HU218120B - Teljesítményátalakító soros és párhuzamos rezgőkörrel - Google Patents
Teljesítményátalakító soros és párhuzamos rezgőkörrel Download PDFInfo
- Publication number
- HU218120B HU218120B HU9400572A HU9400572A HU218120B HU 218120 B HU218120 B HU 218120B HU 9400572 A HU9400572 A HU 9400572A HU 9400572 A HU9400572 A HU 9400572A HU 218120 B HU218120 B HU 218120B
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- capacitor
- transistor
- transformer
- load
- power converter
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
- H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
- H05B41/2824—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage using control circuits for the switching element
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- General Induction Heating (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
- Semiconductor Lasers (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
A találmány tárgya teljesítményátalakító soros és párhuzamosrezgőkörrel, előnyösen ohmos vagy induktív terhelés (RG), példáulkisülőlámpacső meghajtására, amely egyenfeszültség–váltakozófeszültség-teljesítmény- átalakítóként van kiképezve. Bemeneteegyenfeszültség-forrásra van kötve, kimenetére pedig a terhelés (RG)van csatlakoztatva, és tartalmaz egy kommutálókapcsolóként kiképezetttranzisztort (Q), amelynek vezérlőbemenetére egy, adott frekvenciájúimpulzusgenerátor van csatlakoztatva. A tranzisztor (Q) egyikfőkivezetése az egyen- feszültség-forrás egyik kimenetével vanösszekapcsolva, másik főkivezetése egy induktivitáson (L) és egytranszformátor (T) primer tekercsén (P) keresztül az egyenfeszültség-forrás másik kivezetésére van csatlakoztatva. A tranzisztorral (Q) egyelső kondenzátor (C1) és egy dióda (D2) van párhuzamosan kötve, azegyenfeszültség-- forrás két kimenetével egy második kondenzátor (C3)van párhuzamosan kötve, a terhelés (RG) pedig a transzformátor (T) egyszekunder tekercsével (S1) van párhuzamosan kötve. A másodikkondenzátor (C3) kapacitása többszöröse az első kondenzátor (C1)kapacitásának, továbbá az impulzusgenerátor a tranzisztort (Q) azalábbiak szerint négy fázisban vezérlően van kiképezve. Az elsőfázisban a tranzisztor (Q) bekapcsolt – azaz kapcsolóként zárt –, ésaz áramot egy első irányban az induktivitáson (L) és a primertekercsen (P) át vezetően van működtetve. A második fázisban atranzisztor (Q) kikapcsolt – azaz kapcsolóként nyitott –, és az áramotegy második irányba, amely az elsővel ellentétes, az elsőkondenzátoron (C1) az induktivitáson (L) az első kondenzátort (C1)töltve van működtetve. Az első kondenzátor (C1) és az induktivitás (L)egy, az egyenfeszültség-forrással soros rezgőkört képezően vankapcsolva. A negyedik fázisban pedig a tranzisztor (Q) bekapcsolt –azaz kapcsolóként zárt –, és első kondenzátor (C1) kisülés után azáramot az első irányba, a primer tekercsen (P) és a diódán (D2) át amásodik kondenzátort (C3) töltően, majd az áramot a feltöltött másodikkondenzátorról (C3) és a feszültségforrásról a primer tekercsen (P),az induktivitáson (L) és a tranzisztoron (Q) át vezetően vanműködtetve. A terhelés (RG) pedig a transzformátor (T) egyik szekundertekercsével (S1) van párhuzamosan kötve. A teljesítményátalakítólényege, hogy a harmadik fázisban a tranzisztor (Q) még mindigkikapcsolt – azaz kapcsolóként nyitott –, és az áramot a másodikirányba az első kondenzátoron (C1) az induktivitáson (L) és a primertekercsen (P) át a második kondenzátort (C3) töltően van működtetve. Amásodik kondenzátor (C3) és az induktivitás (L) egy, azegyenfeszültség-forrással párhuzamos rezgőkört képezően van kapcsolva. ŕ
Description
A negyedik fázisban pedig a tranzisztor (Q) bekapcsolt - azaz kapcsolóként zárt -, és első kondenzátor (C,) kisülés után az áramot az első irányba, a primer tekercsen (P) és a diódán (D2) át a második kondenzátort (C3) töltőén, majd az áramot a feltöltött második kondenzátorról (C3) és a feszültségforrásról a primer tekercsen (P), az induktivitáson (L) és a tranzisztoron (Q) át vezetően van működtetve.
A terhelés (RG) pedig a transzformátor (T) egyik szekunder tekercsével (S,) van párhuzamosan kötve.
A teljesítményátalakító lényege, hogy a harmadik fázisban a tranzisztor (Q) még mindig kikapcsolt - azaz kapcsolóként nyitott -, és az áramot a második irányba az első kondenzátoron (CJ az induktivitáson (L) és a primer tekercsen (P) át a második kondenzátort (C3) töltőén van működtetve. A második kondenzátor (C3) és az induktivitás (L) egy, az egyenfeszültség-forrással párhuzamos rezgőkört képezően van kapcsolva.
A találmány tárgya teljesítményátalakító soros és párhu- 15 zamos rezgőkörrel, amely ohmos vagy induktív terhelés, előnyösen kisülőlámpa meghajtására alkalmas.
A teljesítményátalakító egyenfeszültség-forrásról van táplálva, és ennek kimenőfeszültségéből hoz létre a terhelés számára viszonylag nagy frekvenciájú váltakozó 20 feszültséget. A teljesítmény átalakító tartalmaz egy kommutálókapcsolót, például tranzisztort, amelynek vezérlőbemenetére egy, a kapcsolási frekvenciát beállító impulzusgenerátor van csatlakoztatva, amely a kapcsolót vagy teljes egészében kinyitja, vagy lezárja. A kapcso- 25 lóval párhuzamosan egy kondenzátor és egy dióda van kötve. A kapcsoló egy induktivitással és egy transzformátor primer tekercsével képez egy soros áramkört, amely az egyenfeszültség-forrás kimenetére van csatlakoztatva. A terhelés a transzformátor egyik szekunder 30 tekercsére van kötve.
Az utóbbi időben a különféle teljesítményátalakítók méretei drámaian csökkentek, és ezzel egyidejűleg a működési frekvenciájuk jelentősen nőtt. A kapcsolóelemet, például tranzisztort vezérlő kvázinégyszög alakú 35 jelet előállító impulzusgenerátorok frekvenciája manapság elérte már a 0,5 MHz-es tartományt. Ez lehetővé tette, hogy a legtöbb passzív alkatrész mérete jelentősen csökkenjen, azaz a különféle mágneses elemek, illetve kondenzátorok méretét a korábbi, 20 kHz-es frekvenciá- 40 ra használt alkatrészek méreteinél lényegesen kisebbre lehetett megválasztani. Ezeknek az átalakítóknak, amelyek nagy része impulzusszélességben modulált félvezetős teljesítményátalakító, ahol a teljesítmény-félvezetőben rendkívül nagyok a kapcsolási veszteségek, ami né- 45 mileg csökkenti a hatásfokukat, továbbá a félvezetőknek a melegedésük miatt jelentősebb hűtésre van szükségük. Mindezek végül is a teljesítményátalakítók fizikai méreteinek csökkentését korlátozzák.
Annak érdekében, hogy a teljesítményátalakítók ki- 50 használhatóságát növeljék és a túlterhelést elbíiják, illetőleg nagy terhelésre, például nagy teljesítményű kisülőlámpákhoz is használni lehessen, kidolgoztak egy olyan áramkört, amely figyelte a terhelés növekedését, illetve amellyel meg lehetett akadályozni az alkalma- 55 zott kapcsolótranzisztorok telítését. Egy ilyen áramkör van a WO 90/01248 számú PCT-leírásban, valamint a GB 1.378.465 számú szabadalmi leírásban ismertetve.
A nagyfrekvenciás teljesítményátalakítóknak az egyik leghatásosabb módja az úgynevezett nulláram- 60 kapcsolásos elrendezés, ahol az LC-rezgőkör segítségével úgy hoznak létre szinuszos feszültséget, hogy az LC-rezgőkört egy egyenfeszültség-forrással vagy párhuzamosan vagy sorosan kapcsolnak. Az ilyen átalakítókat úgynevezett rezonancia-üzemmódban működő teljesítményátalakítóknak nevezik. A szinuszos feszültség alkalmazásának a teljesítmény-félvezetős áramkörökben az az előnye, hogy a veszteség jelentősen csökkenthető, mivel a kapcsolás mindenkor a nullátmenet közelében történik. Hátránya ezeknek a teljesítményátalakítóknak, hogy egy adott teljesítmény szintnél a csúcsáram lényegesen nagyobb lesz, mint az impulzusszélesség-moduláció elvén működő átalakítóknál. Kisebb ellenállású félvezetők használata esetén lehetőség van a működési frekvencia növelésére, egészen 1 MHz frekvenciáig. Az ilyen áramkörökkel a teljesítménysűrűség 1 W/cm3 értékre is növelhető.
Az ilyen teljesítményátalakítókban vezérlőáramkörként történő felhasználásra általában olyan integrált áramköröket alkalmaznak, amelyek egészen 1 MHz tartományig használhatók. Ilyen például az LD 405 típusú áramkör, amelyet a Gennum Corporation gyárt. Ezeknek az integrált áramköröknek az alkalmazása nagyfrekvenciás kimenőjellel működő teljesítményátalakítókban az LD 405 integrált áramkör használati leírásában is ismertetve van, ennek a címe „LD 405 áramkörök alkalmazása 125 W-os rezonancia-üzemmódban működő tápegységekben”. Ugyanez a cég olyan rezgőkört is gyárt, amely az 1. ábrán látható. Az áramkör sorosan kapcsolt L induktivitást, C kondenzátort és R ellenállást tartalmaz, ahol az RL terhelést a C kondenzátorral párhuzamosan kell kapcsolni. Az U feszültségű egyenfeszültség-forrás egyik kimenete az R ellenállás szabad végével, másik kimenete pedig egy kommutáló S kapcsolón, például tranzisztoron keresztül van az L induktivitás szabad végével összekapcsolva. Amikor az S kapcsoló zár, az LC rezgőkör rezonanciába jön, és amikor a rezonancia lecsengett, az S kapcsoló nyit, és az energiaellátás az egyenfeszültség-forrásról az RL terhelés felé megszakad. Egy adott idő elteltével az S kapcsoló megint nyit, és a folyamat így folytatódik. A kommutációs frekvencia változtatásával az RL terhelésen disszipált átlagteljesítmény is változik. A tranziens feszültségek csillapítására van az R ellenállás beiktatva, amely a C kondenzátorral képez egy RC áramkört. A gyakorlatban alkalmazott különféle, rezonanciaelven működő
HU 218 120 Β teljesítményátalakítókban általában két kommutáló S kapcsolót alkalmaznak, mindegyik egy-egy félperiódusban működik. Az S kapcsolók általában MOS-FET tranzisztorok, amelyek megfelelő vezérlő áramkörrel vannak vezérelve. A kimenőfokozat Schottky egyenirányító diódákat tartalmaz.
Ennél az ismert megoldásnál a működése során nehéz elkerülni azt, hogy a rezonanciafeszültségben felharmonikusok alakuljanak ki. Ennek következtében nagyon nehéz szimmetrikus, azonos energiatartalommal rendelkező félperiódusokat létrehozni. Ezen túlmenően jelentős veszteségek lépnek fel az S kapcsolókon és a kimeneti Schottky-diódákon is. A tranziens feszültségeket csillapító RC áramkör további veszteségek forrása. Mindezeknek az eredménye az, hogy a hatásfok legalább 25%-kal csökken, és még akkor is, ha a kimenőfokozatban egyenirányító diódákat nem alkalmazunk, ekkor a veszteség körülbelül 16%.
Általánosságban elmondhatjuk, hogy a fent ismertetett teljesítményátalakító és a hasonló elven működő, egyéb ismert megoldások mind úgy vannak kialakítva, hogy egy LC rezgőkör van egy további soros kapcsolón keresztül az egyenfeszültség-forrásra csatlakoztatva, és mivel a terhelés közvetlenül van az LC rezgőkörre csatlakoztatva, a terhelés is elvesz onnan energiát. Az LC rezgőkör L induktivitása lehet egy transzformátor is. Transzformátor esetében nagyon nehéz a méretezést elvégezni, mivel a transzformátorban tárolható energiának nehéz a korlátáit megállapítani. Ha túlságosan sok energiát vesz el az LC rezgőkör, úgy a frekvencia változik, és viszonylag bonyolult elektronikus vezérlő áramkörökre van szükség ahhoz, hogy a kommutálókapcsolók kapcsolását úgy vezéreljük, hogy a rezonancia megmaradjon. Ha túlterhelés jut ezekre az áramkörökre, úgy a tranzisztornak a kapcsolóárama már nem vezérelhető módon megnő, és a tranzisztor kikapcsol, az itt fellépő tranziens jelenségek a teljesítményátalakítónak adott esetben már nem javítható sérülését okozhatják. A probléma az, hogy a szabályozóegységek, amelyeknek feladata a kapcsolóként alkalmazott tranzisztorok védelme is, nem valós idejű üzemmódban működnek, azaz a vezérlőáramkör adott periódusidővel működik, és nem kapcsol ki azonnal, amint nem megengedhető terhelés lép fel, így a tranzisztor adott esetben ennek a nem megengedhető terhelésnek van kitéve. Összefoglalva: a fellépő veszteségek miatt az ilyen elrendezések hatásfoka még egyenirányító kimenőfokozat nélkül sem lépi túl a 84%-ot.
Az US 4.613.769 számú szabadalmi leírásban egy olyan tranzisztoros oszcillátor-áramkör van ismertetve, ahol egy kondenzátor van egy transzformátor szekunder tekercsével párhuzamosan csatlakoztatva, a transzformátor a kondenzátorral párhuzamos rezgőkört képez, és adott frekvencián mintegy hullámformáló működik. Tartalmaz még az elrendezés egy második hullámformáló elemet, egy további kondenzátort, amely párhuzamosan van kapcsolva az oszcillátortranzisztor kollektorával és emitterével, és az induktivitással az előző frekvencia kétszeresénél soros rezgőkört képez.
Mindkét idézett megoldásnál törekedtek arra, hogy a két félperiódusban a teljesítmény azonos jelalakú és energiatartalmú legyen. A WO 90/01248 számú leírásban ismertetett megoldásnál ezt úgy próbálták megoldani, hogy a kapcsolótranzisztor frekvenciáját és vezetési idejét változtatják a két félperiódusban a terhelés függvényében, ezért alkalmazzák a D| diódát és R3 ellenállást, az US 4.613.769 számú szabadalmi leírásban ismertetett megoldásnál pedig a terheléssel párhuzamos külön kondenzátort.
A találmány célja egy olyan megoldás kidolgozása, amely az előbb említett hátrányokat kiküszöböli, azaz biztosítsa, hogy a kapcsolótranzisztor mindkét félperiódusában azonos teljesítmény jusson a terhelésre egyszerű áramköri elemek alkalmazásával anélkül, hogy a kapcsolótranzisztort meghajtó impulzusgenerátor frekvenciáját eközben változtatni kellene, továbbá hogy a kapcsolótranzisztor ne vegyen fel túl nagy teljesítményt.
A találmány felismerése az volt, hogy egy párhuzamos és egy soros rezgőkört alkalmazunk, amelyeknek közös az induktivitása, és egy első kondenzátor és az induktivitás egy olyan soros rezgőkört képez, ahol az induktivitáson eső feszültség és az első kondenzátor kapacitása határozza meg az első félperiódusban a rezonanciafrekvenciát, és egy második kondenzátor, egy dióda és az induktivitáson eső feszültség egy párhuzamos rezgőkört képez, amely a második félperiódusra határozza meg a rezonanciafrekvenciát. A kapcsolóelemet képező tranzisztor mind a soros, mind a párhuzamos rezonancia-üzemmódban nagyohmos, a dióda mintegy leválasztóelem hat a két kondenzátor között, biztosítva a megfelelő áramot a transzformátorban. A terhelésen a párhuzamos rezgőkör működése alatt folyik áram, és a második kondenzátort a bemenőfeszültség szintje fölé tölti fel, mielőtt a tranzisztor kinyitna, azaz kisohmos állapotba kerülne, és tökéletessé tenné a párhuzamos rezgőkör működését, és azt követően indítja el a soros rezgőkört, amikor a tranzisztor ismét nagyohmos állapotba kerül, azaz kinyit. A rezonancia mindegyik félperiódusban akkor indul el, amikor a tranzisztor nagyohmos állapotba kapcsol. A transzformátor, az induktivitás és a kondenzátorok olyan RLC kört képeznek, amelyek vagy sorosan vagy párhuzamosan kapcsolódnak a tranzisztorral, és a rezgőkörök jósági tényezőjét az induktivitáson eső feszültség, a kondenzátorok Zcl és Zc2 impedanciája, valamint a bemeneti egyenfeszültség határozza meg. Mivel a terhelés a transzformátor szekunder tekercsére van kötve, így az induktivitással sorosan van kötve, így minden egyes félperiódusban mind az induktivitásról, mind pedig az egyenfeszültség-forrásról kap energiát. A tranzisztor tehát valóban mintegy kommutáló, a feszültségforrással az első félperiódusban sorosan, a második félperiódusban párhuzamosan kapcsolódó kapcsolóelem működik, és így mindkét félperiódusban csak a terhelés által felvett áram töredéke folyik át rajta.
A találmány tehát teljesítményátalakító soros és párhuzamos rezgőkörrel, előnyösen ohmos vagy induktív terhelés, például kisülőlámpacső meghajtására, amely egyenfeszültség-váltakozó feszültség-teljesítményátalakítóként van kiképezve. Bemenete egyenfeszültségforrásra van kötve, kimenetére pedig a terhelés van csat3
HU 218 120 Β lakoztatva, és tartalmaz egy kommutálókapcsolóként kiképezett tranzisztort, amelynek vezérlőbemenetére egy adott frekvenciájú impulzusgenerátor van csatlakoztatva. A tranzisztor egyik fő kivezetése az egyenfeszültség-forrás egyik kimenetével van összekapcsolva, másik fő kivezetése egy induktivitáson és egy transzformátor primer tekercsén keresztül az egyenfeszültség-forrás másik kivezetésére van csatlakoztatva. A tranzisztorral egy első kondenzátor és egy dióda van párhuzamosan kötve. Az egyenfeszültség-forrás két kimenetével egy második kondenzátor van párhuzamosan kötve, a terhelés pedig a transzformátor egy szekunder tekercsével van párhuzamosan kötve. A második kondenzátor kapacitása többszöröse az első kondenzátor kapacitásának, továbbá az impulzusgenerátor a tranzisztort az alábbiak szerint négy fázisban vezérlőén van kiképezve.
Az első fázisban a tranzisztor bekapcsolt - azaz kapcsolóként zárt -, és az áramot egy első irányban az induktivitáson és a primer tekercsen át vezetően van működtetve.
A második fázisban a tranzisztor kikapcsolt - azaz kapcsolóként nyitott -, és az áramot egy második irányba, amely az elsővel ellentétes, az első kondenzátoron az induktivitáson az első kondenzátort töltve van működtetve, és az első kondenzátor és az induktivitás egy, az egyenfeszültség-forrással soros rezgőkört képezően van kapcsolva.
A negyedik fázisban pedig a tranzisztor bekapcsolt - azaz kapcsolóként zárt -, és első kondenzátorkisülés után az áramot az első irányba, a primer tekercsen és a diódán át a második kondenzátort töltőén, majd az áramot a feltöltött második kondenzátorról és a feszültségforrásról a primer tekercsen, az induktivitáson és a tranzisztoron át vezetően van működtetve.
A terhelés pedig a transzformátor egyik szekunder tekercsével van párhuzamosan kötve.
A találmány szerinti teljesítményátalakító lényege abban van, hogy a harmadik fázisban a tranzisztor még mindig kikapcsolt - azaz kapcsolóként nyitott -, és az áramot a második irányba az első kondenzátoron az induktivitáson és a primer tekercsen át a második kondenzátort töltőén van működtetve, és a második kondenzátor és az induktivitás egy, az egyenfeszültség-forrással párhuzamos rezgőkört képezően van kapcsolva.
A tranzisztor lehet MOS-FET tranzisztor belső, a dióda szerepét ellátó szabadon futó diódával, az impulzusgenerátor pedig az astabil multivibrátor vagy digitális frekvenciaszintézer.
A transzformátor szekunder tekercsének az impedanciája előnyösen a névleges terheléshez tartozó rezonanciajósági tényezőre van hangolva.
Célszerű, ha a teljesítményátalakító a névleges terhelésnél kisebb terhelést kompenzáló terheléssel van ellátva, amely egy egyenirányító, amelynek kimenete az egyenfeszültség-forrás kimenetével sorosan, bemenete pedig a transzformátor primer tekercsének impedanciáját egy adott maximális érték alatt tartó, a transzformátorra elhelyezett második szekunder tekercsnek a kimenetére van csatlakoztatva.
Fűtött katódos kisülőlámpaként kiképezett terhelésnél az első szekunder tekerccsel párhuzamosan egy kondenzátor a fűtött katódokon keresztül van csatlakoztatva. A szekunder tekercs és a kondenzátor a transzformátor rezonanciafrekvenciájához a fűtött katódok melegellenállásának figyelembevételével van illesztve, továbbá adott esetben a katódok egy, a transzformátoron elhelyezett harmadik szekunder tekercsre vannak mint meghajtóelemre csatlakoztatva.
A találmányt a továbbiakban példakénti kiviteli alakjai segítségével a mellékelt ábrákon ismertetjük részletesebben.
Az 1. ábrán látható a már korábban említett párhuzamos rezgőkört tartalmazó, ismert megoldás blokkvázlata, a 2. ábrán látható a találmány szerint kialakított, hideg katódos kisülőlámpákhoz alkalmazható soros és párhuzamos rezgőkörrel ellátott teljesítményátalakító alapáramköre, a 3. ábrán a 2. ábrán bemutatott áramkör egy további részlete látható fütött katódos kisülőlámpákhoz alkalmazva, a 4a. ábrán a teljesítményátalakító induktivitásán mérhető feszültséggörbe látható normál terhelés esetén, a 4b. ábrán a teljesítményátalakító induktivitásán mérhető feszültséggörbe látható rövidre zárt kimenetnél, a 4c. ábrán a teljesítményátalakító induktivitásán mérhető feszültséggörbe látható különböző vezetési és terhelési viszonyok között, az 5. ábrán látható a teljesítményátalakító egy további részletesebb kiviteli alakja, fűtött katódos kisülőlámpákhoz, a 6a. ábrán pedig a transzformátor egy kiviteli alakja látható részletesebben, míg a 6b. ábrán a 6a. ábrán bemutatott transzformátort alkalmazó teljesítményátalakító látható.
A 2. ábrán látható a találmány szerinti teljesítményátalakító egy példakénti kiviteli alakja, ahol a kapcsolóelemet egy Q tranzisztor képezi. A teljesítményátalakító bemenete egy egyenfeszültség-forrás két kimenetére van csatlakoztatva, ahol az egyik kimenetre - itt a negatív kimenetre - van a Q tranzisztor egyik főkivezetése - itt emittere - csatlakoztatva, míg a Q tranzisztor másik fő kivezetése - itt kollektora - egy L induktivitáson és egy T transzformátor P primer tekercsén keresztül sorosan van az egyenfeszültség-forrás másik kimenetére csatlakoztatva. A Q tranzisztor két fő kivezetésével párhuzamosan egy D2 dióda és egy első Cj kondenzátor van csatlakoztatva. A Q tranzisztor vezérlőbemenetére van a Q tranzisztor ki-be kapcsolását vezérlő impulzusgenerátor csatlakoztatva, amely impulzusgenerátor egy A áramkört - amelynek kimenete van a Q tranzisztor vezérlőbemenetére csatlakoztatva - tartalmaz, az A áramkör bemenete és az egyenfeszültség-forrás negatív kimenete közé egy C2 kondenzátor van csatlakoztatva. míg az A áramkör bemenete és kimenete közé egy
HU 218 120 Β változtatható Rv ellenállás, valamint egy R6 ellenállásból és D| diódából álló párhuzamos áramkör soros kapcsolással van csatlakoztatva. A T transzformátor P primer tekercséhez két S[ és S2 szekunder tekercs van csatlakoztatva. Az Sj szekunder tekercsre van az RG terhelés csatlakoztatva, míg az S2 szekunder tekercsre egy
B, egyenirányító híd bemenete van csatlakoztatva, amelynek kimenete lényegében az egyenfeszültségforrással sorosan van kapcsolva. Az L induktivitás és az első Ci kondenzátor egy soros rezgőkört képez, míg az L induktivitás és a második C3 kondenzátor egy párhuzamos rezgőkört képez. A C3 kondenzátor kapacitásértéke jóval nagyobbra van megválasztva, mint az első Cj kondenzátor kapacitásértéke. (Erre a későbbiekben még részletesebben is kitérünk). A Q tranzisztorhoz vezetett vezérlőjeltől függ, hogy a soros vagy a párhuzamos rezgőkör van működésben. A rezgőkörök jósági tényezője önmagában ismert módon, az L induktivitáson eső UL feszültség, valamint az első C, és második C3 kondenzátorokon eső UCt és UC3 feszültségek, valamint az egyenfeszültség-forrás U feszültségének a függvénye. A rezgőkörök méretezésénél előnyös, ha a teljesítménykövetelmények alapján van méretezve úgy, hogy teljesítményük körülbelül 30%-kal nagyobb legyen, mint a rezgőkörök üzemi frekvenciáján fellépő teljesítmény. A Q tranzisztor kapcsolási frekvenciája úgy van megválasztva, hogy az nem függ az RG terheléstől.
A találmány szerinti teljesítményátalakító működésére az alábbiak szerint részletesebben is kitérünk. A Q tranzisztor vezérlését négyszögjelet előállító impulzusgenerátor biztosítja. Amikor a Q tranzisztor vezet, tehát kisohmos állapotban van, azaz mint kapcsoló zárt, az áram az L induktivitáson és a T transzformátoron keresztül úgy fog folyni, hogy ezeket felmágnesezi. Az L induktivitás egy olyan vasmag, célszerűen légréssel ellátott ferrit és tekercs. Amikor a Q tranzisztor lezár, tehát nagyohmos állapotban van, azaz mint kapcsoló nyitott, az L induktivitás ellenkező értelmű indukciója következtében az első C| vagy a második C3 kondenzátorok töltődnek. A C3 kondenzátor kapacitása célszerűen lényegesen nagyobbra van megválasztva, mint a Cj kondenzátor kapacitása, azon túlmenően pedig mindig ellenkező polaritással van feltöltve. Amikor az első
C, kondenzátoron az UCt feszültség eléri a maximális értékét, az áram iránya megváltozik, és az első C| kondenzátor az L induktivitáson és a T transzformátoron keresztül kisül. Ezt követően az áram iránya ismét megváltozik, az L induktivitás az energiáját a D2 diódán és a T transzformátoron keresztül kisüti a második C3 kapacitás felé, tehát tölti azt. Ezt követően a Q tranzisztor ismét vezetni kezd, és a folyamat tovább ismétlődik. A folyamat lényegében négy fázis ismétlődéséből áll. Az első fázisban a Q tranzisztor vezet, és az áram az ábrán jelölt IA áram irányába folyik a T transzformátoron keresztül. A második fázisban a Q tranzisztor nem vezet, de annak következtében, hogy az L induktivitás mintegy tárolóelem működik, az áram még mindig az IA áram irányába folyik a T transzformátoron keresztül, miközben az első C, kondenzátor az L induktivitás ellenirányú indukciója következtében kisül. A harmadik fázisban az L induktivitás ellenindukciója megszűnik, az első C, kondenzátor kisül, és az áram a második C3 kondenzátor felé folyik a T transzformátoron keresztül a 2. ábrán IB árammal jelzett irányba, az L induktivitás pedig feltöltődik. A negyedik fázisban az L induktivitás a D2 diódán és a második C3 kondenzátoron keresztül mindaddig kiürül, amíg a Q tranzisztor ismét vezetővé nem válik.
A 2. ábrán az IA áram iránya tehát a T transzformátoron keresztül folyó áramé az első fázisban, amikor Q tranzisztor vezet, és a második fázisban, amikor a második C3 kondenzátor töltődik. Az IB áram iránya pedig a T transzformátoron keresztül folyó áramé a harmadik és negyedik fázisban, akkor folyik, amikor a Q tranzisztor még nem vezet, de az első C, kondenzátorból, majd az L induktivitásból a töltés kiürül.
Itt jegyezzük meg, hogy a Q tranzisztor akkor kapcsolható át, amikor a D2 dióda vezet, innen van a nulláram- és nullfeszültség-kapcsolás. Az L induktivitásnál fellépő negatív ellenirányú UL· feszültség hozzáadódik az U feszültséghez, és ez jut el a T transzformátor P primer tekercsére, míg a második C3 kondenzátort az U, mind pedig az UL- feszültség kisüti.
Az S| szekunder tekercs energiájának továbbítása RG terhelés felé nem ugyanabban a fázisban történik, mint a P, primer tekercs esetén, ily módon tehát a rezonanciaenergiának csak egy része használódik el. Ez viszont igen kiváló áram-feszültség viszonyok megvalósítását teszi lehetővé akkor, ha a telj esítményátalakítót kisülőlámpákhoz használjuk. Mivel a Q tranzisztor mintegy energia-újratöltő működik a T transzformátor felé, és ezen túlmenően pedig fáziseltolás is fellép, a D2 dióda akkor fogja a Q tranzisztort szabaddá tenni, amikor az a negyedik fázisba lép. A találmány szerinti telj esítményátalakí tó ily módon igen jó hatásfokkal valósítható meg. A kapcsolási veszteségek gyakorlatilag teljesen kiküszöbölhetők. Mivel a Q tranzisztor a rezonanciaperiódus negatív fázisában kapcsol be, amikor a D2 dióda vezet, és a Q tranzisztor ki van kapcsolva, amikor a feszültséget az első C] kondenzátor kapja meg, a Q tranzisztor csak akkora feszültséggel működik, amennyi szükséges ahhoz, hogy az L induktivitás induktív jellege megmaradjon.
Ha az Sj első szekunder tekercset rövidre záquk, azaz külső rövidzár lép fel, a T transzformátor impedanciája nullára csökken, és a fáziseltolás az L induktivitás és a T transzformátor között megszűnik. Az összes energia ily módon a rezonancia fenntartására fordítódik, és a teljesítményátalakító energiafogyasztása gyakorlatilag nullára csökken. Ez egyúttal azt is jelenti gyakorlatilag, hogy a teljesítményátalakító biztosítva van rövidzár ellen.
Ha az Sj szekunder tekercsről RG terhelést eltávolítjuk, a T transzformátor impedanciája megnő, az ennek következtében fellépő frekvenciacsökkenés pedig a Q tranzisztor fokozott fogyasztását eredményezi, mivel a Q tranzisztor rossz időben kerül átkapcsolásra. Annak érdekében, hogy ezt megelőzzük, egy második S2 szekunder tekercset is beiktattunk, amelynek kimenete egy B, egyenirányító híd váltakozó áramú bemenetére van
HU 218 120 Β elvezetve, míg az egyenáramú kimenete az egyenfeszültség-forrással sorosan van kapcsolva, annak érdekében, hogy az egyenfeszültség-forrás kimenetei közötti energia egy részét legalább visszanyerjük. Ily módon tehát a T transzformátornak mindig van egy minimális impedanciája. A rezgőkör egy adott frekvenciatartományban fog működni, és az energia az egyenfeszültségforrás és az S2 szekunder tekercs között az 1. ábrán látható B, egyenirányító híd segítségével tud cirkulálni.
Az S2 szekunder tekercs feszültségének megfelelő méretezésével a szabadon futási veszteségek, azaz amikor az RG terhelést eltávolítottuk, minimalizálhatók, adott esetben még egy mérőelrendezés - az ábrán ez nem látható - is csatlakoztatható, amely adott esetben figyelmeztetést ad arra vonatkozóan, hogy az Rq terhelés valami miatt meghibásodott, kisülőlámpák esetében például a hibás gázkisülésre vonatkozóan. Ekkor az impulzusgenerátort kikapcsolhatjuk, és a Q tranzisztor a továbbiakban nem tölti be a kapcsolóelem szerepét.
Ha fűtött katódos kisülőlámpa az R<; terhelés, úgy ez a 3. ábrán látható módon csatlakoztatható, amikor is az S| szekunder tekercs kivezetésére csatlakoztatjuk a K, és K2 katódokat, amelyekkel párhuzamosan legalább egy C6 kondenzátor van csatlakoztatva.
Ismeretes, hogy a fűtött katódos kisülőlámpákat úgy lehet csak elindítani, hogy a K, és K2 katódokat előfutjük annak érdekében, hogy a gáz ionizációja megfelelő legyen, és hogy a kisülés létrejöjjön. Ezt biztosítja az S, szekunder tekercs és egy C6 kondenzátor, amely a T transzformátor rezonanciafrekvenciájához K, és K2 katódok meleg állapotának figyelembevételével van illesztve. Ezen kialakításhoz empirikus úton lehet a Kq és K2 katódok fűtött ellenállását meghatározni, illetőleg mérni, és hozzáadni az S[ szekunder tekercs impedanciájához. Addig, amíg a Kq és K2 katódok nem elegendően melegek, az impedancia túl alacsony, és az S, szekunder tekercsről elvezetett áram nagyobb része fordítódik a Kq és K2 katódok fűtésére. A feszültség csak akkor fog a gyújtásához szükséges értékre növekedni, ha a rezonanciafeltételek jelen vannak.
Ha a K, és K2 katódok között a kisülés létrejön, a C6 kondenzátor nem működik a továbbiakban rezonanciakondenzátorként, a C6 kondenzátoron ettől függetlenül marad valamennyi feszültség, amely a K, és K2 katódokat fűtött állapotban tartja. Ez különösen akkor előnyös, ha úgy csökkentik a fényt, hogy a tápfeszültséget csökkentik.
A találmány szerinti teljesítményátalakító használható lüktető egyenárammal is, amelyet nem simítunk, és ezzel hajtjuk meg a kisülőlámpákat. A teljesítménytényező ebben az esetben akár 0,95 is lehet új európai szabvány szerint anélkül, hogy fáziskompenzálást kellene alkalmazni. Ha a frekvencia 60 kHz értékű, az első C, kondenzátor lehet például 0,005 pF, a második C3 kondenzátor egészen 0,22 pF értékig felmehet, 100 kHz-nél az első C, kondenzátor célszerűen 0,03 pF, míg a második C3 kondenzátor 0,15 pF. Az elektródák közötti katódanyagnak a továbbítási hullámhossza szerint a működési frekvencia 30-35 kHz között optimális a manapság használatos kisülőlámpáknál.
A találmány szerinti teljesítményátalakító működését a 4a -4c. ábrákon mutatjuk be részletesebben.
A 4a. és 4b. ábrán látható az L induktivitás kivezetésem mérhető UL feszültség változása. A 4a. és 4b. ábrán az UL feszültség csúcstól csúcsig vett átlagos értéke látható. A 4a. és 4b. ábrán látható t, teljes periódusidő, és t2 vezetési idő, amely alatt a Q tranzisztor vezet. A 4a. ábrán az RG terhelés az S, szekunder tekercsen normál értékű, a feszültség alacsony (itt 0,6 UL), a t, vezetési idő rövid (itt 0,15 t,). Ez az energiaelszívás következtében van így. A 4b. ábrán az S, szekunder tekercset rövidre zártuk, a feszültség megnő (itt 1,3 UL) az U2 értéke, ugyanakkor a t2 periódusidő lecsökken, mivel az energiaelszívás megszűnt.
A 4c. ábrán látható az UR rezonanciafeszültség különböző terhelési viszonyok között. A normál szinuszos jelet mutatja az F, függvény. Az F2 függvény arra az esetre vonatkozik, amikor a T transzformátor energiát vesz fel, az F3 görbe pedig arra vonatkozik, amikor az S, szekunder tekercs rövidre van zárva. A D2 dióda minden negatív félperiódusban, azaz a TD periódusidő alatt vezet. Bármilyenek is a terhelési viszonyok, a Q tranzisztornak TQ, vezetési ideje van. Ha a T transzformátorról az energiát elszívjuk, a Q tranzisztornak TQ2 vezetési ideje van, amely kisebb, mint TQ, vezetési idő, mivel a rendszer önszabályozó. Ha az S, szekunder tekercset rövidre zárjuk, úgy a Q tranzisztor TQ3 vezetési idővel rendelkezik, és az energia a továbbiakban nem jut a T transzformátorhoz, és a negatív félperiódusban az L induktivitás az energiájának a nagy részét visszatáplálja a második C3 kondenzátorba.
A találmány szerinti felismerést tükröző kapcsolási elrendezés egy további részletesebb kiviteli alakja látható az 5. ábrán. Az 5. ábrán látható kiviteli alaknál a találmány szerinti teljesítményátalakító U váltakozó feszültségről van megtáplálva, amelyre egy B2 egyenirányító híd van csatlakoztatva. Az immár egyenfeszültséggel párhuzamosan két C3, és C32 kondenzátor van párhuzamosan kötve, ez felel meg a 2. ábrán látható C3 kondenzátornak, majd ugyancsak párhuzamosan egy D]2 diódán keresztül két áramkör van csatlakoztatva, az egyik R, és R2 ellenállás, valamint egy Z, Zener-dióda soros kapcsolásából áll, a másik R3 és R4 ellenállás és egy C4 kondenzátor soros kapcsolásából áll, a Z, Zenerdióda és a C4 kondenzátor egymással párhuzamosan van kapcsolva. A 2. ábrán látható impulzus generátort itt egy A, áramkört tartalmazó impulzusgenerátor képezi, ahol az A, áramkör egyik bemenete van a Z, Zenerdióda és a C4 kondenzátor közös pontjára csatlakoztatva, másik bemenete pedig egy A2 áramkör kimenetére van csatlakoztatva. A C5 kondenzátor egyik kivezetése van tehát az A, áramkör bemenetére, másik kivezetése pedig az egyenfeszültség-forrás egyik kivezetésére csatlakoztatva, a bemenetre még rá van csatlakoztatva egy C2 kondenzátoron, R12 ellenálláson és változtatható Rv ellenálláson keresztül az A2 áramkör kimenete. Az Rv ellenállás egy R5 ellenállás részét képezi, és ennek az R5 ellenállásnak az egyik kivezetése van az R12 ellenállásra, másik kivezetése pedig Rv ellenállás és D, dióda párhuzamos kapcsolásán keresztül az A, áramkör ki6
HU 218 120 Β menetére csatlakoztatva. Az impulzusgenerátor kimenete négy A3, A4, A5, A6 kimeneti fokozatra van elvezetve, amelyeknek kimenete szintén közösítve van a Q tranzisztor vezérlőbemenetére csatlakoztatva. A Q tranzisztor kapcsolása megegyezik a 2. ábrán látható kapcsolással, azzal az eltéréssel, hogy az első C( kondenzátor több CiA...CiN kondenzátor párhuzamos kapcsolásából áll, továbbá azzal az eltéréssel, hogy egy további S3 szekunder tekercset is tartalmaz a T transzformátor, amelynek kimenetére fűtött katódos kisülőlámpa K, és K2 katódáramköre van csatlakoztatva. Az S2 szekunder tekercs kimenete szintén D7-D10 diódákból álló B, egyenirányító híd bemenetére van csatlakoztatva, míg ennek a kimenete egy R10 és R, j ellenállásból álló - ez utóbbi változtatható - feszültségosztón keresztül van az A2 áramkör bemenetére elvezetve, amelynek bemenetén egy R7 és Rs ellenállásokból álló, az A2 áramkör bemenete és a földpont közé csatlakoztatott feszültségosztó és ezzel párhuzamosan egy C20 kondenzátor van csatlakoztatva. A B [ egyenirányító híd leosztott feszültsége van egy D4 diódán keresztül az R7 és R8 ellenállások közös pontjára elvezetve. Az A2 áramkör kimenete D5 diódán keresztül van az A, áramkör bemenetére elvezetve. Az impulzusgenerátor a példakénti kiviteli alaknál egy astabil multivibrátor. Az impulzusgenerátor tápfeszültségét a Z, Zener-dióda szabályozza és a C4 kondenzátor simítja. Az impulzusgenerátor alapfrekvenciája és az impulzusszélesség ezeknek az elemeknek a megfelelő megválasztásával állítható be. Az A, áramkör kimenete négyszögimpulzus, és ezzel vezérli a párhuzamos A3, A4, A5, A6 kimeneti fokozatokat. Ha bipoláris Q tranzisztort alkalmazunk, úgy a vezérlőbemenet a tranzisztor bázisa, MOS-FET tranzisztorok esetében a vezérlőbemenet a kapuelektróda. A találmány szerinti teljesítményátalakítónál integrált, szabadon futó dióda is alkalmazható, ebben az esetben a 2. ábrán látható D2 dióda elhagyható.
Amikor a Q tranzisztor vezet, gerjesztő áramot továbbít az L induktivitáshoz és a T transzformátor P primer tekercséhez, és a rezonanciafolyamat elindul. A rezonanciafrekvenciát végül is a változtatható Rv ellenállással lehet beállítani.
A T transzformátor S! szekunder tekercse áramot és feszültséget továbbít az RG terhelés felé, hogy ezt a 2. ábrán is bemutattuk. Az S3 szekunder tekercs a kisülőlámpa által képezett Rq terhelés ionizációs feszültségének a növelésére szolgál, ily módon ugyanis alacsonyabb hőmérsékleten is biztonságos gyújtást tudunk megvalósítani.
A T transzformátor kialakítható E vasmagos transzformátorként, ahogyan ez például a 6a. ábrán látható, a 6b. ábrán pedig ezen T transzformátort alkalmazó teljesítményátalakító látható. Nagyfrekvenciás esetekben, azaz a MHz-frekvenciatartományban a vasmag és a tekercsek kialakíthatók például ferritcsíkokból, amelyen dielektromos film van, és erre vannak a tekercsek elhelyezve. Az E vasmagos transzformátorok, amelyeket nem a szokásos célokra, tehát a 30-100 kHz tartományra használunk, kompakt konstrukció megvalósítását teszik lehetővé. A 6a. és 6b. ábrákon bemutatott példakénti kiviteli alaknál az L induktivitás a T transzformátor P primer tekercsével van együtt kiképezve, a többi elem megegyezik a 2. ábrán bemutatott kiviteli alakkal.
Az S2 szekunder tekercs, amely a B[ egyenirányító hídhoz van csatlakoztatva, úgy van méretezve, hogy a kimeneti feszültsége alacsonyabb legyen, mint a C31 és a C32 kondenzátorokon a feszültség normál üzemmódban. Az R10 és R] | ellenállások egy olyan feszültségosztót képeznek, a C20 kondenzátorral van szembekapcsolva, amely azt a periódusidőt határozza meg az impulzusgenerátor számára, amely alatt lekapcsol, és a D5 diódán keresztül kapcsolja ki az astabil multivibrátort. Ha a jel az A[ áramkör kimenetén alacsony, úgy az A3-A6 kimeneti fokozatok szintén alacsony szintűre váltanak. A lekapcsolást követő adott idő eltelte után az A2 áramkör bemenete szintén alacsony szintűre vált, a kimenete pedig, mivel invertáló- elemként van kiképezve, ennek következtében magas szintű lesz, és az astabil multivibrátor megint bekapcsol. Természetesen a biztonságos működés más módon, a technika állásából ismert megoldásokkal is megvalósítható, itt csak egy példakénti kiviteli alakon mutattuk a találmány működését.
A találmány szerinti teljesítményátalakító egy igen lényeges jellemzője, hogy az első Cj kondenzátor félperiódusa időtartam alatt működik csak rezonanciakapacitásként. A rezonanciafrekvencia másik félperiódusa a rezonanciaelem, itt az L induktivitás újrafeltöltésére szolgál, amely a második C3 kondenzátoron keresztül történik az első C! kondenzátor kisütésével. Itt jegyezzük meg, hogy az önmagában ismert megoldásoknál a visszafutó oszcillátorok frekvenciaviselkedése aszimmetrikus, mivel már az első félperiódusban valamennyi energiát a rezonanciakörből elszív, így a következő félperiódusnak az energiatartalma már kisebb lesz. Ahhoz, hogy a találmányunk szerinti T transzformátor szimmetrikusan működő terhelésként hasson, a
2. ábrán látható az első C( kondenzátor a második fél periódus alatt nagyobb töltést kell kapjon. Ezt a második C3 kondenzátorban már meglévő töltéssel érjük el, amely a D2 diódán keresztül az L induktivitással sorba van kötve, és feszültségszintje megegyezik az első félperiódus szintjével. A második C3 kondenzátor megfelelő méretezésével és a megfelelő U feszültség megválasztásával a T transzformátor mindkét félperiódusban ugyanannyi energiát fog betáplálni. Ily módon tehát az energia mindegyik félperiódusban a rezonancián belül szimmetrizálva van. A T transzformátorban lévő légréssel lehetővé teszi, hogy a rezgőkör teljesen szinuszos feszültséget hozzon létre anélkül, hogy a T transzfoimátor P primer tekercsen bármilyen egyenáramú komponenssel elő lenne feszítve.
Az L induktivitásnak, a T transzformátor impedanciájának, továbbá az első Cj és második C3 kondenzátorok kapacitásának és végül az U feszültségnek a megfelelő megválasztásával lehetőség van arra, hogy igen jó hatásfokot biztosítsunk, mivel a kapcsolási veszteségek gyakorlatilag megszűnnek, és a Q tranzisztor az áramkör áramának csupán a töredékét veszi fel, és mivel a fá7
HU 218 120 Β ziseltolás az áram és a feszültség között az L induktivitáson. A Q tranzisztor a valóságban feszültségkapcsolóként működik, amely a rezonancia pozitív és negatív periódusához képest nulla értéken van. Mivel a Q tranzisztor minimálisra csökkenti a rezonancia gyengülését, és fenntartja a megadott frekvenciát, az L induktivitás lényegében a teljes árammal működik, amikor a Q tranzisztor nemvezető állapotban van. Ezt azáltal érjük el, hogy a T transzformátorban egyedileg állítjuk be a légrést úgy, hogy az illeszkedjen az RG terheléshez. A légrés lényegében tehát egy olyan elem, amellyel vezérelhető az az energia, amelyet az L induktivitás és az első C[ kondenzátor elvezet. A T transzformátor és a benne lévő légrés megfelelő méretezésével az adott esetben az S] szekunder tekercs rövidre zárásával is az áramkör az adott frekvenciatartományban a teljes rezonanciát megvalósítja a Q tranzisztor segítségével.
Végül megjegyezzük, hogy a szakember számára nyilvánvaló az is, hogy az impulzusgenerátor más módon is megvalósítható, ugyanígy más módon is megvalósítható az astabil multivibrátor is, ez utóbbi például egy digitális frekvenciaszintézer. Az astabil multivibrátor alkalmazásával a frekvencia szabályozhatósága 10-15%. A digitális frekvenciaszintézer a találmány szerinti teljesítményátalakítót az AF tartománytól egészen 100 MHz tartományig tudja vezérelni, mivel a frekvencia könnyen vezérelhető többoktávnyi sávon is. Maga a teljesítményátalakító HF és VHF áramkörökben is használható, ahol nagy értékű, stabil és szimmetrikus rezonanciafeszültség szükséges. Az is nyilvánvaló, hogy az impulzusgenerátor, a Schmitt-trigger, valamint a Q tranzisztor adott esetben egyetlen csipben is integrálható. A találmány szerinti teljesítményátalakítónál a veszteségek kizárólag azok a veszteségek, amelyek a T transzformátorban, az impulzusgenerátorban és az L induktivitásban, valamint a B, egyenirányító hídban a bemenetnél fellépnek. A teljes veszteség így 5% vagy annál kisebb lehet, így a találmány szerinti teljesítményátalakító hatásfoka közel 97%.
Claims (5)
1. Teljesítményátalakító soros és párhuzamos rezgőkörrel, előnyösen ohmos vagy induktív terhelés (Rq), például kisülőlámpacső meghajtására, amely egyenfeszültség-váltakozó feszültség-teljesítményátalakítóként van kiképezve, és bemenete egyenfeszültségforrásra van kötve, kimenetére pedig a terhelés (Rq) van csatlakoztatva, és tartalmaz egy kommutálókapcsolóként kiképezett tranzisztort (Q), amelynek vezérlőbemenetére egy adott frekvenciájú impulzusgenerátor van csatlakoztatva, a tranzisztor (Q) egyik főkivezetése az egyenfeszültség-forrás egyik kimenetével van összekapcsolva, másik főkivezetése egy induktivitáson (L) és egy transzformátor (T) primer tekercsén (P) keresztül az egyenfeszültség-forrás másik kivezetésére van csatlakoztatva, a tranzisztorral (Q) egy első kondenzátor (CJ és egy dióda (D2) van párhuzamosan kötve, az egyenfeszültség-forrás két kimenetével egy második kondenzátor (C3) van párhuzamosan kötve, a terhelés (Rg) pedig a transzformátor (T) egy szekunder tekercsével (SJ van párhuzamosan kötve, továbbá a második kondenzátor (C3) kapacitása többszöröse az első kondenzátor (Ct) kapacitásának, továbbá az impulzusgenerátor a tranzisztort (Q) az alábbiak szerint négy fázisban vezérlőén van kiképezve:
az első fázisban a tranzisztor (Q) bekapcsolt - azaz kapcsolóként zárt -, és az áramot egy első irányban az induktivitáson (L) és a primer tekercsen (P) át vezetően van működtetve, a második fázisban a tranzisztor (Q) kikapcsolt
- azaz kapcsolóként nyitott -, és az áramot egy második irányba, amely az elsővel ellentétes, az első kondenzátoron (C |) az induktivitáson (L) az első kondenzátort (C |) töltve van működtetve, és az első kondenzátor (C,) és az induktivitás (L) egy, az egyenfeszültség-forrással soros rezgőkört képezően van kapcsolva, a negyedik fázisban a tranzisztor (Q) bekapcsolt
- azaz kapcsolóként zárt -, és az első kondenzátor (C,) kisülés után az áramot az első irányba, a primer tekercsen (P) és a diódán (D2) át a második kondenzátort (C() töltőén, majd az áramot a feltöltött második kondenzátorról (C3) és a feszültségforrásról a primer tekercsen (P), az induktivitáson (L) és a tranzisztoron (Q) át vezetően van működtetve, a terhelés (Rq) pedig a transzformátor (T) egyik szekunder tekercsével (SJ van párhuzamosan kötve, azzal jellemezve, hogy a harmadik fázisban a tranzisztor (Q) még mindig kikapcsolt — azaz kapcsolóként nyitott -, és az áramot a második irányba az első kondenzátoron (C J az induktivitáson (L) és a primer tekercsen (P) át a második kondenzátort (C3) töltőén van működtetve, és a második kondenzátor (C3) és az induktivitás (L) egy, az egyenfeszültség-forrással párhuzamos rezgőkört képezően van kapcsolva.
2. Az 1. igénypont szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy a tranzisztor (Q) MOS-FET tranzisztorbelső, a dióda (D2) szerepét ellátó, szabadonfutó diódával.
3. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy az impulzusgenerátor egy astabil multivibrátor,
4. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy az impulzusgenerátor digitális frekvenciaszintézer.
5. Az 1-4. igénypontok bármelyike szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy a transzformátor (T) szekunder tekercsének (S J az impedanciája a névleges terheléshez (Rq) tartozó rezonanciaj ósági tényezőre van hangolva.
6. Az 5. igénypont szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy a névleges terhelésnél (Rq) kisebb terhelés esetén kompenzálóterheléssel van ellátva.
7. A 6. igénypont szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy a kompenzálóterhelés egy egyenirányító híd (B J, amelynek kimenete az egyenfeszültség-forrás kimenetével sorosan, bemenete pedig a
HU 218 120 Β transzformátor (T) primer tekercsének (P) impedanciáját egy adott maximális érték alatt tartó, a transzformátorra (T) elhelyezett második szekunder tekercsnek (S2) a kimenetére van csatlakoztatva.
8. Az 1 -7. igénypontok bármelyike szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy a fűtött katódos kisülőlámpaként kiképezett terhelésnél (RG) az első szekunder tekerccsel (S,) párhuzamosan egy kondenzátor (C6) a fűtött katódokon keresztül (Kb K2) van csatlakoztatva, a szekunder tekercs (SJ és a kondenzátor (C5) a transzformátor (T) rezonanciafrekvenciájához a fűtött katódok (Kb K2) melegellenállásának figyelembevételével van illesztve.
5 9. A 8. igénypont szerinti teljesítményátalakító, azzal jellemezve, hogy fűtött katódos kisülőlámpaként kiképezett terhelésnél (Rq) a katódok (Kb K2) egy, a transzformátoron (T) elhelyezett harmadik szekunder tekercsre (S-) vannak mint meghajtóelemre csatlakoztatva.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NO913368A NO913368D0 (no) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | Frekvensmodulert driver med parallell-resonans. |
| PCT/NO1992/000133 WO1993004570A1 (en) | 1991-08-27 | 1992-08-25 | Frequency-modulated converter with a series-parallel resonance |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| HU9400572D0 HU9400572D0 (en) | 1994-05-30 |
| HUT67419A HUT67419A (en) | 1995-04-28 |
| HU218120B true HU218120B (hu) | 2000-06-28 |
Family
ID=19894405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| HU9400572A HU218120B (hu) | 1991-08-27 | 1992-08-25 | Teljesítményátalakító soros és párhuzamos rezgőkörrel |
Country Status (18)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | USRE38547E1 (hu) |
| EP (1) | EP0601091B1 (hu) |
| JP (1) | JP3339636B2 (hu) |
| KR (1) | KR100297201B1 (hu) |
| CN (1) | CN1041787C (hu) |
| AT (1) | ATE161382T1 (hu) |
| CA (1) | CA2116347C (hu) |
| DE (1) | DE69223633T2 (hu) |
| DK (1) | DK0601091T3 (hu) |
| ES (1) | ES2110520T3 (hu) |
| FI (1) | FI940877A (hu) |
| HU (1) | HU218120B (hu) |
| MX (1) | MX9204943A (hu) |
| MY (1) | MY108100A (hu) |
| NO (2) | NO913368D0 (hu) |
| RU (1) | RU2154886C2 (hu) |
| SG (1) | SG45432A1 (hu) |
| WO (1) | WO1993004570A1 (hu) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0927506B1 (de) * | 1997-07-22 | 2001-10-31 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Beleuchtungssystem mit einer dielektrisch behinderten entladungslampe und einer schaltungsanordnung zum erzeugen von impulsspannungsfolgen. |
| US7592753B2 (en) * | 1999-06-21 | 2009-09-22 | Access Business Group International Llc | Inductively-powered gas discharge lamp circuit |
| KR100749788B1 (ko) * | 2001-03-12 | 2007-08-17 | 삼성전자주식회사 | 냉음극선관 램프 내부의 전자 흐름 제어 방법, 이를이용한 냉음극선관 방식 조명장치의 구동 방법, 이를구현하기 위한 냉음극선관 방식 조명장치 및 이를 적용한액정표시장치 |
| US6570370B2 (en) * | 2001-08-21 | 2003-05-27 | Raven Technology, Llc | Apparatus for automatic tuning and control of series resonant circuits |
| US7373133B2 (en) * | 2002-09-18 | 2008-05-13 | University Of Pittsburgh - Of The Commonwealth System Of Higher Education | Recharging method and apparatus |
| US7440780B2 (en) | 2002-09-18 | 2008-10-21 | University Of Pittsburgh - Of The Commonwealth System Of Higher Education | Recharging method and apparatus |
| US7403803B2 (en) * | 2003-05-20 | 2008-07-22 | University Of Pittsburgh - Of The Commonwealth System Of Higher Education | Recharging method and associated apparatus |
| CN1989789A (zh) * | 2004-07-21 | 2007-06-27 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 用于气体放电灯的多脉冲点火电路 |
| KR100781359B1 (ko) * | 2005-03-23 | 2007-11-30 | 삼성전자주식회사 | 디지털 제어방식의 고전압 발생장치 |
| US8729875B2 (en) * | 2005-12-12 | 2014-05-20 | Clipsal Australia Pty Ltd | Current zero crossing detector in a dimmer circuit |
| EP2127487B1 (en) * | 2007-03-13 | 2011-06-08 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Supply circuit |
| AU2009286360B2 (en) | 2008-08-29 | 2016-06-16 | Smk-Logomotion Corporation | Removable card for a contactless communication, its utilization and the method of production |
| US9098845B2 (en) | 2008-09-19 | 2015-08-04 | Logomotion, S.R.O. | Process of selling in electronic shop accessible from the mobile communication device |
| SK288641B6 (sk) | 2008-10-15 | 2019-02-04 | Smk Corporation | Spôsob komunikácie s POS terminálom, frekvenčný konventor k POS terminálu |
| BRPI1014461B1 (pt) | 2009-05-03 | 2020-10-13 | Logomotion, S.R.O | terminal de pagamento que utiliza um dispositivo de comunicação móvel |
| WO2012037973A2 (de) * | 2010-09-22 | 2012-03-29 | Osram Ag | Verfahren zum zünden einer hochdruckentladungslampe |
| NZ593764A (en) * | 2011-06-27 | 2013-12-20 | Auckland Uniservices Ltd | Load control for bi-directional inductive power transfer systems |
| US20150015214A1 (en) * | 2013-07-09 | 2015-01-15 | Remy Technologies, L.L.C. | Active vibration damping using alternator |
| US9748864B2 (en) * | 2014-06-30 | 2017-08-29 | Mks Instruments, Inc. | Power supply circuits incorporating transformers for combining of power amplifier outputs and isolation of load voltage clamping circuits |
| CN105807137A (zh) * | 2014-12-29 | 2016-07-27 | 国家电网公司 | 一种接地变压器阻抗确定方法 |
| CN110382815A (zh) * | 2016-12-30 | 2019-10-25 | 美德龙技术有限公司 | 井下能量收集 |
| TWI704767B (zh) * | 2019-09-02 | 2020-09-11 | 立積電子股份有限公司 | 放大裝置 |
| RU206338U1 (ru) * | 2021-06-17 | 2021-09-06 | Автономная некоммерческая организация высшего образования «Университет Иннополис» | Центральный генератор ритмов для генерации сигналов управления походкой шагающего робота |
| RU2761132C1 (ru) * | 2021-06-17 | 2021-12-06 | Автономная некоммерческая организация высшего образования «Университет Иннополис» | Центральный генератор ритмов для генерации сигналов управления походкой шагающего робота |
| RU2768380C1 (ru) * | 2021-08-17 | 2022-03-24 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина" | Инвертор тока с умножением частоты |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1378465A (en) * | 1973-07-03 | 1974-12-27 | Kolomyjec T A | Power supply arrangement for fluorescent tubes |
| GB2110890B (en) * | 1981-12-07 | 1985-06-26 | Krauss Innovatron | Frequency controlled excitation of a gas discharge lamp |
| US4613796A (en) * | 1984-08-13 | 1986-09-23 | Gte Products Corporation | Single transistor oscillator ballast circuit |
| JPS6387169A (ja) | 1986-09-26 | 1988-04-18 | Toshiba Electric Equip Corp | 放電灯点灯回路 |
| WO1989008971A1 (en) * | 1988-03-18 | 1989-09-21 | Stylux Gesellschaft Für Lichtelektronik M.B.H. | Circuit arrangement for monitoring the duty cycle of a transistor |
| AT394917B (de) * | 1988-07-25 | 1992-07-27 | Stylux Lichtelektronik | Schaltungsanordnung fuer einen schaltnetzteil |
-
1991
- 1991-08-27 NO NO913368A patent/NO913368D0/no unknown
-
1992
- 1992-08-25 KR KR1019940700667A patent/KR100297201B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1992-08-25 ES ES92919290T patent/ES2110520T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1992-08-25 US US09/084,625 patent/USRE38547E1/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-08-25 HU HU9400572A patent/HU218120B/hu not_active IP Right Cessation
- 1992-08-25 WO PCT/NO1992/000133 patent/WO1993004570A1/en active IP Right Grant
- 1992-08-25 DE DE69223633T patent/DE69223633T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-08-25 JP JP50424593A patent/JP3339636B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1992-08-25 SG SG1996007984A patent/SG45432A1/en unknown
- 1992-08-25 CA CA002116347A patent/CA2116347C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-08-25 RU RU94016356/09A patent/RU2154886C2/ru active
- 1992-08-25 US US08/199,212 patent/US5561349A/en not_active Ceased
- 1992-08-25 EP EP92919290A patent/EP0601091B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-08-25 DK DK92919290.4T patent/DK0601091T3/da active
- 1992-08-25 AT AT92919290T patent/ATE161382T1/de not_active IP Right Cessation
- 1992-08-27 MX MX9204943A patent/MX9204943A/es not_active IP Right Cessation
- 1992-08-27 CN CN92111064A patent/CN1041787C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1992-08-27 MY MYPI92001545A patent/MY108100A/en unknown
-
1994
- 1994-02-25 FI FI940877A patent/FI940877A/fi unknown
- 1994-04-27 NO NO941551A patent/NO307440B1/no not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| HUT67419A (en) | 1995-04-28 |
| ES2110520T3 (es) | 1998-02-16 |
| WO1993004570A1 (en) | 1993-03-04 |
| EP0601091B1 (en) | 1997-12-17 |
| FI940877A0 (fi) | 1994-02-25 |
| DE69223633T2 (de) | 1998-05-20 |
| JP3339636B2 (ja) | 2002-10-28 |
| NO307440B1 (no) | 2000-04-03 |
| KR100297201B1 (ko) | 2001-10-24 |
| AU668103B2 (en) | 1996-04-26 |
| NO941551D0 (hu) | 1994-04-27 |
| DK0601091T3 (da) | 1998-05-25 |
| CA2116347A1 (en) | 1993-03-04 |
| HU9400572D0 (en) | 1994-05-30 |
| DE69223633D1 (de) | 1998-01-29 |
| NO941551L (no) | 1994-04-27 |
| CN1041787C (zh) | 1999-01-20 |
| EP0601091A1 (en) | 1994-06-15 |
| CA2116347C (en) | 2003-02-18 |
| JPH06510393A (ja) | 1994-11-17 |
| CN1073556A (zh) | 1993-06-23 |
| NO913368D0 (no) | 1991-08-27 |
| RU2154886C2 (ru) | 2000-08-20 |
| ATE161382T1 (de) | 1998-01-15 |
| MX9204943A (es) | 1993-04-01 |
| AU2546192A (en) | 1993-03-16 |
| MY108100A (en) | 1996-08-15 |
| USRE38547E1 (en) | 2004-07-06 |
| US5561349A (en) | 1996-10-01 |
| FI940877A (fi) | 1994-04-08 |
| SG45432A1 (en) | 1998-01-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| HU218120B (hu) | Teljesítményátalakító soros és párhuzamos rezgőkörrel | |
| SU1574187A3 (ru) | Устройство дл эксплуатации одной или нескольких газоразр дных ламп низкого давлени в высокочастотном режиме | |
| US6459213B1 (en) | Ballast for parallel-connected lamps | |
| JP2003520407A (ja) | 多ランプ動作用の電力帰還力率修正方式 | |
| US5233270A (en) | Self-ballasted screw-in fluorescent lamp | |
| US5446347A (en) | Electronic ballast with special DC supply | |
| US5185560A (en) | Electronic fluorescent lamp ballast | |
| JPS61259488A (ja) | 高周波加熱装置 | |
| US5047690A (en) | Inverter power supply and ballast circuit | |
| JP2933077B1 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| US5341067A (en) | Electronic ballast with trapezoidal voltage waveform | |
| US6211625B1 (en) | Electronic ballast with over-voltage protection | |
| US5510681A (en) | Operating circuit for gas discharge lamps | |
| EP0622976B1 (en) | Ballasting network with integral trap | |
| US5428266A (en) | Electronic ballast with leakage transformer | |
| US6211619B1 (en) | Electronic ballast cathode heating circuit | |
| US5371438A (en) | Energy conversion device having an electronic converter with DC input terminal for delivering a high frequency signal | |
| JPH10149888A (ja) | 照明用点灯装置及びその制御方法 | |
| US4961029A (en) | Discharge lamp lighting device | |
| US4322789A (en) | Static converter of symmetrical type | |
| JP3387260B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| KR870001309Y1 (ko) | 전자식 형광램프 점등장치 | |
| JP2688418B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH0785661B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| JPH06101387B2 (ja) | 放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| DGB9 | Succession in title of applicant |
Owner name: LUMICAE PATENT AS, NO |
|
| HMM4 | Cancellation of final prot. due to non-payment of fee |