JPH0237691A - マグネトロン用低出力型電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 妾業上の利用分野 本発明は誘電加熱に使用するマグネトロンの高周波駆動
用の電源装置に関するものである。

従来の技術 電子レンジ等の誘電加熱に用いられるマグネトロンの高
周波駆動用の電源装置は従来例を第８図に示すが低圧側
回路は商用電源１を整流する整流回路２と漏洩インダク
タンスの小さい高周波トランス３とこの高周波トランス
３の１次インダクタンスと共振する共振コンデンサ４と
パワースイッチング素子（以下パワートランジスタと呼
ぶ）５と制御回路ｅよりなる共振型インバータ回路を構
成し、高圧側は前記高周波トランス（以下トランスと呼
ぶ）３の２次コイル３２にチョークコイル１０および半
波倍電圧整流回路７が接続されマグネトロン８に高圧を
印加しており、整流回路２は平滑コンデンサ２３の充電
電流による入力電流の実効値が犬きくなることによる見
かけの力率の低下を防止する目的で平滑コンデンサ２３
の容量を数μＦと小さくして非平滑方式にしている。２
１は整流ブリッジ、２２は電源電圧用チョークコイル、
３３はヒータコイル、３６はフェライトコア、３４は制
御コイル、９は変流器をそれぞれ表わす。

発明が解決しようとする課題 上記構成において共振型インバータ回路とトランス３と
マグネトロン８との接続関係即ち１次コイル３１と２次
コイル３２の誘起電圧の方向は第６図に示す矢印の向き
であって、この場合は高出力に適するが、低出力の場合
はスイッチング周波数が高くなる。周波数が高いとパワ
ートランジスタ５および高圧ダイオード了２の周波数特
性改善全型すると共にトランス３０巻線の表皮効果によ
る温度上昇対策全便し、更にはマグネトロン８のフィル
タボックス内に収納されているノイズ吸収用のチョーク
コイルによるヒータ電流減少が起こり対策としてのこの
チョークコイルのインダクタンス低下に伴うノイズ対策
が新たに発生する。また前記非平滑方式の整流回路によ
り直流電圧のエンベロープ波形は第９図１に示す１２０
Ｈ７（電源電圧６０Ｈｚのとき）の脈動波形となりパワ
ートランジスタ５のコレクタ電圧と電流のエンベロープ
波形もそれぞれ第９図す、ｃの脈動波形となる。

第９図す、ｃに示すエンベロープ波形上の瞬時人および
Ｂでの時間軸拡大波形即ちスイッチング波形はコレクタ
電圧が第１０図ａ、コレクタ電流が第１０図すとなりそ
れぞれ瞬時人のときｖ、、ｒ□瞬時ＢのときｖＢ＋”Ｂ
となり、ピーク値の異なる波形となると共にマグネトロ
ン８の発振しきい値電圧に起因する回路定数の変化を伴
い各瞬時において複雑な波形となりコレクタ電流はパワ
−トランジスタ５導通瞬時のサージエｓが発生し、この
サージエｓはパワートランジスタ５の破壊全誘発する。

こ−で第１０図Ｃはパワートランジスタの制御パルス全
示す。コレクタ電流のサージエｓｋ除去し、パワートラ
ンジスタ５を良好な条件で駆動するコレクタ電圧（第３
図ａ及びｄの実線）とコレクタ電流（第３図す及びｅの
実線）に改善するために波形改善用チョークコイル１０
全高圧側回路あるいはトランス３の１次コイル３１と共
振コンデンサ４と直列に接続しており、このチョークコ
イル１０は高圧側接続の場合は電流が小さいので寸法は
小さいが高圧絶縁を要し、低圧側接続の場合は電流が大
きいため寸法が大きくなるためにいずれの場合も小形軽
々、低価格を目的とする高周波電源に相反するものであ
った。更にトランス３の１次コイル３１と２次コイル３
２との結合は高くてコアギャップが小さいためにコア３
５が磁気飽和（以下飽和と呼ぶ）ｌ〜易く、コアが飽和
すると第７図すに示すコレクタ電流はビーク値工、２が
極端に大きくなると共にコレクタ電圧のピーク値ＶＰ２
も大きくなってコレクタ電圧とコレクタ電流の積ＳＬ２
即ちスイッチング損失が増大しパワートランジスタが破
壊する。ピークＩＰ２’Ｉ’Ｐ２　全抑制してスイッチ
ング損失を減少するためにはコアの磁束密度を小さくせ
ねばならず、そのためにコア断面積の増加を伴ない高周
波トランス３の寸法１重量が共に大きくなることは勿論
、トランス材料の価格構成比の大きいコアの増加による
経済的な不利があった。

本発明は、低出力時におけるスイッチング周波数の上昇
に伴う半導体の周波数特性の改善とトランス巻線の表皮
効果対策とマグネトロンのヒータ電流増加対策、更には
非平滑整流回路およびマグネトロンの発振しきい値電圧
に起因する回路定数の各瞬時毎の変化に対するパワート
ランジスタのコレクタ電流サージ改善用チョークコイル
の接続とコアの飽和防止目的のコア断面積の増加に伴な
うコア寸法１重量の増加等をなくし小形軽量、低価格お
よび高信頓性を図ることを目的とする。

課題を解決するだめの手段 前記課題を解決するために本発明は、非平滑型の整流回
路と高周波トランスと共振用コンデンサとパワースイッ
チング素子と制御回路よりなる共振型インバータ回路と
、前記高周波トランスの２次コイル出力電圧をマグネト
ロンに印加する倍電圧整流回路とを備え、前記共振型イ
ンバータ回路と高周波トランスの１次コイル、２次コイ
ルとマグネトロンとの接続は前記パワースイッチング素
子の導通期間に前記倍電圧整流回路の充電電流が流れ遮
断期間にマグネトロン陽極電流が流れる構成とすると共
に前記高周波トランスの１次コイルと２次コイルとの結
合係数は０．７以下としたものである。

作用 パワートランジスタ導通期間においては共振型インバ〜
り回路は高周波トランスの１次インダクタンスがコレク
タ電流の時間変化率の制限素子として作用すると共にパ
ワートランジスタの遮断期間においては高周波トランス
の漏洩インダクタンスと共振コンデンサとのＬＣＣ並列
共同回路全構成共振周期が遮断期間を制限する作用を有
することによって比較的低い２０〜３０に＋−）ｚのス
イッチング周波数で低出力が可能となると共にコレクタ
電流サージ改善用のチョークコイルが不要となる。

実施例 本発明による一実施例の回路図を第１図に示す。

商用周波電源１全ダイオードスタツク２１とチョークコ
イル２２と容重の小さいコンデンサ（５μＦ）２３で構
成した非平滑型整流回路２で整流し、脈動の大きい直流
電圧（第８図１と同じ）を得ており、高周波トランス３
の１次コイル３１と並列接続した共振コンデンサ４とに
接続したパワースイッチング素子５で前記直流電圧をス
イッチングして共振型インパーク回路全構成しており、
高周波トランス３は漏洩型であり１次コイル３１と２次
コイル３２とヒータコイル３３と制御コイル３４全有し
１次コイル３１の巻終りを直流電圧のプラス側に巻始め
（・印）をパワースイッチング素子５側に接続し、２次
コイル３２は巻始め（・印）を接地側に巻終りを高圧側
に接続しており、パワースイッチング素子５が遮断時の
各コイルの誘起電圧は図中の矢印の向きであり、２次コ
イル３２の出力は高圧コンデンサ７１とダイオード７２
よりなる半波倍電圧整流回路７（具体的にはマグネトロ
ン８の整流作用も含めて構成されている。）を介してマ
グネ）ｏン８に高電圧を印加しており、制御回路、６は
制御コイル出力と入力電流検出変流器９の出力とをフィ
ードバック制御してパワースイッチング素子へ制御パル
スを出力している。パワースイッチング素子５はフライ
ホイルダイオード内蔵のバイポーラトランジスタを使用
している。高周波トランス３は前記の如く高漏洩型であ
り、その構造は第２図に示す如くＵ字状のフェライトコ
ア３５の片脚に１次コイル３１．２次コイル３２゜ヒー
タコイル３３．制御コイル３４の順に各コイル軸を一致
して構成しＵボルト３７と固定具３８でコアを締付固定
しており、フェライトコア３５にはコアギャンプスペー
サ３６をコアの両脚に入れている。２次コイル３２は温
度上昇緩和と絶縁性能向上のため４分割コイルとし、巻
始めは１次コイル３１側であり、巻始めを接地している
ために巻始め部及び接地リード線と１次コイル及びコア
との絶縁が容易となると共に巻終りの高圧部とコアとの
絶縁が容易となる。

以下に本発明の動作について第４図の等価回路全用いて
説明する。

第４図におけるＶＤｏ、Ｓ、Ｃ，は第１図における整流
回！８２の出力電圧、パワースイッチング素子５（以下
パワートランジスタと呼ぶ）、共振コンデンサ４をそれ
ぞれ表わし、第１図の漏洩型高周波トランス３は第４図
の回路部３０で表わせる。こ＼でＬ６．は漏洩インダク
タンス、Ｍは相互インダクタンス、Ｔは巻数比１：ｎの
理想トランスを表わす。更に第１図の倍電圧整流回路７
のコンデンサ７１．ダイオード７２は第４図のＣＤ１．
　Ｔｌ：全それぞれ表わし、マグネトロン８の等価回路
は第４図の回路４１で表され、ｖＡＫはマグネトロンの
アノード、カソード間電圧を表わす。こＸでＥｌ、ＧＨ
はマグネトロンの発振しきい値電圧を表わし、’ＭＧは
マグネトロン発掘中の動作抵抗を表わし、ＤＭ、はマグ
ネトロンの整流作用を表わす。

整流回路２は非平滑型でありＶ、。は第９Ｎａの脈動の
ある直流電圧であるため、脈動電圧の高いＡ部と脈動電
圧の低いＢ部では、トランス３の２次コイル３２の出力
電圧にも差があり、倍電圧整流回路７の出力電圧、即ち
ｖＡＫも脈動する。ｖＡＫが、マグネトロンの発振しき
い値電圧Ｅつ。よりも高い場合はマグネトロンの陽極電
流が流れるので第１図の如くトランス３の１次コイル３
１と２次コイル３２の誘起電圧はパワートランジスタ５
の非導通期間即ち第３図Ｃのパワートランジスタの制御
パルス波形の’ｒｏｙｙ期間で矢印の向きであればパワ
ートランジスタのＴｏ、２期間でマグネトロンの陽極電
流が流れるので第４図Ｃの簡易等価回路となり、導通期
間即ち第３図ＣのＴ。、１期間では２次コイル３２の誘
起電圧は矢印と逆向きとなりマグネ）ｏン８には電流は
流れず倍電圧整流回路７のコンデンサ了１　、ダイオー
ド７２を流れるので簡易等価回路は第４図すとなる。こ
＼でＩＩ、１は１次コイル３１と共振コンデンサの共振
電流（ＴＯＦＦＬ＋ｏ＝Ｌｅ１＋’＝Ｌ＋　　・Ｌｅ＋
＝（Ｉ　　Ｋ＋ｚ）Ｌ＋−’＝に１ｚ’＋　　・Ｌ、は
トランス３０１次インダクタンス、Ｍは相互インダクタ
ンス、Ｋ１□は１次コイルと２次コイルとの結合係数で
あり、前記Ｌ１ｓは２次コイル３２を短絡した時の１次
インダクタンスで１次コイルと２次コイルとの結合係数
に１２が小さい程、即ち漏洩磁束が多い程大きいので本
発明では近似的に漏洩インダクタンスとしている。

一方、ｖＡＫがζ。よりも低い場合はマグネトロンの陽
極電流は流れず、（但しマグネトロンの貫通コンデンサ
を介して微小電流が流れる）ＴＯＦＦ期間では第４図ｄ
の簡易等価回路で表わされ、ＴＯＮ期間では簡易等価回
路は第４図すと同じとなる。

ｖＡＩＣとＥＭＧとの大小の境界を第９図のＢとすると
Ｂ点を境界にしてで。□時の動作状態は第４図Ｃの回路
と第４図ｄの回路に区別されることがマグネトロン負荷
の大きな特徴である。第４図す、ｃ。

ｄの簡易等価回路からＴ。Ｎ期間はり、。により影響さ
れ、Ｔ０２２期間はＬ１ｓ即ち漏洩インダクタンス及び
Ｌｌｏ即ちり、により影響されることがわかる。

具体的には第６図に示す如くで。Ｎ期間にマグネトロン
陽極電流が流れる従来回路（いわゆるフォワ期間はＴＯ
ＦＦ＞π「「＝１＝で求められる。これに対し、て第１
図の如くＴ。Ｆ２期間にマグネトロン陽極電流が流れる
回路（いわゆるフライバック型）におＶ　がＥ　より高
い場合はＴｏ、、＞π「ゴ票τ１＝−人に　　　　Ｍｌ
） ＹＡＫ　カＥ　ＭＧ　ヨリ低’Ａ場合！１１　Ｔｏ、、
＞　ｙｒ　ｒゴ、Ｃ１なる。前記のように工。はＬ＋ｓ
又はＬｌｏに反比例し、Ｌ１８はＬｌｏよりも小さい（
例えば結合係数に１□＝Ｏ，了１のときはＬｌ、はり、
。のＡである。）ので同じスイッチング周波数において
は第１図のフライハ、り型と第６図のフォワード型とで
はフォワード型の方が電流が流れやすく高出力用に適し
ているが低出力の場合にｌｌ１ＴＯＮｔ小さく即ち周波
数の上がか必要である。逆に第１図のフライバック型で
はＬｌｏで工。が決まるため低出力の場合でもスイッチ
ング周波数を上昇する必要がな゛くなり割合低い周波数
（２０〜３０　Ｋ　Ｈｚ　）　（７）範囲で４００Ｗ以
下の低出力が可能である。ｖＡＩが”ＭＧより大きい場
合でのパワートランジスタ５のコレクタ電圧ｖＯＨを第
３図１にコレクタ電流波彫工。をｂ　Ｋ　”／ＡＫがＥ
ＭＧより小さい場合のコレクタ電圧波形ＶＣ，’ｋｄ、
コレクタ電流波形工。ｆｅに示すがｄ、ｅの破線による
波形は漏洩の小さいいわゆる高い結合のトランスの場合
であり実線による波形の如くコレクタ電流のＴ１時サー
ジがない波形にするためにはｖＡＫがＥＭＧより大きい
場合の共振条件に近づけること即ちＬｌｓとＬＩＯとの
差を小さくすることが必要である。ＬＩＳとＬｌｏとの
差全小さくする程高漏洩型のトランスとなり逆に従来使
用されている高結合型トランスでは従来例で示した波形
改善用チョークコイル１０が必要となる。

トランジス、夕の導通期間での等価回路第４図りンジス
タのしゃ新期間での等価回路第４図ｃ、ｄとコレクタ電
圧波形第３図ａ、ｄよりＬｌ５または似式で表わせる。

こ＼でＴＤは転流期間、ｖＤＰ　　は脈動直流電圧のピ
ーク値、ＩＰはコレクタ電流のピーク値を表わす。即ち
Ｉ’＋ｓまたはＬｌｏとＣ１との共振周期よりしゃ新期
間が、ＬＩＯより導通期間が決まる。スイッチング周波
数ｆ　３０　Ｋ　）（ｚ　（周期３３μｓ）とじＴ。、
’５１６μ５ＩＴＯＦＦを１７μｓ。

Ｔ、ｉ８μｓとして前記近似式より算出するとＬｌｏ、
＝５８μＨ、Ｌ、３＝３６μＨとなりに、２＝　０．６
２という高漏洩型トランスであってこの特性を有するト
ランスによって、第３図（（１，θは実線の波形）に示
すサージのないコレクタ電圧、コレクタ電流波形が実現
できた。Ｔｏｙｙ期間はｖｃｘり０を検知して可変制御
するためにＬｉ３と”＋ｏとの差は固定的に決まること
はないが、第５図にスイッチング周波数２０　Ｋ　）＋
ｚ〜６０Ｋ）ｌｚＶ？−おける結合係数に＋２の許容限
度の例を示すが高々０．７である。

更に従来の結合のよいトランスの場合はコアギヤツブ３
６が小さく磁束密度が高くなるためにコアの飽和がおこ
り易くなる。第７Ｎａにコアの飽和がない場合のコレク
タ電圧ｖｃ８．コレクタ電流工。の波形を示し同図すに
コアの飽和発生の場合合に示すがコアが飽和するとコレ
クタ電流工。のピークエＰ２が大きくなると共にＶ。８
のビークｖＰ２も大きくなりｖｃ８と工。の積即ちスイ
ッチング損失ＳＬ２も大きくなりパワートランジスタが
熱破壊し易くなる。このコアの飽和発生は前記した、非
平滑整流回路に起因する脈動直流電圧とＶ五にとＸＭＣ
との大小境界のためにＶムＫがＩＥＭＧより小さい範囲
ではマグネトロンの発振出力に寄与せず、■１ＫがＥＭ
Ｇより大きい範囲でマグネトロンの発振エネルギーをす
べて供給せねばならないのでコレクタ電流ＩＣのピーク
値Ｉｐ１が大きくなるというマグネトロン負荷特有の現
象であり、上記コアの飽和防止策が重要な技術の１つで
ある。コアの飽和を防止するためにはコアの磁束密度全
下げる必要がありそのためには周波数を上昇、巻数増加
、コア断面積増加コアギャップ増加の方法があるが、前
二者はスイッチング条件から制約が生じるために適用は
困難であり結合のよいトランスの場合はコア断面積増加
が容易な方法であるがコアの寸法１重量の増大及び経済
的不利が生じる。一方漏洩トランスでちればコアギャッ
プを増加する方法が極めて容易となる。以上の如く、フ
ライバンク型共撮インバータは公知であるがこのフライ
バック型共振インバータと高漏洩型高周波トランスを組
合せて発撮しきい値電圧を有する特異な負荷であるマグ
ネトロン全低出力で高周波駆動する電源に適用したとこ
ろに有効な作用をもたらした。

本実施例におけるマグネトロン用低出力型電源装置は入
力電力６００Ｗ　、高周波出力３００Ｗの低出力型電子
レンジをスイッチング周波数３０ＫＨ２で実現可能とし
た。本発明によれば２０〜３０Ｋｌ（ｚのスイッチング
周波数で低出力を実現できるので半導体の周波数特性改
善とトランス巻線の表皮効果による温度上昇対策とヒー
タ電流注入対策がいづれも緩和されると共に高漏洩型ト
ランスによってＩＣ波形改善用チョークコイルが不要と
なり更にコアの断面積を増加せずにコアの飽和を防止で
きるために小形、軽量、低価格を目的とするマグネトロ
ン用の低出力型電源装置として最適でありマグネトロン
負荷独特のしきい値電圧Ｅ輩Ｇを境界とした複雑な動作
条件に対応可能としパワースイ、チング素子を良好な状
態で駆動するマグネトロンに量適な電源装置全提供する
ものである。

発明の効果 以上の如く本発明によれば比較的低周波域のスイッチン
グ周波数で低出力を可能とするので半導体の周波数特性
の改善とトランス巻線の表皮効果による温度上昇対策と
ヒータ電流注入対策とが緩和されると共に高漏洩型トラ
ンスによって工。波形改善用チョークコイルが不要とな
り、更にコアの断面積全増加せずにコアの飽和を防止可
能であり、小形、軽量、低価格のマグネトロン用低出力
型電源装置全提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例による回路図、第２図は同高
周波トランス構成図、第３図は同パワートランジスタの
コレクタ電圧及び電流波形と制御パルスの特性図、第４
図は同実施例？説明する等価回路図、第５図は同スイ、
チング周波数とトランスの結合係数の関係を示す特性図
、第６図は同等価回路図、第７図は同コアの飽和による
現壕を説明するだめのパワートランジスタのコレクタ電
圧と電流の特性図、第８図は従来例の回路図、第９図は
電源電圧の非平滑整流全説明する直流電圧パワートラン
ジスタのコレクタ電圧と？［流のエンベロープの波形図
、第１０図は従来例によるパワトランジスタのコレクタ
電圧と電流及び制御パルスの波形図である。 ２・・・・・・非平滑型整流回路、３・・・・・・高周
波トランス、４　・・・・共同コンデンサ、５・・・・
・・パワースイッチング素子、７・・・・・・倍電圧整
流回路、８・・・・・・マグネトロン。 代理人の氏名　弁理士　粟　野　重　孝　ほか１名田 α０ 法 第 図 第 図 第 図 スイッチングＭ汲数（ＫＨｇ） 第 図 ／ ＼ ／ 窮 図 ４性→ 第１０図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）非平滑型整流回路と高周波トランスと共振用コン
   デンサとパワースイッチング素子と制御回路よりなる共
   振型インバータ回路を具備し、前記高周波トランスの２
   次コイル出力電圧をマグネトロンに供給する倍電圧整流
   回路を具備し、前記共振型インバータ回路と高周波トラ
   ンスの１次コイル、２次コイルとマグネトロンとの接続
   は前記パワースイッチング素子の導通期間に前記倍電圧
   整流回路の充電電流が流れ、遮断期間にマグネトロン陽
   極電流が流れる構成とすると共に、前記高周波トランス
   の１次コイルと２次コイルとの結合係数は０．７以下と
   したマグネトロン用低出力型電源装置。
2. （２）特許請求の範囲第１項において、高周波トランス
   は２次コイルの巻始めを接地側に、巻終わりを高圧側に
   接続したマグネトロン用低出力型電源装置。