオードを接続することができ
る。なお、この第１及び第２のダイオードは第１及び第
２のスイッチに内蔵されたダイオードであってもよい。
また、請求項５に示すように、第１及び第２のスイッチ
に並列に第１及び第２のコンデンサを接続することがで
きる。また、請求項６に示すように第２のスイッチのみ
にコンデンサを並列接続することができる。また、請求
項７に示すようにインバータに対して負荷回路を結合コ
ンデンサを介して接続することができる。また、請求項
８に示すように、制御手段を、インバータの周波数制御
信号発生手段と、インバータの出力周波数を強制的に変
えるための周波数制御回路と、可変周波数パルス発生器
と、スイッチ制御信号形成回路とで構成することが望ま
しい。また、請求項９に示すように、可変周波数パルス
発生器を、三角波発生用コンデンサと、この放電回路
と、波形整形回路とで構成することが望ましい。また、
請求項１０に示すように周波数制御信号発生回路を可変
電圧回路とし、この可変電圧回路の出力で三角波発生用
コンデンサの充電電流を制御することができる。また、
請求項１１に示すように周波数制御信号発生回路は、非
点灯周波数ｆ1から正常駆動周波数ｆ3 まで徐々に低下
させるための信号を発生させるものであることが望まし
い。また、請求項１２に示すように、周波数制御回路
を、三角波発生用コンデンサに並列に接続された強制放
電用スイッチとすることが望ましい。また、請求項１３
に示すように電流検出手段を共振電流の正負両方向を検
出するように構成し、また、進相電流検出手段をコンパ
レータ、フリップフロップ、論理ゲート等で構成するこ
とが望ましい。また、請求項１４に示すように進相電流
検出手段を、第２のスイッチの制御信号に基づいて進相
状態を検出するように構成することができる。また、請
求項１５に示すように電流検出手段を第２のスイッチの
電流を検出するように構成することができる。また、請
求項１６に示すように進相電流検出回路の出力を積分し
て三角波発生用コンデンサの充電電流を制御することが
できる。また、請求項１７に示すようにインバータ回路
を、一対の電圧分割用コンデンサを有するハーフブリッ
ジ型インバータ回路とすることができる。また、請求項
１８に示すようにインバータ回路を、センタタップを有
するトランスの１次巻線に第１及び第２のスイッチを接
続する並列型インバータとすることができる。また、請
求項１９に示すように、インバータ回路をトランスの１
次巻線に１つのスイッチを接続する形式のインバータ回
路とすることができる。
【０００６】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、放電灯の不良
によって放電灯が点灯しないために共振回路が進相状態
になると、これが検出され、共振回路を遅相状態に戻す
ようにインバータの出力周波数が自動的に調整される。
従って、インバータのスイッチを過電流から保護するこ
とができる。また、放電灯が駆動周波数ｆ3 で駆動され
ている状態において非点灯状態になると、進相電流検出
信号が発生するので駆動周波数ｆ3 による駆動が停止
し、共振周波数ｆ0 以上の駆動状態に戻される。従っ
て、進相状態の連続的発生を阻止することができ、イン
バータのスイッチの破壊が阻止される。また、インバー
タの出力周波数は、特別な制限を受けずに、非点灯周波
数ｆ1から共振周波数ｆ0 よりも低い領域まで変化す
る。従って、放電灯を駆動し、インバータの出力周波数
が点灯予定周波数ｆ2 になっても点灯しない場合であっ
ても、インバータの出力周波数が共振周波数ｆ0 よりも
低い領域まで継続して低下し、点灯予定周波数ｆ2 の時
の共振用コンデンサの電圧よりも高い電圧を共振用コン
デンサに得ることができ、この高い電圧で放電灯が点灯
する可能性が生じる。また、請求項２に示すように、各
電極が一対の端子を有する予熱型放電灯に対して本発明
は特に有効である。また、請求項４の発明によれば、第
１及び第２のスイッチのターンオン時及びターンオフ時
の逆方向電流の処理を容易に行うことができるまた、請
求項５及び６の発明によれば、第１及び第２のスイッチ
のターンオフ時のスイッチング損失の低減及び過電圧の
防止を達成することができる。また、請求項７の発明に
よれば、結合コンデンサによって負荷回路を直流から分
離することができる。また、請求項８〜１２の発明によ
れば、インバータの周波数制御を容易に実行することが
できる。また、請求項１３〜１６の発明によれば、進相
電流の検出及びこれに基づく周波数制御を容易に実行す
ることができる。
によって放電灯が点灯しないために共振回路が進相状態
になると、これが検出され、共振回路を遅相状態に戻す
ようにインバータの出力周波数が自動的に調整される。
従って、インバータのスイッチを過電流から保護するこ
とができる。また、放電灯が駆動周波数ｆ3 で駆動され
ている状態において非点灯状態になると、進相電流検出
信号が発生するので駆動周波数ｆ3 による駆動が停止
し、共振周波数ｆ0 以上の駆動状態に戻される。従っ
て、進相状態の連続的発生を阻止することができ、イン
バータのスイッチの破壊が阻止される。また、インバー
タの出力周波数は、特別な制限を受けずに、非点灯周波
数ｆ1から共振周波数ｆ0 よりも低い領域まで変化す
る。従って、放電灯を駆動し、インバータの出力周波数
が点灯予定周波数ｆ2 になっても点灯しない場合であっ
ても、インバータの出力周波数が共振周波数ｆ0 よりも
低い領域まで継続して低下し、点灯予定周波数ｆ2 の時
の共振用コンデンサの電圧よりも高い電圧を共振用コン
デンサに得ることができ、この高い電圧で放電灯が点灯
する可能性が生じる。また、請求項２に示すように、各
電極が一対の端子を有する予熱型放電灯に対して本発明
は特に有効である。また、請求項４の発明によれば、第
１及び第２のスイッチのターンオン時及びターンオフ時
の逆方向電流の処理を容易に行うことができるまた、請
求項５及び６の発明によれば、第１及び第２のスイッチ
のターンオフ時のスイッチング損失の低減及び過電圧の
防止を達成することができる。また、請求項７の発明に
よれば、結合コンデンサによって負荷回路を直流から分
離することができる。また、請求項８〜１２の発明によ
れば、インバータの周波数制御を容易に実行することが
できる。また、請求項１３〜１６の発明によれば、進相
電流の検出及びこれに基づく周波数制御を容易に実行す
ることができる。
【０００７】
【実施形態及び実施例】次に、図面を参照して本発明の
実施形態及び実施例を説明する。
実施形態及び実施例を説明する。
【０００８】
【第１の実施例】図１に示す第１の実施例の放電灯点灯
装置は、商用交流電源端子１、２と、電源スイッチ３
と、整流平滑回路４と、インバータ回路５と、負荷回路
６と、結合コンデンサ７と、制御回路８と、電流検出器
９と、進相電流検出回路１０とからなる。次に、各部を
詳しく説明する。
装置は、商用交流電源端子１、２と、電源スイッチ３
と、整流平滑回路４と、インバータ回路５と、負荷回路
６と、結合コンデンサ７と、制御回路８と、電流検出器
９と、進相電流検出回路１０とからなる。次に、各部を
詳しく説明する。
【０００９】整流平滑回路４は直流電源として機能する
ものであって、一方の入力端子４ａは電源スイッチ３を
介して一方の交流電源端子１に接続され、他方の入力端
子４ｂは他方の交流電源端子２に接続されている。この
整流平滑回路４は周知のダイオード整流回路と平滑用コ
ンデンサとから成り、第１及び第２の直流出力端子４
ｃ、４ｄ間に直流電圧を出力するように構成されてい
る。
ものであって、一方の入力端子４ａは電源スイッチ３を
介して一方の交流電源端子１に接続され、他方の入力端
子４ｂは他方の交流電源端子２に接続されている。この
整流平滑回路４は周知のダイオード整流回路と平滑用コ
ンデンサとから成り、第１及び第２の直流出力端子４
ｃ、４ｄ間に直流電圧を出力するように構成されてい
る。
【００１０】インバータ回路５は、整流平滑回路４の第
１及び第２の直流出力端子４ｃ、４ｄ間に接続された第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路と、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列に接続された第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とから成る。第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 はソースがサブストレートに接
続された絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分である制御ス
イッチＳ1 、Ｓ2 とこれに逆並列接続された第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 とを含む。勿論、第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を個別部品として第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列接続することもできる。
また、制御スイッチＳ1 、Ｓ2 の部分をバイポーラトラ
ンジスタとし、これに並列に第１及び第２のダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 を接続することもできる。第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 は主として第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のターンオフ時において第１及び第２のスイ
ッチＱ1 ，Ｑ2 のコレクタ・ソース間電圧ＶCEが急激に
立上ることを防ぎ、これ等のスイッチング損失を低減さ
せる機能を有する。
１及び第２の直流出力端子４ｃ、４ｄ間に接続された第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路と、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列に接続された第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とから成る。第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 はソースがサブストレートに接
続された絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分である制御ス
イッチＳ1 、Ｓ2 とこれに逆並列接続された第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 とを含む。勿論、第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を個別部品として第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列接続することもできる。
また、制御スイッチＳ1 、Ｓ2 の部分をバイポーラトラ
ンジスタとし、これに並列に第１及び第２のダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 を接続することもできる。第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 は主として第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のターンオフ時において第１及び第２のスイ
ッチＱ1 ，Ｑ2 のコレクタ・ソース間電圧ＶCEが急激に
立上ることを防ぎ、これ等のスイッチング損失を低減さ
せる機能を有する。
【００１１】負荷回路６は、共振用コンデンサ１１と、
コアに巻回されたコイルから成る共振用インダクタンス
素子１２即ちインダクタ又はリアクタと、周知の蛍光灯
から成る放電灯１３とを備えている。放電灯１３は、内
壁面に蛍光物質（図示せず）が塗布されたガラス管１４
とフィラメント電極１５、１６とから成る。第１のフィ
ラメント電極１５は第１及び第２の端子１７、１８間に
接続され、第２のフィラメント電極１６と、第３及び第
４の端子１９、２０の間に接続されている。第１及び第
２のフィラメント電極１５、１６には周知の電子線放射
物質が塗布されている。この放電灯１３の第１〜第４の
端子７、１８、１９、２０は図示されていない一対のソ
ケートに対して着脱自在である。
コアに巻回されたコイルから成る共振用インダクタンス
素子１２即ちインダクタ又はリアクタと、周知の蛍光灯
から成る放電灯１３とを備えている。放電灯１３は、内
壁面に蛍光物質（図示せず）が塗布されたガラス管１４
とフィラメント電極１５、１６とから成る。第１のフィ
ラメント電極１５は第１及び第２の端子１７、１８間に
接続され、第２のフィラメント電極１６と、第３及び第
４の端子１９、２０の間に接続されている。第１及び第
２のフィラメント電極１５、１６には周知の電子線放射
物質が塗布されている。この放電灯１３の第１〜第４の
端子７、１８、１９、２０は図示されていない一対のソ
ケートに対して着脱自在である。
【００１２】共振用コンデンサ１１は、放電灯１３の第
１及び第３の端子１７、１９に接続されている。従っ
て、共振用コンデンサ１１は第１及び第２のフィラメン
ト電極１５、１６間に対して並列に接続されており、コ
ンデンサ１１の電圧Ｖc を第１及び第２のフィラメント
電極１５、１６間に印加することができる。共振用イン
ダクタンス１２はインバータ回路５の第１及び第２のス
イッチＱ1、Ｑ2 の相互接続点２１ａと放電灯１３の第
２の端子１８との間に結合コンデンサ７を介して接続さ
れている。放電灯１３の第４の端子２０は第２のスイッ
チＱ2 のソース即ち下側端子に接続されている。従っ
て、共振用インダクタンス素子１２と共振用コンデンサ
１１とは互いに直列に接続され、直列共振回路が構成さ
れている。また、放電灯１３が点灯した時にはインダク
タンス素子１２は放電灯１３に対しても直列に接続され
る。なお、インダクタンス素子１２を放電灯１３の第４
の端子２０と第２のスイッチＱ2 のソースとの間に接続
することもできる。インダクタンス素子１２、第１のフ
ィラメント電極１５、共振用コンデンサ１１、及び第２
のフィラメント電極１６から成る直列回路は常に形成さ
れているので、インバータ回路５から負荷回路６に電力
が供給されると、放電灯１３の点灯、非点灯に無関係に
第１及び第２のフィラメント電極１５、１６に電流が流
れ、これが加熱される。従って、共振用コンデンサ１１
を予熱用コンデンサと呼ぶこともある。
１及び第３の端子１７、１９に接続されている。従っ
て、共振用コンデンサ１１は第１及び第２のフィラメン
ト電極１５、１６間に対して並列に接続されており、コ
ンデンサ１１の電圧Ｖc を第１及び第２のフィラメント
電極１５、１６間に印加することができる。共振用イン
ダクタンス１２はインバータ回路５の第１及び第２のス
イッチＱ1、Ｑ2 の相互接続点２１ａと放電灯１３の第
２の端子１８との間に結合コンデンサ７を介して接続さ
れている。放電灯１３の第４の端子２０は第２のスイッ
チＱ2 のソース即ち下側端子に接続されている。従っ
て、共振用インダクタンス素子１２と共振用コンデンサ
１１とは互いに直列に接続され、直列共振回路が構成さ
れている。また、放電灯１３が点灯した時にはインダク
タンス素子１２は放電灯１３に対しても直列に接続され
る。なお、インダクタンス素子１２を放電灯１３の第４
の端子２０と第２のスイッチＱ2 のソースとの間に接続
することもできる。インダクタンス素子１２、第１のフ
ィラメント電極１５、共振用コンデンサ１１、及び第２
のフィラメント電極１６から成る直列回路は常に形成さ
れているので、インバータ回路５から負荷回路６に電力
が供給されると、放電灯１３の点灯、非点灯に無関係に
第１及び第２のフィラメント電極１５、１６に電流が流
れ、これが加熱される。従って、共振用コンデンサ１１
を予熱用コンデンサと呼ぶこともある。
【００１３】図７は放電灯１３が点灯している時の負荷
回路６の等価回路を示す。共振用コンデンサ１１はキャ
パシタンスＣa と内部抵抗Ｒa とで示され、共振用イン
ダクタンス素子１２はインダクタンスＬと内部抵抗Ｒb
で示され、放電灯１３はキャパシタンスＣb と抵抗Ｒc
とで示されている。なお、放電灯１３が非点灯の時に
は、第１及び第２のフィラメント電極１５、１６間は開
放されていると考えることができるので、キャパシタン
スＣb は存在せず、また抵抗Ｒc は無限大となる。従っ
て、放電灯１３の非点灯時は負荷回路が共振用コンデン
サ１１と共振用インダクタンス素子１２との直列回路に
なり、共振周波数ｆ0 はＬＣa に基づいて決定され、ま
た、コンデンサ１１の電圧Ｖc は図６の特性線Ａに示す
ように周波数依存性を有する。他方、放電灯１３が点灯
すると、コンデンサ１１に対して放電灯１３のキャパシ
タンスＣb が並列に接続されるために、これ等の合成キ
ャパシタンスＣはＣa ＋Ｃb となり、非点灯時よりも大
きくなる。この結果、点灯時の負荷回路６の共振周波数
は図６に示すように特性線Ａの共振周波数ｆ0 よりも低
いｆ4 になり、この時のコンデンサ１１の電圧Ｖc の周
波数依存性は特性線Ｂとなる。特性線Ａ、Ｂのいずれに
おいても共振周波数ｆ0 、ｆ4 でコンデンサ電圧Ｖc が
最大になり、これ等の両側で電圧レベルが徐々に低下す
る。なお、負荷回路６にインバータ回路５から供給され
る電力量の周波数依存性も特性線Ａ、Ｂと同様になる。
図７の等価回路において結合コンデンサ７のキャパシタ
ンスはＣc で示されている。このキャパシタンスＣc の
値は、共振用コンデンサ１１のキャパシタンスＣa 及び
放電灯１３のキャパシタンスＣb よりも十分に大きい。
従って、負荷回路６と結合コンデンサ７とを組み合せた
回路から成る共振回路の共振周波数は負荷回路６のみの
共振回路の共振周波数とほとんど同じである。要する
に、結合コンデンサ７のキャパシタンスＣc は共振周波
数にほとんど関与しない。
回路６の等価回路を示す。共振用コンデンサ１１はキャ
パシタンスＣa と内部抵抗Ｒa とで示され、共振用イン
ダクタンス素子１２はインダクタンスＬと内部抵抗Ｒb
で示され、放電灯１３はキャパシタンスＣb と抵抗Ｒc
とで示されている。なお、放電灯１３が非点灯の時に
は、第１及び第２のフィラメント電極１５、１６間は開
放されていると考えることができるので、キャパシタン
スＣb は存在せず、また抵抗Ｒc は無限大となる。従っ
て、放電灯１３の非点灯時は負荷回路が共振用コンデン
サ１１と共振用インダクタンス素子１２との直列回路に
なり、共振周波数ｆ0 はＬＣa に基づいて決定され、ま
た、コンデンサ１１の電圧Ｖc は図６の特性線Ａに示す
ように周波数依存性を有する。他方、放電灯１３が点灯
すると、コンデンサ１１に対して放電灯１３のキャパシ
タンスＣb が並列に接続されるために、これ等の合成キ
ャパシタンスＣはＣa ＋Ｃb となり、非点灯時よりも大
きくなる。この結果、点灯時の負荷回路６の共振周波数
は図６に示すように特性線Ａの共振周波数ｆ0 よりも低
いｆ4 になり、この時のコンデンサ１１の電圧Ｖc の周
波数依存性は特性線Ｂとなる。特性線Ａ、Ｂのいずれに
おいても共振周波数ｆ0 、ｆ4 でコンデンサ電圧Ｖc が
最大になり、これ等の両側で電圧レベルが徐々に低下す
る。なお、負荷回路６にインバータ回路５から供給され
る電力量の周波数依存性も特性線Ａ、Ｂと同様になる。
図７の等価回路において結合コンデンサ７のキャパシタ
ンスはＣc で示されている。このキャパシタンスＣc の
値は、共振用コンデンサ１１のキャパシタンスＣa 及び
放電灯１３のキャパシタンスＣb よりも十分に大きい。
従って、負荷回路６と結合コンデンサ７とを組み合せた
回路から成る共振回路の共振周波数は負荷回路６のみの
共振回路の共振周波数とほとんど同じである。要する
に、結合コンデンサ７のキャパシタンスＣc は共振周波
数にほとんど関与しない。
【００１４】本実施例においては、放電灯１３を点灯さ
せるためのインバータ回路５の出力周波数ｆの制御範囲
を第１の周波数ｆ1 から第３の周波数ｆ3 までの領域と
している。なお、第３の周波数ｆ3 は特性線Ａの共振周
波数ｆ0 と特性線Ｂの共振周波数ｆ4 との間に設定され
る。
せるためのインバータ回路５の出力周波数ｆの制御範囲
を第１の周波数ｆ1 から第３の周波数ｆ3 までの領域と
している。なお、第３の周波数ｆ3 は特性線Ａの共振周
波数ｆ0 と特性線Ｂの共振周波数ｆ4 との間に設定され
る。
【００１５】図１の制御回路８及び進相電流検出回路１
０を詳しく説明する前に、本実施例に従う放電灯１３の
点灯制御方法を図５及び図６を参照して説明する。図１
の電源スイッチ３のオン操作時点に相当する図５のｔ0
時点からｔ1 時点までの第１の期間Ｔa には放電灯１３
を非点灯に保つ範囲の第１の周波数ｆ1 の出力をインバ
ータ回路５から負荷回路６に供給する。これにより、放
電灯１３の第１及び第２のフィラメント電極１５、１６
に電流が流れ、これが予熱される。従って、この第１の
期間Ｔa は予熱期間と呼ぶこともでき、一般的に５００
〜１０００msの範囲内に設定される。また、この第１の
期間Ｔa の第１の周波数ｆ1 は、例えば８０〜９０kHz
に設定される。図６から明らかなように第１の周波数ｆ
1 における共振用コンデンサ１１の電圧Ｖc1は目標放電
開始電圧Ｖc2よりも低い。なお、この実施例では第１の
期間Ｔa においてはインバータ出力周波数ｆが一定のｆ
1に保たれているが、この代りに非点灯を保つ範囲の周
波数領域においてｆ1 よりも高い周波数からｆ1 に向っ
て傾斜を有して又は段階的にインバータの出力周波数ｆ
を変化させることができる。第１の期間Ｔa の後のｔ1
〜ｔ4 までの第２の期間Ｔb においては、インバータの
出力周波数ｆをｆ1 からｆ3 に向って徐々に低下させ
る。図５では周波数ｆを第２の期間Ｔb で直線的に低下
させているが、段階的に低下させることができる。放電
灯１３の点灯目標周波数ｆ2 は図６の特性線Ａの共振周
波数ｆ0 よりも高いので、放電灯１３が正常であれば、
図５のｔ2 時点又はこの近傍で放電を開始する。放電灯
１３の特性にバラツキがあり、放電開始電圧が図６の目
標放電開始電圧Ｖc2よりも高い場合であっても、インバ
ータ回路５の出力周波数ｆは共振周波数ｆ0 に向って低
下されるので、共振用コンデンサ１１の電圧Ｖc を図６
の特性線Ａの共振周波数ｆ0 における電圧Ｖc0まで高め
ることができる。従って、周波数ｆ2 で放電灯１３が点
灯しなくても、ｆ2 からｆ0 に向う間に点灯することが
ある。今、第２の周波数ｆ2 で放電灯１３が点灯したと
すれば、負荷回路６は図６の特性線Ｂの動作に移る。イ
ンバータの出力周波数ｆは第３の周波数ｆ3まで低下さ
れた後にｔ4 時点で固定される。図５のｔ4 以後の第３
の周波数ｆ3の時には共振用コンデンサ１１の電圧Ｖc
は目標放電開始電圧Ｖc2よりも低いＶc3になる。
０を詳しく説明する前に、本実施例に従う放電灯１３の
点灯制御方法を図５及び図６を参照して説明する。図１
の電源スイッチ３のオン操作時点に相当する図５のｔ0
時点からｔ1 時点までの第１の期間Ｔa には放電灯１３
を非点灯に保つ範囲の第１の周波数ｆ1 の出力をインバ
ータ回路５から負荷回路６に供給する。これにより、放
電灯１３の第１及び第２のフィラメント電極１５、１６
に電流が流れ、これが予熱される。従って、この第１の
期間Ｔa は予熱期間と呼ぶこともでき、一般的に５００
〜１０００msの範囲内に設定される。また、この第１の
期間Ｔa の第１の周波数ｆ1 は、例えば８０〜９０kHz
に設定される。図６から明らかなように第１の周波数ｆ
1 における共振用コンデンサ１１の電圧Ｖc1は目標放電
開始電圧Ｖc2よりも低い。なお、この実施例では第１の
期間Ｔa においてはインバータ出力周波数ｆが一定のｆ
1に保たれているが、この代りに非点灯を保つ範囲の周
波数領域においてｆ1 よりも高い周波数からｆ1 に向っ
て傾斜を有して又は段階的にインバータの出力周波数ｆ
を変化させることができる。第１の期間Ｔa の後のｔ1
〜ｔ4 までの第２の期間Ｔb においては、インバータの
出力周波数ｆをｆ1 からｆ3 に向って徐々に低下させ
る。図５では周波数ｆを第２の期間Ｔb で直線的に低下
させているが、段階的に低下させることができる。放電
灯１３の点灯目標周波数ｆ2 は図６の特性線Ａの共振周
波数ｆ0 よりも高いので、放電灯１３が正常であれば、
図５のｔ2 時点又はこの近傍で放電を開始する。放電灯
１３の特性にバラツキがあり、放電開始電圧が図６の目
標放電開始電圧Ｖc2よりも高い場合であっても、インバ
ータ回路５の出力周波数ｆは共振周波数ｆ0 に向って低
下されるので、共振用コンデンサ１１の電圧Ｖc を図６
の特性線Ａの共振周波数ｆ0 における電圧Ｖc0まで高め
ることができる。従って、周波数ｆ2 で放電灯１３が点
灯しなくても、ｆ2 からｆ0 に向う間に点灯することが
ある。今、第２の周波数ｆ2 で放電灯１３が点灯したと
すれば、負荷回路６は図６の特性線Ｂの動作に移る。イ
ンバータの出力周波数ｆは第３の周波数ｆ3まで低下さ
れた後にｔ4 時点で固定される。図５のｔ4 以後の第３
の周波数ｆ3の時には共振用コンデンサ１１の電圧Ｖc
は目標放電開始電圧Ｖc2よりも低いＶc3になる。
【００１６】放電灯１３の寿命等によって放電灯１３が
点灯状態から非点灯状態に転換すると、負荷回路６の動
作は図６の第２の特性線Ｂの動作から第１の特性線Ａの
動作に転換する。第１の特性線Ａにおける第３の周波数
ｆ3 の領域は負荷回路６の進相領域に相当する。即ち、
インバータ回路５から負荷回路６に第３の周波数ｆ3の
電力が供給され、この時放電灯１３が非点灯であると、
負荷回路６は容量性リアクタンスとして動作する。負荷
回路６が容量性リアクタンスの場合には、ここに流れる
電流ＩL はインバータ回路５の出力電圧に対して進相電
流となる。負荷回路６が容量性リアクタンスになると、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に過電流が流れる。
本発明では、放電灯１３の非点灯時の過電流を防止する
ようにインバータ回路５の第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 を制御する。
点灯状態から非点灯状態に転換すると、負荷回路６の動
作は図６の第２の特性線Ｂの動作から第１の特性線Ａの
動作に転換する。第１の特性線Ａにおける第３の周波数
ｆ3 の領域は負荷回路６の進相領域に相当する。即ち、
インバータ回路５から負荷回路６に第３の周波数ｆ3の
電力が供給され、この時放電灯１３が非点灯であると、
負荷回路６は容量性リアクタンスとして動作する。負荷
回路６が容量性リアクタンスの場合には、ここに流れる
電流ＩL はインバータ回路５の出力電圧に対して進相電
流となる。負荷回路６が容量性リアクタンスになると、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に過電流が流れる。
本発明では、放電灯１３の非点灯時の過電流を防止する
ようにインバータ回路５の第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 を制御する。
【００１７】放電灯１３の正常時と異常時との両方にお
いてインバータ回路５の第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 を制御するために、図１に示すように制御回路８の
他に電流検出器９及び進相電流検出回路１０が設けられ
ている。制御回路８はライン２１、２２によって第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゲート電極に接続され、
またライン２３、２４によって進相電流検出回路１０に
接続されている。なお、第１及び第２のゲート・ソース
間電圧ＶGS1 、ＶGS2 を第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 に対して供給するために、制御回路８と第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のソース電極とを接続するライ
ンも実際には設けられているが、図１では省略されてい
る。
いてインバータ回路５の第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 を制御するために、図１に示すように制御回路８の
他に電流検出器９及び進相電流検出回路１０が設けられ
ている。制御回路８はライン２１、２２によって第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゲート電極に接続され、
またライン２３、２４によって進相電流検出回路１０に
接続されている。なお、第１及び第２のゲート・ソース
間電圧ＶGS1 、ＶGS2 を第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 に対して供給するために、制御回路８と第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のソース電極とを接続するライ
ンも実際には設けられているが、図１では省略されてい
る。
【００１８】電流検出器９は例えば変流器（ＣＴ）から
成り、負荷電流ＩL の流れるラインに結合されている。
なお、電流検出器９を変流器以外の磁電変換素子等で構
成することもできる。電流検出器９は出力ライン２５に
よって進相電流検出回路１０に接続されている。進相電
流検出回路１０は負荷電流ＩL と第１及び第２のソース
・ゲート間電圧ＶGS1 、ＶGS2 とに基づいて負荷電流Ｉ
L がインバータの出力電圧に対して進相であるか否かを
検出し、この出力ライン２６、２７によって制御回路８
に送るものである。
成り、負荷電流ＩL の流れるラインに結合されている。
なお、電流検出器９を変流器以外の磁電変換素子等で構
成することもできる。電流検出器９は出力ライン２５に
よって進相電流検出回路１０に接続されている。進相電
流検出回路１０は負荷電流ＩL と第１及び第２のソース
・ゲート間電圧ＶGS1 、ＶGS2 とに基づいて負荷電流Ｉ
L がインバータの出力電圧に対して進相であるか否かを
検出し、この出力ライン２６、２７によって制御回路８
に送るものである。
【００１９】図２は図１の制御回路８の詳細を示す。制
御回路８は大別して可変周波数パルス発生器２８と、ス
イッチ制御信号形成回路２９と、周波数制御信号発生回
路３０と、強制的周波数制御回路３１とから成る。可変
周波数パルス発生器２８は、電圧制御発振器ＶＣＯとも
呼ぶことができるものであって、周波数制御信号発生回
路３０から供給された周波数制御信号（制御電圧）に対
応した繰返し周波数でパルスを発生するために三角波発
生用コンデンサ３２と、このコンデンサ３２の充電回路
３３と、放電及び波形整形回路３４とから成る。充電回
路３３は、第１のミラー回路を形成する第１及び第２の
トランジスタ３５、３６と、第２のミラー回路を形成す
る第３及び第４のトランジスタ３７、３８と、電流制御
用の第５及び第６のトランジスタ３９、４０と、第１、
第２、第３、第４、第５及び第６の抵抗４１、４２、４
３、４４、４５、４６とから成る。第１及び第２のトラ
ンジスタ３５、３６のエミッタは第１及び第２の抵抗４
１、４２を介して制御電源端子４７に接続されている。
制御電源端子４７は図１の整流平滑回路４に接続された
制御電源（図示せず）に接続されている。第１及び第２
のトランジスタ３５、３６のベースは相互に接続され且
つ第１のトランジスタ３５のコレクタに接続されてい
る。第１のトランジスタ３５のコレクタは第３の抵抗４
３を介してグランドに接続されている。第２のトランジ
スタ３６のコレクタは第５のトランジスタ３９を介して
グランドに接続されている。第２のミラー回路を形成す
る第３及び第４のトランジスタ３７、３８のエミッタは
第４及び第５の抵抗４４、４５を介して制御電源端子４
７に接続されている。また、第３及び第４のトランジス
タ３７、３８のベースは相互に接続され且つ第３のトラ
ンジスタ３７のコレクタに接続されている。第３のトラ
ンジスタ３７のコレクタは第６のトランジスタ４０と第
６の抵抗４６を介してグランドに接続されている。第６
のトランジスタ４０のベースは第２のトランジスタ３６
のコレクタに接続されている。従って、第５のトランジ
スタ３９は第６のトランジスタ４０のベース電流のバイ
パスとして機能している。第４のトランジスタ３８のコ
レクタは電流制限用の第７の抵抗４７を介して三角波発
生用コンデンサ３２の一端に接続されている。三角波発
生用コンデンサ３２の他端はグランドに接続されてい
る。
御回路８は大別して可変周波数パルス発生器２８と、ス
イッチ制御信号形成回路２９と、周波数制御信号発生回
路３０と、強制的周波数制御回路３１とから成る。可変
周波数パルス発生器２８は、電圧制御発振器ＶＣＯとも
呼ぶことができるものであって、周波数制御信号発生回
路３０から供給された周波数制御信号（制御電圧）に対
応した繰返し周波数でパルスを発生するために三角波発
生用コンデンサ３２と、このコンデンサ３２の充電回路
３３と、放電及び波形整形回路３４とから成る。充電回
路３３は、第１のミラー回路を形成する第１及び第２の
トランジスタ３５、３６と、第２のミラー回路を形成す
る第３及び第４のトランジスタ３７、３８と、電流制御
用の第５及び第６のトランジスタ３９、４０と、第１、
第２、第３、第４、第５及び第６の抵抗４１、４２、４
３、４４、４５、４６とから成る。第１及び第２のトラ
ンジスタ３５、３６のエミッタは第１及び第２の抵抗４
１、４２を介して制御電源端子４７に接続されている。
制御電源端子４７は図１の整流平滑回路４に接続された
制御電源（図示せず）に接続されている。第１及び第２
のトランジスタ３５、３６のベースは相互に接続され且
つ第１のトランジスタ３５のコレクタに接続されてい
る。第１のトランジスタ３５のコレクタは第３の抵抗４
３を介してグランドに接続されている。第２のトランジ
スタ３６のコレクタは第５のトランジスタ３９を介して
グランドに接続されている。第２のミラー回路を形成す
る第３及び第４のトランジスタ３７、３８のエミッタは
第４及び第５の抵抗４４、４５を介して制御電源端子４
７に接続されている。また、第３及び第４のトランジス
タ３７、３８のベースは相互に接続され且つ第３のトラ
ンジスタ３７のコレクタに接続されている。第３のトラ
ンジスタ３７のコレクタは第６のトランジスタ４０と第
６の抵抗４６を介してグランドに接続されている。第６
のトランジスタ４０のベースは第２のトランジスタ３６
のコレクタに接続されている。従って、第５のトランジ
スタ３９は第６のトランジスタ４０のベース電流のバイ
パスとして機能している。第４のトランジスタ３８のコ
レクタは電流制限用の第７の抵抗４７を介して三角波発
生用コンデンサ３２の一端に接続されている。三角波発
生用コンデンサ３２の他端はグランドに接続されてい
る。
【００２０】放電及び波形整形回路３４は、基準電圧を
得るための第８、第９及び第１０の抵抗４８、４９、５
０と、放電用の第７のトランジスタ５１と、第１及び第
２の比較器５２、５３と、ＲＳフリップフロップ５４と
から成る。第１の比較器５２の一方の入力端子はコンデ
ンサ３２の上端に接続され、他方の入力端子は電源端子
４７とグランドとの間に直列に接続された第８、第９及
び第１０の抵抗４８、４９，５０の下側の分圧点に接続
されている。第８及び第９の抵抗４８、４９間の分圧点
には図１２に示す第１の比較基準電圧Ｖ1 が得られるの
で、第１の比較器５２はコンデンサ３２から得られた三
角波電圧Ｖ32が第１の比較基準電圧Ｖ1 を横切る時点を
検出し、例えば図１０のｔ1 〜ｔ2 、ｔ4 〜ｔ5 でパル
スを発生する。なお、第１の比較器５２は周知のヒステ
リシス特性を有しているので、比較器５２は時間幅Ｔd
を有するパルスを発生することができる。なお、この時
間幅Ｔd は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のデッド
・タイムに相当するように設定され、好ましくは図１の
第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧が逆方向の
充電でゼロになるための所要時間又はこれ以上に設定さ
れている。第１の比較器５２の出力端子はスイッチ制御
信号形成回路２９に接続されていると共に、三角波発生
用コンデンサ３２の放電制御用フリップフロップ５４の
セット端子Ｓに接続されている。ＲＳタイプのフリップ
フロップ５４は、第１の比較器５２の出力パルスの立上
りに同期してトリガされてセット状態となり、この位相
反転出力端子から図１２に示す出力Ｖ54を発生する。第
２の比較器５３の一方の入力端子は三角波発生用コンデ
ンサ３２の上端に接続され、他方の入力端子は抵抗４
９、５０の間の第２の比較基準電圧Ｖ2 が得られる点に
接続されている。第１の比較基準電圧Ｖ1 よりも高く設
定された第２の比較基準電圧Ｖ2 に三角波電圧Ｖ32 が
達すると、第２の比較器５３の出力Ｖ53が図１２に示す
ように反転し、これがフリップフロップ５４のリセット
端子Ｒに与えられ、フリップフロップ５４の位相反転出
力Ｖ54は図１２のｔ3 等に示すように高レベルになる。
なお、第２の比較器５３もヒステリシス特性を有してい
るので、第１の比較器５２の出力Ｖ52のパルスとほぼ同
じ幅のパルスを出力する。フリップフロップ５４の位相
反転出力端子は放電用トランジスタ５１のベースに接続
されているので、例えば図１２のｔ3 〜ｔ4 で示すフリ
ップフロップ５４のリセット期間にトランジスタ５１が
オンになり、抵抗４７を介したコンデンサ３２の放電回
路が形成される。この放電回路のＣＲ時定数は一定であ
るので、フリップフロップ５４のリセット期間は一定で
ある。一方、フリップフロップ５４のセット期間（ｔ1
〜ｔ3 ）はコンデンサ３２の充電電流の制御によって変
化する。上述から明らかなように第１の比較器５２は三
角波電圧Ｖ32の波形整形回路として機能していると共
に、放電制御回路の一部として兼用されている。
得るための第８、第９及び第１０の抵抗４８、４９、５
０と、放電用の第７のトランジスタ５１と、第１及び第
２の比較器５２、５３と、ＲＳフリップフロップ５４と
から成る。第１の比較器５２の一方の入力端子はコンデ
ンサ３２の上端に接続され、他方の入力端子は電源端子
４７とグランドとの間に直列に接続された第８、第９及
び第１０の抵抗４８、４９，５０の下側の分圧点に接続
されている。第８及び第９の抵抗４８、４９間の分圧点
には図１２に示す第１の比較基準電圧Ｖ1 が得られるの
で、第１の比較器５２はコンデンサ３２から得られた三
角波電圧Ｖ32が第１の比較基準電圧Ｖ1 を横切る時点を
検出し、例えば図１０のｔ1 〜ｔ2 、ｔ4 〜ｔ5 でパル
スを発生する。なお、第１の比較器５２は周知のヒステ
リシス特性を有しているので、比較器５２は時間幅Ｔd
を有するパルスを発生することができる。なお、この時
間幅Ｔd は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のデッド
・タイムに相当するように設定され、好ましくは図１の
第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧が逆方向の
充電でゼロになるための所要時間又はこれ以上に設定さ
れている。第１の比較器５２の出力端子はスイッチ制御
信号形成回路２９に接続されていると共に、三角波発生
用コンデンサ３２の放電制御用フリップフロップ５４の
セット端子Ｓに接続されている。ＲＳタイプのフリップ
フロップ５４は、第１の比較器５２の出力パルスの立上
りに同期してトリガされてセット状態となり、この位相
反転出力端子から図１２に示す出力Ｖ54を発生する。第
２の比較器５３の一方の入力端子は三角波発生用コンデ
ンサ３２の上端に接続され、他方の入力端子は抵抗４
９、５０の間の第２の比較基準電圧Ｖ2 が得られる点に
接続されている。第１の比較基準電圧Ｖ1 よりも高く設
定された第２の比較基準電圧Ｖ2 に三角波電圧Ｖ32 が
達すると、第２の比較器５３の出力Ｖ53が図１２に示す
ように反転し、これがフリップフロップ５４のリセット
端子Ｒに与えられ、フリップフロップ５４の位相反転出
力Ｖ54は図１２のｔ3 等に示すように高レベルになる。
なお、第２の比較器５３もヒステリシス特性を有してい
るので、第１の比較器５２の出力Ｖ52のパルスとほぼ同
じ幅のパルスを出力する。フリップフロップ５４の位相
反転出力端子は放電用トランジスタ５１のベースに接続
されているので、例えば図１２のｔ3 〜ｔ4 で示すフリ
ップフロップ５４のリセット期間にトランジスタ５１が
オンになり、抵抗４７を介したコンデンサ３２の放電回
路が形成される。この放電回路のＣＲ時定数は一定であ
るので、フリップフロップ５４のリセット期間は一定で
ある。一方、フリップフロップ５４のセット期間（ｔ1
〜ｔ3 ）はコンデンサ３２の充電電流の制御によって変
化する。上述から明らかなように第１の比較器５２は三
角波電圧Ｖ32の波形整形回路として機能していると共
に、放電制御回路の一部として兼用されている。
【００２１】スイッチ制御信号形成回路２９は、パルス
発生回路２８の出力パルスに基づいて第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号としての第１及び第２のゲ
ート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 を図１２に示すよう
に形成するものであり、ＮＯＴ回路５５と、Ｔ型（トリ
ガタイプ）フリップフロップ５６と、第１及び第２のＡ
ＮＤゲート５７、５８とから成る。ＮＯＴ回路５５の入
力端子及びＴ型フリップフロップ５６のトリガ入力端子
Ｔは第１の比較器５２の出力Ｖ52の出力端子に接続され
ている。Ｔ型フリップフロップ５６は図１２の第１の比
較器５２のパルスの低レベルから高レベルへの転換時点
（例えばｔ1 、ｔ4 ）即ち立上りでトリガされて出力状
態が交互に転換する。第１のＡＮＤゲート５７の一方の
入力端子はＮＯＴ回路５５を介して第１の比較器５２に
接続され、他方の入力端子はＴ型フリップフロップ５６
の正相出力端子に接続されているので、第１のＡＮＤゲ
ート５７は図１２の第１のスイッチ制御信号としての第
１のゲート・ソース間電圧ＶGS1 をライン２１に送出す
る。第２のＡＮＤゲート５８の一方の入力端子はＮＯＴ
回路５５を介して第１の比較器５２に接続され、他方の
入力端子はＴ型フリップフロップ５６の位相反転出力端
子に接続されているので、第２のＡＮＤゲート５８は図
１２に示す第２のスイッチ制御信号としての第２のゲー
ト・ソース間電圧ＶGS2 をライン２２に送出する。第１
及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS 1 、ＶGS2 は相互
間に時間幅Ｔd に相当するデッド・タイムを有してい
る。
発生回路２８の出力パルスに基づいて第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号としての第１及び第２のゲ
ート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 を図１２に示すよう
に形成するものであり、ＮＯＴ回路５５と、Ｔ型（トリ
ガタイプ）フリップフロップ５６と、第１及び第２のＡ
ＮＤゲート５７、５８とから成る。ＮＯＴ回路５５の入
力端子及びＴ型フリップフロップ５６のトリガ入力端子
Ｔは第１の比較器５２の出力Ｖ52の出力端子に接続され
ている。Ｔ型フリップフロップ５６は図１２の第１の比
較器５２のパルスの低レベルから高レベルへの転換時点
（例えばｔ1 、ｔ4 ）即ち立上りでトリガされて出力状
態が交互に転換する。第１のＡＮＤゲート５７の一方の
入力端子はＮＯＴ回路５５を介して第１の比較器５２に
接続され、他方の入力端子はＴ型フリップフロップ５６
の正相出力端子に接続されているので、第１のＡＮＤゲ
ート５７は図１２の第１のスイッチ制御信号としての第
１のゲート・ソース間電圧ＶGS1 をライン２１に送出す
る。第２のＡＮＤゲート５８の一方の入力端子はＮＯＴ
回路５５を介して第１の比較器５２に接続され、他方の
入力端子はＴ型フリップフロップ５６の位相反転出力端
子に接続されているので、第２のＡＮＤゲート５８は図
１２に示す第２のスイッチ制御信号としての第２のゲー
ト・ソース間電圧ＶGS2 をライン２２に送出する。第１
及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS 1 、ＶGS2 は相互
間に時間幅Ｔd に相当するデッド・タイムを有してい
る。
【００２２】図２の強制的周波数制御回路３１は、トラ
ンジスタから成る第１及び第２の強制的放電用スイッチ
５９、６０を有する。この第１及び第２の強制的放電用
スイッチ５９、６０は三角波発生用コンデンサ３２に並
列に接続されている。また、このスイッチ５９、６０の
制御端子（ベース）は図１の進相電流検出回路１０の出
力ライン２６、２７に接続されている。図１２において
ｔ6 時点よりも前に負荷回路６が誘導性リアクタンスと
して動作している時の図２の各部の状態を示し、ｔ6 以
後に負荷回路６が容量性リアクタンスとして動作してい
る時の図２の各部の状態を示す。負荷回路６が容量性リ
アクタンスの時には負荷電流ＩL は進相電流となるの
で、進相電流検出回路の出力ライン２６、２７の検出信
号Ｖ26、Ｖ27に図１２のｔ9 、ｔ12に示すように進相を
示すパルスが含まれる。ライン２６、２７の進相電流検
出信号Ｖ26、Ｖ27にパルスが含まれると、トランジスタ
５９、６０はこのパルスに応答してオンになり、三角波
発生用コンデンサ３２を放電させ、この電圧Ｖ32を図１
２のｔ9 、ｔ12に示すように第１の基準電圧Ｖ1 以下に
下げる。これにより、三角波電圧Ｖ32の周期が短くな
り、第１の比較器５２の出力Ｖ52のパルスの繰返し周波
数が高くなり、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフの繰返し周波数ｆも高くなり、負荷回路６は誘
導性リアクタンスになる。
ンジスタから成る第１及び第２の強制的放電用スイッチ
５９、６０を有する。この第１及び第２の強制的放電用
スイッチ５９、６０は三角波発生用コンデンサ３２に並
列に接続されている。また、このスイッチ５９、６０の
制御端子（ベース）は図１の進相電流検出回路１０の出
力ライン２６、２７に接続されている。図１２において
ｔ6 時点よりも前に負荷回路６が誘導性リアクタンスと
して動作している時の図２の各部の状態を示し、ｔ6 以
後に負荷回路６が容量性リアクタンスとして動作してい
る時の図２の各部の状態を示す。負荷回路６が容量性リ
アクタンスの時には負荷電流ＩL は進相電流となるの
で、進相電流検出回路の出力ライン２６、２７の検出信
号Ｖ26、Ｖ27に図１２のｔ9 、ｔ12に示すように進相を
示すパルスが含まれる。ライン２６、２７の進相電流検
出信号Ｖ26、Ｖ27にパルスが含まれると、トランジスタ
５９、６０はこのパルスに応答してオンになり、三角波
発生用コンデンサ３２を放電させ、この電圧Ｖ32を図１
２のｔ9 、ｔ12に示すように第１の基準電圧Ｖ1 以下に
下げる。これにより、三角波電圧Ｖ32の周期が短くな
り、第１の比較器５２の出力Ｖ52のパルスの繰返し周波
数が高くなり、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフの繰返し周波数ｆも高くなり、負荷回路６は誘
導性リアクタンスになる。
【００２３】図３は図２の周波数制御信号発生回路３０
を概略的に示す。この周波数制御信号発生回路３０は予
熱タイマ（第１のタイマ）６１と始動タイマ（第２のタ
イマ）６２と制御電圧発生回路６３とから成る。予熱タ
イマ６１は、図１の電源スイッチ３のオン転換に同期し
て図５に示す第１の期間Ｔa を示す信号を出力し、制御
電圧発生回路６３に与える。制御電圧発生回路６３はイ
ンバータの周波数制御信号と制御電圧Ｖf を発生するも
のであり、予熱タイマ６１が第１の期間Ｔa を示す信号
を出力している時には図５のｔ0 〜ｔ1 区間に示す第１
の制御電圧Ｖ1を発生する。始動タイマ６２は予熱タイ
マ６１から発生した第１の時間Ｔa を示す信号の後縁に
応答して図５の第２の期間Ｔb を示す信号を形成し、制
御電圧発生回路６３に送る。制御電圧発生回路６３は、
第２の期間Ｔb を示す信号に応答して図５のｔ1 〜ｔ4
区間に示すように電圧Ｖ1 から電圧Ｖ2 まで徐々に低下
する傾斜電圧を発生する。このＶ1 からＶ2 までの傾斜
電圧はコンデンサの放電によって得ることができる。制
御電圧発生回路６３は図５のｔ4 時点以後は一定の電圧
Ｖ2 を発生する。図３の制御電圧発生回路６３の出力電
圧Ｖf は、図２のトランジスタ３９に供給される。トラ
ンジスタ３９は可変抵抗器として機能し、この抵抗値は
制御電圧Ｖf に反比例する。従って、図５の第１の期間
Ｔa で高い第１の制御電圧Ｖ1 が発生している時には、
トランジスタ３９の抵抗が高くなり、トランジスタ４０
のベース電流のトランジスタ３９へのバイパス量は小さ
い。このため、トランジスタ４０、コレクタ電流及びト
ランジスタ３８のコレクタ電流が大きくなり、三角波発
生用コンデンサ３２の充電電流が大きくなり、この充電
速度が速くなる。この結果、第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 のための第１及び第２のゲート・ソース間電圧
ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出力周
波数ｆも比較的高い第１の周波数ｆ1 になる。また、制
御電圧Ｖf が図５の第２の区間Ｔb に示すように徐々に
低下する時には、三角波発生用コンデンサ３２の充電速
度が徐々に遅くなり、第１及び第２のゲート・ソース間
電圧ＶGS1、ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出
力周波数ｆも徐々に低下する。
を概略的に示す。この周波数制御信号発生回路３０は予
熱タイマ（第１のタイマ）６１と始動タイマ（第２のタ
イマ）６２と制御電圧発生回路６３とから成る。予熱タ
イマ６１は、図１の電源スイッチ３のオン転換に同期し
て図５に示す第１の期間Ｔa を示す信号を出力し、制御
電圧発生回路６３に与える。制御電圧発生回路６３はイ
ンバータの周波数制御信号と制御電圧Ｖf を発生するも
のであり、予熱タイマ６１が第１の期間Ｔa を示す信号
を出力している時には図５のｔ0 〜ｔ1 区間に示す第１
の制御電圧Ｖ1を発生する。始動タイマ６２は予熱タイ
マ６１から発生した第１の時間Ｔa を示す信号の後縁に
応答して図５の第２の期間Ｔb を示す信号を形成し、制
御電圧発生回路６３に送る。制御電圧発生回路６３は、
第２の期間Ｔb を示す信号に応答して図５のｔ1 〜ｔ4
区間に示すように電圧Ｖ1 から電圧Ｖ2 まで徐々に低下
する傾斜電圧を発生する。このＶ1 からＶ2 までの傾斜
電圧はコンデンサの放電によって得ることができる。制
御電圧発生回路６３は図５のｔ4 時点以後は一定の電圧
Ｖ2 を発生する。図３の制御電圧発生回路６３の出力電
圧Ｖf は、図２のトランジスタ３９に供給される。トラ
ンジスタ３９は可変抵抗器として機能し、この抵抗値は
制御電圧Ｖf に反比例する。従って、図５の第１の期間
Ｔa で高い第１の制御電圧Ｖ1 が発生している時には、
トランジスタ３９の抵抗が高くなり、トランジスタ４０
のベース電流のトランジスタ３９へのバイパス量は小さ
い。このため、トランジスタ４０、コレクタ電流及びト
ランジスタ３８のコレクタ電流が大きくなり、三角波発
生用コンデンサ３２の充電電流が大きくなり、この充電
速度が速くなる。この結果、第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 のための第１及び第２のゲート・ソース間電圧
ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出力周
波数ｆも比較的高い第１の周波数ｆ1 になる。また、制
御電圧Ｖf が図５の第２の区間Ｔb に示すように徐々に
低下する時には、三角波発生用コンデンサ３２の充電速
度が徐々に遅くなり、第１及び第２のゲート・ソース間
電圧ＶGS1、ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出
力周波数ｆも徐々に低下する。
【００２４】図４は図１の進相電流検出回路１０を詳し
く示す。この進相電流検出回路１０は、第１及び第２の
コンパレータＣＰ1 ，ＣＰ2 と、第１及び第２の基準電
圧源Ｅ1 、Ｅ2 と、第１及び第２のフリップフロップＦ
Ｆ1 、ＦＦ2 と、第１及び第２のＮＯＴ回路ＩＮＶ1 、
ＩＮＶ2 と、第１及び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2 とか
ら成る。第１のコンパレータＣＰ1 の正入力端子及び第
２のコンパレータＣＰ2 の負入力端子は図１の電流検出
器９の出力ライン２５に接続されている。第１のコンパ
レータＣＰ1 の負入力端子は第１の基準電圧源Ｅ1 に接
続されている。第２のコンパレータＣＰ2 の正入力端子
は第２の基準電圧源Ｅ2 に接続されている。第１の基準
電圧源Ｅ1 は図１０及び図１１に示すように負荷電流Ｉ
L に対応する電圧Ｖi の中心レベル即ちゼロレベルより
も高い＋ｅの電圧を発生し、第２の基準電圧源Ｅ2 はゼ
ロレベルよりも低い−ｅの電圧を発生する。ＲＳタイプ
の第１のフリップフロップＦＦ1 のセット端子Ｓは第１
のコンパレータＣＰ1 に接続され、リセット端子Ｒは第
１のＮＯＴ回路ＩＮＶ1 を介して第１のスイッチ制御信
号ライン２３に接続されている。ＲＳタイプの第２のフ
リップフロップＦＦ2 のセット端子Ｓは第２のコンパレ
ータＣＰ2 に接続され、リセット端子Ｒは第２のＮＯＴ
回路ＩＮＶ2 を介して第２のスイッチ制御信号ライン２
４に接続されている。インヒビットＡＮＤゲートから成
る第１の論理ゲートＧ1 の一方の入力端子は反転入力端
子であって、第１のコンパレータＣＰ1 に接続され、他
方の入力端子は第１のフリップフロップＦＦ1 の出力端
子Ｑに接続されている。インヒビットＡＮＤゲートから
成る第２の論理ゲートＧ2 の一方の入力端子は反転入力
端子であって、第２のコンパレータＣＰ2 に接続され、
他方の入力端子は第２のフリップフロップＦＦ2 の出力
端子Ｑに接続されている。第１及び第２の論理ゲートＧ
1 、Ｇ2 の出力ライン２６、２７は図２の第１及び第２
の強制的放電用スイッチ５９、６０のベースに接続され
る。
く示す。この進相電流検出回路１０は、第１及び第２の
コンパレータＣＰ1 ，ＣＰ2 と、第１及び第２の基準電
圧源Ｅ1 、Ｅ2 と、第１及び第２のフリップフロップＦ
Ｆ1 、ＦＦ2 と、第１及び第２のＮＯＴ回路ＩＮＶ1 、
ＩＮＶ2 と、第１及び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2 とか
ら成る。第１のコンパレータＣＰ1 の正入力端子及び第
２のコンパレータＣＰ2 の負入力端子は図１の電流検出
器９の出力ライン２５に接続されている。第１のコンパ
レータＣＰ1 の負入力端子は第１の基準電圧源Ｅ1 に接
続されている。第２のコンパレータＣＰ2 の正入力端子
は第２の基準電圧源Ｅ2 に接続されている。第１の基準
電圧源Ｅ1 は図１０及び図１１に示すように負荷電流Ｉ
L に対応する電圧Ｖi の中心レベル即ちゼロレベルより
も高い＋ｅの電圧を発生し、第２の基準電圧源Ｅ2 はゼ
ロレベルよりも低い−ｅの電圧を発生する。ＲＳタイプ
の第１のフリップフロップＦＦ1 のセット端子Ｓは第１
のコンパレータＣＰ1 に接続され、リセット端子Ｒは第
１のＮＯＴ回路ＩＮＶ1 を介して第１のスイッチ制御信
号ライン２３に接続されている。ＲＳタイプの第２のフ
リップフロップＦＦ2 のセット端子Ｓは第２のコンパレ
ータＣＰ2 に接続され、リセット端子Ｒは第２のＮＯＴ
回路ＩＮＶ2 を介して第２のスイッチ制御信号ライン２
４に接続されている。インヒビットＡＮＤゲートから成
る第１の論理ゲートＧ1 の一方の入力端子は反転入力端
子であって、第１のコンパレータＣＰ1 に接続され、他
方の入力端子は第１のフリップフロップＦＦ1 の出力端
子Ｑに接続されている。インヒビットＡＮＤゲートから
成る第２の論理ゲートＧ2 の一方の入力端子は反転入力
端子であって、第２のコンパレータＣＰ2 に接続され、
他方の入力端子は第２のフリップフロップＦＦ2 の出力
端子Ｑに接続されている。第１及び第２の論理ゲートＧ
1 、Ｇ2 の出力ライン２６、２７は図２の第１及び第２
の強制的放電用スイッチ５９、６０のベースに接続され
る。
【００２５】
【放電灯正常時の基本動作】次に、放電灯１３が正常に
点灯している時の図１の各部の動作を図８を参照して説
明する。図８のｔ0 〜ｔ1 期間（デッド・タイム）にお
ける第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の働きによっ
て第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1
がゼロになったｔ1 時点で第１のスイッチＱ1 にゲート
・ソース間電圧ＶGS1 が印加されると、第１の直流電源
端子４ｃと第１のスイッチＱ1 と結合コンデンサ７とイ
ンダクタンス素子１２と共振用コンデンサ１１と第２の
直流電源端子４ｄとから成る回路が形成され、第１のス
イッチＱ1 に電流ＩQ1が流れる。なお、図８のｔ1 〜ｔ
2 期間には負荷電流ＩL の負の半波の最後の部分に相当
する電流が、第１のスイッチＱ1 の内蔵ダイオードＤ1
を通って流れる。図８のｔ2 〜ｔ3 区間では第１のスイ
ッチＱ1 の主スイッチ部Ｓ1 を通って正方向電流が流れ
る。図８の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1及び負荷電流
ＩL のｔ1 〜ｔ3区間の波形はインダクタンス素子１２
のインダクタンスＬと共振用コンデンサ１１のキャパシ
タンスＣa と放電灯１３のキャパシタンスＣb とに基づ
く共振電流波形（正弦波）になる。第１のスイッチＱ1
のゲート・ソース間電圧ＶGS1 がｔ3 時点でゼロになる
と、第１のスイッチＱ1 に流れていた電流ＩQ1が第２の
スイッチＱ2 に並列のコンデンサＣ2 に転流し、負荷回
路６と第２のコンデンサＣ2と結合コンデンサ７の閉回
路に電流が流れ、第２のコンデンサＣ2 は電流Ｉc2で逆
充電され、第２のコンデンサＣ2 の電圧即ち第２のスイ
ッチＱ2 とドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がｔ3 〜ｔ4
区間で徐々に低下し、ｔ4 時点でゼロになる。一方、第
１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は電
源端子４ｃ、４ｄ間の電圧から第２のスイッチＱ2 のド
レイン・・ソース間電圧ＶDS2 を差し引いた値になるの
で、ｔ3 〜ｔ4 区間でゼロから徐々に高くなり、第１の
スイッチＱ1 のターンオフ時のゼロボルトスイッチング
が達成される。第２のスイッチＱ2 のゲート・ソース間
電圧ＶGS2 は、このドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がゼ
ロになるｔ4 時点でゼロから高レベルになる。従って、
第２のスイッチＱ2 のターンオン時のゼロボルトスイッ
チングが達成される。ｔ4 時点で第２のコンデンサＣ2
の電圧が実質的にゼロになると、第２のダイオードＤ2
の第２のコンデンサＣ2 による逆バイアスが解除され
る。これにより、負荷電流ＩL は第２のコンデンサＣ2
からの第２のダイオードＤ2 に転流し、図８のｔ4 〜ｔ
5 期間の第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2が第２のダイオ
ードＤ2 を通って逆方向に流れる。即ち、ｔ4 〜ｔ5 期
間にはインダクタンス素子を含む負荷回路６と第２のダ
イオードＤ2 と結合コンデンサ７とから成る閉回路で電
流が流れる。また、ｔ5 〜ｔ6 の第２のスイッチＱ2 の
電流ＩQ2の正方向部分は負荷回路６と結合コンデンサ７
と第２のスイッチＱ2 とから成る閉回路で流れる。この
ｔ5 〜ｔ6 区間の電流ＩQ2は負荷回路６においてｔ2 〜
ｔ3 区間の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1と逆向きであ
る。ｔ6 で第２のスイッチＱ2 がオフになると、第２の
スイッチＱ2 に流れていた電流ＩQ2が第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 に転流し、電流Ｉc1、Ｉc2がｔ6 〜
ｔ7 期間に流れる。この結果、図８に示すように第１の
コンデンサＣ1 の逆充電によってこの電圧及び第１のス
イッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は徐々に低
下し、また第２のコンデンサＣ2 の電圧及び第２のスイ
ッチＱ2 のドレイン・ソース間電圧ＶDS2 は徐々に上昇
する。これにより、第２のスイッチＱ2 のターンオフ時
のゼロボルトスイッチングと第１のスイッチＱ1 のター
ンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。図１
の放電灯１３を点灯させる時にはインバータ回路５の出
力周波数ｆを変化させるが、負荷回路６が誘導性リアク
タンスである場合には、周波数ｆの変化に拘らず図８と
同様な動作が生じる。
点灯している時の図１の各部の動作を図８を参照して説
明する。図８のｔ0 〜ｔ1 期間（デッド・タイム）にお
ける第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の働きによっ
て第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1
がゼロになったｔ1 時点で第１のスイッチＱ1 にゲート
・ソース間電圧ＶGS1 が印加されると、第１の直流電源
端子４ｃと第１のスイッチＱ1 と結合コンデンサ７とイ
ンダクタンス素子１２と共振用コンデンサ１１と第２の
直流電源端子４ｄとから成る回路が形成され、第１のス
イッチＱ1 に電流ＩQ1が流れる。なお、図８のｔ1 〜ｔ
2 期間には負荷電流ＩL の負の半波の最後の部分に相当
する電流が、第１のスイッチＱ1 の内蔵ダイオードＤ1
を通って流れる。図８のｔ2 〜ｔ3 区間では第１のスイ
ッチＱ1 の主スイッチ部Ｓ1 を通って正方向電流が流れ
る。図８の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1及び負荷電流
ＩL のｔ1 〜ｔ3区間の波形はインダクタンス素子１２
のインダクタンスＬと共振用コンデンサ１１のキャパシ
タンスＣa と放電灯１３のキャパシタンスＣb とに基づ
く共振電流波形（正弦波）になる。第１のスイッチＱ1
のゲート・ソース間電圧ＶGS1 がｔ3 時点でゼロになる
と、第１のスイッチＱ1 に流れていた電流ＩQ1が第２の
スイッチＱ2 に並列のコンデンサＣ2 に転流し、負荷回
路６と第２のコンデンサＣ2と結合コンデンサ７の閉回
路に電流が流れ、第２のコンデンサＣ2 は電流Ｉc2で逆
充電され、第２のコンデンサＣ2 の電圧即ち第２のスイ
ッチＱ2 とドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がｔ3 〜ｔ4
区間で徐々に低下し、ｔ4 時点でゼロになる。一方、第
１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は電
源端子４ｃ、４ｄ間の電圧から第２のスイッチＱ2 のド
レイン・・ソース間電圧ＶDS2 を差し引いた値になるの
で、ｔ3 〜ｔ4 区間でゼロから徐々に高くなり、第１の
スイッチＱ1 のターンオフ時のゼロボルトスイッチング
が達成される。第２のスイッチＱ2 のゲート・ソース間
電圧ＶGS2 は、このドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がゼ
ロになるｔ4 時点でゼロから高レベルになる。従って、
第２のスイッチＱ2 のターンオン時のゼロボルトスイッ
チングが達成される。ｔ4 時点で第２のコンデンサＣ2
の電圧が実質的にゼロになると、第２のダイオードＤ2
の第２のコンデンサＣ2 による逆バイアスが解除され
る。これにより、負荷電流ＩL は第２のコンデンサＣ2
からの第２のダイオードＤ2 に転流し、図８のｔ4 〜ｔ
5 期間の第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2が第２のダイオ
ードＤ2 を通って逆方向に流れる。即ち、ｔ4 〜ｔ5 期
間にはインダクタンス素子を含む負荷回路６と第２のダ
イオードＤ2 と結合コンデンサ７とから成る閉回路で電
流が流れる。また、ｔ5 〜ｔ6 の第２のスイッチＱ2 の
電流ＩQ2の正方向部分は負荷回路６と結合コンデンサ７
と第２のスイッチＱ2 とから成る閉回路で流れる。この
ｔ5 〜ｔ6 区間の電流ＩQ2は負荷回路６においてｔ2 〜
ｔ3 区間の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1と逆向きであ
る。ｔ6 で第２のスイッチＱ2 がオフになると、第２の
スイッチＱ2 に流れていた電流ＩQ2が第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 に転流し、電流Ｉc1、Ｉc2がｔ6 〜
ｔ7 期間に流れる。この結果、図８に示すように第１の
コンデンサＣ1 の逆充電によってこの電圧及び第１のス
イッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は徐々に低
下し、また第２のコンデンサＣ2 の電圧及び第２のスイ
ッチＱ2 のドレイン・ソース間電圧ＶDS2 は徐々に上昇
する。これにより、第２のスイッチＱ2 のターンオフ時
のゼロボルトスイッチングと第１のスイッチＱ1 のター
ンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。図１
の放電灯１３を点灯させる時にはインバータ回路５の出
力周波数ｆを変化させるが、負荷回路６が誘導性リアク
タンスである場合には、周波数ｆの変化に拘らず図８と
同様な動作が生じる。
【００２６】
【進相電流時の動作】既に説明したようにインバータ出
力周波数ｆが図６の第１の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よ
りも低い場合において放電灯１３が非点灯であると、負
荷回路６は容量性リアクタンスとなり、進み電流が流れ
る。今、放電灯１３が点灯状態にあり、図８に示す正常
動作が生じている時に、放電灯１３の寿命等によって放
電灯１３が非点灯状態になると、図９に示すように第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2の電流ＩQ1、ＩQ2及び負
荷電流ＩL が第１及び第２のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS1 、ＶGS2 及びこれに対応して変化するインバータ出
力電圧に対して進相状態になる。なお、図９には進相状
態が徐々に強く電流ＩQ1、ＩQ2、ＩL の波形が示されて
いる。図９のｔ0 〜ｔ1 区間の第１のスイッチＱ1 の電
流ＩQ1及び負荷電流ＩL については、進み電流であるた
めに、第１のスイッチＱ1 のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS1 が高レベルから低レベルに立下るｔ2 時点よりも前
のｔ1 時点で電流ＩQ1、ＩL はゼロレベルにクロスして
いる。図９のｔ1 〜ｔ3 区間の第１のスイッチＱ1 の逆
方向電流及び負荷電流ＩL の逆方向電流は、負荷回路６
と結合コンデンサ７と第１のスイッチＱ1 に内蔵の第１
のダイオードＤ1 とから成る回路で流れる。この様に第
１のダイオードＤ1 に逆方向の電流が流れている状態に
おいて、図９のｔ3 時点で第２のスイッチＱ1 のゲート
・ソース間電圧ＶGS2 が低レベルから高レベルに立上る
と、第２のスイッチＱ2 は図９のｔ3 時点でオンに転換
する。これにより、負荷電流ＩL が第２のスイッチＱ2
に転流し、同時に第１のダイオードＤ1 の蓄積キャリア
の放出が生じ、この蓄積キャリアの放出に基づく電流が
第１のスイッチＱ1 の第１のダイオードＤ1 に流れ、同
時にこれが第２のスイッチＱ2 に流れ込む。図９のｔ3
〜ｔ4 区間では整流平滑回路４ｃ、４ｄ間が第１のダイ
オードＤ1 と第２のスイッチＱ2 で短絡されるので、こ
の期間の電流ＩQ1、ＩQ2はｔ0 〜ｔ1 区間の電流よりも
大きくなる。負荷回路６の進相状態が継続すると第２の
スイッチＱ2 のターンオン毎に過電流が流れ、第１のス
イッチＱ1 と第２のスイッチＱ2 とのいずれか一方又は
両方が破壊するおそれがある。そこで、本実施例では進
相電流検出回路１０で進相電流を検出し、進相電流が検
出された時にはインバータ回路５の出力周波数を図６の
共振周波数ｆ0 よりも高くして負荷回路６を誘導性リア
クタンスにし、過電流を防止する。
力周波数ｆが図６の第１の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よ
りも低い場合において放電灯１３が非点灯であると、負
荷回路６は容量性リアクタンスとなり、進み電流が流れ
る。今、放電灯１３が点灯状態にあり、図８に示す正常
動作が生じている時に、放電灯１３の寿命等によって放
電灯１３が非点灯状態になると、図９に示すように第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2の電流ＩQ1、ＩQ2及び負
荷電流ＩL が第１及び第２のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS1 、ＶGS2 及びこれに対応して変化するインバータ出
力電圧に対して進相状態になる。なお、図９には進相状
態が徐々に強く電流ＩQ1、ＩQ2、ＩL の波形が示されて
いる。図９のｔ0 〜ｔ1 区間の第１のスイッチＱ1 の電
流ＩQ1及び負荷電流ＩL については、進み電流であるた
めに、第１のスイッチＱ1 のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS1 が高レベルから低レベルに立下るｔ2 時点よりも前
のｔ1 時点で電流ＩQ1、ＩL はゼロレベルにクロスして
いる。図９のｔ1 〜ｔ3 区間の第１のスイッチＱ1 の逆
方向電流及び負荷電流ＩL の逆方向電流は、負荷回路６
と結合コンデンサ７と第１のスイッチＱ1 に内蔵の第１
のダイオードＤ1 とから成る回路で流れる。この様に第
１のダイオードＤ1 に逆方向の電流が流れている状態に
おいて、図９のｔ3 時点で第２のスイッチＱ1 のゲート
・ソース間電圧ＶGS2 が低レベルから高レベルに立上る
と、第２のスイッチＱ2 は図９のｔ3 時点でオンに転換
する。これにより、負荷電流ＩL が第２のスイッチＱ2
に転流し、同時に第１のダイオードＤ1 の蓄積キャリア
の放出が生じ、この蓄積キャリアの放出に基づく電流が
第１のスイッチＱ1 の第１のダイオードＤ1 に流れ、同
時にこれが第２のスイッチＱ2 に流れ込む。図９のｔ3
〜ｔ4 区間では整流平滑回路４ｃ、４ｄ間が第１のダイ
オードＤ1 と第２のスイッチＱ2 で短絡されるので、こ
の期間の電流ＩQ1、ＩQ2はｔ0 〜ｔ1 区間の電流よりも
大きくなる。負荷回路６の進相状態が継続すると第２の
スイッチＱ2 のターンオン毎に過電流が流れ、第１のス
イッチＱ1 と第２のスイッチＱ2 とのいずれか一方又は
両方が破壊するおそれがある。そこで、本実施例では進
相電流検出回路１０で進相電流を検出し、進相電流が検
出された時にはインバータ回路５の出力周波数を図６の
共振周波数ｆ0 よりも高くして負荷回路６を誘導性リア
クタンスにし、過電流を防止する。
【００２７】
【進相電流検出回路１０の動作】次に、図４に示す進相
電流検出回路１０の動作を図１０及び図１１を参照して
説明する。図１０は負荷回路６が誘導性リアクタンスで
あって負荷電流ＩL がインバータ回路５の出力電圧及び
ゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 に対して遅れ状態
にある時の図４の各部の状態を示し、図１１は負荷回路
６が容量性リアクタンスであって負荷電流ＩL がインバ
ータ出力電圧及びゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
に対して進んでいる時の図４の各部の状態を示す。な
お、説明を簡単にするために図１０及び図１１におい
て、電流検出器９から得られた負荷電流ＩL に対応する
電圧Ｖi が正弦波で示されている。電流検出器９の出力
電圧Ｖi はライン２５によって図４の第１及び第２のコ
ンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 に入力し、図１０で破線で示
す第１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅと比較される。第
１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅは電流検出電圧Ｖi の
ゼロレベル（中心レベル）の正側及び負側の近傍に設定
されているので、第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、
ＣＰ2 からは、図１０及び図１１に示すように電流検出
電圧Ｖi の波形の１８０度区間よりも少し狭いパルス幅
を有する方形波が得られる。図１０及び図１１の第１及
び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2の出力パルスの相
互間ｔ3 〜ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 は電流検出電圧Ｖi のゼロ
近傍区間を示す。本実施例ではこのゼロ近傍区間ｔ3 〜
ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
の制御パルス即ちゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
の立下り（後縁）が位置しているか否かによって制御パ
ルスか正常制御範囲にあるか否かを検出する。この検出
を行うために、図４の第１及び第２のコンパレータＣＰ
1 、ＣＰ2 の出力パルスは第１及び第２のフリップフロ
ップＦＦ1 、ＦＦ2 のセット端子Ｓに入力し、フリップ
フロップＦＦ、ＦＦ2 のリセット端子Ｒには図１０及び
図１１に示す第１及び第２のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS1 、ＶGS2の位相反転信号が入力する。これにより、
第１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、ＦＦ2 から図
１０及び図１１の方形波パルスが得られる。図１０の正
常時には、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、Ｆ
Ｆ2 の出力パルスの幅は第１及び第２のコンパレータＣ
Ｐ1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よりも狭くなり、インヒ
ビットＡＮＤゲートから成る第１及び第２の論理ゲート
Ｇ1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27は常に低レベルＬに保たれ
る。他方、図１１の異常時には、第１及び第２のフリッ
プフロップＦＦ1 、ＦＦ2 の出力パルスの幅は第１及び
第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よ
りも広くなり、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1
、ＦＦ2 の出力パルスが高レベルであるにも拘らず、
第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パル
スが低レベルとなる区間（ｔ3 〜ｔ4、ｔ7 〜ｔ8 、ｔ1
0〜ｔ11a ）において第１及び第２の論理ゲートＧ1 、
Ｇ2 から図１０に示すようにパルスが発生し、これが進
相検出信号となる。負荷電流ＩL が進相電流の時には、
第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS 1 、ＶGS2 の
高レベルから低レベルへの立下りの直前に発生する第１
及び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27のパ
ルスによって図２のトランジスタ５９、６０がオンに駆
動され、既に説明したように図１２のｔ6 時点以後の動
作が生じ、第１及び第２のゲート・ソース間電圧
ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出力周
波数が図６の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よりも高くな
る。放電灯１３の非点灯状態が継続すると、再び負荷電
流ＩL が進相状態となり、これを遅相状態に戻す動作が
再び生じる。この様に進相状態が間欠的に発生しても、
連続的に発生する場合に比べて第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 の温度上昇は大幅に抑制され、この破壊が防
止される。
電流検出回路１０の動作を図１０及び図１１を参照して
説明する。図１０は負荷回路６が誘導性リアクタンスで
あって負荷電流ＩL がインバータ回路５の出力電圧及び
ゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 に対して遅れ状態
にある時の図４の各部の状態を示し、図１１は負荷回路
６が容量性リアクタンスであって負荷電流ＩL がインバ
ータ出力電圧及びゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
に対して進んでいる時の図４の各部の状態を示す。な
お、説明を簡単にするために図１０及び図１１におい
て、電流検出器９から得られた負荷電流ＩL に対応する
電圧Ｖi が正弦波で示されている。電流検出器９の出力
電圧Ｖi はライン２５によって図４の第１及び第２のコ
ンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 に入力し、図１０で破線で示
す第１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅと比較される。第
１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅは電流検出電圧Ｖi の
ゼロレベル（中心レベル）の正側及び負側の近傍に設定
されているので、第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、
ＣＰ2 からは、図１０及び図１１に示すように電流検出
電圧Ｖi の波形の１８０度区間よりも少し狭いパルス幅
を有する方形波が得られる。図１０及び図１１の第１及
び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2の出力パルスの相
互間ｔ3 〜ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 は電流検出電圧Ｖi のゼロ
近傍区間を示す。本実施例ではこのゼロ近傍区間ｔ3 〜
ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
の制御パルス即ちゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
の立下り（後縁）が位置しているか否かによって制御パ
ルスか正常制御範囲にあるか否かを検出する。この検出
を行うために、図４の第１及び第２のコンパレータＣＰ
1 、ＣＰ2 の出力パルスは第１及び第２のフリップフロ
ップＦＦ1 、ＦＦ2 のセット端子Ｓに入力し、フリップ
フロップＦＦ、ＦＦ2 のリセット端子Ｒには図１０及び
図１１に示す第１及び第２のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS1 、ＶGS2の位相反転信号が入力する。これにより、
第１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、ＦＦ2 から図
１０及び図１１の方形波パルスが得られる。図１０の正
常時には、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、Ｆ
Ｆ2 の出力パルスの幅は第１及び第２のコンパレータＣ
Ｐ1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よりも狭くなり、インヒ
ビットＡＮＤゲートから成る第１及び第２の論理ゲート
Ｇ1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27は常に低レベルＬに保たれ
る。他方、図１１の異常時には、第１及び第２のフリッ
プフロップＦＦ1 、ＦＦ2 の出力パルスの幅は第１及び
第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よ
りも広くなり、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1
、ＦＦ2 の出力パルスが高レベルであるにも拘らず、
第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パル
スが低レベルとなる区間（ｔ3 〜ｔ4、ｔ7 〜ｔ8 、ｔ1
0〜ｔ11a ）において第１及び第２の論理ゲートＧ1 、
Ｇ2 から図１０に示すようにパルスが発生し、これが進
相検出信号となる。負荷電流ＩL が進相電流の時には、
第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS 1 、ＶGS2 の
高レベルから低レベルへの立下りの直前に発生する第１
及び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27のパ
ルスによって図２のトランジスタ５９、６０がオンに駆
動され、既に説明したように図１２のｔ6 時点以後の動
作が生じ、第１及び第２のゲート・ソース間電圧
ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出力周
波数が図６の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よりも高くな
る。放電灯１３の非点灯状態が継続すると、再び負荷電
流ＩL が進相状態となり、これを遅相状態に戻す動作が
再び生じる。この様に進相状態が間欠的に発生しても、
連続的に発生する場合に比べて第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 の温度上昇は大幅に抑制され、この破壊が防
止される。
【００２８】上述から明らかなように、本実施例によれ
ば、寿命等によって点灯不可能な放電灯１３にインバー
タ回路５から電力を供給した時、又は放電灯１３が点灯
中に不点灯になった時に、負荷回路６が進相状態になっ
ても、進相電流検出回路１０の出力に基づいてインバー
タの出力周波数が共振周波数ｆ0 以上に抑制され、遅相
状態に戻される。これにより、進相状態が連続的に発生
しなくなり、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を過電
流から保護することができる。また、本実施例の装置で
は、進相状態を解消した後に再び第３の周波数ｆ3 に戻
るように動作するので、放電灯１３が一時的に不点灯状
態になり、その後この状態が解消された時には放電灯１
３が再点灯する。この結果、可能な限り長い時間放電灯
１３を点灯させることができる。また、この実施例で
は、点灯目標の上限の周波数（例えばｆ2 ）で放電灯１
３が点灯しない場合であっても、共振周波数ｆ0 よりも
低い周波数までインバータ出力周波数ｆを下げるので、
放電灯１３が共振周波数ｆ0 又はこの近くに対応する高
いコンデンサ電圧Ｖc によって点灯する可能性が生じ
る。従って、放電灯１３の特性に対して有効に対処する
ことができる。
ば、寿命等によって点灯不可能な放電灯１３にインバー
タ回路５から電力を供給した時、又は放電灯１３が点灯
中に不点灯になった時に、負荷回路６が進相状態になっ
ても、進相電流検出回路１０の出力に基づいてインバー
タの出力周波数が共振周波数ｆ0 以上に抑制され、遅相
状態に戻される。これにより、進相状態が連続的に発生
しなくなり、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を過電
流から保護することができる。また、本実施例の装置で
は、進相状態を解消した後に再び第３の周波数ｆ3 に戻
るように動作するので、放電灯１３が一時的に不点灯状
態になり、その後この状態が解消された時には放電灯１
３が再点灯する。この結果、可能な限り長い時間放電灯
１３を点灯させることができる。また、この実施例で
は、点灯目標の上限の周波数（例えばｆ2 ）で放電灯１
３が点灯しない場合であっても、共振周波数ｆ0 よりも
低い周波数までインバータ出力周波数ｆを下げるので、
放電灯１３が共振周波数ｆ0 又はこの近くに対応する高
いコンデンサ電圧Ｖc によって点灯する可能性が生じ
る。従って、放電灯１３の特性に対して有効に対処する
ことができる。
【００２９】
【第２の実施例】次に、図１３及び図１４を参照して第
２の実施例の放電灯点灯装置を説明する。第２の実施例
の放電灯点灯装置は、第１の実施例の図２の制御回路８
及び図４の進相電流検出回路１０を図１３及び図１４に
示すように変形した他は第１の実施例と同一に構成され
ている。従って、図１に相当する全体回路の図示を省
き、且つ図１３及び図１４において図２及び図４と実質
的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。
２の実施例の放電灯点灯装置を説明する。第２の実施例
の放電灯点灯装置は、第１の実施例の図２の制御回路８
及び図４の進相電流検出回路１０を図１３及び図１４に
示すように変形した他は第１の実施例と同一に構成され
ている。従って、図１に相当する全体回路の図示を省
き、且つ図１３及び図１４において図２及び図４と実質
的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。
【００３０】第２の実施例の制御回路８ａは、図２に示
す第１の実施例の制御回路８の周波数制御回路３１を図
１３の周波数制御回路３１ａに変形した他は第１の実施
例と同一に構成されている。従って、図１３において図
２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１３の周波数制御回路３１ａは、図２
の第１及び第２の強制的放電用スイッチ５９、６０を省
いた代りに、可変抵抗器としてのトランジスタ６０ａと
積分回路７４を設けたものである。トランジスタ６０ａ
は第６の抵抗４６に並列に接続されている。積分回路７
４は図１４の進相電流検出回路１０ａの出力ライン２７
に接続され、進相電流検出信号Ｖ27を平滑してトランジ
スタ６０ａに与える。
す第１の実施例の制御回路８の周波数制御回路３１を図
１３の周波数制御回路３１ａに変形した他は第１の実施
例と同一に構成されている。従って、図１３において図
２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１３の周波数制御回路３１ａは、図２
の第１及び第２の強制的放電用スイッチ５９、６０を省
いた代りに、可変抵抗器としてのトランジスタ６０ａと
積分回路７４を設けたものである。トランジスタ６０ａ
は第６の抵抗４６に並列に接続されている。積分回路７
４は図１４の進相電流検出回路１０ａの出力ライン２７
に接続され、進相電流検出信号Ｖ27を平滑してトランジ
スタ６０ａに与える。
【００３１】図１４の第２の実施例の進相電流検出回路
１０ａは、図４の進相電流検出回路１０から第１のコン
パレータＣＰ1 、第１の基準電圧源Ｅ1 、第１のフリッ
プフロップＦＦ1 、第１の論理ゲートＧ1 、及び第１の
インバータＩＮＶ1 を除去した他は図４と同一に構成さ
れている。従って、図１４において図４と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。図１４の
コンパレータＣＰ2 と基準電圧源Ｅ2 とフリップフロッ
プＦＦ2 と論理ゲートＧ2 とインバータＩＮＶ2 は図４
で同一符号で示すものと同様に動作し、遅相範囲で動作
している時には、論理ゲートＧ2 の出力は低レベルに保
たれる。他方、遅相範囲から外れて進相状態に戻ると、
論理ゲートＧ2 から高レベルのパルスが得られ、これが
図１３の積分回路に送られる。
１０ａは、図４の進相電流検出回路１０から第１のコン
パレータＣＰ1 、第１の基準電圧源Ｅ1 、第１のフリッ
プフロップＦＦ1 、第１の論理ゲートＧ1 、及び第１の
インバータＩＮＶ1 を除去した他は図４と同一に構成さ
れている。従って、図１４において図４と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。図１４の
コンパレータＣＰ2 と基準電圧源Ｅ2 とフリップフロッ
プＦＦ2 と論理ゲートＧ2 とインバータＩＮＶ2 は図４
で同一符号で示すものと同様に動作し、遅相範囲で動作
している時には、論理ゲートＧ2 の出力は低レベルに保
たれる。他方、遅相範囲から外れて進相状態に戻ると、
論理ゲートＧ2 から高レベルのパルスが得られ、これが
図１３の積分回路に送られる。
【００３２】積分回路７４及びトランジスタ６０ａは、
一定時間以内に所定数（１つ又は数個）のパルスが論理
ゲートＧ2 から発生した時にインバータの出力周波数ｆ
を共振周波数0 上に戻すことができるように三角波発生
用コンデンサ３２の充電電流を増大させる。これによ
り、第２の実施例によっても第１の実施例と同一の効果
が得られる。なお、図１４の進相電流検出回路１０ａを
第１のゲート・ソース間電圧ＶGS1 と電流検出電圧Ｖi
とで進相電流を検出するように変形することもできる。
一定時間以内に所定数（１つ又は数個）のパルスが論理
ゲートＧ2 から発生した時にインバータの出力周波数ｆ
を共振周波数0 上に戻すことができるように三角波発生
用コンデンサ３２の充電電流を増大させる。これによ
り、第２の実施例によっても第１の実施例と同一の効果
が得られる。なお、図１４の進相電流検出回路１０ａを
第１のゲート・ソース間電圧ＶGS1 と電流検出電圧Ｖi
とで進相電流を検出するように変形することもできる。
【００３３】
【第３の実施例】次に、図１５及び図１６を参照して第
３の実施例の放電灯点灯装置を説明する。第３の実施例
の放電灯点灯装置は、図１５に示すように電流検出器９
を第２のスイッチＱ2 の電流を検出するように配置し、
図４の進相電流検出回路１０を図１４と同様に負荷電流
の半波のみを検出する進相電流検出回路１０ｂに変形
し、図２の制御回路８を図１６の制御回路８ｂに変形し
た他は第１の実施例と同一に構成したものである。
３の実施例の放電灯点灯装置を説明する。第３の実施例
の放電灯点灯装置は、図１５に示すように電流検出器９
を第２のスイッチＱ2 の電流を検出するように配置し、
図４の進相電流検出回路１０を図１４と同様に負荷電流
の半波のみを検出する進相電流検出回路１０ｂに変形
し、図２の制御回路８を図１６の制御回路８ｂに変形し
た他は第１の実施例と同一に構成したものである。
【００３４】図１５の電流検出器９は、図８及び図９に
示した第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2のみを検出する。
図１５のライン２５の電流検出信号Ｖi は図１６に概略
的に示す進相電流検出回路１０ｂに送られる。図１６に
示す進相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出
回路１０ａのコンパレータＣＰ2 の入力を変形した他は
図１４と同一に構成したものである。即ち、図１６の進
相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出回路１
０ａの基準電圧源Ｅ2 の極性を変えて＋ｅを発生するよ
うにし、且つコンパレータＣＰ2 の負端子に基準電圧源
Ｅ2 を接続した他は図１４と同一に構成したものであ
る。また、制御パルス形成回路１９ａは図１２と同様に
構成されている。図１６の制御回路８ｂは、図２の制御
回路８の周波数制御回路３１を１つのスイッチ６０のみ
を含む周波数制御回路３１ｂに変形した他は図２と同一
に形成したものである。この第３の実施例では進相状態
になった時の進相解除の制御回数が第１の実施例の半分
になるが、第１の実施例と実質的に同一の効果を得るこ
とができる。
示した第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2のみを検出する。
図１５のライン２５の電流検出信号Ｖi は図１６に概略
的に示す進相電流検出回路１０ｂに送られる。図１６に
示す進相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出
回路１０ａのコンパレータＣＰ2 の入力を変形した他は
図１４と同一に構成したものである。即ち、図１６の進
相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出回路１
０ａの基準電圧源Ｅ2 の極性を変えて＋ｅを発生するよ
うにし、且つコンパレータＣＰ2 の負端子に基準電圧源
Ｅ2 を接続した他は図１４と同一に構成したものであ
る。また、制御パルス形成回路１９ａは図１２と同様に
構成されている。図１６の制御回路８ｂは、図２の制御
回路８の周波数制御回路３１を１つのスイッチ６０のみ
を含む周波数制御回路３１ｂに変形した他は図２と同一
に形成したものである。この第３の実施例では進相状態
になった時の進相解除の制御回数が第１の実施例の半分
になるが、第１の実施例と実質的に同一の効果を得るこ
とができる。
【００３５】
【第４の実施例】次に、図１７を参照して第４の実施例
の放電灯点灯装置を説明する。但し、図１７において図
１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１７の放電灯点灯装置は、変形された
ハーフブリッジ型インバータ回路５ａを有する他は図１
と同一に構成されている。即ち、図１７のインバータ回
路５ａは、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回
路に対して第１及び第２の電圧分割用コンデンサ７５、
７６の直列回路が並列に接続され、第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点２１ａと第１及び第２の電
圧分割用コンデンサ７５、７６の相互接続点７７との間
に負荷回路６が接続されている。図１７のインバータ回
路５ａを使用する場合においても第１の実施例と同一の
効果を得ることができる。
の放電灯点灯装置を説明する。但し、図１７において図
１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１７の放電灯点灯装置は、変形された
ハーフブリッジ型インバータ回路５ａを有する他は図１
と同一に構成されている。即ち、図１７のインバータ回
路５ａは、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回
路に対して第１及び第２の電圧分割用コンデンサ７５、
７６の直列回路が並列に接続され、第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点２１ａと第１及び第２の電
圧分割用コンデンサ７５、７６の相互接続点７７との間
に負荷回路６が接続されている。図１７のインバータ回
路５ａを使用する場合においても第１の実施例と同一の
効果を得ることができる。
【００３６】
【第５の実施例】図１８に示す第５の実施例の放電灯点
灯装置は、変形されたインバータ回路５ｂを有する他は
図１と同一に構成されている。図１８のインバータ回路
５ｂは図１のインバータ回路５からコンデンサＣ1 を除
去した他は図１と同一に形成したものである。図１から
コンデンサＣ1 を除去した図１８のインバータにおいて
第１のスイッチＱ1 がターンオフすると、第２のスイッ
チＱ2 に並列接続されたコンデンサＣ2 の電圧及び第２
のスイッチＱ2のドレイン・ソース間電圧ＶDS2 が徐々
に低下するので、第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソー
ス間電圧ＶDS1 は電源電圧からコンデンサＣ2 の電圧を
差し引いた値となり、急激には上昇しない。従って、図
１８の回路においても第１のスイッチＱ1 のターンオフ
時のゼロボルトスイッチングが達成され、スイッチング
損失が低減する。なお、この第５の実施例の進相電流の
抑制は第１の実施例と同様に行われるので、第５の実施
例によって第１の実施例と同一の効果を得ることができ
る。
灯装置は、変形されたインバータ回路５ｂを有する他は
図１と同一に構成されている。図１８のインバータ回路
５ｂは図１のインバータ回路５からコンデンサＣ1 を除
去した他は図１と同一に形成したものである。図１から
コンデンサＣ1 を除去した図１８のインバータにおいて
第１のスイッチＱ1 がターンオフすると、第２のスイッ
チＱ2 に並列接続されたコンデンサＣ2 の電圧及び第２
のスイッチＱ2のドレイン・ソース間電圧ＶDS2 が徐々
に低下するので、第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソー
ス間電圧ＶDS1 は電源電圧からコンデンサＣ2 の電圧を
差し引いた値となり、急激には上昇しない。従って、図
１８の回路においても第１のスイッチＱ1 のターンオフ
時のゼロボルトスイッチングが達成され、スイッチング
損失が低減する。なお、この第５の実施例の進相電流の
抑制は第１の実施例と同様に行われるので、第５の実施
例によって第１の実施例と同一の効果を得ることができ
る。
【００３７】
【第６の実施例】図１９に示す第６の実施例の放電灯点
灯装置は、変形されたインバータ回路５ｃと負荷回路６
ａを有する他は第１の実施例と同一に構成されている。
図１９のインバータ回路５ｃはセンタタップ８１を有す
るトランスの１次巻線８０を有し、センタタップ８１が
一方の直流出力端子４ｃに接続され、１次巻線８０の一
端及び他端と他方の直流出力端子４ｄとの間に第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及び第１及び第２のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 が接続されている。なお、第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 は相互接続点２１ａにそれぞれの電
流が流れ込むような極性を有する。即ち、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 は１次巻線８０を介して並列に接
続されている。負荷回路６ａの２次巻線から成る共振用
インダクタンスコイル１２ａはコア８２を介して１次巻
線８０に電磁結合されている。コア８２は漏洩磁束を生
じるように形成されており、インダクタンスコイル１２
ａは共振用インダクタンスＬを有する。放電灯１３の第
２の端子１８が結合コンデンサ７を介してインダクタン
スコイル１２ａの一端に接続され、第４の端子２０がイ
ンダクタンスコイル１２ａの他端に接続されている。イ
ンダクタンスコイル１２ａのインダクタンスＬは等価的
にコイル１２ａに直列に接続されているので、このイン
ダクタンスコイルＬと共振用コンデンサ１１とによる直
列共振回路が形成される。図１９における進相電流の抑
制方法は第１の実施例と同一であるので、第６の実施例
によっても第１の実施例と同一の効果を得ることができ
る。なお、図１９のインバータ回路５ｃにおいて進相の
ために例えば第１のダイオードＤ1 を通って電流が流れ
ている時に第２のスイッチＱ2 がターンオンすると、コ
ア８２が磁気飽和状態になり、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 に過大電流が流れるおそれがある。しかし、
本発明に従って進相状態を抑制すると、第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 の過電流が抑制される。
灯装置は、変形されたインバータ回路５ｃと負荷回路６
ａを有する他は第１の実施例と同一に構成されている。
図１９のインバータ回路５ｃはセンタタップ８１を有す
るトランスの１次巻線８０を有し、センタタップ８１が
一方の直流出力端子４ｃに接続され、１次巻線８０の一
端及び他端と他方の直流出力端子４ｄとの間に第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及び第１及び第２のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 が接続されている。なお、第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 は相互接続点２１ａにそれぞれの電
流が流れ込むような極性を有する。即ち、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 は１次巻線８０を介して並列に接
続されている。負荷回路６ａの２次巻線から成る共振用
インダクタンスコイル１２ａはコア８２を介して１次巻
線８０に電磁結合されている。コア８２は漏洩磁束を生
じるように形成されており、インダクタンスコイル１２
ａは共振用インダクタンスＬを有する。放電灯１３の第
２の端子１８が結合コンデンサ７を介してインダクタン
スコイル１２ａの一端に接続され、第４の端子２０がイ
ンダクタンスコイル１２ａの他端に接続されている。イ
ンダクタンスコイル１２ａのインダクタンスＬは等価的
にコイル１２ａに直列に接続されているので、このイン
ダクタンスコイルＬと共振用コンデンサ１１とによる直
列共振回路が形成される。図１９における進相電流の抑
制方法は第１の実施例と同一であるので、第６の実施例
によっても第１の実施例と同一の効果を得ることができ
る。なお、図１９のインバータ回路５ｃにおいて進相の
ために例えば第１のダイオードＤ1 を通って電流が流れ
ている時に第２のスイッチＱ2 がターンオンすると、コ
ア８２が磁気飽和状態になり、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 に過大電流が流れるおそれがある。しかし、
本発明に従って進相状態を抑制すると、第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 の過電流が抑制される。
【００３８】
【第７の実施例】図２０の第７の実施例の放電灯点灯装
置は、変形されたインバータ回路５ｄ、負荷回路５ｂ、
制御回路８ｃ、進相電流検出回路１０ｃを有する他は第
１の実施例と同様に構成されている。図２０のインバー
タ回路５ｄはトランスの１次巻線９１とスイッチＱ1 と
の直列回路を一対の直流出力端子４ｃ、４ｄの間に接続
し、スイッチＱ1 をオン・オフ制御する周知の回路であ
る。負荷回路６ｂは図１９の負荷回路６ａと実質的に同
一に形成され、２次巻線から成るインダクタンスコイル
１２ｂは漏洩磁束を有するコア９２を介して１次巻線９
１に電磁結合されている。進相電流検出回路１０ｃは図
１４と同様に負荷電流の半波のみに基づいて進相状態を
検出するように構成されている。制御回路８ｃは、図２
の制御回路８におけるスイッチ制御信号形成回路２９を
モノマルチバイブレータに置き換え、強制的放電用スイ
ッチ６０を除外したものに相当する。第７の実施例はイ
ンバータ回路５ｄを除いて第１の実施例と本質的に同一
構成されているので、第１の実施例と同一の効果を得る
ことができる。なお、負荷回路６ｂが容量性リアクタン
ス状態においてスイッチＱ1 のターンオン及びターンオ
フが生じると、この転換時にサージ電流（過大電流）が
流れる。しかし、本発明に従って進相状態を抑制する
と、サージ電流が抑制される。
置は、変形されたインバータ回路５ｄ、負荷回路５ｂ、
制御回路８ｃ、進相電流検出回路１０ｃを有する他は第
１の実施例と同様に構成されている。図２０のインバー
タ回路５ｄはトランスの１次巻線９１とスイッチＱ1 と
の直列回路を一対の直流出力端子４ｃ、４ｄの間に接続
し、スイッチＱ1 をオン・オフ制御する周知の回路であ
る。負荷回路６ｂは図１９の負荷回路６ａと実質的に同
一に形成され、２次巻線から成るインダクタンスコイル
１２ｂは漏洩磁束を有するコア９２を介して１次巻線９
１に電磁結合されている。進相電流検出回路１０ｃは図
１４と同様に負荷電流の半波のみに基づいて進相状態を
検出するように構成されている。制御回路８ｃは、図２
の制御回路８におけるスイッチ制御信号形成回路２９を
モノマルチバイブレータに置き換え、強制的放電用スイ
ッチ６０を除外したものに相当する。第７の実施例はイ
ンバータ回路５ｄを除いて第１の実施例と本質的に同一
構成されているので、第１の実施例と同一の効果を得る
ことができる。なお、負荷回路６ｂが容量性リアクタン
ス状態においてスイッチＱ1 のターンオン及びターンオ
フが生じると、この転換時にサージ電流（過大電流）が
流れる。しかし、本発明に従って進相状態を抑制する
と、サージ電流が抑制される。
【００３９】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 整流平滑回路４を電池電源にすることができ
る。 （２） 電流検出器９を第２のスイッチＱ2 に一体に形
成することができる。 即ち、電流検出端子を有する形式のＦＥＴを第２のスイ
ッチＱ2 として使用し、ここから電流検出信号を得るこ
とができる。また、図１５の変形として第１のスイッチ
Ｑ1 の電流ＩQ1のみを検出することができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 整流平滑回路４を電池電源にすることができ
る。 （２） 電流検出器９を第２のスイッチＱ2 に一体に形
成することができる。 即ち、電流検出端子を有する形式のＦＥＴを第２のスイ
ッチＱ2 として使用し、ここから電流検出信号を得るこ
とができる。また、図１５の変形として第１のスイッチ
Ｑ1 の電流ＩQ1のみを検出することができる。
【図１】第１の実施例のインバータ放電灯点灯装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】図１の制御回路を詳しく示す回路図である。
【図３】図２の周波数制御信号発生回路を示すブロック
図である。
図である。
【図４】図１の進相電流検出回路を詳しく示す回路図で
ある。
ある。
【図５】図２の周波数制御信号発生回路から出力される
制御電圧とインバータ出力周波数との変化を示す図であ
る。
制御電圧とインバータ出力周波数との変化を示す図であ
る。
【図６】図１の負荷回路から放電灯を除外した回路にお
けるコンデンサ電圧Ｖc の周波数依存性と放電灯が点灯
している状態におけるコンデンサ電圧Ｖc の周波数依存
性とを示す図である。
けるコンデンサ電圧Ｖc の周波数依存性と放電灯が点灯
している状態におけるコンデンサ電圧Ｖc の周波数依存
性とを示す図である。
【図７】図１の負荷回路の等価回路図である。
【図８】負荷電流が遅相状態の時の図１の各部の状態を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図９】負荷電流が進相状態の時の図１の各部の状態を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図１０】遅相状態における図４の各部の状態を示す波
形図である。
形図である。
【図１１】進相状態における図４の各部の状態を示す波
形図である。
形図である。
【図１２】図２の各部の状態を示す波形図である。
【図１３】第２の実施例の放電灯点灯装置の制御回路を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１４】第２の実施例の進相電流検出回路を示す回路
図である。
図である。
【図１５】第３の実施例の放電灯点灯装置の一部を示す
回路図である。
回路図である。
【図１６】第３の実施例の制御回路及び進相電流検出回
路を示す回路図である。
路を示す回路図である。
【図１７】第４の実施例の放電灯点灯装置を示す回路図
である。
である。
【図１８】第５の実施例の放電灯点灯装置を示す回路図
である。
である。
【図１９】第６の実施例の放電灯点灯装置を示す回路図
である。
である。
【図２０】第７の実施例の放電灯点灯装置を示す回路図
である。
である。
５ インバータ回路 ６ 負荷回路 １０ 進相電流検出回路 １１ 共振用コンデンサ １２ 共振用インダクタンス素子
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年４月３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】図７は負荷回路６の等価回路を示す。共振
用コンデンサ１１はキャパシタンスＣａと内部抵抗Ｒａ
とで示され、共振用インダクタンス素子１２はインダク
タンスＬと内部抵抗Ｒｂで示されている。なお、放電灯
１３が非点灯の時には、コンデンサ１１の電圧Ｖｃは図
６の特性線Ａに示すように周波数依存性を有する。他
方、放電灯１３が点灯すると、負荷回路６の共振周波数
は図６に示すように特性線Ａの共振周波数ｆ０よりも低
いｆ４になり、この時のコンデンサ１１の電圧Ｖｃの周
波数依存性は特性線Ｂとなる。特性線Ａ、Ｂのいずれに
おいても共振周波数ｆ０、ｆ４でコンデンサ電圧Ｖｃが
最大になり、これ等の両側で電圧レベルが徐々に低下す
る。なお、負荷回路６にインバータ回路５から供給され
る電力量の周波数依存性も特性線Ａ、Ｂと同様になる。
図７の等価回路において結合コンデンサ７のキャパシタ
ンスはＣｃで示されている。このキャパシタンスＣｃの
値は、共振用コンデンサ１１のキャパシタンスＣａ及び
放電灯１３のキャパシタンスＣｂよりも十分に大きい。
従って、負荷回路６と結合コンデンサ７とを組み合せた
回路から成る共振回路の共振周波数は負荷回路６のみの
共振回路の共振周波数とほとんど同じである。要する
に、結合コンデンサ７のキャパシタンスＣｃは共振周波
数にほとんど関与しない。
用コンデンサ１１はキャパシタンスＣａと内部抵抗Ｒａ
とで示され、共振用インダクタンス素子１２はインダク
タンスＬと内部抵抗Ｒｂで示されている。なお、放電灯
１３が非点灯の時には、コンデンサ１１の電圧Ｖｃは図
６の特性線Ａに示すように周波数依存性を有する。他
方、放電灯１３が点灯すると、負荷回路６の共振周波数
は図６に示すように特性線Ａの共振周波数ｆ０よりも低
いｆ４になり、この時のコンデンサ１１の電圧Ｖｃの周
波数依存性は特性線Ｂとなる。特性線Ａ、Ｂのいずれに
おいても共振周波数ｆ０、ｆ４でコンデンサ電圧Ｖｃが
最大になり、これ等の両側で電圧レベルが徐々に低下す
る。なお、負荷回路６にインバータ回路５から供給され
る電力量の周波数依存性も特性線Ａ、Ｂと同様になる。
図７の等価回路において結合コンデンサ７のキャパシタ
ンスはＣｃで示されている。このキャパシタンスＣｃの
値は、共振用コンデンサ１１のキャパシタンスＣａ及び
放電灯１３のキャパシタンスＣｂよりも十分に大きい。
従って、負荷回路６と結合コンデンサ７とを組み合せた
回路から成る共振回路の共振周波数は負荷回路６のみの
共振回路の共振周波数とほとんど同じである。要する
に、結合コンデンサ７のキャパシタンスＣｃは共振周波
数にほとんど関与しない。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正内容】
【図７】 ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年２月５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００２
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００２】
【従来の技術】発光効率の改善等を目的とし放電灯（例
えば蛍光灯）をインバータを使用して点灯することは、
例えば特許第２６２７７４０号公報等に記載されてい
る。この種の従来のインバータによる放電灯の点灯装置
は、インバータの一対の出力端子間に共振用インダクタ
ンスと共振用コンデンサとの直列回路を接続し、共振用
コンデンサに並列に放電灯を接続することによって構成
されている。なお、放電灯は予熱形であるので、一対の
フィラメント即ち電極は共振用コンデンサに直列に接続
されている。共振用コンデンサ及び共振用インダクタン
スは抵抗成分（内部抵抗）を有するためにＬＣ共振回路
の電流は周波数依存性を有して変化し、共振周波数で最
大になり、この共振周波数の両側で電流が小さくなる。
従って、共振用コンデンサの電圧Ｖc は、例えば図６の
特性線Ａに示すように共振周波数ｆ0でピークになり、
この両側で徐々に低くなる。また、インバータによる点
灯装置では、放電灯のフィラメントに塗布されている電
子放射物質の飛散及び蒸発を抑制するために、放電開始
電圧以上の電圧を直ちに放電灯に加えず、共振用コンデ
ンサの電圧即ち蛍光灯の電圧を放電開始電圧よりも低い
電圧に保って放電灯のフィラメントを予熱し、しかる
後、共振用コンデンサの電圧を徐々に高めることによっ
て放電灯を点灯状態にする。
えば蛍光灯）をインバータを使用して点灯することは、
例えば特許第２６２７７４０号公報等に記載されてい
る。この種の従来のインバータによる放電灯の点灯装置
は、インバータの一対の出力端子間に共振用インダクタ
ンスと共振用コンデンサとの直列回路を接続し、共振用
コンデンサに並列に放電灯を接続することによって構成
されている。なお、放電灯は予熱形であるので、一対の
フィラメント即ち電極は共振用コンデンサに直列に接続
されている。共振用コンデンサ及び共振用インダクタン
スは抵抗成分（内部抵抗）を有するためにＬＣ共振回路
の電流は周波数依存性を有して変化し、共振周波数で最
大になり、この共振周波数の両側で電流が小さくなる。
従って、共振用コンデンサの電圧Ｖc は、例えば図６の
特性線Ａに示すように共振周波数ｆ0でピークになり、
この両側で徐々に低くなる。また、インバータによる点
灯装置では、放電灯のフィラメントに塗布されている電
子放射物質の飛散及び蒸発を抑制するために、放電開始
電圧以上の電圧を直ちに放電灯に加えず、共振用コンデ
ンサの電圧即ち蛍光灯の電圧を放電開始電圧よりも低い
電圧に保って放電灯のフィラメントを予熱し、しかる
後、共振用コンデンサの電圧を徐々に高めることによっ
て放電灯を点灯状態にする。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記直流
電源に接続され且つ少なくとも１つのスイッチを含み、
前記スイッチのオン・オフ動作によって前記直流電源の
電圧を交流電圧に変換するためのインバータ回路と、放
電灯と前記放電灯に対して実質的に並列に接続された共
振用コンデンサと前記放電灯及び前記共振用コンデンサ
に対して直列に接続された共振用インダクタンス素子と
から成り、且つ前記インバータ回路から交流電圧の供給
を受けるように前記インバータ回路に結合され、且つ前
記共振用コンデンサと前記共振用インダクタンス素子と
の直列共振回路の共振周波数ｆ0 における前記共振用コ
ンデンサの電圧が正常な放電灯の放電開始電圧以上にな
るように前記直列共振回路が形成されている負荷回路
と、前記負荷回路を通って流れる電流を検出するための
電流検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧に対し
て前記電流が進相状態であるか否かを検出する進相電流
検出手段と、前記スイッチをオン・オフ制御するための
スイッチ制御信号を発生するものであって、前記放電灯
を点灯させる時に、前記共振周波数ｆ0 よりも高く且つ
前記放電灯を点灯させることが不可能な非点灯周波数ｆ
1 から前記共振周波数ｆ0 よりも低い正常駆動周波数ｆ
3 に向って前記インバータ回路の出力周波数を徐々に低
下させるように前記スイッチ制御信号の繰返し周波数を
制御し、前記放電灯が正常に点灯している時には前記正
常駆動周波数ｆ3 が得られるように前記スイッチ制御信
号の繰返し周波数を制御し、前記進相電流検出手段から
進相電流を示す出力が得られた時には、これに応答して
前記インバータ回路の出力周波数を前記共振周波数以上
に高め、しかる後、低下させるように前記スイッチ制御
信号の繰返し周波数を制御する制御手段とから成る放電
灯点灯装置に係わるものである。なお、請求項２に示す
ように、放電灯をそれぞれ一対の端子を有する第１及び
第２の電極を備えたものにすることができる。また、請
求項３に示すようにインバータ回路を、第１及び第２の
スイッチの直列回路から成るハーフブリッジ型インバー
タとすることができる。また、請求項４に示すように第
１及び第２のスイッチに並列に第１及び第２のダイオー
ドを接続することができる。なお、この第１及び第２の
ダイオードは第１及び第２のスイッチに内蔵されたダイ
オードであってもよい。また、請求項５に示すように、
第１及び第２のスイッチに並列に第１及び第２のコンデ
ンサを接続することができる。また、請求項６に示すよ
うに第２のスイッチのみにコンデンサを並列接続するこ
とができる。また、請求項７に示すようにインバータに
対して負荷回路を結合コンデンサを介して接続すること
ができる。また、請求項８に示すように、制御手段を、
インバータの周波数制御信号発生手段と、インバータの
出力周波数を強制的に変えるための周波数制御回路と、
可変周波数パルス発生器と、スイッチ制御信号形成回路
とで構成することが望ましい。また、請求項９に示すよ
うに、可変周波数パルス発生器を、三角波発生用コンデ
ンサと、この放電回路と、波形整形回路とで構成するこ
とが望ましい。また、請求項１０に示すように周波数制
御信号発生回路を可変電圧回路とし、この可変電圧回路
の出力で三角波発生用コンデンサの充電電流を制御する
ことができる。また、請求項１１に示すように周波数制
御信号発生回路は、非点灯周波数ｆ1から正常駆動周波
数ｆ3 まで徐々に低下させるための信号を発生させるも
のであることが望ましい。また、請求項１２に示すよう
に、周波数制御回路を、三角波発生用コンデンサに並列
に接続された強制放電用スイッチとすることが望まし
い。また、請求項１３に示すように電流検出手段を共振
電流の正負両方向を検出するように構成し、また、進相
電流検出手段をコンパレータ、フリップフロップ、論理
ゲート等で構成することが望ましい。また、請求項１４
に示すように進相電流検出手段を、第２のスイッチの制
御信号に基づいて進相状態を検出するように構成するこ
とができる。また、請求項１５に示すように電流検出手
段を第２のスイッチの電流を検出するように構成するこ
とができる。また、請求項１６に示すように進相電流検
出回路の出力を積分して三角波発生用コンデンサの充電
電流を制御することができる。また、請求項１７に示す
ようにインバータ回路を、一対の電圧分割用コンデンサ
を有するハーフブリッジ型インバータ回路とすることが
できる。また、請求項１８に示すようにインバータ回路
を、センタタップを有するトランスの１次巻線に第１及
び第２のスイッチを接続する並列型インバータとするこ
とができる。また、請求項１９に示すように、インバー
タ回路をトランスの１次巻線に１つのスイッチを接続す
る形式のインバータ回路とすることができる。
目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記直流
電源に接続され且つ少なくとも１つのスイッチを含み、
前記スイッチのオン・オフ動作によって前記直流電源の
電圧を交流電圧に変換するためのインバータ回路と、放
電灯と前記放電灯に対して実質的に並列に接続された共
振用コンデンサと前記放電灯及び前記共振用コンデンサ
に対して直列に接続された共振用インダクタンス素子と
から成り、且つ前記インバータ回路から交流電圧の供給
を受けるように前記インバータ回路に結合され、且つ前
記共振用コンデンサと前記共振用インダクタンス素子と
の直列共振回路の共振周波数ｆ0 における前記共振用コ
ンデンサの電圧が正常な放電灯の放電開始電圧以上にな
るように前記直列共振回路が形成されている負荷回路
と、前記負荷回路を通って流れる電流を検出するための
電流検出手段と、前記インバータ回路の出力電圧に対し
て前記電流が進相状態であるか否かを検出する進相電流
検出手段と、前記スイッチをオン・オフ制御するための
スイッチ制御信号を発生するものであって、前記放電灯
を点灯させる時に、前記共振周波数ｆ0 よりも高く且つ
前記放電灯を点灯させることが不可能な非点灯周波数ｆ
1 から前記共振周波数ｆ0 よりも低い正常駆動周波数ｆ
3 に向って前記インバータ回路の出力周波数を徐々に低
下させるように前記スイッチ制御信号の繰返し周波数を
制御し、前記放電灯が正常に点灯している時には前記正
常駆動周波数ｆ3 が得られるように前記スイッチ制御信
号の繰返し周波数を制御し、前記進相電流検出手段から
進相電流を示す出力が得られた時には、これに応答して
前記インバータ回路の出力周波数を前記共振周波数以上
に高め、しかる後、低下させるように前記スイッチ制御
信号の繰返し周波数を制御する制御手段とから成る放電
灯点灯装置に係わるものである。なお、請求項２に示す
ように、放電灯をそれぞれ一対の端子を有する第１及び
第２の電極を備えたものにすることができる。また、請
求項３に示すようにインバータ回路を、第１及び第２の
スイッチの直列回路から成るハーフブリッジ型インバー
タとすることができる。また、請求項４に示すように第
１及び第２のスイッチに並列に第１及び第２のダイオー
ドを接続することができる。なお、この第１及び第２の
ダイオードは第１及び第２のスイッチに内蔵されたダイ
オードであってもよい。また、請求項５に示すように、
第１及び第２のスイッチに並列に第１及び第２のコンデ
ンサを接続することができる。また、請求項６に示すよ
うに第２のスイッチのみにコンデンサを並列接続するこ
とができる。また、請求項７に示すようにインバータに
対して負荷回路を結合コンデンサを介して接続すること
ができる。また、請求項８に示すように、制御手段を、
インバータの周波数制御信号発生手段と、インバータの
出力周波数を強制的に変えるための周波数制御回路と、
可変周波数パルス発生器と、スイッチ制御信号形成回路
とで構成することが望ましい。また、請求項９に示すよ
うに、可変周波数パルス発生器を、三角波発生用コンデ
ンサと、この放電回路と、波形整形回路とで構成するこ
とが望ましい。また、請求項１０に示すように周波数制
御信号発生回路を可変電圧回路とし、この可変電圧回路
の出力で三角波発生用コンデンサの充電電流を制御する
ことができる。また、請求項１１に示すように周波数制
御信号発生回路は、非点灯周波数ｆ1から正常駆動周波
数ｆ3 まで徐々に低下させるための信号を発生させるも
のであることが望ましい。また、請求項１２に示すよう
に、周波数制御回路を、三角波発生用コンデンサに並列
に接続された強制放電用スイッチとすることが望まし
い。また、請求項１３に示すように電流検出手段を共振
電流の正負両方向を検出するように構成し、また、進相
電流検出手段をコンパレータ、フリップフロップ、論理
ゲート等で構成することが望ましい。また、請求項１４
に示すように進相電流検出手段を、第２のスイッチの制
御信号に基づいて進相状態を検出するように構成するこ
とができる。また、請求項１５に示すように電流検出手
段を第２のスイッチの電流を検出するように構成するこ
とができる。また、請求項１６に示すように進相電流検
出回路の出力を積分して三角波発生用コンデンサの充電
電流を制御することができる。また、請求項１７に示す
ようにインバータ回路を、一対の電圧分割用コンデンサ
を有するハーフブリッジ型インバータ回路とすることが
できる。また、請求項１８に示すようにインバータ回路
を、センタタップを有するトランスの１次巻線に第１及
び第２のスイッチを接続する並列型インバータとするこ
とができる。また、請求項１９に示すように、インバー
タ回路をトランスの１次巻線に１つのスイッチを接続す
る形式のインバータ回路とすることができる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、放電灯の不良
によって放電灯が点灯しないために共振回路が進相状態
になると、これが検出され、共振回路を遅相状態に戻す
ようにインバータの出力周波数が高められ、しかる後、
低められる。従って、インバータのスイッチを過電流か
ら保護することができるのみでなく、出力周波数を低下
させる時に放電灯が点灯する可能性が生じる。なお、イ
ンバ−タの出力周波数を低下させて再び進相状態が検出
されると、前の進相状態検出時と同一の動作が繰返して
生じるので、過電流が流れ続けることはない。また、放
電灯が駆動周波数ｆ3 で駆動されている状態において非
点灯状態になると、進相電流検出信号が発生するので駆
動周波数ｆ3 による駆動が停止し、共振周波数ｆ0 以上
の駆動状態に戻され、しかる後、インバ−タ回路の出力
周波数が低下する。従って、進相状態の連続的発生を阻
止することができ、インバータのスイッチの破壊が阻止
されるのみでなく、放電灯の再点灯の可能性が生じる。
また、インバータの出力周波数は、特別な制限を受けず
に、非点灯周波数ｆ1から共振周波数ｆ0 よりも低い領
域まで変化する。従って、放電灯を駆動し、インバータ
の出力周波数が点灯予定周波数ｆ2 になっても点灯しな
い場合であっても、インバータの出力周波数が共振周波
数ｆ0 よりも低い領域まで継続して低下し、点灯予定周
波数ｆ2 の時の共振用コンデンサの電圧よりも高い電圧
を共振用コンデンサに得ることができ、この高い電圧で
放電灯が点灯する可能性が生じる。また、請求項２に示
すように、各電極が一対の端子を有する予熱型放電灯に
対して本発明は特に有効である。また、請求項４の発明
によれば、第１及び第２のスイッチのターンオン時及び
ターンオフ時の逆方向電流の処理を容易に行うことがで
きるまた、請求項５及び６の発明によれば、第１及び第
２のスイッチのターンオフ時のスイッチング損失の低減
及び過電圧の防止を達成することができる。また、請求
項７の発明によれば、結合コンデンサによって負荷回路
を直流から分離することができる。また、請求項８〜１
２の発明によれば、インバータの周波数制御を容易に実
行することができる。また、請求項１３〜１６の発明に
よれば、進相電流の検出及びこれに基づく周波数制御を
容易に実行することができる。
によって放電灯が点灯しないために共振回路が進相状態
になると、これが検出され、共振回路を遅相状態に戻す
ようにインバータの出力周波数が高められ、しかる後、
低められる。従って、インバータのスイッチを過電流か
ら保護することができるのみでなく、出力周波数を低下
させる時に放電灯が点灯する可能性が生じる。なお、イ
ンバ−タの出力周波数を低下させて再び進相状態が検出
されると、前の進相状態検出時と同一の動作が繰返して
生じるので、過電流が流れ続けることはない。また、放
電灯が駆動周波数ｆ3 で駆動されている状態において非
点灯状態になると、進相電流検出信号が発生するので駆
動周波数ｆ3 による駆動が停止し、共振周波数ｆ0 以上
の駆動状態に戻され、しかる後、インバ−タ回路の出力
周波数が低下する。従って、進相状態の連続的発生を阻
止することができ、インバータのスイッチの破壊が阻止
されるのみでなく、放電灯の再点灯の可能性が生じる。
また、インバータの出力周波数は、特別な制限を受けず
に、非点灯周波数ｆ1から共振周波数ｆ0 よりも低い領
域まで変化する。従って、放電灯を駆動し、インバータ
の出力周波数が点灯予定周波数ｆ2 になっても点灯しな
い場合であっても、インバータの出力周波数が共振周波
数ｆ0 よりも低い領域まで継続して低下し、点灯予定周
波数ｆ2 の時の共振用コンデンサの電圧よりも高い電圧
を共振用コンデンサに得ることができ、この高い電圧で
放電灯が点灯する可能性が生じる。また、請求項２に示
すように、各電極が一対の端子を有する予熱型放電灯に
対して本発明は特に有効である。また、請求項４の発明
によれば、第１及び第２のスイッチのターンオン時及び
ターンオフ時の逆方向電流の処理を容易に行うことがで
きるまた、請求項５及び６の発明によれば、第１及び第
２のスイッチのターンオフ時のスイッチング損失の低減
及び過電圧の防止を達成することができる。また、請求
項７の発明によれば、結合コンデンサによって負荷回路
を直流から分離することができる。また、請求項８〜１
２の発明によれば、インバータの周波数制御を容易に実
行することができる。また、請求項１３〜１６の発明に
よれば、進相電流の検出及びこれに基づく周波数制御を
容易に実行することができる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１０】インバータ回路５は、整流平滑回路４の第
１及び第２の直流出力端子４ｃ、４ｄ間に接続された第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路と、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列に接続された第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とから成る。第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 はソースがサブストレートに接
続された絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分である制御ス
イッチＳ1 、Ｓ2 とこれに逆並列接続された第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 とを含む。勿論、第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を個別部品として第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列接続することもできる。
また、制御スイッチＳ1 、Ｓ2 の部分をバイポーラトラ
ンジスタとし、これに並列に第１及び第２のダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 を接続することもできる。第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 は主として第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のターンオフ時において第１及び第２のスイ
ッチＱ1 ，Ｑ2 のドレイン・ソース間電圧ＶDSが急激に
立上ることを防ぎ、これ等のスイッチング損失を低減さ
せる機能を有する。
１及び第２の直流出力端子４ｃ、４ｄ間に接続された第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路と、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列に接続された第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 とから成る。第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 はソースがサブストレートに接
続された絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分である制御ス
イッチＳ1 、Ｓ2 とこれに逆並列接続された第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 とを含む。勿論、第１及び第
２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を個別部品として第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列接続することもできる。
また、制御スイッチＳ1 、Ｓ2 の部分をバイポーラトラ
ンジスタとし、これに並列に第１及び第２のダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 を接続することもできる。第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 は主として第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のターンオフ時において第１及び第２のスイ
ッチＱ1 ，Ｑ2 のドレイン・ソース間電圧ＶDSが急激に
立上ることを防ぎ、これ等のスイッチング損失を低減さ
せる機能を有する。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１１】負荷回路６は、共振用コンデンサ１１と、
コアに巻回されたコイルから成る共振用インダクタンス
素子１２即ちインダクタ又はリアクタと、周知の蛍光灯
から成る放電灯１３とを備えている。放電灯１３は、内
壁面に蛍光物質（図示せず）が塗布されたガラス管１４
とフィラメント電極１５、１６とから成る。第１のフィ
ラメント電極１５は第１及び第２の端子１７、１８間に
接続され、第２のフィラメント電極１６は第３及び第４
の端子１９、２０の間に接続されている。第１及び第２
のフィラメント電極１５、１６には周知の電子線放射物
質が塗布されている。この放電灯１３の第１〜第４の端
子７、１８、１９、２０は図示されていない一対のソケ
ートに対して着脱自在である。
コアに巻回されたコイルから成る共振用インダクタンス
素子１２即ちインダクタ又はリアクタと、周知の蛍光灯
から成る放電灯１３とを備えている。放電灯１３は、内
壁面に蛍光物質（図示せず）が塗布されたガラス管１４
とフィラメント電極１５、１６とから成る。第１のフィ
ラメント電極１５は第１及び第２の端子１７、１８間に
接続され、第２のフィラメント電極１６は第３及び第４
の端子１９、２０の間に接続されている。第１及び第２
のフィラメント電極１５、１６には周知の電子線放射物
質が塗布されている。この放電灯１３の第１〜第４の端
子７、１８、１９、２０は図示されていない一対のソケ
ートに対して着脱自在である。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２３】図３は図２の周波数制御信号発生回路３０
を概略的に示す。この周波数制御信号発生回路３０は予
熱タイマ（第１のタイマ）６１と始動タイマ（第２のタ
イマ）６２と制御電圧発生回路６３とから成る。予熱タ
イマ６１は、図１の電源スイッチ３のオン転換に同期し
て図５に示す第１の期間Ｔa を示す信号を出力し、制御
電圧発生回路６３に与える。制御電圧発生回路６３はイ
ンバータの周波数制御信号としての制御電圧Ｖf を発生
する可変電圧回路であり、予熱タイマ６１が第１の期間
Ｔa を示す信号を出力している時には図５のｔ0 〜ｔ1
区間に示す第１の制御電圧Ｖ1 を発生する。始動タイマ
６２は予熱タイマ６１から発生した第１の時間Ｔa を示
す信号の後縁に応答して図５の第２の期間Ｔb を示す信
号を形成し、制御電圧発生回路６３に送る。制御電圧発
生回路６３は、第２の期間Ｔb を示す信号に応答して図
５のｔ1 〜ｔ4 区間に示すように電圧Ｖ1 から電圧Ｖ2
まで徐々に低下する傾斜電圧を発生する。このＶ1 から
Ｖ2 までの傾斜電圧はコンデンサの放電によって得るこ
とができる。制御電圧発生回路６３は図５のｔ4 時点以
後は一定の電圧Ｖ2 を発生する。図３の制御電圧発生回
路６３の出力電圧Ｖf は、図２のトランジスタ３９に供
給される。トランジスタ３９は可変抵抗器として機能
し、この抵抗値は制御電圧Ｖf に反比例する。従って、
図５の第１の期間Ｔa で高い第１の制御電圧Ｖ1 が発生
している時には、トランジスタ３９の抵抗が高くなり、
トランジスタ４０のベース電流のトランジスタ３９への
バイパス量は小さい。このため、トランジスタ４０のコ
レクタ電流及びトランジスタ３８のコレクタ電流が大き
くなり、三角波発生用コンデンサ３２の充電電流が大き
くなり、この充電速度が速くなる。この結果、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2のための第１及び第２のゲー
ト・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及びイ
ンバータの出力周波数ｆも比較的高い第１の周波数ｆ1
になる。また、制御電圧Ｖf が図５の第２の区間Ｔb に
示すように徐々に低下する時には、三角波発生用コンデ
ンサ３２の充電速度が徐々に遅くなり、第１及び第２の
ゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及
びインバータの出力周波数ｆも徐々に低下する。
を概略的に示す。この周波数制御信号発生回路３０は予
熱タイマ（第１のタイマ）６１と始動タイマ（第２のタ
イマ）６２と制御電圧発生回路６３とから成る。予熱タ
イマ６１は、図１の電源スイッチ３のオン転換に同期し
て図５に示す第１の期間Ｔa を示す信号を出力し、制御
電圧発生回路６３に与える。制御電圧発生回路６３はイ
ンバータの周波数制御信号としての制御電圧Ｖf を発生
する可変電圧回路であり、予熱タイマ６１が第１の期間
Ｔa を示す信号を出力している時には図５のｔ0 〜ｔ1
区間に示す第１の制御電圧Ｖ1 を発生する。始動タイマ
６２は予熱タイマ６１から発生した第１の時間Ｔa を示
す信号の後縁に応答して図５の第２の期間Ｔb を示す信
号を形成し、制御電圧発生回路６３に送る。制御電圧発
生回路６３は、第２の期間Ｔb を示す信号に応答して図
５のｔ1 〜ｔ4 区間に示すように電圧Ｖ1 から電圧Ｖ2
まで徐々に低下する傾斜電圧を発生する。このＶ1 から
Ｖ2 までの傾斜電圧はコンデンサの放電によって得るこ
とができる。制御電圧発生回路６３は図５のｔ4 時点以
後は一定の電圧Ｖ2 を発生する。図３の制御電圧発生回
路６３の出力電圧Ｖf は、図２のトランジスタ３９に供
給される。トランジスタ３９は可変抵抗器として機能
し、この抵抗値は制御電圧Ｖf に反比例する。従って、
図５の第１の期間Ｔa で高い第１の制御電圧Ｖ1 が発生
している時には、トランジスタ３９の抵抗が高くなり、
トランジスタ４０のベース電流のトランジスタ３９への
バイパス量は小さい。このため、トランジスタ４０のコ
レクタ電流及びトランジスタ３８のコレクタ電流が大き
くなり、三角波発生用コンデンサ３２の充電電流が大き
くなり、この充電速度が速くなる。この結果、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2のための第１及び第２のゲー
ト・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及びイ
ンバータの出力周波数ｆも比較的高い第１の周波数ｆ1
になる。また、制御電圧Ｖf が図５の第２の区間Ｔb に
示すように徐々に低下する時には、三角波発生用コンデ
ンサ３２の充電速度が徐々に遅くなり、第１及び第２の
ゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 の繰返し周波数及
びインバータの出力周波数ｆも徐々に低下する。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２５】
【放電灯正常時の基本動作】次に、放電灯１３が正常に
点灯している時の図１の各部の動作を図８を参照して説
明する。図８のｔ0 〜ｔ1 期間（デッド・タイム）にお
ける第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の働きによっ
て第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1
がゼロになったｔ1 時点で第１のスイッチＱ1 にゲート
・ソース間電圧ＶGS1 が印加されると、第１の直流電源
端子４ｃと第１のスイッチＱ1 と結合コンデンサ７とイ
ンダクタンス素子１２と共振用コンデンサ１１と第２の
直流電源端子４ｄとから成る回路が形成され、第１のス
イッチＱ1 に電流ＩQ1が流れる。なお、図８のｔ1 〜ｔ
2 期間には負荷電流ＩL の負の半波の最後の部分に相当
する電流が、第１のスイッチＱ1 の内蔵ダイオードＤ1
を通って流れる。図８のｔ2 〜ｔ3 区間では第１のスイ
ッチＱ1 の主スイッチ部Ｓ1 を通って正方向電流が流れ
る。図８の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1及び負荷電流
ＩL のｔ1 〜ｔ3区間の波形はインダクタンス素子１２
のインダクタンスＬと共振用コンデンサ１１のキャパシ
タンスＣa と放電灯１３のキャパシタンスＣb とに基づ
く共振電流波形（正弦波）になる。第１のスイッチＱ1
のゲート・ソース間電圧ＶGS1 がｔ3 時点でゼロになる
と、第１のスイッチＱ1 に流れていた電流ＩQ1が第２の
スイッチＱ2 に並列のコンデンサＣ2 に転流し、負荷回
路６と第２のコンデンサＣ2と結合コンデンサ７の閉回
路に電流が流れ、第２のコンデンサＣ2 は電流Ｉc2で逆
充電され、第２のコンデンサＣ2 の電圧即ち第２のスイ
ッチＱ2 とドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がｔ3 〜ｔ4
区間で徐々に低下し、ｔ4 時点でゼロになる。一方、第
１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は電
源端子４ｃ、４ｄ間の電圧から第２のスイッチＱ2 のド
レイン・ソース間電圧ＶDS2 を差し引いた値になるの
で、ｔ3 〜ｔ4 区間でゼロから徐々に高くなり、第１の
スイッチＱ1 のターンオフ時のゼロボルトスイッチング
が達成される。第２のスイッチＱ2のゲート・ソース間
電圧ＶGS2 は、このドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がゼ
ロになるｔ4 時点でゼロから高レベルになる。従って、
第２のスイッチＱ2 のターンオン時のゼロボルトスイッ
チングが達成される。ｔ4 時点で第２のコンデンサＣ2
の電圧が実質的にゼロになると、第２のダイオードＤ2
の第２のコンデンサＣ2 による逆バイアスが解除され
る。これにより、負荷電流ＩL は第２のコンデンサＣ2
からの第２のダイオードＤ2 に転流し、図８のｔ4 〜ｔ
5 期間の第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2が第２のダイオ
ードＤ2 を通って逆方向に流れる。即ち、ｔ4 〜ｔ5 期
間にはインダクタンス素子を含む負荷回路６と第２のダ
イオードＤ2 と結合コンデンサ７とから成る閉回路で電
流が流れる。また、ｔ5 〜ｔ6 の第２のスイッチＱ2 の
電流ＩQ2の正方向部分は負荷回路６と結合コンデンサ７
と第２のスイッチＱ2 とから成る閉回路で流れる。この
ｔ5 〜ｔ6 区間の電流ＩQ2は負荷回路６においてｔ2 〜
ｔ3 区間の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1と逆向きであ
る。ｔ6 で第２のスイッチＱ2 がオフになると、第２の
スイッチＱ2 に流れていた電流ＩQ2が第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 に転流し、電流Ｉc1、Ｉc2がｔ6 〜
ｔ7 期間に流れる。この結果、図８に示すように第１の
コンデンサＣ1の逆充電によってこの電圧及び第１のス
イッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は徐々に低
下し、また第２のコンデンサＣ2 の電圧及び第２のスイ
ッチＱ2のドレイン・ソース間電圧ＶDS2 は徐々に上昇
する。これにより、第２のスイッチＱ2 のターンオフ時
のゼロボルトスイッチングと第１のスイッチＱ1 のター
ンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。図１
の放電灯１３を点灯させる時にはインバータ回路５の出
力周波数ｆを変化させるが、負荷回路６が誘導性リアク
タンスである場合には、周波数ｆの変化に拘らず図８と
同様な動作が生じる。
点灯している時の図１の各部の動作を図８を参照して説
明する。図８のｔ0 〜ｔ1 期間（デッド・タイム）にお
ける第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の働きによっ
て第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1
がゼロになったｔ1 時点で第１のスイッチＱ1 にゲート
・ソース間電圧ＶGS1 が印加されると、第１の直流電源
端子４ｃと第１のスイッチＱ1 と結合コンデンサ７とイ
ンダクタンス素子１２と共振用コンデンサ１１と第２の
直流電源端子４ｄとから成る回路が形成され、第１のス
イッチＱ1 に電流ＩQ1が流れる。なお、図８のｔ1 〜ｔ
2 期間には負荷電流ＩL の負の半波の最後の部分に相当
する電流が、第１のスイッチＱ1 の内蔵ダイオードＤ1
を通って流れる。図８のｔ2 〜ｔ3 区間では第１のスイ
ッチＱ1 の主スイッチ部Ｓ1 を通って正方向電流が流れ
る。図８の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1及び負荷電流
ＩL のｔ1 〜ｔ3区間の波形はインダクタンス素子１２
のインダクタンスＬと共振用コンデンサ１１のキャパシ
タンスＣa と放電灯１３のキャパシタンスＣb とに基づ
く共振電流波形（正弦波）になる。第１のスイッチＱ1
のゲート・ソース間電圧ＶGS1 がｔ3 時点でゼロになる
と、第１のスイッチＱ1 に流れていた電流ＩQ1が第２の
スイッチＱ2 に並列のコンデンサＣ2 に転流し、負荷回
路６と第２のコンデンサＣ2と結合コンデンサ７の閉回
路に電流が流れ、第２のコンデンサＣ2 は電流Ｉc2で逆
充電され、第２のコンデンサＣ2 の電圧即ち第２のスイ
ッチＱ2 とドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がｔ3 〜ｔ4
区間で徐々に低下し、ｔ4 時点でゼロになる。一方、第
１のスイッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は電
源端子４ｃ、４ｄ間の電圧から第２のスイッチＱ2 のド
レイン・ソース間電圧ＶDS2 を差し引いた値になるの
で、ｔ3 〜ｔ4 区間でゼロから徐々に高くなり、第１の
スイッチＱ1 のターンオフ時のゼロボルトスイッチング
が達成される。第２のスイッチＱ2のゲート・ソース間
電圧ＶGS2 は、このドレイン・ソース間電圧ＶDS2 がゼ
ロになるｔ4 時点でゼロから高レベルになる。従って、
第２のスイッチＱ2 のターンオン時のゼロボルトスイッ
チングが達成される。ｔ4 時点で第２のコンデンサＣ2
の電圧が実質的にゼロになると、第２のダイオードＤ2
の第２のコンデンサＣ2 による逆バイアスが解除され
る。これにより、負荷電流ＩL は第２のコンデンサＣ2
からの第２のダイオードＤ2 に転流し、図８のｔ4 〜ｔ
5 期間の第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2が第２のダイオ
ードＤ2 を通って逆方向に流れる。即ち、ｔ4 〜ｔ5 期
間にはインダクタンス素子を含む負荷回路６と第２のダ
イオードＤ2 と結合コンデンサ７とから成る閉回路で電
流が流れる。また、ｔ5 〜ｔ6 の第２のスイッチＱ2 の
電流ＩQ2の正方向部分は負荷回路６と結合コンデンサ７
と第２のスイッチＱ2 とから成る閉回路で流れる。この
ｔ5 〜ｔ6 区間の電流ＩQ2は負荷回路６においてｔ2 〜
ｔ3 区間の第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1と逆向きであ
る。ｔ6 で第２のスイッチＱ2 がオフになると、第２の
スイッチＱ2 に流れていた電流ＩQ2が第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 に転流し、電流Ｉc1、Ｉc2がｔ6 〜
ｔ7 期間に流れる。この結果、図８に示すように第１の
コンデンサＣ1の逆充電によってこの電圧及び第１のス
イッチＱ1 のドレイン・ソース間電圧ＶDS1 は徐々に低
下し、また第２のコンデンサＣ2 の電圧及び第２のスイ
ッチＱ2のドレイン・ソース間電圧ＶDS2 は徐々に上昇
する。これにより、第２のスイッチＱ2 のターンオフ時
のゼロボルトスイッチングと第１のスイッチＱ1 のター
ンオン時のゼロボルトスイッチングが達成される。図１
の放電灯１３を点灯させる時にはインバータ回路５の出
力周波数ｆを変化させるが、負荷回路６が誘導性リアク
タンスである場合には、周波数ｆの変化に拘らず図８と
同様な動作が生じる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２６】
【進相電流時の動作】既に説明したようにインバータ出
力周波数ｆが図６の第１の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よ
りも低い場合において放電灯１３が非点灯であると、負
荷回路６は容量性リアクタンスとなり、進み電流が流れ
る。今、放電灯１３が点灯状態にあり、図８に示す正常
動作が生じている時に、放電灯１３の寿命等によって放
電灯１３が非点灯状態になると、図９に示すように第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2の電流ＩQ1、ＩQ2及び負
荷電流ＩL が第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS
1 、ＶGS2 及びこれに対応して変化するインバータ出力
電圧に対して進相状態になる。なお、図９には進相状態
が徐々に強くなるように電流ＩQ1、ＩQ2、ＩL の波形が
示されている。図９のｔ0 〜ｔ1 区間の第１のスイッチ
Ｑ1 の電流ＩQ1及び負荷電流ＩL については、進み電流
であるために、第１のスイッチＱ1 のゲート・ソース間
電圧ＶGS1 が高レベルから低レベルに立下るｔ2 時点よ
りも前のｔ1 時点で電流ＩQ1、ＩL はゼロレベルにクロ
スしている。図９のｔ1 〜ｔ3 区間の第１のスイッチＱ
1 の逆方向電流及び負荷電流ＩL の逆方向電流は、負荷
回路６と結合コンデンサ７と第１のスイッチＱ1 に内蔵
の第１のダイオードＤ1 とから成る回路で流れる。この
様に第１のダイオードＤ1 に逆方向の電流が流れている
状態において、図９のｔ3 時点で第２のスイッチＱ1 の
ゲート・ソース間電圧ＶGS2 が低レベルから高レベルに
立上ると、第２のスイッチＱ2 は図９のｔ3 時点でオン
に転換する。これにより、負荷電流ＩL が第２のスイッ
チＱ2 に転流し、同時に第１のダイオードＤ1 の蓄積キ
ャリアの放出が生じ、この蓄積キャリアの放出に基づく
電流が第１のスイッチＱ1 の第１のダイオードＤ1 に流
れ、同時にこれが第２のスイッチＱ2 に流れ込む。図９
のｔ3 〜ｔ4 区間では整流平滑回路４ｃ、４ｄ間が第１
のダイオードＤ1 と第２のスイッチＱ2 で短絡されるの
で、この期間の電流ＩQ1、ＩQ2はｔ0 〜ｔ1 区間の電流
よりも大きくなる。負荷回路６の進相状態が継続すると
第２のスイッチＱ2 のターンオン毎に過電流が流れ、第
１のスイッチＱ1 と第２のスイッチＱ2 とのいずれか一
方又は両方が破壊するおそれがある。そこで、本実施例
では進相電流検出回路１０で進相電流を検出し、進相電
流が検出された時にはインバータ回路５の出力周波数を
図６の共振周波数ｆ0 よりも高くして負荷回路６を誘導
性リアクタンスにし、過電流を防止する。
力周波数ｆが図６の第１の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よ
りも低い場合において放電灯１３が非点灯であると、負
荷回路６は容量性リアクタンスとなり、進み電流が流れ
る。今、放電灯１３が点灯状態にあり、図８に示す正常
動作が生じている時に、放電灯１３の寿命等によって放
電灯１３が非点灯状態になると、図９に示すように第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2の電流ＩQ1、ＩQ2及び負
荷電流ＩL が第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS
1 、ＶGS2 及びこれに対応して変化するインバータ出力
電圧に対して進相状態になる。なお、図９には進相状態
が徐々に強くなるように電流ＩQ1、ＩQ2、ＩL の波形が
示されている。図９のｔ0 〜ｔ1 区間の第１のスイッチ
Ｑ1 の電流ＩQ1及び負荷電流ＩL については、進み電流
であるために、第１のスイッチＱ1 のゲート・ソース間
電圧ＶGS1 が高レベルから低レベルに立下るｔ2 時点よ
りも前のｔ1 時点で電流ＩQ1、ＩL はゼロレベルにクロ
スしている。図９のｔ1 〜ｔ3 区間の第１のスイッチＱ
1 の逆方向電流及び負荷電流ＩL の逆方向電流は、負荷
回路６と結合コンデンサ７と第１のスイッチＱ1 に内蔵
の第１のダイオードＤ1 とから成る回路で流れる。この
様に第１のダイオードＤ1 に逆方向の電流が流れている
状態において、図９のｔ3 時点で第２のスイッチＱ1 の
ゲート・ソース間電圧ＶGS2 が低レベルから高レベルに
立上ると、第２のスイッチＱ2 は図９のｔ3 時点でオン
に転換する。これにより、負荷電流ＩL が第２のスイッ
チＱ2 に転流し、同時に第１のダイオードＤ1 の蓄積キ
ャリアの放出が生じ、この蓄積キャリアの放出に基づく
電流が第１のスイッチＱ1 の第１のダイオードＤ1 に流
れ、同時にこれが第２のスイッチＱ2 に流れ込む。図９
のｔ3 〜ｔ4 区間では整流平滑回路４ｃ、４ｄ間が第１
のダイオードＤ1 と第２のスイッチＱ2 で短絡されるの
で、この期間の電流ＩQ1、ＩQ2はｔ0 〜ｔ1 区間の電流
よりも大きくなる。負荷回路６の進相状態が継続すると
第２のスイッチＱ2 のターンオン毎に過電流が流れ、第
１のスイッチＱ1 と第２のスイッチＱ2 とのいずれか一
方又は両方が破壊するおそれがある。そこで、本実施例
では進相電流検出回路１０で進相電流を検出し、進相電
流が検出された時にはインバータ回路５の出力周波数を
図６の共振周波数ｆ0 よりも高くして負荷回路６を誘導
性リアクタンスにし、過電流を防止する。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２７】
【進相電流検出回路１０の動作】次に、図４に示す進相
電流検出回路１０の動作を図１０及び図１１を参照して
説明する。図１０は負荷回路６が誘導性リアクタンスで
あって負荷電流ＩL がインバータ回路５の出力電圧及び
ゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 に対して遅れ状態
にある時の図４の各部の状態を示し、図１１は負荷回路
６が容量性リアクタンスであって負荷電流ＩL がインバ
ータ出力電圧及びゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
に対して進んでいる時の図４の各部の状態を示す。な
お、説明を簡単にするために図１０及び図１１におい
て、電流検出器９から得られた負荷電流ＩL に対応する
電圧Ｖi が正弦波で示されている。電流検出器９の出力
電圧Ｖi はライン２５によって図４の第１及び第２のコ
ンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 に入力し、図１０で破線で示
す第１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅと比較される。第
１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅは電流検出電圧Ｖi の
ゼロレベル（中心レベル）の正側及び負側の近傍に設定
されているので、第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、
ＣＰ2 からは、図１０及び図１１に示すように電流検出
電圧Ｖi の波形の１８０度区間よりも少し狭いパルス幅
を有する方形波が得られる。図１０及び図１１の第１及
び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2の出力パルスの相
互間ｔ3 〜ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 は電流検出電圧Ｖi のゼロ
近傍区間を示す。本実施例ではこのゼロ近傍区間ｔ3 〜
ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
の制御パルス即ちゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
の立下り（後縁）が位置しているか否かによって制御パ
ルスか正常制御範囲にあるか否かを検出する。この検出
を行うために、図４の第１及び第２のコンパレータＣＰ
1 、ＣＰ2 の出力パルスは第１及び第２のフリップフロ
ップＦＦ1 、ＦＦ2 のセット端子Ｓに入力し、フリップ
フロップＦＦ、ＦＦ2 のリセット端子Ｒには図１０及び
図１１に示す第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS
1 、ＶGS2の位相反転信号が入力する。これにより、第
１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、ＦＦ2 から図１
０及び図１１の方形波パルスが得られる。図１０の正常
時には、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、ＦＦ
2 の出力パルスの幅は第１及び第２のコンパレータＣＰ
1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よりも狭くなり、インヒビ
ットＡＮＤゲートから成る第１及び第２の論理ゲートＧ
1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27は常に低レベルＬに保たれ
る。他方、図１１の異常時には、第１及び第２のフリッ
プフロップＦＦ1 、ＦＦ2 の出力パルスの幅は第１及び
第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よ
りも広くなり、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1
、ＦＦ2 の出力パルスが高レベルであるにも拘らず、
第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パル
スが低レベルとなる区間（ｔ3 〜ｔ4、ｔ7 〜ｔ8 、ｔ1
0〜ｔ11）において第１及び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2
から図１０に示すようにパルスが発生し、これが進相
検出信号となる。負荷電流ＩL が進相電流の時には、第
１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 の高
レベルから低レベルへの立下りの直前に発生する第１及
び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27のパル
スによって図２のトランジスタ５９、６０がオンに駆動
され、既に説明したように図１２のｔ6 時点以後の動作
が生じ、第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS1 、
ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出力周波数が図
６の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よりも高くなる。放電灯
１３の非点灯状態が継続すると、再び負荷電流ＩL が進
相状態となり、これを遅相状態に戻す動作が再び生じ
る。この様に進相状態が間欠的に発生しても、連続的に
発生する場合に比べて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 の温度上昇は大幅に抑制され、この破壊が防止され
る。
電流検出回路１０の動作を図１０及び図１１を参照して
説明する。図１０は負荷回路６が誘導性リアクタンスで
あって負荷電流ＩL がインバータ回路５の出力電圧及び
ゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 に対して遅れ状態
にある時の図４の各部の状態を示し、図１１は負荷回路
６が容量性リアクタンスであって負荷電流ＩL がインバ
ータ出力電圧及びゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
に対して進んでいる時の図４の各部の状態を示す。な
お、説明を簡単にするために図１０及び図１１におい
て、電流検出器９から得られた負荷電流ＩL に対応する
電圧Ｖi が正弦波で示されている。電流検出器９の出力
電圧Ｖi はライン２５によって図４の第１及び第２のコ
ンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 に入力し、図１０で破線で示
す第１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅと比較される。第
１及び第２の基準電圧＋ｅ、−ｅは電流検出電圧Ｖi の
ゼロレベル（中心レベル）の正側及び負側の近傍に設定
されているので、第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、
ＣＰ2 からは、図１０及び図１１に示すように電流検出
電圧Ｖi の波形の１８０度区間よりも少し狭いパルス幅
を有する方形波が得られる。図１０及び図１１の第１及
び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2の出力パルスの相
互間ｔ3 〜ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 は電流検出電圧Ｖi のゼロ
近傍区間を示す。本実施例ではこのゼロ近傍区間ｔ3 〜
ｔ5 、ｔ7 〜ｔ9 に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
の制御パルス即ちゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2
の立下り（後縁）が位置しているか否かによって制御パ
ルスか正常制御範囲にあるか否かを検出する。この検出
を行うために、図４の第１及び第２のコンパレータＣＰ
1 、ＣＰ2 の出力パルスは第１及び第２のフリップフロ
ップＦＦ1 、ＦＦ2 のセット端子Ｓに入力し、フリップ
フロップＦＦ、ＦＦ2 のリセット端子Ｒには図１０及び
図１１に示す第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS
1 、ＶGS2の位相反転信号が入力する。これにより、第
１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、ＦＦ2 から図１
０及び図１１の方形波パルスが得られる。図１０の正常
時には、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1 、ＦＦ
2 の出力パルスの幅は第１及び第２のコンパレータＣＰ
1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よりも狭くなり、インヒビ
ットＡＮＤゲートから成る第１及び第２の論理ゲートＧ
1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27は常に低レベルＬに保たれ
る。他方、図１１の異常時には、第１及び第２のフリッ
プフロップＦＦ1 、ＦＦ2 の出力パルスの幅は第１及び
第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パルスの幅よ
りも広くなり、第１及び第２のフリップフロップＦＦ1
、ＦＦ2 の出力パルスが高レベルであるにも拘らず、
第１及び第２のコンパレータＣＰ1 、ＣＰ2 の出力パル
スが低レベルとなる区間（ｔ3 〜ｔ4、ｔ7 〜ｔ8 、ｔ1
0〜ｔ11）において第１及び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2
から図１０に示すようにパルスが発生し、これが進相
検出信号となる。負荷電流ＩL が進相電流の時には、第
１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS1 、ＶGS2 の高
レベルから低レベルへの立下りの直前に発生する第１及
び第２の論理ゲートＧ1 、Ｇ2 の出力Ｖ26、Ｖ27のパル
スによって図２のトランジスタ５９、６０がオンに駆動
され、既に説明したように図１２のｔ6 時点以後の動作
が生じ、第１及び第２のゲート・ソース間電圧ＶGS1 、
ＶGS2 の繰返し周波数及びインバータの出力周波数が図
６の特性線Ａの共振周波数ｆ0 よりも高くなる。放電灯
１３の非点灯状態が継続すると、再び負荷電流ＩL が進
相状態となり、これを遅相状態に戻す動作が再び生じ
る。この様に進相状態が間欠的に発生しても、連続的に
発生する場合に比べて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 の温度上昇は大幅に抑制され、この破壊が防止され
る。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２８】上述から明らかなように、本実施例によれ
ば、寿命等によって点灯不可能な放電灯１３にインバー
タ回路５から電力を供給した時、又は放電灯１３が点灯
中に不点灯になった時に、負荷回路６が進相状態になっ
ても、進相電流検出回路１０の出力に基づいてインバー
タの出力周波数が共振周波数ｆ0 以上に制御され、遅相
状態に戻される。これにより、進相状態が連続的に発生
しなくなり、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を過電
流から保護することができる。また、本実施例の装置で
は、進相状態を解消した後に再び第３の周波数ｆ3 に戻
るように動作するので、放電灯１３が一時的に不点灯状
態になり、その後この状態が解消された時には放電灯１
３が再点灯する。この結果、可能な限り長い時間放電灯
１３を点灯させることができる。また、この実施例で
は、点灯目標の上限の周波数（例えばｆ2 ）で放電灯１
３が点灯しない場合であっても、共振周波数ｆ0 よりも
低い周波数までインバータ出力周波数ｆを下げるので、
放電灯１３が共振周波数ｆ0 又はこの近くに対応する高
いコンデンサ電圧Ｖc によって点灯する可能性が生じ
る。従って、放電灯１３の特性に対して有効に対処する
ことができる。
ば、寿命等によって点灯不可能な放電灯１３にインバー
タ回路５から電力を供給した時、又は放電灯１３が点灯
中に不点灯になった時に、負荷回路６が進相状態になっ
ても、進相電流検出回路１０の出力に基づいてインバー
タの出力周波数が共振周波数ｆ0 以上に制御され、遅相
状態に戻される。これにより、進相状態が連続的に発生
しなくなり、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を過電
流から保護することができる。また、本実施例の装置で
は、進相状態を解消した後に再び第３の周波数ｆ3 に戻
るように動作するので、放電灯１３が一時的に不点灯状
態になり、その後この状態が解消された時には放電灯１
３が再点灯する。この結果、可能な限り長い時間放電灯
１３を点灯させることができる。また、この実施例で
は、点灯目標の上限の周波数（例えばｆ2 ）で放電灯１
３が点灯しない場合であっても、共振周波数ｆ0 よりも
低い周波数までインバータ出力周波数ｆを下げるので、
放電灯１３が共振周波数ｆ0 又はこの近くに対応する高
いコンデンサ電圧Ｖc によって点灯する可能性が生じ
る。従って、放電灯１３の特性に対して有効に対処する
ことができる。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３２】積分回路７４及びトランジスタ６０ａは、
一定時間以内に所定数（１つ又は数個）のパルスが論理
ゲートＧ2 から発生した時にインバータの出力周波数ｆ
を共振周波数ｆ0 より上に戻すことができるように三角
波発生用コンデンサ３２の充電電流を増大させる。これ
により、第２の実施例によっても第１の実施例と同一の
効果が得られる。なお、図１４の進相電流検出回路１０
ａを第１のゲート・ソース間電圧ＶGS1 と電流検出電圧
Ｖi とで進相電流を検出するように変形することもでき
る。
一定時間以内に所定数（１つ又は数個）のパルスが論理
ゲートＧ2 から発生した時にインバータの出力周波数ｆ
を共振周波数ｆ0 より上に戻すことができるように三角
波発生用コンデンサ３２の充電電流を増大させる。これ
により、第２の実施例によっても第１の実施例と同一の
効果が得られる。なお、図１４の進相電流検出回路１０
ａを第１のゲート・ソース間電圧ＶGS1 と電流検出電圧
Ｖi とで進相電流を検出するように変形することもでき
る。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３４】図１５の電流検出器９は、図８及び図９に
示した第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2のみを検出する。
図１５のライン２５の電流検出信号Ｖi は図１６に概略
的に示す進相電流検出回路１０ｂに送られる。図１６に
示す進相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出
回路１０ａのコンパレータＣＰ2 の入力を変形した他は
図１４と同一に構成したものである。即ち、図１６の進
相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出回路１
０ａの基準電圧源Ｅ2 の極性を変えて＋ｅを発生するよ
うにし、且つコンパレータＣＰ2 の負端子に基準電圧源
Ｅ2 を接続した他は図１４と同一に構成したものであ
る。 図１６の制御回路８ｂは、図２の制御回路８の周
波数制御回路３１を１つのスイッチ６０のみを含む周波
数制御回路３１ｂに変形した他は図２と同一に形成した
ものである。この第３の実施例では進相状態になった時
の進相解除の制御回数が第１の実施例の半分になるが、
第１の実施例と実質的に同一の効果を得ることができ
る。
示した第２のスイッチＱ2 の電流ＩQ2のみを検出する。
図１５のライン２５の電流検出信号Ｖi は図１６に概略
的に示す進相電流検出回路１０ｂに送られる。図１６に
示す進相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出
回路１０ａのコンパレータＣＰ2 の入力を変形した他は
図１４と同一に構成したものである。即ち、図１６の進
相電流検出回路１０ｂは、図１４の進相電流検出回路１
０ａの基準電圧源Ｅ2 の極性を変えて＋ｅを発生するよ
うにし、且つコンパレータＣＰ2 の負端子に基準電圧源
Ｅ2 を接続した他は図１４と同一に構成したものであ
る。 図１６の制御回路８ｂは、図２の制御回路８の周
波数制御回路３１を１つのスイッチ６０のみを含む周波
数制御回路３１ｂに変形した他は図２と同一に形成した
ものである。この第３の実施例では進相状態になった時
の進相解除の制御回数が第１の実施例の半分になるが、
第１の実施例と実質的に同一の効果を得ることができ
る。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
【手続補正１５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１０】
【手続補正１６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１９】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 青池 南城 埼玉県新座市北野三丁目６番３号 サンケ ン電気株式会社内
Claims (19)
- 【請求項１】 直流電源と、前記直流電源に接続され且
つ少なくとも１つのスイッチを含み、前記スイッチのオ
ン・オフ動作によって前記直流電源の電圧を交流電圧に
変換するためのインバータ回路と、 放電灯と前記放電灯に対して実質的に並列に接続された
共振用コンデンサと前記放電灯及び前記共振用コンデン
サに対して直列に接続された共振用インダクタンス素子
とから成り、且つ前記インバータ回路から交流電圧の供
給を受けるように前記インバータ回路に結合され、且つ
前記共振用コンデンサと前記共振用インダクタンス素子
との直列共振回路の共振周波数（ｆ0 ）における前記共
振用コンデンサの電圧が正常な放電灯の放電開始電圧以
上になるように前記直列共振回路が形成されている負荷
回路と、 前記負荷回路を通って流れる電流を検出するための電流
検出手段と、 前記インバータ回路の出力電圧に対して前記電流が進相
状態であるか否かを検出する進相電流検出手段と、 前記スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御
信号を発生するものであって、前記放電灯を点灯させる
時に、前記共振周波数（ｆ0 ）よりも高く且つ前記放電
灯を点灯させることが不可能な非点灯周波数（ｆ1 ）か
ら前記共振周波数（ｆ0 ）よりも低い正常駆動周波数
（ｆ3 ）に向って前記インバータ回路の出力周波数を徐
々に低下させるように前記スイッチ制御信号の繰返し周
波数を制御し、前記放電灯が正常に点灯している時には
前記正常駆動周波数（ｆ3 ）が得られるように前記スイ
ッチ制御信号の繰返し周波数を制御し、前記進相電流検
出手段から進相電流を示す出力が得られた時には、これ
に応答して前記インバータ回路の出力周波数が前記共振
周波数以上になるように前記スイッチ制御信号の繰返し
周波数を制御する制御手段とから成る放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 前記放電灯は、一対の端子間に接続され
た第１の電極と、一対の端子間に接続された第２の電極
とを有するものであって、前記共振用コンデンサは前記
第１の電極の前記一対の端子の一方と前記第２の電極の
前記一対の端子の一方との間に接続されていることを特
徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】 前記インバータ回路は、前記直流電源の
一対の直流出力端子の相互間に接続された第１及び第２
のスイッチの直列回路と、前記負荷回路を前記第２のス
イッチに対して並列に結合させる手段とから成ることを
特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 更に、前記第１のスイッチに対して逆方
向で並列に接続された第１のダイオードと、前記第２の
スイッチに対して逆方向で並列に接続された第２のダイ
オードとを有していることを特徴とする請求項３記載の
放電灯点灯装置。 - 【請求項５】 更に、前記第１のスイッチに並列に接続
された第１のコンデンサと、前記第２のコンデンサに並
列に接続された第２のコンデンサとを有することを特徴
とする請求項４記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項６】 更に、前記第２のスイッチに並列に接続
されたコンデンサを有し、前記第１のスイッチに対して
は並列にコンデンサが接続されていないことを特徴とす
る請求項４記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項７】 更に、前記第２のスイッチと前記負荷回
路との間に接続され且つ前記共振用コンデンサよりも十
分に大きな容量を有している結合コンデンサを備えてい
ることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の
放電灯点灯装置。 - 【請求項８】 前記制御手段は、 前記放電灯を点灯させる時に、前記非点灯周波数（ｆ1
）から前記正常駆動周波数（ｆ3 ）まで前記インバー
タ回路の出力周波数を徐々に変化させるための周波数制
御信号を発生する周波数制御信号発生手段と、 前記進相電流検出手段に接続され且つ前記進相電流検出
手段から得られた進相電流状態を示す信号に応答して前
記インバータ回路の出力周波数を前記共振周波数以上の
周波数に強制的に変えるための周波数制御回路と、 前記周波数制御信号発生手段と前記周波数制御回路とに
接続され、前記周波数制御信号で指示された繰返し周波
数でパルスを発生し、且つ前記周波数制御回路に前記進
相電流を示す信号が入力した時には前記共振周波数（ｆ
0 ）以上の繰返し周波数でパルスを発生する可変周波数
パルス発生器と、 前記可変周波数パルス発生器と前記第１及び第２のスイ
ッチの制御信号との間に接続され、前記可変周波数パル
ス発生器の出力パルスに基づいて前記第１及び第２のス
イッチを交互にオン・オフ動作させるための第１及び第
２のスイッチ制御信号を形成するスイッチ制御信号形成
回路とから成ることを特徴とする請求項３記載の放電灯
点灯装置。 - 【請求項９】 前記可変周波数パルス発生器は、 三角波発生用コンデンサと、 前記三角波発生用コンデンサを充電するための充電回路
と、 前記三角波発生用コンデンサを放電させるための放電回
路と、 前記三角波発生用コンデンサの電圧を波形整形してパル
スを形成する波形整形器とから成ることを特徴とする請
求項８記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１０】 前記周波数制御信号発生回路は、前記
周波数制御信号として前記可変周波数パルス発生器の出
力パルスの繰返し周波数に対応させて異なるレベルの電
圧を発生する可変電圧回路であり、 前記充電回路は前記可変電圧回路の出力に対応して前記
三角波発生用コンデンサの充電電流を制御する制御素子
を含むものである請求項９記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１１】 前記周波数制御信号発生回路は、前記
放電灯を点灯する時に、前記非点灯周波数（ｆ1 ）を得
るための周波数制御信号を所定時間発生し、次に、前記
非点灯周波数（ｆ1 ）から前記正常駆動周波数（ｆ3 )
まで前記インバータ回路の出力周波数を徐々に低下させ
るための周波数制御信号を発生するものである請求項８
又は１０記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１２】 前記周波数制御回路は、前記三角波発
生用コンデンサに並列に接続された強制放電用スイッチ
であり、前記強制放電用スイッチは前記進相状態を示す
信号に応答してオンになるものである請求項９記載の放
電灯点灯装置。 - 【請求項１３】 前記電流検出手段は前記共振用コンデ
ンサを流れる両方向の共振電流を検出し、この電流に対
応する電流検出電圧を出力するものであり、 前記進相電流検出手段は、 前記共振電流のゼロレベルの近傍であって、このゼロレ
ベルよりも僅かに高いレベルから成る第１の基準電圧を
発生する第１の基準電圧源と、 前記共振電流のゼロレベルの近傍であって、このゼロレ
ベルよりも僅かに低いレベルから成る第２の基準電圧を
発生する第２の基準電圧源と、 その正の入力端子が前記電流検出手段に接続され、その
負の入力端子が前記第１の基準電圧源に接続された第１
のコンパレータと、 その負の入力端子が前記電流検出手段に接続され、その
正の入力端子が前記第２の基準電圧に接続された第２の
コンパレータと、 そのセット入力端子が前記第１のコンパレータの出力端
子に接続され、そのリセット入力端子が前記第１のスイ
ッチの制御端子に第１のスイッチ制御信号を供給するた
めのラインに対してＮＯＴ回路を介して接続された第１
のフリップフロップと、 そのセット入力端子が前記第２のコンパレータの出力端
子に接続され、そのリセット入力端子が前記第２のスイ
ッチの制御端子に第２のスイッチ制御信号を供給するた
めのラインに対してＮＯＴ回路を介して接続された第２
のフリップフロップと、 その反転入力端子が前記第１のコンパレータの出力端子
に接続され、その非反転入力端子が前記第１のフリップ
フロップの出力端子に接続されたインヒビットＡＮＤゲ
ートから成る第１の論理ゲートと、 その反転入力端子が前記第２のコンパレータの出力端子
に接続され、その非反転入力端子が前記第２のフリップ
フロップの出力端子に接続されたインヒビットＡＮＤゲ
ートから成る第２の論理ゲートとから成り、 前記周波数制御回路は、前記三角波発生用コンデンサに
並列に接続された第１及び第２の強制放電用スイッチで
あり、前記第１及び第２の強制放電用スイッチは前記第
１及び第２の論理ゲートの出力でオン制御されることを
特徴とする請求項９記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１４】 前記進相電流検出手段は、 前記共振電流のゼロレベルの近傍の基準電圧を発生する
基準電圧源と、 その一方の入力端子が前記電流検出手段に接続され、そ
の他方の入力端子が前記基準電圧源に接続されたコンパ
レータと、 そのセット入力端子が前記コンパレータの出力端子に接
続され、そのリセット入力端子が前記第２のスイッチの
制御端子に前記第２のスイッチ制御信号を供給するため
のラインに対してＮＯＴ回路を介して接続されたフリッ
プフロップと、 その反転入力端子が前記コンパレータの出力端子に接続
され、その非反転入力端子が前記フリップフロップの出
力端子に接続されたインヒビットＡＮＤゲートから成る
論理ゲートとから成り、 前記周波数制御回路は、前記三角波発生用コンデンサに
並列に接続され且つ前記論理ゲートから得られる進相状
態を示す信号でオン制御される強制放電用スイッチであ
ることを特徴とする請求項９記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１５】 前記電流検出手段は、 前記第２のスイッチの電流を検出するものであり、前記
進相電流検出手段は、前記共振電流のゼロレベルの近傍
の基準電圧を発生する基準電圧源と、 その一方の入力端子が前記電流検出手段に接続され、そ
の他方の入力端子が前記基準電圧源に接続されたコンパ
レータと、 そのセット入力端子が前記コンパレータの出力端子に接
続され、そのリセット入力端子が前記第２のスイッチの
制御端子に前記第２のスイッチ制御信号を供給するため
のラインに対してＮＯＴ回路を介して接続されたフリッ
プフロップと、 その反転入力端子が前記コンパレータの出力端子に接続
され、その非反転入力端子が前記フリップフロップの出
力端子に接続されたインヒビットＡＮＤゲートから成る
論理ゲートとから成ることを特徴とする請求項９記載の
放電灯点灯装置。 - 【請求項１６】 前記進相電流検出手段は、 前記共振電流のゼロレベルの近傍の基準電圧を発生する
基準電圧源と、 その一方の入力端子が前記電流検出手段に接続され、そ
の他方の入力端子が前記基準電圧源に接続されたコンパ
レータと、 そのセット入力端子が前記コンパレータの出力端子に接
続され、そのリセット入力端子が前記第２のスイッチの
制御端子に前記第２のスイッチ制御信号を供給するため
のラインに対してＮＯＴ回路を介して接続されたフリッ
プフロップと、 その反転入力端子が前記コンパレータの出力端子に接続
され、その非反転入力端子が前記フリップフロップの出
力端子に接続されたインヒビットＡＮＤゲートから成る
論理ゲートとから成り、 前記周波数制御回路は、前記論理ゲートの出力を平滑す
るための積分回路と、前記積分回路の出力に応答して前
記三角波発生用コンデンサの充電電流を変えるように前
記充電回路を制御する制御素子とから成ることを特徴と
する請求項９記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１７】 前記インバータ回路は、 前記直流電源の一対の直流出力端子間に接続された第１
及び第２のスイッチの直列回路と、 前記一対の直流出力端子間に接続された第１及び第２の
電圧分割用コンデンサの直列回路とから成り、 前記負荷回路は前記第１及び第２のスイッチの相互接続
点と前記第１及び第２の電圧分割用コンデンサの相互接
続点との間に接続され、前記第１及び第２のスイッチを
交互にオン・オフ制御するものであることを特徴とする
請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１８】 前記インバータ回路は、 センタタップを有する１次巻線を備えた出力トランス
と、 前記直流電源の一対の直流出力端子の一方と前記１次巻
線の一端との間に接続された第１のスイッチと、 前記直流電源の一対の直流出力端子の一方と前記１次巻
線の他端との間に接続された第２のスイッチと、 前記センタタップを前記直流電源の一対の直流出力端子
の他方に接続する手段とから成り、前記第１及び第２の
スイッチを交互にオン・オフ制御して直流を交流に変換
するものであり、 前記負荷回路は前記１次巻線に電磁結合され且つ漏洩イ
ンダクタンスを有する２次巻線を含み、 前記２次巻線は前記共振用インダクタンス素子として機
能していると共に前記負荷回路を前記インバータ回路へ
結合するためにも機能し、且つ前記放電灯の一端及び他
端は前記２次巻線の一端及び他端に結合されていること
を特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１９】 前記インバータ回路は、 前記直流電源の一対の直流出力端子の一方にその一端が
接続された１次巻線を含むトランスと、 前記１次巻線の他端と前記一対の直流出力端子の他方と
の間に接続されたスイッチとから成り、前記スイッチの
オン・オフ制御によって直流を交流に変換するものであ
り、 前記負荷回路は前記１次巻線に電磁結合され且つ漏洩イ
ンダクタンスを有する２次巻線を含み、 前記２次巻線は前記共振用インダクタンス素子として機
能していると共に前記負荷回路を前記インバータ回路へ
結合するためにも機能し、且つ前記放電灯の一端及び他
端は前記２次巻線の一端及び他端に結合されていること
を特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP10062262A JP2933077B1 (ja) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | 放電灯点灯装置 |
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| DE69911493T DE69911493T2 (de) | 1998-02-26 | 1999-02-22 | Beleuchtungssystem einer Entladungslampe mit Überstromschutz für die Schalter eines Wechselrichters |
| EP99103402A EP0948243B1 (en) | 1998-02-26 | 1999-02-22 | Discharge lamp lighting system with overcurrent protection for an inverter switch or switches |
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| JP10062262A JP2933077B1 (ja) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | 放電灯点灯装置 |
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| EP (1) | EP0948243B1 (ja) |
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