JP3082877B2 - Ａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ａｃ／ｄｃコンバータInfo
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Description
【産業上の利用分野】本発明は，商用交流入力電源電圧
を，安定な直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバー
タ，特に高力率のＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
を，安定な直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバー
タ，特に高力率のＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
【従来技術】商用交流電源を受けて直流電圧に変換する
ＡＣ／ＤＣコンバータとしては，従来は例えば図５に示
すようなものがあった。同図において，交流入力電圧Ei
を全波整流する入力整流回路RC1,平滑用コンデンサC1，
スイッチング素子たる電界効果トランジスタQ1，トラン
スTr1,トランスリセット用ダイオードD4, 出力整流ダイ
オードD2, フライホイールダイオードD3, 出力平滑用チ
ョークコイルL2および出力平滑用コンデンサC2からなる
ＡＣ／ＤＣコンバータにより交流入力電圧Eiを安定な直
流出力電圧Eoに変換している。しかしながら，このよう
な従来のＡＣ／ＤＣコンバータにあっては，出力直流電
圧については望ましい特性を有するが，入力電流の波形
が図６に示すように入力交流電圧のピーク値付近に対応
してしか流れないため，力率が低く，0.5 乃至0.7 程度
になる。この力率改善のため整流回路に十分大きなチョ
ークコイルを挿入接続する方法があるが，大型重量とな
る欠点がある。また近年では力率改善用の前置コンバー
タを設けて電子的に力率を改善する方法が一部に用いら
れているが，構成部品点数の増大，大型化，高価格，ス
イッチング素子の相互干渉を招来するという問題点があ
った。
ＡＣ／ＤＣコンバータとしては，従来は例えば図５に示
すようなものがあった。同図において，交流入力電圧Ei
を全波整流する入力整流回路RC1,平滑用コンデンサC1，
スイッチング素子たる電界効果トランジスタQ1，トラン
スTr1,トランスリセット用ダイオードD4, 出力整流ダイ
オードD2, フライホイールダイオードD3, 出力平滑用チ
ョークコイルL2および出力平滑用コンデンサC2からなる
ＡＣ／ＤＣコンバータにより交流入力電圧Eiを安定な直
流出力電圧Eoに変換している。しかしながら，このよう
な従来のＡＣ／ＤＣコンバータにあっては，出力直流電
圧については望ましい特性を有するが，入力電流の波形
が図６に示すように入力交流電圧のピーク値付近に対応
してしか流れないため，力率が低く，0.5 乃至0.7 程度
になる。この力率改善のため整流回路に十分大きなチョ
ークコイルを挿入接続する方法があるが，大型重量とな
る欠点がある。また近年では力率改善用の前置コンバー
タを設けて電子的に力率を改善する方法が一部に用いら
れているが，構成部品点数の増大，大型化，高価格，ス
イッチング素子の相互干渉を招来するという問題点があ
った。
【発明が解決しようとする課題】本発明は，簡素な回路
構成で，小型軽量，経済的な高力率ＡＣ／ＤＣコンバー
タ回路を得ることを課題とする。
構成で，小型軽量，経済的な高力率ＡＣ／ＤＣコンバー
タ回路を得ることを課題とする。
【課題を解決するための手段】本発明はこの課題を解決
するために，交流入力電圧を整流・平滑し，この整流電
圧を半導体スイッチング素子により，高周波でオン・オ
フして変圧器の１次巻線に印加し，２次巻線に高周波交
流電圧を得て，この高周波交流電圧を整流・平滑して所
定の電圧を得るようにしたコンバータ回路において，入
力整流回路と入力平滑用コンデンサとの間に，昇圧用チ
ョークコイルとダイオードを挿入し，この昇圧用チョー
クコイルとダイオードの接続点とトランスとスイッチン
グ素子の接続点に共振用コンデンサを接続すると共に，
さらに別のチョークコイルとコンデンサとの並列共振回
路を設けることを第１の手段とする。そして半導体スイ
ッチング素子のオン・オフ駆動周波数については，平滑
用コンデンサの端子電圧の上昇に応じて高まるような周
波数で駆動することを第２の手段とする。このような特
徴を有する高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを提案するもの
である。
するために，交流入力電圧を整流・平滑し，この整流電
圧を半導体スイッチング素子により，高周波でオン・オ
フして変圧器の１次巻線に印加し，２次巻線に高周波交
流電圧を得て，この高周波交流電圧を整流・平滑して所
定の電圧を得るようにしたコンバータ回路において，入
力整流回路と入力平滑用コンデンサとの間に，昇圧用チ
ョークコイルとダイオードを挿入し，この昇圧用チョー
クコイルとダイオードの接続点とトランスとスイッチン
グ素子の接続点に共振用コンデンサを接続すると共に，
さらに別のチョークコイルとコンデンサとの並列共振回
路を設けることを第１の手段とする。そして半導体スイ
ッチング素子のオン・オフ駆動周波数については，平滑
用コンデンサの端子電圧の上昇に応じて高まるような周
波数で駆動することを第２の手段とする。このような特
徴を有する高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを提案するもの
である。
【作用】この構成のＡＣ／ＤＣコンバータは，一つのス
イッチング素子で，前段はいわゆるチョッパー回路構成
し，このチョッパー回路の出力コンデンサを受けて高周
波でスイッチングするコンバータとを形成するものであ
る。前段のチョッパー回路の入力電流波形は正弦波たる
入力電圧に近い波形で動作する。そして上記の第１の手
段によれば，伝達エネルギーの大きいときは並列共振回
路はほとんど容量性となり，等価的にはチョッパー回路
への充電エネルギーの制限はなく，反対に伝達エネルギ
ーの小さいときは並列共振回路のインピーダンスは大き
くなり等価的にはチョッパー回路への充電エネルギーの
制限をする。そして第２の手段によれば，平滑用コンデ
ンサの電圧の上昇に応じて周波数が高まり，その短いオ
ン周期でチョッパーの導通が切れるため入力電流も対応
して制限される。いずれの手段によっても平滑用コンデ
ンサの充電エネルギーの過不足をさらに補正するよう作
用し，したがって入力交流電流の歪みを少なくするよう
働く。
イッチング素子で，前段はいわゆるチョッパー回路構成
し，このチョッパー回路の出力コンデンサを受けて高周
波でスイッチングするコンバータとを形成するものであ
る。前段のチョッパー回路の入力電流波形は正弦波たる
入力電圧に近い波形で動作する。そして上記の第１の手
段によれば，伝達エネルギーの大きいときは並列共振回
路はほとんど容量性となり，等価的にはチョッパー回路
への充電エネルギーの制限はなく，反対に伝達エネルギ
ーの小さいときは並列共振回路のインピーダンスは大き
くなり等価的にはチョッパー回路への充電エネルギーの
制限をする。そして第２の手段によれば，平滑用コンデ
ンサの電圧の上昇に応じて周波数が高まり，その短いオ
ン周期でチョッパーの導通が切れるため入力電流も対応
して制限される。いずれの手段によっても平滑用コンデ
ンサの充電エネルギーの過不足をさらに補正するよう作
用し，したがって入力交流電流の歪みを少なくするよう
働く。
【実施例】図１により，本発明にかかるＡＣ／ＤＣコン
バータを説明する。構成は図１に示すように，商用交流
電源Eiを入力端子X1,X2 を介してブリッジ型の整流回路
RC1 に接続する。整流回路RC1 の直流出力端子はチョー
クコイルL1とダイオードD1とを介して平滑用のコンデン
サC1に供給される。そしてチョークコイルL1とダイオー
ドD1との接続点にはコンデンサC3と，チョークコイルL3
とコンデンサC4との並列回路とを介して電界効果トラン
ジスタQ1のドレイン電極が接続され，そのエミッタはコ
ンデンサC1のマイナス電極に接続される。電界効果トラ
ンジスタQ1のゲート端子はスイッチングレギュレータ用
の制御回路U1によって100kHz乃至200kHzの高周波でオン
オフ駆動される。ここでコンデンサC1の端子電圧は検出
・比較回路DET2の入力端子に接続されて，その中ではコ
ンデンサC1の端子電圧を基準電圧と比較してその誤差電
圧が増幅して出力される。この検出・比較回路DET2の出
力電圧は抵抗器R1を介して制御回路U1の端子６に接続さ
れる。ここで制御回路U1は普及しているスイッチング電
源用集積回路であるテキサスインストルメント社のTL49
4 または相当品に出力電流増幅回路と若干の補助部品を
追加して構成される一般的な回路である。制御回路U1の
端子６は内部の弛張発振回路の充電率を設定する端子で
あり，この端子に注入される電圧が高くなると充電周期
が長くなり，発振周波数は100kHzに低下し，逆に注入さ
れる電圧が低くなると発振周波数は200kHz程度まで高く
なるように設定してある。これらの部分は整流チョッパ
回路である。すなわち入力の商用交流電源Ei（100V 50H
z)を整流回路RC1 で整流してチョークコイルL1とコンデ
ンサC3及びチョークコイルL3とコンデンサC4との並列回
路とを経由して100kHz乃至200kHzの高周波で電界効果ト
ランジスタQ1はオンオフを繰り返す。尚，チョークコイ
ルL3とコンデンサC4との並列回路についての作用は後述
するので，ここでは短絡して考える。ここでチョークコ
イルL1は約500 μH,コンデンサC3は0.02μF,コンデンサ
C1は200 μF に選んである。まず電界効果トランジスタ
Q1がオンしているときはチョークコイルL1からコンデン
サC3を充電する電流が流れる。この電流はコンデンサC3
の電圧がコンデンサC1の電圧に達するまでの期間流れ
て，これらチョークコイルL1とコンデンサC3にはエネル
ギーが蓄積される。つぎに電界効果トランジスタQ1がオ
フしたときにはチョークコイルL1に蓄えられた電流エネ
ルギーはダイオードD1をとおしてコンデンサC1を充電す
る。コンデンサC1の静電容量は十分大きい値であるで，
定常状態ではほぼ一定の直流電圧Ebを保つ。入力交流電
流は必ずチョークコイルL1を経由するので，電流は連続
する。つぎにコンデンサC1のプラス端子は変圧器Tr1 の
１次巻線n1を介して電界効果トランジスタQ1のドレイン
に接続される。変圧器Tr1 の２次巻線n2は整流用のダイ
オードD2と平滑用のチョークコイルL2とを介して平滑用
のコンデンサC2に接続されるとともに直流出力端子Y1,Y
2 にも接続される。この直流出力端子Y1,Y2 には検出・
比較回路DET1が接続され，その出力はフォトカプラQ2を
介して制御回路U1の検出入力端子に接続される。ここで
検出・比較回路DET1は抵抗分圧器と定電圧ダイオードで
構成される。そしてフォトカプラQ2は商用交流電源Eiを
絶縁するに充分な耐圧を選定する。そして変圧器Tr1 の
２次巻線n2の他方の端子と，ダイオードD2とチョークコ
イルL2との接続点との間にはフライホイル作用をするダ
イオードD3が接続される。この部分はいわゆるフォワー
ド型コンバータといわれる機能と，コンデンサC3と変圧
器Tr1 の１次巻線n1との固有振動による変圧器Tr1 のリ
セット機能がある。電界効果トランジスタQ1がオンして
いるときはコンデンサC1の蓄積電荷が変圧器Tr1 の１次
巻線n1とそれ以降の回路とを通して出力端子に電力を供
給し, 電界効果トランジスタQ1がオフしているときは変
圧器Tr1 の１次巻線n1に流れていた電流のエネルギーは
コンデンサC3とダイオードD1の経路で流れて変圧器Tr1
のリセットを行うと共にコンデンサC3の電圧を反転させ
る。つぎに動作を詳細に説明する。まず制御回路U1の内
部発振周波数が一定とし，チョークコイルL3とコンデン
サC4との並列回路については除いて説明する。入力交流
電源の周波数に対して電界効果トランジスタQ1のスイッ
チング周波数は十分高いものと仮定する。従って，スイ
ッチングの１サイクル期間中は入力電圧は一定とみなさ
れ，また，チョークコイルL1はスイッチング周波数に対
して十分大きいため，ほぼ定電流と見なすことができ
る。従って，スイッチング１サイクルにおける入力電流
の積分量は，交流入力電圧の影響を受けるものの，交流
周波数の一周期についてシミュレーションを行えば正弦
波に直流分が重畳された如き波形となる。その波形は力
率0.98程度で，入力電流の歪率は20％に対応する。フォ
ワード結合コンバータの出力電圧は，フィルタ用チョー
クコイルL2の電流がカット・オフしない範囲では，変圧
器Tr1 の１次巻線n1に印加される電圧とその時比率で決
定される。従って出力電圧を負荷変動に対して一定電圧
に保つように，制御回路U1によりコンバータ回路の電圧
変動を補償する時比率制御を行う。本コンバータ回路に
おいてはスイッチング素子たる電界効果トランジスタQ1
一個のみで出力電圧を一定にするよう時比率制御を行っ
ている。一方交流入力電圧の変動に対して電界効果トラ
ンジスタQ1はチョッパ回路のスイッチング素子として
も，同じ時比率で制御がなされるが結果的には安定な直
流出力電圧を保つよう内部回路相互で制御される。しか
るに，平滑用コンデンサC1の充電電圧は負荷が軽い場合
に上昇する傾向がある。平滑用コンデンサC1の電圧が軽
負荷時に上昇する原因は，コンデンサC3が負荷電力に関
係なく，電界効果トランジスタQ1の毎サイクル，コンデ
ンサC1の電圧まで充電されることにより，チョークコイ
ルL1に蓄積するエネルギー量があまり変わらないためで
ある。したがって，コンデンサC3の充電量を制御できれ
ばコンデンサC1の電圧を制御できる。この状態を図２に
より説明すると，コンデンサC3の充電量は，電界効果ト
ランジスタQ1のオン時における整流回路の負出力端子と
ｂ点との電位差で決定される。したがって，ｂ点を基準
としてａ点とｂ点との電位差が大きいほど少なくなるの
で，この電位差を制御することによりコンデンサーC1の
電圧を制御することができる。電界効果トランジスタQ1
のスイッチオン時のａ点とｂ点との電位差を制御する手
段として二つの手段がある。まず第１の手段としてはコ
ンデンサC4とチョーク・コイルL3との自由振動を利用す
る。コンデンサC1の電圧に応じて，コンデンサC4とチョ
ーク・コイルL3の自由振動中における電界効果トランジ
スタQ1のオン位相を制御することにより，コンデンサC3
の充電量を制御する。例えば，負荷が軽くなりC1の電圧
が高くなると，電界効果トランジスタQ1のオン位相をコ
ンデンサC4とチョーク・コイルL3の電圧がｂ点を基準と
して高くなるほうに移動させること，つまりオン・ポイ
ントを遅らせることにより，ａ点とｂ点との電位差が減
少し，コンデンサC3の充電量が減少する。すると，チョ
ーク・コイルL1に蓄えられるエネルギー量が減少しコン
デンサC1の電圧の上昇を抑える。ここで，チョークコイ
ルL3とコンデンサC4との並列回路の作用についてさらに
詳しく説明する。一般にインダクタンスとコンデンサと
の並列共振回路の周波数特性は，その固有周波数fnにお
いては，インピーダンス極大となり，固有周波数fnより
高い周波数においては容量性となり，固有周波数fnより
低い周波数においては誘導性となる。そしてこの特性を
利用して，伝達エネルギーの大小関係と連動させてい
る。つまりコンバータの動作周波数foは上記の固有周波
数fnより高い範囲で動作させる。そして並列共振回路の
インピーダンス特性を利用して，伝達エネルギーの大き
いときは並列共振回路はほとんど容量性となり，等価的
にはチョッパー回路への充電エネルギーの制限はなく，
反対に伝達エネルギーの小さいときは並列共振回路のイ
ンピーダンスは大きくなり等価的にはチョッパー回路へ
の充電エネルギーの制限をする。このようにして伝達エ
ネルギーに対応して自動的に平滑用コンデンサC1の充電
量を制御する。次に電界効果トランジスタQ1のスイッチ
オン時のａ点とｂ点との電位差を制御する第２の手段と
しては，図２に示す位相φ１と位相φ２とに対応するａ
点とｂ点との電位差Ｖabの変化を利用する手段がある。
位相を変化させるためには，スイッチング素子たるQ1の
駆動周波数を変化させる。そのための構成として，平滑
用のコンデンサC1の端子電圧が検出・比較回路DET2の入
力端子に接続されて，その中ではコンデンサC1の端子電
圧を基準電圧と比較してその誤差電圧が増幅して出力さ
れ，これが抵抗器R1を介して制御回路U1の端子６に送ら
れ，制御回路U1の内部発振周波数が変化する。この第２
の手段によれば，平滑用コンデンサC1の電圧の上昇に応
じて制御回路U1の内部発振周波数が高まり，その短いオ
ン周期でチョッパーの導通が切れるため入力電流も対応
して制限される。尚，周波数を変化させる場合に，オン
・オフ比率を一定に保ちながら制御することにより，こ
のコンバータの出力端子Y1,Y2 の電圧は一定に保たれ
る。いずれの手段によっても平滑用コンデンサの充電エ
ネルギーの過不足をさらに補正するよう作用し，したが
って入力交流電流の歪みを少なくするよう働く。この実
施例においては，これら第１の手段と第２の手段の両方
を備えているが，どちらか一方の手段でも当然作用する
ものである。検出・比較回路DET1の接続場所は必ずしも
出力端子に限らず，遠隔地の負荷の両端に直接接続する
方法がある。あるいは変圧器Tr1 に電圧検出用の巻線を
設けて出力電圧を検出することができる。また変圧器Tr
1 に複数の２次巻線を設けてそれぞれに整流・平滑回路
と出力端子を設けることもできる。
バータを説明する。構成は図１に示すように，商用交流
電源Eiを入力端子X1,X2 を介してブリッジ型の整流回路
RC1 に接続する。整流回路RC1 の直流出力端子はチョー
クコイルL1とダイオードD1とを介して平滑用のコンデン
サC1に供給される。そしてチョークコイルL1とダイオー
ドD1との接続点にはコンデンサC3と，チョークコイルL3
とコンデンサC4との並列回路とを介して電界効果トラン
ジスタQ1のドレイン電極が接続され，そのエミッタはコ
ンデンサC1のマイナス電極に接続される。電界効果トラ
ンジスタQ1のゲート端子はスイッチングレギュレータ用
の制御回路U1によって100kHz乃至200kHzの高周波でオン
オフ駆動される。ここでコンデンサC1の端子電圧は検出
・比較回路DET2の入力端子に接続されて，その中ではコ
ンデンサC1の端子電圧を基準電圧と比較してその誤差電
圧が増幅して出力される。この検出・比較回路DET2の出
力電圧は抵抗器R1を介して制御回路U1の端子６に接続さ
れる。ここで制御回路U1は普及しているスイッチング電
源用集積回路であるテキサスインストルメント社のTL49
4 または相当品に出力電流増幅回路と若干の補助部品を
追加して構成される一般的な回路である。制御回路U1の
端子６は内部の弛張発振回路の充電率を設定する端子で
あり，この端子に注入される電圧が高くなると充電周期
が長くなり，発振周波数は100kHzに低下し，逆に注入さ
れる電圧が低くなると発振周波数は200kHz程度まで高く
なるように設定してある。これらの部分は整流チョッパ
回路である。すなわち入力の商用交流電源Ei（100V 50H
z)を整流回路RC1 で整流してチョークコイルL1とコンデ
ンサC3及びチョークコイルL3とコンデンサC4との並列回
路とを経由して100kHz乃至200kHzの高周波で電界効果ト
ランジスタQ1はオンオフを繰り返す。尚，チョークコイ
ルL3とコンデンサC4との並列回路についての作用は後述
するので，ここでは短絡して考える。ここでチョークコ
イルL1は約500 μH,コンデンサC3は0.02μF,コンデンサ
C1は200 μF に選んである。まず電界効果トランジスタ
Q1がオンしているときはチョークコイルL1からコンデン
サC3を充電する電流が流れる。この電流はコンデンサC3
の電圧がコンデンサC1の電圧に達するまでの期間流れ
て，これらチョークコイルL1とコンデンサC3にはエネル
ギーが蓄積される。つぎに電界効果トランジスタQ1がオ
フしたときにはチョークコイルL1に蓄えられた電流エネ
ルギーはダイオードD1をとおしてコンデンサC1を充電す
る。コンデンサC1の静電容量は十分大きい値であるで，
定常状態ではほぼ一定の直流電圧Ebを保つ。入力交流電
流は必ずチョークコイルL1を経由するので，電流は連続
する。つぎにコンデンサC1のプラス端子は変圧器Tr1 の
１次巻線n1を介して電界効果トランジスタQ1のドレイン
に接続される。変圧器Tr1 の２次巻線n2は整流用のダイ
オードD2と平滑用のチョークコイルL2とを介して平滑用
のコンデンサC2に接続されるとともに直流出力端子Y1,Y
2 にも接続される。この直流出力端子Y1,Y2 には検出・
比較回路DET1が接続され，その出力はフォトカプラQ2を
介して制御回路U1の検出入力端子に接続される。ここで
検出・比較回路DET1は抵抗分圧器と定電圧ダイオードで
構成される。そしてフォトカプラQ2は商用交流電源Eiを
絶縁するに充分な耐圧を選定する。そして変圧器Tr1 の
２次巻線n2の他方の端子と，ダイオードD2とチョークコ
イルL2との接続点との間にはフライホイル作用をするダ
イオードD3が接続される。この部分はいわゆるフォワー
ド型コンバータといわれる機能と，コンデンサC3と変圧
器Tr1 の１次巻線n1との固有振動による変圧器Tr1 のリ
セット機能がある。電界効果トランジスタQ1がオンして
いるときはコンデンサC1の蓄積電荷が変圧器Tr1 の１次
巻線n1とそれ以降の回路とを通して出力端子に電力を供
給し, 電界効果トランジスタQ1がオフしているときは変
圧器Tr1 の１次巻線n1に流れていた電流のエネルギーは
コンデンサC3とダイオードD1の経路で流れて変圧器Tr1
のリセットを行うと共にコンデンサC3の電圧を反転させ
る。つぎに動作を詳細に説明する。まず制御回路U1の内
部発振周波数が一定とし，チョークコイルL3とコンデン
サC4との並列回路については除いて説明する。入力交流
電源の周波数に対して電界効果トランジスタQ1のスイッ
チング周波数は十分高いものと仮定する。従って，スイ
ッチングの１サイクル期間中は入力電圧は一定とみなさ
れ，また，チョークコイルL1はスイッチング周波数に対
して十分大きいため，ほぼ定電流と見なすことができ
る。従って，スイッチング１サイクルにおける入力電流
の積分量は，交流入力電圧の影響を受けるものの，交流
周波数の一周期についてシミュレーションを行えば正弦
波に直流分が重畳された如き波形となる。その波形は力
率0.98程度で，入力電流の歪率は20％に対応する。フォ
ワード結合コンバータの出力電圧は，フィルタ用チョー
クコイルL2の電流がカット・オフしない範囲では，変圧
器Tr1 の１次巻線n1に印加される電圧とその時比率で決
定される。従って出力電圧を負荷変動に対して一定電圧
に保つように，制御回路U1によりコンバータ回路の電圧
変動を補償する時比率制御を行う。本コンバータ回路に
おいてはスイッチング素子たる電界効果トランジスタQ1
一個のみで出力電圧を一定にするよう時比率制御を行っ
ている。一方交流入力電圧の変動に対して電界効果トラ
ンジスタQ1はチョッパ回路のスイッチング素子として
も，同じ時比率で制御がなされるが結果的には安定な直
流出力電圧を保つよう内部回路相互で制御される。しか
るに，平滑用コンデンサC1の充電電圧は負荷が軽い場合
に上昇する傾向がある。平滑用コンデンサC1の電圧が軽
負荷時に上昇する原因は，コンデンサC3が負荷電力に関
係なく，電界効果トランジスタQ1の毎サイクル，コンデ
ンサC1の電圧まで充電されることにより，チョークコイ
ルL1に蓄積するエネルギー量があまり変わらないためで
ある。したがって，コンデンサC3の充電量を制御できれ
ばコンデンサC1の電圧を制御できる。この状態を図２に
より説明すると，コンデンサC3の充電量は，電界効果ト
ランジスタQ1のオン時における整流回路の負出力端子と
ｂ点との電位差で決定される。したがって，ｂ点を基準
としてａ点とｂ点との電位差が大きいほど少なくなるの
で，この電位差を制御することによりコンデンサーC1の
電圧を制御することができる。電界効果トランジスタQ1
のスイッチオン時のａ点とｂ点との電位差を制御する手
段として二つの手段がある。まず第１の手段としてはコ
ンデンサC4とチョーク・コイルL3との自由振動を利用す
る。コンデンサC1の電圧に応じて，コンデンサC4とチョ
ーク・コイルL3の自由振動中における電界効果トランジ
スタQ1のオン位相を制御することにより，コンデンサC3
の充電量を制御する。例えば，負荷が軽くなりC1の電圧
が高くなると，電界効果トランジスタQ1のオン位相をコ
ンデンサC4とチョーク・コイルL3の電圧がｂ点を基準と
して高くなるほうに移動させること，つまりオン・ポイ
ントを遅らせることにより，ａ点とｂ点との電位差が減
少し，コンデンサC3の充電量が減少する。すると，チョ
ーク・コイルL1に蓄えられるエネルギー量が減少しコン
デンサC1の電圧の上昇を抑える。ここで，チョークコイ
ルL3とコンデンサC4との並列回路の作用についてさらに
詳しく説明する。一般にインダクタンスとコンデンサと
の並列共振回路の周波数特性は，その固有周波数fnにお
いては，インピーダンス極大となり，固有周波数fnより
高い周波数においては容量性となり，固有周波数fnより
低い周波数においては誘導性となる。そしてこの特性を
利用して，伝達エネルギーの大小関係と連動させてい
る。つまりコンバータの動作周波数foは上記の固有周波
数fnより高い範囲で動作させる。そして並列共振回路の
インピーダンス特性を利用して，伝達エネルギーの大き
いときは並列共振回路はほとんど容量性となり，等価的
にはチョッパー回路への充電エネルギーの制限はなく，
反対に伝達エネルギーの小さいときは並列共振回路のイ
ンピーダンスは大きくなり等価的にはチョッパー回路へ
の充電エネルギーの制限をする。このようにして伝達エ
ネルギーに対応して自動的に平滑用コンデンサC1の充電
量を制御する。次に電界効果トランジスタQ1のスイッチ
オン時のａ点とｂ点との電位差を制御する第２の手段と
しては，図２に示す位相φ１と位相φ２とに対応するａ
点とｂ点との電位差Ｖabの変化を利用する手段がある。
位相を変化させるためには，スイッチング素子たるQ1の
駆動周波数を変化させる。そのための構成として，平滑
用のコンデンサC1の端子電圧が検出・比較回路DET2の入
力端子に接続されて，その中ではコンデンサC1の端子電
圧を基準電圧と比較してその誤差電圧が増幅して出力さ
れ，これが抵抗器R1を介して制御回路U1の端子６に送ら
れ，制御回路U1の内部発振周波数が変化する。この第２
の手段によれば，平滑用コンデンサC1の電圧の上昇に応
じて制御回路U1の内部発振周波数が高まり，その短いオ
ン周期でチョッパーの導通が切れるため入力電流も対応
して制限される。尚，周波数を変化させる場合に，オン
・オフ比率を一定に保ちながら制御することにより，こ
のコンバータの出力端子Y1,Y2 の電圧は一定に保たれ
る。いずれの手段によっても平滑用コンデンサの充電エ
ネルギーの過不足をさらに補正するよう作用し，したが
って入力交流電流の歪みを少なくするよう働く。この実
施例においては，これら第１の手段と第２の手段の両方
を備えているが，どちらか一方の手段でも当然作用する
ものである。検出・比較回路DET1の接続場所は必ずしも
出力端子に限らず，遠隔地の負荷の両端に直接接続する
方法がある。あるいは変圧器Tr1 に電圧検出用の巻線を
設けて出力電圧を検出することができる。また変圧器Tr
1 に複数の２次巻線を設けてそれぞれに整流・平滑回路
と出力端子を設けることもできる。
【第２の実施例】図４は本発明の第２の実施例を示す。
この実施例は図１に示す実施例と同様の構成であるが，
構成上の相違点としては，変圧器Tr1 の接続極性が図１
の場合と逆極性になる点，２次側の整流回路がダイオー
ドD2とコンデンサC2のみからなる半波整流回路である
点，および変圧器Tr1 の１次巻線n1に直列にダイオード
D4が図示の極性で設けられている点である。そしてこの
構成上の相違点は，動作としては，コンバータ動作の部
分がいわゆるフォワード型からフライバック型に置き換
えられて対応する。それ以外の本発明の目的とする高力
率を得る点については共通である。この第２の実施例に
おけるダイオードD4は必須の構成要素ではないので省く
こともできるが，好ましい動作をさせるためにはダイオ
ードD4は有効である。一方，第１の実施例にはおいては
ダイオードD4に相当する部品はないが，これに相当する
構成要素を含んでも基本的動作には変化ない。
この実施例は図１に示す実施例と同様の構成であるが，
構成上の相違点としては，変圧器Tr1 の接続極性が図１
の場合と逆極性になる点，２次側の整流回路がダイオー
ドD2とコンデンサC2のみからなる半波整流回路である
点，および変圧器Tr1 の１次巻線n1に直列にダイオード
D4が図示の極性で設けられている点である。そしてこの
構成上の相違点は，動作としては，コンバータ動作の部
分がいわゆるフォワード型からフライバック型に置き換
えられて対応する。それ以外の本発明の目的とする高力
率を得る点については共通である。この第２の実施例に
おけるダイオードD4は必須の構成要素ではないので省く
こともできるが，好ましい動作をさせるためにはダイオ
ードD4は有効である。一方，第１の実施例にはおいては
ダイオードD4に相当する部品はないが，これに相当する
構成要素を含んでも基本的動作には変化ない。
【発明の効果】本発明は以上述べたような特徴を有し，
一つのスイッチング素子で出力電圧の安定化制御を行う
と同時に，交流入力電流の波形の改善ができ，力率は0.
996 程度まで向上させることができる。またスイッチン
グ素子が一つであるので，従来の前置コンバータを設け
た場合の如き相互干渉は存在しない。さらにまたコンバ
ータの共振作用により，スイッチング素子はゼロボルト
スイッチングとなり，その共振用コンデンサはロスレス
スナバの役割を果たし，スイッチング素子のスナバ回路
は不要となる。さらにコンバータの共振作用はトランス
のリセット回路の役割をもはたしており，コンバータ変
圧器はリセット巻線およびリセットダイオードが不要と
なる。以上述べたように本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバ
ータは簡素な構成であって，小型軽量，高力率，高効率
の効果を有するものである。
一つのスイッチング素子で出力電圧の安定化制御を行う
と同時に，交流入力電流の波形の改善ができ，力率は0.
996 程度まで向上させることができる。またスイッチン
グ素子が一つであるので，従来の前置コンバータを設け
た場合の如き相互干渉は存在しない。さらにまたコンバ
ータの共振作用により，スイッチング素子はゼロボルト
スイッチングとなり，その共振用コンデンサはロスレス
スナバの役割を果たし，スイッチング素子のスナバ回路
は不要となる。さらにコンバータの共振作用はトランス
のリセット回路の役割をもはたしており，コンバータ変
圧器はリセット巻線およびリセットダイオードが不要と
なる。以上述べたように本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバ
ータは簡素な構成であって，小型軽量，高力率，高効率
の効果を有するものである。
【図１】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第１の
実施例の構成を示す図である。
実施例の構成を示す図である。
【図２】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を
説明するための波形図である。
説明するための波形図である。
【図３】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの動作周
波数と伝達エネルギーとの関係を示す図である。
波数と伝達エネルギーとの関係を示す図である。
【図４】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第２の
実施例の構成を示す部分図である。
実施例の構成を示す部分図である。
【図５】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの構成の一例を示
す図である。
す図である。
【図６】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの交流入力電流波
形図である。
形図である。
Co,C1,C2,C3,C4 …コンデンサ D1,D2,D3,D4 …ダイオード DET1,DET2 …比較検出回路 Ei…商用交流電源 L1,L2,L3 …チョークコイル Q1…電界効果トランジスタ Q2…フォトカプラ Ro,R1 …抵抗器 RC1,RC2 …整流回路 Tr1 …変圧器 U1…制御回路 X1,X2 …入力端子 Y1,Y2 …出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−95681（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−21360（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−230755（ＪＰ，Ａ) 実開 平４−21192（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/28
Claims (6)
- 【請求項１】商用交流電源に接続されるべき一対の入力
端子と, 一対の交流入力端子と一対の直流出力端子とを備えたブ
リッジ型の整流回路であって，その整流回路の交流入力
端子が前記一対の入力端子に接続されるブリッジ型の整
流回路と， このブリッジ型の整流回路の出力端子に接続される，互
いに直列接続されたチョークコイルとダイオードとコン
デンサと， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数で
あって，前記コンデンサの端子電圧の上昇に応じて高ま
る周波数のオンオフ駆動信号を発生する制御回路と， 一対の主電極と制御端子とを備えたスイッチング素子で
あって，その制御端子が前記制御回路によってオンオフ
駆動されるとともに，その主電極の一端は前記チョーク
コイルと前記ダイオードとの接続点に第２のコンデンサ
を介して接続され，主電極の他の一端は前記コンデンサ
の一端に接続されるスイッチング素子と， 少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えた変圧器であっ
て，その１次巻線が前記コンデンサと前記ダイオードと
の接続点と前記スイッチング素子の主電極との間に接続
される変圧器と， この変圧器の２次巻線に接続された整流手段と， この整流手段に接続された出力端子とからなるＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項２】商用交流電源に接続されるべき一対の入力
端子と, 一対の交流入力端子と一対の直流出力端子とを備えたブ
リッジ型の整流回路であって，その整流回路の交流入力
端子が前記一対の入力端子に接続されるブリッジ型の整
流回路と， このブリッジ型の整流回路の出力端子に接続される，互
いに直列接続されたチョークコイルとダイオードとコン
デンサと， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数の
オンオフ駆動信号を発生する制御回路と， 一対の主電極と制御端子とを備えたスイッチング素子で
あって，その制御端子が前記制御回路によってオンオフ
駆動されるとともに，その主電極の一端は前記チョーク
コイルと前記ダイオードとの接続点に第２のコンデンサ
と，第２のチョークコイルと第３のコンデンサとからな
る並列回路との直列回路を介して接続され，主電極の他
の一端は前記コンデンサの一端に接続されるスイッチン
グ素子と， 少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えた変圧器であっ
て，その１次巻線が前記コンデンサと前記ダイオードと
の接続点と前記スイッチング素子の主電極との間に接続
される変圧器と， この変圧器の２次巻線に接続された整流手段と， この整流手段に接続された出力端子とからなるＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項３】商用交流電源に接続されるべき一対の入力
端子と, 一対の交流入力端子と一対の直流出力端子とを備えたブ
リッジ型の整流回路であって，その整流回路の交流入力
端子が前記一対の入力端子に接続されるブリッジ型の整
流回路と， このブリッジ型の整流回路の出力端子に接続される，互
いに直列接続されたチョークコイルとダイオードとコン
デンサと， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数で
あって，前記コンデンサの端子電圧の上昇に応じて高ま
る周波数のオンオフ駆動信号を発生する制御回路と， 一対の主電極と制御端子とを備えたスイッチング素子で
あって，その制御端子が前記制御回路によってオンオフ
駆動されるとともに，その主電極の一端は前記チョーク
コイルと前記ダイオードとの接続点に第２のコンデンサ
と，第２のチョークコイルと第３のコンデンサとからな
る並列回路との直列回路を介して接続され，主電極の他
の一端は前記コンデンサの一端に接続されるスイッチン
グ素子と， 少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えた変圧器であっ
て，その１次巻線が前記コンデンサと前記ダイオードと
の接続点と前記スイッチング素子の主電極との間に接続
される変圧器と， この変圧器の２次巻線に接続された整流手段と， この整流手段に接続された出力端子とからなるＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項４】前記変圧器の２次巻線に接続された整流手
段が，前記スイッチング素子のオン時に対応してエネル
ギー伝達することを特徴とする請求項１または請求項２
または請求項３記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】前記変圧器の２次巻線に接続された整流手
段が，前記スイッチング素子のオフ時に対応してエネル
ギー伝達することを特徴とする請求項１または請求項２
または請求項３記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】前記変圧器の１次巻線に直列にダイオード
が接続されることを特徴とする請求項１または請求項２
または請求項３または請求項４または請求項５記載のＡ
Ｃ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8625792A JP3082877B2 (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
| US07/951,962 US5301095A (en) | 1991-10-01 | 1992-09-28 | High power factor AC/DC converter |
| CA002079554A CA2079554C (en) | 1991-10-01 | 1992-09-30 | High power factor ac/dc converter |
| GB9220686A GB2261331B (en) | 1991-10-01 | 1992-10-01 | High power factor AC/DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8625792A JP3082877B2 (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05260750A JPH05260750A (ja) | 1993-10-08 |
| JP3082877B2 true JP3082877B2 (ja) | 2000-08-28 |
Family
ID=13881772
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8625792A Expired - Lifetime JP3082877B2 (ja) | 1991-10-01 | 1992-03-10 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3082877B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006238510A (ja) | 2005-02-22 | 2006-09-07 | Tdk Corp | 電源装置 |
| JP4030550B2 (ja) | 2005-02-28 | 2008-01-09 | Ｔｄｋ株式会社 | 電源装置 |
-
1992
- 1992-03-10 JP JP8625792A patent/JP3082877B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05260750A (ja) | 1993-10-08 |
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