JPH01114366A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インダクタンスとキャパシタンスの共振現象
を利用して電力スイッチング動作を行なわせるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。

［従来の技術］ 近年、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化のニーズも強く、
又信頼性向上のためもあって、出力コンデンサに使用し
ているアルミ電解コンデンサを廃止する等のために、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの動作周波数を上げることが行なわ
れている。

第２図は従来の他励式のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を
示す回路図である。但し、図中破線で示す共振用キャパ
シタ３は除く。

１は電源、２はスイッチング用のトランジスタ、４は電
力変換を行なうところのコンバータトランス、５はコン
バータトランス４の２次巻線に接続され、２次側に誘起
されたパルス状の電圧を整流するための整流ダイオード
、６は整流ダイオード５とカソードコモンでアノードが
グランドへ接続されたフリーホイーリングダイオード、
７はスイッチングトランジスタ２がオフ時にフリーホイ
ーリングダイオード６を通してエネルギーを供給するチ
ョークコイル、８．９は出力電圧を検出す１分圧用の抵
抗、１０は出力用平滑コンデンサ、１３は抵抗８．９の
分圧により得られた出力電圧と内部の基準電圧との比較
により、スイッチングトランジスタ２のオン・オフ制御
して出力電圧の定電圧制御を行なう制御回路である。

このようなりＣ−ＤＣコンバータにおいて、単にスイッ
チング周波数を上げるだけでは第５図に示すように、ス
イッチングトランジスタ２のスイッチング動作における
オンからオフ（ｔ２）、オフからオン（１＋）へ切りか
わる過渡動作領域における損失の単位時間に占める割合
が増加するため、スイッチングロスが増大し、さらにス
イッチングが矩形波で行なわれるため、動作周波数が高
くなる程、その基本波の周波数成分も高くなり、結果と
して高調波成分のもつエネルギーが大きくなり輻射ノイ
ズが増すといった欠点があった。このためコンバータト
ランス４の持つインダクタンス成分とキャパシタを付加
し、スイッチングトランジスタ２をオン・オフさせるこ
とにより、第４図に示すように、スイッチングトランジ
スタ２に加わる電圧、もしくは、スイッチングトランジ
スタ２を流れる電流を共振させ、スイッチングトランジ
スタ２のスイッチングロスを低減させようとするものが
共振コンバータである。第２図において破線で示される
共振コンデン＋３を付加したものが、この電圧共振型の
ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例である。

［発明が解決しようとしている問題点］ところで、上記
従来例の電圧共振型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、第３
図のスイッチングトランジスタ２のオフ期間の等価回路
に示すように、トランス４のリーケージインダクタンス
Ｌｅと、共振用コンデンサ３と、回路の抵抗分Ｒによる
り、Ｃ，Ｒ直列共振回路で決まる共振周期で共振する。

この場合、Ｌ、Ｃ，Ｒの定数は回路が決まった段階で一
義的に決まってしまうので、その共振の振動周期も第４
図に示すように一義的に決まる。そのため、共振状態を
はずさないで電力スイッチを行なえる期間は、非常に狭
い。

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータとして定電圧制御する場合
、入力端子の変動及び、出力負荷変動に１よりスイッチ
ングトランジスタ２のオン・オフ期間を変化させなく゛
てはならないため、共振現象で決まる一義的な周期では
、定電圧制御ができないという欠点があった。第６図は
、入力電圧Ｖｌｎが変化した場合の共振状態を示すもの
で、共振の振動波形が電位０と接する条件が理想的な共
振モードのスイッチング条件で、一般にＥ級スイッチン
グと呼ばれている。

この場合波形の振幅は変化しないで、そのＤＣ分が変動
するために共振条件からはずれてしまう。

第７図は、出力負荷が変化した場合の共振状態を示すも
ので、これも同様に、共振の振動波形が電位Ｏと接する
条件が理想的な共振モードのスイッチング条件で、この
場合、出力負荷変動により入力の電流のピーク値が変化
するため、電圧波形の振動振幅が、変化し、このために
共振条件からはずれてしまう。

本発明の目的は、入力電圧変動、出力負荷変動があって
も、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのメリットである高周
波低損失スイッチング、低スイッチングノイズを維持し
つつ、共振動作モードで広範囲にわたって定電圧制御を
可能としたＤＣ−ＤＣコンバータを提供するものである
［問題点を解決するための手段］ 本発明の目的を達成するための要旨とするところは、電
力変換するコンバータトランスの１次側への通電をオン
・オフするスイッチ手段と、該スイッチ手段を大略オフ
期間一定のパルス幅制御により定電圧制御するスイッチ
制御手段と、該スイッチ手段がオフの期間、該トランス
の１次側と共振回路を構成する容量性素子と、該スイッ
チ手段の少なくともオフ期間における該容量性素子の低
電位端を基準とした他端との電位差を検出する電位検出
手段とを備え、前記スイッチ制御手段は、前記電位検出
手段が零電位を検出すると前記スイッチ手段をオンする
ように構成したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
にある。

［作用］ 上記した構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの最軽負
荷状態（入力端子最大定格、出力負荷最小定格条件）に
おいて、Ｅ級スイッチ条件となるように容量性素子の値
を決め、Ｅ級スイッチ条件になるように、Ｔｏｒｒ一定
の制御をかけ（第６図に招けるｔ２、第７図におけるＴ
。ＦＦに相当する。）、さらに、スイッチ手段の両端の
電圧ＶＣｔが、０を横切る時、すなわち容量性素子の両
端の電位差Ｏを検出することにより、準Ｅ級スイッチン
グ条件（共振の振動振幅波形力！Ｏより下がる条件）の
共振条件を溝たすように、ＤＣ−ＤＣコンバータを定電
圧制御したものである。

［実施例］ 以下本発明を図面に示す実施例に基づいて詳細に説明す
る。

第１図は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
を示す回路図で、第２図に示した従来例中の回路構成要
素と同一のものにはその符号を付して説明を省略する。

１１は抵抗８と９の分圧によフて得られた出力電圧と内
部の基準電圧との比較によりスイッチングトランジスタ
２のオン・オフを制御し、出力電圧の定電圧制御を行う
オン・オフ制御回路、１２は、スイッチングトランジス
タ２及び共振用キャパシタ３の端子電位差を検出し、０
電圧を検出して、オン・オフ制御回路１１へ信号を送出
し、それにより、スイッチングトランジスタ２をオンさ
せる、例えば第８図に示すような回路構成の電位検出回
路である。

以上のような構成において、共振キャパシタ３と電位検
出回路１２を除いた場合、他動式フォワードコンバータ
と呼ばれる公知の原理によりＤＣ−ＤＣコンバータは定
電圧制御を行なう。この場合の動作波形は、第５図に示
すような矩形状の波形となる。

本実施例において、共振用キャパシタ３が、付加された
場合、スイッチングトランジスタ２がオフの時のＤＣ−
ＤＣコンバータの１次側の等価回路を示したのが第３図
で、Ｒは、コンバータトランス４の１次巻線の直流抵抗
、Ｌｅはコンバータトランス４のリーケージインダクタ
ンス、Ｃは共振用キャパシタを示し、このときり、Ｃ，
Ｒの直列共振回路となり、その動作波形は、第４図に示
すような波形となり、スイッチングトランジスタのコレ
クタ・エミッタ間の電圧ＶＣＥは、振動波ゼとなる。そ
して、Ｌｅ。

Ｃ，Ｒの値が適正な条件を満たす時、振動波形の第１周
期以内で、共振波形の電位を０電位と接するようにする
ことが可能となる。

すなわち、Ｅ級スイッチング動作となり、この時スイッ
チング損失を最小にすることができる。

本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータの最軽負荷状態（
入力電圧最大定格、出力負荷最小定格条件）を、この条
件に設定し、この条件を満たすようにオン・オフ制御回
路では、’ｒｏｒｒ一定（第６図中、ｊ２＋第７図中、
ＴＯＦＦ）の制御をかけて、定電圧制御を行なっている
。したがって、このようなことから、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータが共振の周期を大幅にはずれることはない。

次に入力端子が変動した場合、第６図に示すように、あ
らかじめ入力電圧最大定格で、電位Ｏと接するようにＬ
ｅ、　Ｃ，Ｒの定数を設定しているため、それ以下の電
圧では必ずＴ。２２の期間に電位Ｏと交差する点が存在
し、これを電位検出回路１２で検出して、スイッチング
トランジスタ２をオンすることにより、撮動の振幅波形
が電位０より下がる条件の準Ｅ級のスイッチング条件で
は定電圧制御が可能となる。

さらに出力負荷が変動した場合、第７図に示すように、
あらかじめ出力負荷最小定格条件で電位Ｏと接するよう
にＬｅ、　Ｃ，Ｈの定数を設定しているため、それ以上
の負荷条件では必ずＴｏｒｒの期間に電位０と交差する
点が存在し、これも同様に電位検出回路１２で検出し、
スイッチングトランジスタ２をオンすれば、準Ｅ級のス
イッチング条件で、定電圧制御が可能となる０以上のよ
うに構成することにより、広範囲にわたって定電圧制御
を行なえる共振モードのＤＣ−ＤＣコンバータを提供で
きる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、共振のために付
加した容量性素子の両端の電位差を検出することにより
、スイッチ手段の両端に加わっている電圧を検出し、そ
の端子電圧がスイッチ手段のオフ期間に「零」になるこ
とを検出して、スイッチ手段をオンさせて定電圧制御さ
せることにより、入力電圧変動１．出力負荷変動かあフ
ても、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのメリットである高
周波低損失スイッチング、低スイッチングノイズを利用
しつつ共振動作モードで広範囲にわたって定電圧制御が
可能となるといった効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図は
従来例を示す回路構成図、第３図は共振現象を示す等価
回路図、第４図は共振現象の動作波形図、第６図は従来
例の動作波形図、第６図は入力電圧変動に対する共振波
形の変化を示す動作波形図、第７図は出力負荷変動に対
する共振波形の変化を示す動作波形図、第８図は電位検
出回路の一例を示す回路図である。 １：電池、 ２ニスイツチングトランジスタ、 ３：共振用キャパシタ、 １１：オン・オフ制御回路、 １２：電位検出回路。 第４因 第５図 Ｔ＋　　　　　　　℃２　・ 第６園 第７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電力変換するコンバータトランスの１次側への通電をオ
   ン・オフするスイッチ手段と、該スイッチ手段を大略オ
   フ期間一定のパルス幅制御により定電圧制御するスイッ
   チ制御手段と、該スイッチ手段がオフの期間、該トラン
   スの１次側と共振回路を構成する容量性素子と、該スイ
   ッチ手段の少なくともオフ期間における該容量性素子の
   低電位端を基準とした他端との電位差を検出する電位検
   出手段とを備え、 前記スイッチ制御手段は、前記電位検出手段が零電位を
   検出すると前記スイッチ手段をオンするように構成した
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。