RU2154886C2 - Частотно-модулированный преобразователь с последовательно-параллельным резонансом - Google Patents

Частотно-модулированный преобразователь с последовательно-параллельным резонансом Download PDF

Info

Publication number
RU2154886C2
RU2154886C2 RU94016356/09A RU94016356A RU2154886C2 RU 2154886 C2 RU2154886 C2 RU 2154886C2 RU 94016356/09 A RU94016356/09 A RU 94016356/09A RU 94016356 A RU94016356 A RU 94016356A RU 2154886 C2 RU2154886 C2 RU 2154886C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
transistor
capacitor
transformer
inductor
frequency
Prior art date
Application number
RU94016356/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU94016356A (ru
Inventor
ГАРТАИ Юлиус
Original Assignee
Люмикае Патент Ас
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Люмикае Патент Ас filed Critical Люмикае Патент Ас
Publication of RU94016356A publication Critical patent/RU94016356A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2154886C2 publication Critical patent/RU2154886C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
    • H05B41/2824—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage using control circuits for the switching element
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
  • General Induction Heating (AREA)
  • Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
  • Burglar Alarm Systems (AREA)
  • Electrophonic Musical Instruments (AREA)
  • Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
  • Semiconductor Lasers (AREA)
  • Control Of Stepping Motors (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Частотно-модулированный преобразователь с последовательно-параллельным резонансом, в частности, для питания омической или индуктивной нагрузки, содержит транзистор, включенный последовательно между отрицательным электродом источника напряжения и первым выводом индуктора, схему импульсного генератора, первый конденсатор и выпрямительный диод, включенные в первой и второй параллельных ветвях соответственно между электродами эмиттера и коллектора транзистора, и второй конденсатор включен параллельно источнику напряжения с возможностью создания сглаживающей емкости для источника напряжения. Трансформатор, индуктор и конденсаторы составляют резонатор, работающий последовательно-параллельно с транзистором. Техническим результатом является повышение КПД преобразователя. 9 з.п. ф-лы, 6 ил.

Description

Область техники
Изобретение относится к частотно-модулированному преобразователю с последовательно-параллельным резонансом, в частности, для питания любых омических или индуктивных нагрузок, включая газоразрядные трубки, где коммутативные переключатели в форме транзисторов последовательно подключены между отрицательным электродом источника постоянного тока и первым выводом индуктора, где схема импульсного генератора предусмотрена между источником напряжения и управляющим электродом транзистора, и где второй вывод индуктора соединен с первичной обмоткой трансформатора.
Предшествующий уровень техники
Последние годы наблюдается действенное уменьшение физических размеров источников энергии, некоторые из которых достигнуты увеличением рабочих частот. Теперь общеизвестные преобразователи квазиквадратных импульсов достигают рабочей области, предел которой лежит выше 0,5 MHz. Это делает возможным уменьшение большинства пассивных мощных компонент, таких как магнитные компоненты или конденсаторы, сравнивая для примера с переключателями для 20 MHz. Однако эти преобразователи были по большей части широтно-импульсными модулированными преобразователями, имеющими большие потери переключения в мощных полупроводниках, что ведет к уменьшению эффективности и, следовательно, к необходимости большего охлаждения, которое уменьшает возможности уменьшения физических размеров преобразователей.
Для того чтобы увеличить эффективность преобразователей энергии для разновидностей манипулируемой перегрузки или большой нагрузки, например, когда используются как устройства питания для газоразрядных трубок, предложено специальное размещение схем для контролирования или избежания насыщения транзисторов переключения, как станет очевидным, например, из PCT заявки N WO90/01248 и GB-PS N 1378465.
Более эффективное преобразование энергии при все более высоких частотах основывается на так называемом "переключении текущего нуля", где синусоидальное напряжение, которое может быть генерировано LC-резонансным контуром, соединенным или параллельно, или последовательно. Такие преобразователи называются "резонансными преобразователями". Преимущество использования синусоидального напряжения существенно уменьшает эти потери в мощных полупроводниках, так как переключения обычно имеют место при пересечении с нулем. Недостатком резонансных преобразователей является то, что при данном уровне энергии пиковый ток во много раз больше, чем пиковый ток широтно-модулированного преобразователя. При использовании полупроводников с более низким сопротивлением к проводимости, однако, возможно увеличить рабочие частоты свыше 1 MHz. Таким образом, может быть достигнута потенциальная яма плотности энергии свыше IW/cm3.
Сейчас в таких преобразователях используют частотно-модулированный контроль в форме интегральной схемы, которая может быть использована в области свыше 1 MHz, с обозначением LD 405, поставляемая Дженнум Корпорейшн, Барлингтон, Онтарио, Канада. Использование этих схем контроля в частотно-модулированном преобразователе описано в заявке LD 405 в от Дженнум Корпорейшн, озаглавленной "Использование LD 405 в 125 W источнике питания резонансного режима". В конце его той же самой корпорацией представлена резонансная схема, воплощение которой, в принципе, показано на фиг. 1. Схема включает индуктор L, емкость C, резистор R и нагрузку RL. Перед индуктором L предусмотрен коммутативный переключатель S, например, в форме транзистора, который служит для передачи прямого тока от источника питания V к последовательному резонансному контуру LC. Сопротивление нагрузки RL потребляет ток из контура. Как только оканчивается резонансный процесс, переключатель S открывается и переход энергии от источника S к нагрузке RL прерывается. После заданного периода времени переключатель S снова закрывается, и процесс повторяется. Частота коммутации может быть изменена так, чтобы средняя мощность, рассеиваемая в нагрузке RL менялась.
В практическом воплощении резонансный преобразователь такого типа работает с двумя коммутативными переключателями, каждый из которых обрабатывает соответственный полуцикл резонансного периода. Эти переключатели базируются на канальных МОП-транзисторах, каждый из которых сам управляется соответственным канальным МОП-транзисторным каскадом. Выходной каскад показанного воплощения базируется на выпрямительных диодах Шоттки.
Однако в этом воплощении предыдущего уровня техники резонансного преобразователя трудно полностью исключить гармоники в резонансном напряжении и также трудно симметризировать полупериоды так, чтобы они получили одинаковое энергосодержание. В конце концов, в мощных переключателях и выходных диодах Шоттки все же останутся значительные потери. Сверх того, эта RC-цепь установлена параллельно силовому переключателю для того, чтобы задавить броски напряжения, и эти схемы демпфирования ведут к дополнительным потерям. Таким образом, эффективность уменьшается по меньшей мере на 25%; и даже, если выходной каскад используется без выпрямительных диодов, потери составят порядка 16%.
В общих чертах можно говорить о преобразователях, которые обсуждались выше, и приборах предыдущего уровня техники того же самого типа, что конденсатор, соединенный параллельно с индуктивностью, а переключатель - последовательно с источником напряжения. К тому же нагрузка будет подсасывать энергию от резонансной схемы, которая может быть сделана в виде трансформатора. Эти устройства предыдущего уровня техники обычно сложны для обсчета и реализации вследствие ограничения в энергетическом содержимом резонанса. При избыточном отводе энергии от LC- цепи меняется частота и необходимы средства сложного электронного контроля для того, чтобы управлять переключением коммутативных переключателей так, чтобы установилось резонансное состояние цепи. При возникновении в таких цепях перегрузки ток коммутации транзистора неуправляемо возрастает и при отсоединении транзистора это может привести к переходным процессам, вызывающим необратимое повреждение преобразователя. Проблема, таким образом, состоит в том, что средства контроля, предназначенные для защиты транзистора, не работают в реальном времени и, таким образом, транзистор, то есть переключатель, подвергается внештатным нагрузкам. Как уже отмечалось, существенные потери все же присутствуют, так что КПД преобразователя не поднимается более 84%, без использования выпрямленного выхода.
В заключение, патент США N 4613769 описывает схему транзисторного осциллятора, в котором конденсатор соединен параллельно с выводами вторичной обмотки трансформатора, последний действует в параллельном синусоидальном резонансе с конденсатором, в качестве первого средства формирования сигнала данной частоты, второе средство формирования сигнала состоит из другого конденсатора, соединенного в параллель с коллекторным и эмиттерным выводами транзисторного осциллятора и работает в последовательном резонансе с индуктивностью на удвоенной частоте.
Раскрытие изобретения
В основу данного изобретения положена задача создания резонансного контура без вышеупомянутых и других недостатков. Эта задача решается тем, что в соответствии с данным изобретением частотно-модулированный преобразователь, включающий конденсатор C1 первого последовательного резонанса и выпрямительный диод Д2, предусмотренные в первой и второй ветвях соответственно между электродами эмиттера и коллектора транзистора Q, конденсатора второго параллельного резонанса C3, сидящего на электродах источника напряжения и являющегося дополнительной сглаживающей емкостью источника питания; упомянутый конденсатор C3 подключен последовательно с индуктором L через диод Д2; где транзистор Q находится в высокоомном состоянии во время как последовательного, так и параллельного резонанса, а диод Д2 находится в проводящем режиме во время параллельного резонанса, заряжая конденсатор С3 выше напряжения источника питания, прежде чем транзистор Q переключится в низкоомное состояние, инициируя другой последовательно-параллельный резонанс будучи переключенным в высокоомное состояние; соотношение между напряжением на индуктивности UL и емкостью конденсатора С1 определяет частоту последовательного резонанса первой полуволны, напряжение на индуктивности UL и емкость конденсатора С3, определяет резонансную частоту второго полуцикла, каждый полуцикл резонансного периода поддерживается во времени транзистором Q в высокоомном состоянии, трансформатором Т, индуктором L и конденсаторами С1, C3, составляющими таким образом RCL- резонатор, работающий последовательно-параллельно с транзистором, добротность резонатора определяется по соотношению между напряжением индуктивности UL или напряжением конденсатора UC1 и UC3 соответственно и напряжением питания U; и чтобы нагрузка RG соединена между выводами первой вторичной обмотки S1 трансформатора Т так, чтобы нагрузка RG, соединенная последовательно с индуктором L, потребляла энергию и с индуктивности, и с источника постоянного напряжения в каждом полуцикле резонансного периода, транзистор таким образом работает последовательно с источником напряжения в первом полуцикле и параллельно с источником напряжения во втором полуцикле, все время выполняя дробление общей энергии, потребляемой нагрузкой RG. Дальнейшие особенности и преимущества очевидны из формулы изобретения.
Краткое описание чертежей
В дальнейшем изобретение поясняется конкретным вариантом выполнения со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых:
фиг. 1 изображает основную схему параллельного резонатора в соответствии с предыдущим уровнем техники;
фиг. 2 - основную схему модулированного преобразователя с последовательно-параллельным резонансом в соответствии с данным изобретением, используемую с газоразрядной трубкой холодным катодом;
фиг. 3 показывает часть модификаций преобразователя фиг. 2, используемую с газоразрядной трубкой термоэлектронного катода;
фиг. 4a - 4c показывают соответственно кривую напряжения, измеренного на индуктивности преобразователя при нормальной нагрузке на выходе, при коротко замкнутом выходе, а также цикл резонансного напряжения при различных состояниях проводимости и проводимости нагрузки;
фиг. 5 показывает практическое воплощение частотно-модулированного преобразователя, соответствующего изобретению и применяемого для возбуждения газоразрядной трубки термоэлектронного катода;
фиг. 6 показывает практическое воплощение трансформатора более подробно и так, как предусмотрено в схеме фиг. 2.
Вариант наилучшего осуществления изобретения
На фиг. 2 первый резонансный конденсатор С1 предусмотрен в параллель с электродами эмиттера и коллектора транзистора Q, который работает как коммутативный переключатель. Нагрузка RG предусмотрена последовательно с индуктором L, которая соединена с транзистором Q и конденсатором С1 соответственно. Второй резонансный конденсатор С3 насажен на электроды источника напряжения и соединен с индуктором L через диод Д2, диод Д2 соединен в следующую параллельную ветвь между электродами эмиттера и коллектора транзистора Q. Далее первичная обмотка P трансформатора Т соединена с индуктором L так, чтобы трансформатор Т, индуктор L и конденсаторы C1, C3 обеспечивали RLC-резонатор, работающий последовательно-параллельно с транзистором Q и с добротностью, которая, как хорошо известно, определяется соотношением между напряжением индуктивности UL или напряжениями конденсатора UC1 и UC3 и напряжением питания U. Нагрузка RG соединена между выводами первой вторичной обмотки S1 трансформатора Т и, следовательно, как упоминалось, соединена последовательно с индуктором L. Измерение резонатора может быть успешно сделано на базе кажущейся потребности энергии так, что резонатор или резонансный контур измеряется для кажущейся мощности, которая на 30% больше, чем требуемая мощность на выбранной рабочей частоте резонатора. Транзистор Q управляется при определенной частоте, которая не должна меняться в зависимости от нагрузки.
Работа преобразователя, соответствующего данному изобретению, теперь должна быть объяснена более подробно. Транзистор Q управляется приблизительно квадратным импульсом. Когда транзистор находится в проводящем состоянии, ток течет через индуктивность L и трансформатор Т так, что они намагничиваются. Индуктор L сделан из катушки и сердечника, например, феррита с воздушным зазором. Когда транзистор Q прекращает проводить, обратная индукция индуктивности L вызывает заряд конденсаторов С1 и С3. Конденсатор C3, однако, имеет емкость, которая значительно больше, чем емкость конденсатора С1, а также будет заряжен в противоположной полярности. Трансформатор Т теперь питается током той же самой полярности, что и ток, проходящий через транзистор Q. Когда напряжение конденсатора С1 достигнет максимального значения, направление тока изменится на противоположное и конденсатор С1 разрядится на индуктор L трансформатор Т. После этого направление тока снова изменится на противоположное и индуктор L разрядит энергию на диод Д2, а трансформатор Т - на конденсатор C3. Транзистор Q снова станет проводящим, и процесс повторится.
Процесс может быть описан как состоящий из 4 фаз. В фазе 1 транзистор Q является проводящим и ток течет в направлении IA через трансформатор T. В фазе 2 транзистор прекращает проводить, но благодаря тому факту, что индуктор L работает как контур, ток все еще течет в направлении IA (фиг.2) через трансформатор Т, одновременно с этим конденсатор C1 разряжается благодаря противоположной индуктивности L. В фазе 3 противоположная индуктивность индуктора L окончена и конденсатор C1 разряжается так, чтобы ток тек в конденсатор C3 и через трансформатор T в направлении IB (фиг. 2), в то время как индуктор L "заполнен". В фазе 4 индуктор L затем "опорожняется" через диод Д2 и конденсатор C3, так же, как трансформатор Т, до тех пор, пока транзистор Q снова станет проводящим.
Необходимо отметить, что транзистор Q может быть переключен каждый раз, когда диод Д2 проводит и, следовательно, также при "нулевом" токе и напряжении. Отрицательное контриндукционное напряжение UL с индуктора L прибавляется к напряжению питания U и подается на первичную обмотку P трансформатора T, в то время как конденсатор C3 разряжается и U, и UL.
Разгрузка энергии со вторичной обмотки S1 в нагрузку RG не происходит в той же самой фазе, когда в первичной обмотке P и, следовательно, может быть использована только часть резонансной энергии. Это обеспечит великолепное соотношение между током и напряжением, если преобразователь, соответствующий данному изобретению, широко используется в газоразрядных лампах.
Так как транзистор Q работает только как пополнитель энергии, которой наполняется трансформатор T, и благодаря фазовому сдвигу диод Д2 уже освободит транзистор в тот момент, когда он снова переключится в вышеупомянутую фазу 4. Следовательно, преобразователь, соответствующий данному изобретению, достигает очень высокого КПД. Потери переключения значительно погашены, так как транзистор переключается на отрицательной фазе резонанса, когда диод Д2 проводит и когда транзистор Q отсоединен, напряжение принимается конденсатором C1. Транзистор Q, следовательно, работает только с напряжением, которое необходимо для поддерживания свойств индукционной кривой индуктора L.
Если первая вторичная обмотка S1 короткозамкнута, импеданс трансформатора T уменьшится до нуля и фазовый сдвиг между индуктором L и трансформатором исчезнет. Вся энергия затем используется для поддержания резонанса, и потребление энергии преобразователем уменьшится до "нуля". Это говорит о том, что преобразователь защищен от коротких замыканий в любых отношениях.
Если удалена нагрузка RG во вторичной обмотке S1, импеданс трансформатора увеличится, а перепад частоты затем приведет к расходу тока, так как транзистор Q переключится в неправильное время. Для предотвращения этого вторая вторичная обмотка S2 в трансформаторе использована и соединена с выпрямляющим мостом для того, чтобы вернуть часть энергии соответственно положительному и отрицательному электродам источника питания. В этом случае всегда имеется минимальный импеданс в трансформаторе T. Резонатор, в таком случае, будет работать в пределах данного диапазона, а энергия будет циркулировать между источником питания и вторичной обмоткой S2 через выпрямительный мост B, как показано на фиг. 2.
Правильным заданием величины напряжения вторичной обмотки S2 могут быть минимизированы потери свободных колебаний и возможно обеспечить детектор (не показан), который предупреждает о возможности повреждения нагрузки RG, например повреждении газоразрядной трубки, для того, чтобы отсоединить схему импульсного генератора, которая присоединена к управляющему электроду транзистора Q. Поэтому транзистор Q прекращает наполнение резонатора.
Если в качестве нагрузки на вторичном плече трансформатора T использована газоразрядная трубка термоэлектронного катода, это легко может быть сделано, как показано на фиг. 3, соединением выводов вторичной обмотки S1 с по меньшей мере одним конденсатором C6 на электродах K1, K2 газоразрядной трубки.
Как известно, газоразрядные трубки с термоэлектронными катодами должны запускаться посредством предварительного нагрева электродов для того, чтобы обеспечить достаточную ионизацию газов в трубке и чтобы мог произойти разряд. Это достигается адаптацией вторичной обмотки S1 и конденсатора C6 к резонансной частоте трансформатора T с катодами K1, K2 в нагретом состоянии. Такая адаптация может быть определена эмпирически или измерением теплового сопротивления катода и добавлением его к импедансу. Пока катоды K1, K2 недостаточно разогреты, импеданс слишком низкий и большая часть тока от вторичной обмотки S1 используется для нагревания катодов. Только когда присутствуют условия для резонанса, напряжение увеличивается до уровня, который зажигает электроды. Когда установлен разряд между электродами K1, K2, конденсатор C6 не долго работает в качестве резонансного конденсатора, но тем не менее вносит вклад в определенное напряжение накала, которое удерживает электроды нагретыми, из-за чего импеданс формирователя ниже по сравнению с частотой. Кроме того, это достоинство, если затемнение используется уменьшением напряжения питания.
Преобразователь в соответствии с данным изобретением может также использоваться с усиливающим постоянным током без сглаживания для прямого возбуждения газоразрядных трубок с коэффициентом мощности cosφ выше 0,95 и без использования фазовой компенсации, как того требуют новые Европейские нормы. Если частота 60 kHz, конденсатор C1, например, измеряется в 0,005 μF, а конденсатор C3 - в 0,22 μF, но при частоте 100 kHz конденсатор C1 выбирается с 0,003 μF, а конденсатор C3 - с 0,15 μF. Рассмотрение длины волны переноса катодного материала между электродами, кроме того, указывает, что рабочая частота 30-35 KHz является оптимальной при данной длине газоразрядных трубок.
Как на практике работает преобразователь, соответствующий данному изобретению, легко понять при помощи фиг. 4a-4c.
Фиг. 4a и 4b показывают поведение напряжения индуктора UL, измеренного на выходах индуктора L. Напряжение на фиг. 4a и 4b относится к усредненному значению UL полного размаха колебания. На фиг. 4a и 4b полным периодом напряжения является импульс t1, тогда как транзистор проводит на t2. На фиг. 4a нагрузка на вторичную обмотку S1 нормальная, напряжение низкое (здесь 0,6 UL) и t1 коротким (здесь 0,15 t1), благодаря чему энергия стекает. На фиг. 4b вторичная обмотка является короткозамкнутой. Напряжение увеличивается (здесь до 1,3 UL) и то же самое делает t2, потому что прекратился сток энергии.
Фиг. 4c показывает период резонансного напряжения при различных условиях нагрузки. Нормальное поведение синусоиды обозначено F1. Кривая F2 присутствует, когда трансформатор T "захватывает" энергию, а кривая F3, когда вторичная обмотка S1 короткозамкнута. Свободно-работающий диод является проводящим в отрицательном полуцикле все время, то есть в период TD. Какими бы ни были условия нагрузки, транзистор Q проводит в период TQ1. Если энергия сливается на трансформатор T, транзистор Q работает в периоде TQ2 как самоконтролирующаяся система. Если вторичная обмотка S1 короткозамкнута, транзистор Q работает в период TQ2, энергия не дольше стекает в трансформатор T и в отрицательном полуцикле индуктор L передает большую часть энергии обратно в конденсатор C3.
Практическое воплощение частотно-модулированного преобразователя в соответствии с данным изобретением теперь будет описано со ссылкой на фиг. 5. В этой связи должно быть понятно, что фиг. 2 и 3 показывают некие более фундаментальные воплощения преобразователя в соответствии с данным изобретением.
Как можно увидеть на фиг. 5, выпрямительный мост B2 передает напряжение постоянного тока с источника переменного тока и это напряжение сглаживается на конденсаторах C2 и C3. Диод Д12 питает схему импульсного генератора, которая в показанном воплощении включает биостабильный мультивибратор в форме схемы триггера Шмидта с инвертированными выходами, составленными шестью вентилями A1 - A6. Напряжение схемы импульсного генератора регулируется зенеровским диодом Z1 и сглаживается конденсатором C4. В показанном примере воплощения схема импульсного генератора предусматривает схему нестабильного мультивибратора на резисторе R6 и диоде Д1, а также варисторе Rv(Rs) так, что обеспечивается подстройка основной частоты и ширины импульса к требуемому значению посредством резисторов Rv и R6 и конденсатора C5. Выход вентиля A1 передает приблизительно квадратный импульс и контролирует входы четырех приблизительно параллельных вентилей A3 - A6. Соответственные выходы этих вентилей также соединены параллельно и с управляющим электродом транзистора Q, который используется как переключатель. При обычном использовании биполярного транзистора управляющим входом, конечно, является база транзистора, но, если вместо него используется канальный МОП-транзистор, управляющий электрод, конечно, идентичен электроду затвора. Выгодно то, что преобразователь в соответствии с данным изобретением может быть реализован с интегральным свободно-работающим так, что выпрямительный диод и вторая параллельная ветвь на фиг. 2 понижены.
Когда транзистор Q в проводящем состоянии, ток возбуждения передается на индуктор L и первичную обмотку P в трансформаторе T и начинается резонансный процесс. Резонансная частота может быть точно настроена на регулируемом резисторе Rv.
Вторичная обмотка S1 трансформатора T передает напряжение и ток в имеющуюся нагрузку, как обсуждалось более подробно в связи с фиг. 2. На фиг. 5 в трансформаторе T дополнительно предусмотрена третья вторичная обмотка S3. Она используется для увеличения напряжения ионизации нагрузки, если последняя является газоразрядной трубкой, для того, чтобы обеспечить надежное зажигание при крайне низких температурах, так как ее первый вывод соединен с электродами газоразрядной трубки, а ее второй вывод, как показано, посажен на землю.
В практическом воплощении трансформатор T реализуется как E-сердечниковые трансформаторы, как подробно показано на фиг. 6. Для высоких частот, т. е. мегагерцового диапазона, сердечники и обмотки могут быть сделаны в форме ферритовых полос с диэлектрической пленкой и обмотками, нанесенными на них. Однако E-сердечниковые трансформаторы, используемые в неконвенционных применениях, т.е. для частот 80-100 kHz, тоже допускают очень компактную конструкцию. Далее, как показано на фиг. 5, индуктор L объединяется с первичной обмоткой P трансформатора T.
Вторичная обмотка S2, которая соединена с выпрямительным мостом B1, получает такие размеры, чтобы полученное постоянное напряжение на выпрямительных диодах Д7 - Д10 в мосте B1, напряжение было ниже, чем напряжение на C2 и C3 при нормальной работе. Резисторы R10 и R11 затем образовывают делитель напряжения с конденсатора C20, который дает значение, которое определяет требуемый период времени перед тем, как схема импульсного генератора и через диод Д5 отключают нестабильный мультивибратор. При низком сигнале A1 выходы вентилей A3 - A6 также выходят низкими. Продолжительность отсоединения определяется конденсатором C20 через резисторы R7 и R8. Через определенное время вход инвентирующего усилителя A2 также становится низким, а его выход становится высоким, так что мультивибратор снова преобразовывается. Однако так же можно реализовать надежное функционирование другим путем, при предыдущем уровне техники, а схема, показанная здесь, предназначается исключительно в качестве примера практического воплощения преобразователя в соответствии с данным изобретением и ни в каком смысле не должно ограничивать сферу действия изобретения.
Существенной точкой преобразователя в соответствии с данным изобретением является то, что резонансный конденсатор C1, который в примере воплощения фиг. 5 реализуется как параллельная схема из девяти конденсаторов C1a - C1i (не показано), работает как резонансный контур только во время полупериода частоты. Второй полупериод резонансной частоты, используемый для наполнения резонансного контура, т.е. индуктора L1, обеспечивается через конденсатор С3 разрядом C1. В связи с этим может быть упомянуто, что хорошо известно в технике, что осцилляторы обратного хода имеют тенденцию давать асимметричную частотную характеристику при извлечении энергии из резонансного контура уже в первом обратном ходе, так что следующий полуцикл принимает более низкий запас энергии. Из-за того, что трансформатор T должен работать как симметрично работающая нагрузка, резонансный конденсатор C1 с этого времени должен принимать больший заряд во время второго полупериода. Это достигается при уже существующем заряде конденсатора C3, соединенного последовательно с индуктором L через диод Д2 и при идентичном уровне напряжения этого первого полупериода. При правильной размерности конденсатора C3 и подходящем напряжении питания U, трансформатор будет снабжаться одним и тем же количеством энергии в оба полуцикла. Это, однако, обеспечивается симметризацией энергии в каждом полуцикле резонанса. Вместе с использованием воздушного зазора в трансформаторе T это обеспечивает резонатор почти совершенно синусоидальным напряжением без базирования первичной обмотки трансформатора на ДС компонентах.
При правильном выборе значений индуктивности индуктора L и импеданса трансформатора T, так же, как правильных значениях емкостей конденсаторов C1 и C3 и соответствующем напряжении питания U, возможно получить очень высокий КПД, так как потери переключения полностью исключены, и транзистор Q работает только с частью тока цепи, благодаря фазовому сдвигу между током и напряжением в компонентах индуктивности. Транзистор Q может в действительности рассматриваться как переключатель напряжения, который устанавливает резонансную схему в нуль по отношению к положительному и отрицательному циклам резонанса. Следовательно, транзистор исключает тенденцию резонатора к релаксации и поддерживает данную частоту, в то время как ток главным образом поглощается индуктором L, когда транзистор Q не является проводящим. Это также может быть достигнуто индивидуальной адаптацией воздушного зазора, используемого в трансформаторе T, из-за характерной особенности предусмотренной нагрузки RG. Воздушный зазор может, следовательно, активно использоваться для управления стока энергии индуктора L и конденсатора C1. Правильно определить размеры трансформатора T и используемого воздушного зазора можно при полном коротком замыкании S1, приводя резонатор в полный резонанс внутри частотного диапазона, определяемого транзистором Q.
В заключение необходимо отметить очевидное каждому разбирающемуся в технике, что импульсный генератор, соответственно, также может быть реализован способом иным, чем нестабильный мультивибратор, так как последний может быть заменен цифровым частотным синтезатором. Когда используется нестабильный мультивибратор, частота будет контролироваться только в пределах 10 - 15%. Цифровой частотный синтезатор может приводить в действие преобразователь, соответствующий данному изобретению в частотном диапазоне, который простирается от области звуковой частоты и до 100 MHz и выше, в то время как генерируемая частота легко может быть контролируема на восьми или более диапазонах. Кроме того, преобразователь может быть использован в применениях ВЧ и СВЧ, где требуется высокое, стабильное и симметричное резонансное напряжение. Далее, очевидно, что все компоненты, которые включены в схему импульсного генератора, также вентили триггера Шмидта A1 - A6, а также транзистор Q могут успешно быть объединены в единый чип. В частотном преобразователе в соответствии с данным изобретением потери ограничены потерями в трансформаторе, потерями в схеме импульсного генератора, рассеянием энергии в резонансном индукторе и в выпрямительном мосте на входе. Общие потери, таким образом, могут удерживаться на 5% или ниже, так что в практическом воплощении преобразователя в соответствии с данным изобретением достигается эффективность около 97%.

Claims (10)

1. Частотно-модулированный преобразователь с последовательно-параллельным резонансом, выполненный с возможностью возбуждения омической или индуктивной нагрузки (Rg), включая газоразрядные трубки, содержащий коммутирующий переключатель (Q) в виде транзистора, подключенный последовательно между отрицательным электродом источника напряжения и первым выводом индуктора (L), схему импульсного генератора, выход которой подключен к управляющему электроду транзистора, трансформатор, первичная обмотка которого соединена со вторым выводом индуктора (L), первый конденсатор (С1) и диод (D2), подключенные в первой и второй параллельных ветвях соответственно к эмиттерному и коллекторному электродам транзистора (Q), и второй конденсатор (С3), подключенный к выводам источника напряжения и тем самым подключенный последовательно к индуктору (L) через (D2), отличающийся тем, что второй конденсатор (С3) имеет значение емкости в несколько раз больше, чем значение емкости первого конденсатора (С1), а импульсный генератор выполнен с возможностью включения транзистора на такие сроки и через такие интервалы, что на первом этапе работы при включении транзистора (Q) ток проходит последовательно по первичной обмотке трансформатора (Р), индуктору (L) и транзистору (Q), на втором этапе работы при выключении транзистора ток проходит последовательно по первичной обмотке (Р) трансформатора и по индуктору (L) с возможностью зарядки первого конденсатора (С1), причем первый (С1) и индуктор (L) действуют как резонансный контур, подключенный последовательно к источнику напряжения, на третьем этапе работы транзистор находится в выключенном состоянии, и ток проходит в противоположном направлении по индуктору (L) и первичной обмотке (Р) трансформатора, в то время, как первый конденсатор (С1) разряжается, тем самым заряжая второй конденсатор (С3), причем второй конденсатор (С3) и индуктор (L) выполнены с возможностью действия как резонансный контур, подключенный параллельно к источнику напряжения, на четвертом этапе работы после разрядки первого конденсатора (С1) ток продолжает проходить в противоположном направлении по первичной обмотке трансформатора и индуктор через диод (D2), в результате чего второй конденсатор (С3) заряжается, и во время четвертого этапа работы транзистор (Q) снова включают, и ток проходит в первом направлении от источника напряжения и от заряженного второго конденсатора (С3) по первичной обмотке трансформатора, индуктор и через транзистор с возможностью начала первого этапа работы схемы, и в котором нагрузка (Rg) включается между выводами вторичной обмотки (S1) трансформатора (Т).
2. Частотно-модулированный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что транзистор (Q) является МОП-транзистором со встроенным свободно работающим диодом, выпрямительный диод (D2) во второй параллельной ветви является этим свободно работающим диодом.
3. Частотно-модулированный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что схема импульсного генератора включает нестабильный мультивибратор.
4. Частотно-модулированный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что схема импульсного генератора содержит цифровой частотный синтезатор.
5. Частотно-модулированный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что импеданс вторичной обмотки (S1) трансформатора (Т) настраивается по добротности резонатора при номинальной нагрузке (Rg).
6. Частотно-модулированный преобразователь по п.5, отличающийся тем, что нагрузка (Rg) сбалансирована с компенсирующей нагрузкой, если мгновенное значение нагрузки (Rg) меньше, чем номинальная нагрузка.
7. Частотно-модулированный преобразователь по п.6, отличающийся тем, что для уравновешивания нагрузки (Rg) выпрямительный мост (В1) включен между выводами вторичной обмотки (S2) трансформатора, выпрямительный мост (В1) соединен между выводами источника напряжения так, что импеданс обмотки (Р) трансформатора (Т) лежит ниже данного максимального значения.
8. Частотно-модулированный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что конденсатор (С1) ограничивает напряжение контриндукционного импульса, генерируемого индуктором (L) на транзисторе (Q).
9. Частотно-модулированный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что для активации газоразрядных электронных трубок термоэлектронного катода выводы первой вторичной обмотки (S1) соединены с конденсатором (С6) через электроды (К1, К2) газоразрядной трубки, вторичная обмотка (S1) и конденсатор (С6) приспособлены к резонансной частоте трансформатора (Т) при нагретом состоянии электродов (К1, К2).
10. Частотно-модулированный преобразователь мощности по п.9, отличающийся тем, что для активации газоразрядных электронных трубок термоэлектронного катода электрод, выполненный с возможностью работы как катод (К1, К2), соединен с одним из выводов третьей вторичной обмотки (S3) трансформатора (Т).
RU94016356/09A 1991-08-27 1992-08-25 Частотно-модулированный преобразователь с последовательно-параллельным резонансом RU2154886C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NO913368A NO913368D0 (no) 1991-08-27 1991-08-27 Frekvensmodulert driver med parallell-resonans.
NO913368 1991-08-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU94016356A RU94016356A (ru) 1995-10-10
RU2154886C2 true RU2154886C2 (ru) 2000-08-20

Family

ID=19894405

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU94016356/09A RU2154886C2 (ru) 1991-08-27 1992-08-25 Частотно-модулированный преобразователь с последовательно-параллельным резонансом

Country Status (18)

Country Link
US (2) US5561349A (ru)
EP (1) EP0601091B1 (ru)
JP (1) JP3339636B2 (ru)
KR (1) KR100297201B1 (ru)
CN (1) CN1041787C (ru)
AT (1) ATE161382T1 (ru)
CA (1) CA2116347C (ru)
DE (1) DE69223633T2 (ru)
DK (1) DK0601091T3 (ru)
ES (1) ES2110520T3 (ru)
FI (1) FI940877A (ru)
HU (1) HU218120B (ru)
MX (1) MX9204943A (ru)
MY (1) MY108100A (ru)
NO (2) NO913368D0 (ru)
RU (1) RU2154886C2 (ru)
SG (1) SG45432A1 (ru)
WO (1) WO1993004570A1 (ru)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU206338U1 (ru) * 2021-06-17 2021-09-06 Автономная некоммерческая организация высшего образования «Университет Иннополис» Центральный генератор ритмов для генерации сигналов управления походкой шагающего робота
RU2761132C1 (ru) * 2021-06-17 2021-12-06 Автономная некоммерческая организация высшего образования «Университет Иннополис» Центральный генератор ритмов для генерации сигналов управления походкой шагающего робота
RU2768380C1 (ru) * 2021-08-17 2022-03-24 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина" Инвертор тока с умножением частоты

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001502843A (ja) * 1997-07-22 2001-02-27 パテント―トロイハント―ゲゼルシャフト フュール エレクトリッシェ グリューラムペン ミット ベシュレンクテル ハフツング パルス電圧列の発生方法およびそのための回路装置
US7592753B2 (en) * 1999-06-21 2009-09-22 Access Business Group International Llc Inductively-powered gas discharge lamp circuit
KR100749788B1 (ko) * 2001-03-12 2007-08-17 삼성전자주식회사 냉음극선관 램프 내부의 전자 흐름 제어 방법, 이를이용한 냉음극선관 방식 조명장치의 구동 방법, 이를구현하기 위한 냉음극선관 방식 조명장치 및 이를 적용한액정표시장치
US6570370B2 (en) * 2001-08-21 2003-05-27 Raven Technology, Llc Apparatus for automatic tuning and control of series resonant circuits
US7373133B2 (en) * 2002-09-18 2008-05-13 University Of Pittsburgh - Of The Commonwealth System Of Higher Education Recharging method and apparatus
US7440780B2 (en) * 2002-09-18 2008-10-21 University Of Pittsburgh - Of The Commonwealth System Of Higher Education Recharging method and apparatus
US7403803B2 (en) * 2003-05-20 2008-07-22 University Of Pittsburgh - Of The Commonwealth System Of Higher Education Recharging method and associated apparatus
EP1772041A1 (en) * 2004-07-21 2007-04-11 Koninklijke Philips Electronics N.V. Multi-pulse ignition circuit for a gas discharge lamp
KR100781359B1 (ko) * 2005-03-23 2007-11-30 삼성전자주식회사 디지털 제어방식의 고전압 발생장치
AU2006324378B2 (en) * 2005-12-12 2013-05-02 Clipsal Australia Pty Ltd Current zero crossing detector in a dimmer circuit
WO2008110978A1 (en) * 2007-03-13 2008-09-18 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Supply circuit
US9054408B2 (en) 2008-08-29 2015-06-09 Logomotion, S.R.O. Removable card for a contactless communication, its utilization and the method of production
US9098845B2 (en) 2008-09-19 2015-08-04 Logomotion, S.R.O. Process of selling in electronic shop accessible from the mobile communication device
SK288641B6 (sk) 2008-10-15 2019-02-04 Smk Corporation Spôsob komunikácie s POS terminálom, frekvenčný konventor k POS terminálu
MX2011004702A (es) 2009-05-03 2011-09-02 Logomotion Sro Terminal de pagos que utiliza un dispositivo de comunicacion movil, tal como un telefono celular; un metodo de transaccion de pago directo de debito.
KR20130138215A (ko) * 2010-09-22 2013-12-18 오스람 게엠베하 고압 방전 램프를 시동시키기 위한 방법
NZ593764A (en) * 2011-06-27 2013-12-20 Auckland Uniservices Ltd Load control for bi-directional inductive power transfer systems
US20150015214A1 (en) * 2013-07-09 2015-01-15 Remy Technologies, L.L.C. Active vibration damping using alternator
US9748864B2 (en) * 2014-06-30 2017-08-29 Mks Instruments, Inc. Power supply circuits incorporating transformers for combining of power amplifier outputs and isolation of load voltage clamping circuits
CN105807137A (zh) * 2014-12-29 2016-07-27 国家电网公司 一种接地变压器阻抗确定方法
BR112019013180B1 (pt) * 2016-12-30 2022-11-16 Metrol Technology Ltd Módulo e sistema de coleta de energia elétrica de fundo de poço e aparelho de fundo de poço
TWI704767B (zh) * 2019-09-02 2020-09-11 立積電子股份有限公司 放大裝置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1378465A (en) * 1973-07-03 1974-12-27 Kolomyjec T A Power supply arrangement for fluorescent tubes
GB2110890B (en) * 1981-12-07 1985-06-26 Krauss Innovatron Frequency controlled excitation of a gas discharge lamp
US4613796A (en) * 1984-08-13 1986-09-23 Gte Products Corporation Single transistor oscillator ballast circuit
JPS6387169A (ja) 1986-09-26 1988-04-18 Toshiba Electric Equip Corp 放電灯点灯回路
EP0406285A1 (de) * 1988-03-18 1991-01-09 Stylux Gesellschaft Für Lichtelektronik M.B.H. Schaltungsanordnung zur überwachung der einschaltdauer eines transistors
AT394917B (de) * 1988-07-25 1992-07-27 Stylux Lichtelektronik Schaltungsanordnung fuer einen schaltnetzteil

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU206338U1 (ru) * 2021-06-17 2021-09-06 Автономная некоммерческая организация высшего образования «Университет Иннополис» Центральный генератор ритмов для генерации сигналов управления походкой шагающего робота
RU2761132C1 (ru) * 2021-06-17 2021-12-06 Автономная некоммерческая организация высшего образования «Университет Иннополис» Центральный генератор ритмов для генерации сигналов управления походкой шагающего робота
WO2022265532A1 (ru) * 2021-06-17 2022-12-22 Автономная некоммерческая организация высшего образования "Университет Иннополис" Центральный генератор ритмов для генерации сигналов управления походкой шагающего робота
RU2768380C1 (ru) * 2021-08-17 2022-03-24 Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина" Инвертор тока с умножением частоты

Also Published As

Publication number Publication date
CA2116347C (en) 2003-02-18
CA2116347A1 (en) 1993-03-04
SG45432A1 (en) 1998-01-16
EP0601091A1 (en) 1994-06-15
NO941551D0 (ru) 1994-04-27
HU218120B (hu) 2000-06-28
JP3339636B2 (ja) 2002-10-28
ATE161382T1 (de) 1998-01-15
DE69223633D1 (de) 1998-01-29
MX9204943A (es) 1993-04-01
WO1993004570A1 (en) 1993-03-04
HUT67419A (en) 1995-04-28
AU2546192A (en) 1993-03-16
AU668103B2 (en) 1996-04-26
DE69223633T2 (de) 1998-05-20
DK0601091T3 (da) 1998-05-25
HU9400572D0 (en) 1994-05-30
CN1041787C (zh) 1999-01-20
MY108100A (en) 1996-08-15
NO307440B1 (no) 2000-04-03
USRE38547E1 (en) 2004-07-06
FI940877A (fi) 1994-04-08
NO941551L (no) 1994-04-27
EP0601091B1 (en) 1997-12-17
NO913368D0 (no) 1991-08-27
CN1073556A (zh) 1993-06-23
ES2110520T3 (es) 1998-02-16
FI940877A0 (fi) 1994-02-25
JPH06510393A (ja) 1994-11-17
US5561349A (en) 1996-10-01
KR100297201B1 (ko) 2001-10-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2154886C2 (ru) Частотно-модулированный преобразователь с последовательно-параллельным резонансом
US4060752A (en) Discharge lamp auxiliary circuit with dI/dt switching control
JP2591886B2 (ja) コンパクトなけい光ランプ用の電子式安定器回路
JPH0213262A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US4560908A (en) High-frequency oscillator-inverter ballast circuit for discharge lamps
US5313142A (en) Compact fluorescent lamp with improved power factor
US4071812A (en) AC Inverter with constant power output
JP2003520407A (ja) 多ランプ動作用の電力帰還力率修正方式
JP2722869B2 (ja) 電源回路
JPS61284088A (ja) 電力用ソリツドステ−ト発振器
KR102009351B1 (ko) ２개의 변압기 구조를 사용해 균형있는 ２차측 전류를 갖는 고효율 ｌｌｃ 공진 컨버터
US4701671A (en) High-frequency oscillator-inverter ballast circuit for discharge lamps
WO2024087873A1 (zh) 一种振荡波发生电路及构建方法
KR100399134B1 (ko) 전자렌지
GB2204751A (en) Discharge lamp circuits
US5327334A (en) Zero current switching DC-DC converter incorporating a tapped resonant inductor
KR100589689B1 (ko) 다중 공진 회로를 이용한 가변 부하용 정합회로
JP3137236B2 (ja) 電源回路
JP3011482B2 (ja) 電子レンジ用電源装置
AU668103C (en) Frequency-modulated converter with a series-parallel resonance
JPH0667208B2 (ja) 電源回路
JPS62193086A (ja) 高周波加熱装置
JPH0237691A (ja) マグネトロン用低出力型電源装置
JPH06140135A (ja) 誘導加熱装置
JPH0359989A (ja) 高周波加熱装置