JPH08168249A - 電流共振形スイッチング電源回路 - Google Patents
電流共振形スイッチング電源回路Info
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- JPH08168249A JPH08168249A JP6330383A JP33038394A JPH08168249A JP H08168249 A JPH08168249 A JP H08168249A JP 6330383 A JP6330383 A JP 6330383A JP 33038394 A JP33038394 A JP 33038394A JP H08168249 A JPH08168249 A JP H08168249A
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- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 力率改善が図られた電流共振形のスイッチン
グ電源回路において、更に小型・軽量化、コストの削減
及び電力変換効率等の特性面の向上を実現する。 【構成】 整流出力の正極と負極間に挿入されるフィル
タコンデンサＣN と、整流出力ラインに挿入されるフィ
ルタチョークコイルＬN 及び高速リカバリ型ダイオード
Ｄ2 と、上記フィルタチョークコイルＬN と共に共振回
路を形成する共振用コンデンサＣ2 を備え、一次側の直
列共振回路（Ｃ1 、Ｎ1 ）の出力が整流出力ラインに重
畳されるようにして力率改善を図って、チョークコイル
ＣＨを省略する。
グ電源回路において、更に小型・軽量化、コストの削減
及び電力変換効率等の特性面の向上を実現する。 【構成】 整流出力の正極と負極間に挿入されるフィル
タコンデンサＣN と、整流出力ラインに挿入されるフィ
ルタチョークコイルＬN 及び高速リカバリ型ダイオード
Ｄ2 と、上記フィルタチョークコイルＬN と共に共振回
路を形成する共振用コンデンサＣ2 を備え、一次側の直
列共振回路（Ｃ1 、Ｎ1 ）の出力が整流出力ラインに重
畳されるようにして力率改善を図って、チョークコイル
ＣＨを省略する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。
【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図１３の回路図に示すようなス
イッチング電源回路が、先に本出願人により提案されて
いる。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の
電流共振形コンバータとされている。
電源回路の１つとして、図１３の回路図に示すようなス
イッチング電源回路が、先に本出願人により提案されて
いる。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の
電流共振形コンバータとされている。
【０００５】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。また、Ｄ1 は４本のダイオードからなるブリ
ッジ整流回路とされ、入力された交流電源ＡＣについて
全波整流を行う。そして、ブリッジ整流回路Ｄ1 の正極
の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極間のラインに対
して、フィルタチョークコイルＬN 、高速リカバリ型ダ
イオードＤ2 、チョークコイルＣＨが図のように直列に
設けられる。また、フィルタコンデンサＣN が、フィル
タチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2
の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極間に挿入されてお
り、このフィルタコンデンサＣN 及びフィルタチョーク
コイルＬN によりノーマルモードのＬＣローパスフィル
タを形成している。
している。また、Ｄ1 は４本のダイオードからなるブリ
ッジ整流回路とされ、入力された交流電源ＡＣについて
全波整流を行う。そして、ブリッジ整流回路Ｄ1 の正極
の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極間のラインに対
して、フィルタチョークコイルＬN 、高速リカバリ型ダ
イオードＤ2 、チョークコイルＣＨが図のように直列に
設けられる。また、フィルタコンデンサＣN が、フィル
タチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2
の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極間に挿入されてお
り、このフィルタコンデンサＣN 及びフィルタチョーク
コイルＬN によりノーマルモードのＬＣローパスフィル
タを形成している。
【０００６】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応している。
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応している。
【０００７】また、Ｃ2 は並列共振コンデンサとされ、
図のようにチョークコイルＣＨと並列に接続されて、チ
ョークコイルＣＨと共に並列共振回路を形成する。こ
の、並列共振回路の共振周波数はスイッチング電源の共
振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。なお、そ
の動作については後述する。
図のようにチョークコイルＣＨと並列に接続されて、チ
ョークコイルＣＨと共に並列共振回路を形成する。こ
の、並列共振回路の共振周波数はスイッチング電源の共
振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。なお、そ
の動作については後述する。
【０００８】Ｑ1 、Ｑ2 はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子であり、図のよう
に平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対
してそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続されて
いる。この、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ
−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗ＲS 、ＲS は起動
抵抗を、またスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤD 、ＤD はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗ＲB 、ＲB はそれぞれ、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電
流）調整用抵抗を示している。そして、ＣB 、ＣB は共
振用のコンデンサであり、次に説明するドライブトラン
スＰＩＴの駆動巻線ＮB 、ＮB と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。
ング回路を形成するスイッチング素子であり、図のよう
に平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対
してそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続されて
いる。この、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ
−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗ＲS 、ＲS は起動
抵抗を、またスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤD 、ＤD はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗ＲB 、ＲB はそれぞれ、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電
流）調整用抵抗を示している。そして、ＣB 、ＣB は共
振用のコンデンサであり、次に説明するドライブトラン
スＰＩＴの駆動巻線ＮB 、ＮB と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。
【０００９】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のス
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線ＮB 、ＮB 及び共振電流
検出巻線ＮD が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子Ｑ1 側の駆動巻線ＮB の一端は抵
抗ＲB に、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接
続される。また、スイッチング素子Ｑ2 側の駆動巻線Ｎ
B の一端はアースに接地されると共に他端は抵抗ＲB と
接続されて、前記駆動巻線ＮB と逆の極性の電圧が出力
されるようになされている。また、電流検出巻線ＮD は
スイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ
2 のコレクタの接点に接続されると共に、絶縁トランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端に対して直列共振コンデン
サＣ1 を介して接続される。
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線ＮB 、ＮB 及び共振電流
検出巻線ＮD が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子Ｑ1 側の駆動巻線ＮB の一端は抵
抗ＲB に、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接
続される。また、スイッチング素子Ｑ2 側の駆動巻線Ｎ
B の一端はアースに接地されると共に他端は抵抗ＲB と
接続されて、前記駆動巻線ＮB と逆の極性の電圧が出力
されるようになされている。また、電流検出巻線ＮD は
スイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ
2 のコレクタの接点に接続されると共に、絶縁トランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端に対して直列共振コンデン
サＣ1 を介して接続される。
【００１０】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は直
列共振コンデンサＣ1 を介して電流検出巻線ＮD と直列
に接続され、他端は高速リカバリ型ダイオードＤ2 とチ
ョークコイルＣＨの接続点に対して接続される。そし
て、これら直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 を
含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための共振回
路を形成している。このスイッチング電源回路の場合、
絶縁トランスＰＩＴの二次側では一次巻線Ｎ1 により二
次巻線Ｎ2 に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流回路
Ｄ3 及び平滑コンデンサＣ3 により直流電圧に変換され
て出力電圧Ｅ0 とされる。
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は直
列共振コンデンサＣ1 を介して電流検出巻線ＮD と直列
に接続され、他端は高速リカバリ型ダイオードＤ2 とチ
ョークコイルＣＨの接続点に対して接続される。そし
て、これら直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 を
含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための共振回
路を形成している。このスイッチング電源回路の場合、
絶縁トランスＰＩＴの二次側では一次巻線Ｎ1 により二
次巻線Ｎ2 に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流回路
Ｄ3 及び平滑コンデンサＣ3 により直流電圧に変換され
て出力電圧Ｅ0 とされる。
【００１１】制御回路１は例えば二次側の直流電圧出力
ＥO と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流ＩC としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。
ＥO と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流ＩC としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。
【００１２】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗ＲS 、ＲS を介してスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、電
流検出巻線ＮD →コンデンサＣ1 →一次巻線Ｎ1 に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフと
なるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2
を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式のス
イッチング動作が開始される。このように、平滑コンデ
ンサＣi の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁
トランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライ
ブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2 に交番出力を得る。
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗ＲS 、ＲS を介してスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、電
流検出巻線ＮD →コンデンサＣ1 →一次巻線Ｎ1 に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフと
なるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2
を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式のス
イッチング動作が開始される。このように、平滑コンデ
ンサＣi の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁
トランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライ
ブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2 に交番出力を得る。
【００１３】また、二次側の直流出力電圧（ＥO ）が低
下した時は制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる電
流が制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ1
に流すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧
化を図っている（スイッチング周波数制御方式）。
下した時は制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる電
流が制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ1
に流すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧
化を図っている（スイッチング周波数制御方式）。
【００１４】また、力率改善動作としては次のようにな
る。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に流れる共振電流に対応するスイッチング出力が直接、
チョークコイルＣＨにおける巻線Ｎｉの自己インダクタ
ンスＬｉを流れる商用交流電源の整流電圧に重畳するよ
うにされる。これによって、全波整流電圧にスイッチン
グ電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電
され、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げ
ることになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レ
ベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間
に充電電流が流れるようになり、平均的な交流入力電流
がＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られ
る。なお、直列共振コンデンサＣ1 に蓄積された電荷
は、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 を介して、交流
入力電流が流入しないとされる休止期間に平滑コンデン
サＣｉに帰還する。
る。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に流れる共振電流に対応するスイッチング出力が直接、
チョークコイルＣＨにおける巻線Ｎｉの自己インダクタ
ンスＬｉを流れる商用交流電源の整流電圧に重畳するよ
うにされる。これによって、全波整流電圧にスイッチン
グ電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電
され、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げ
ることになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レ
ベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間
に充電電流が流れるようになり、平均的な交流入力電流
がＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られ
る。なお、直列共振コンデンサＣ1 に蓄積された電荷
は、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 を介して、交流
入力電流が流入しないとされる休止期間に平滑コンデン
サＣｉに帰還する。
【００１５】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのド
ライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流によっ
て全波整流出力ラインに流れるスイッチング電流も小さ
いものになる。したがって、軽負荷時には充電電流のレ
ベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大きくなる
ため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子電圧が
異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ方式では困難
だったレギュレーションの改善を行うことができる。こ
のため、例えば交流入力電圧ＶAC±２０％の変動に対し
ても整流平滑電圧Ｖｉの変動は抑制されるので、スイッ
チング素子や平滑コンデンサの耐圧向上を考慮する必要
はなくなる。
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのド
ライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流によっ
て全波整流出力ラインに流れるスイッチング電流も小さ
いものになる。したがって、軽負荷時には充電電流のレ
ベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大きくなる
ため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子電圧が
異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ方式では困難
だったレギュレーションの改善を行うことができる。こ
のため、例えば交流入力電圧ＶAC±２０％の変動に対し
ても整流平滑電圧Ｖｉの変動は抑制されるので、スイッ
チング素子や平滑コンデンサの耐圧向上を考慮する必要
はなくなる。
【００１６】また、チョークコイルの自己インダクタン
スＬｉと接続されている共振用コンデンサＣ2 は、この
スイッチング電源の負荷が軽くなった時に、整流平滑ラ
インに帰還されるスイッチング電圧を抑圧するようにし
ており、この結果、軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端
子電圧Ｅｉの上昇を抑制することになる。
スＬｉと接続されている共振用コンデンサＣ2 は、この
スイッチング電源の負荷が軽くなった時に、整流平滑ラ
インに帰還されるスイッチング電圧を抑圧するようにし
ており、この結果、軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端
子電圧Ｅｉの上昇を抑制することになる。
【００１７】つまり、図１３に示した構成の電源回路で
は、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時にコンデンサＣ2 によっ
て充電回路側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端
子電圧の上昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなる
とスイッチング周波数が低下し、自己インダクタンスコ
イルＮｉとコンデンサＣ2 の共振回路の共振周波数に接
近し、帰還されるスイッチング電圧を増加させるように
作用する。したがって、この電源回路では電源負荷によ
って平滑コンデンサの端子電圧が変動する電圧変動率が
減少し、このために直流出力電圧ＥO の定電圧化が容易
になる。
は、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時にコンデンサＣ2 によっ
て充電回路側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端
子電圧の上昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなる
とスイッチング周波数が低下し、自己インダクタンスコ
イルＮｉとコンデンサＣ2 の共振回路の共振周波数に接
近し、帰還されるスイッチング電圧を増加させるように
作用する。したがって、この電源回路では電源負荷によ
って平滑コンデンサの端子電圧が変動する電圧変動率が
減少し、このために直流出力電圧ＥO の定電圧化が容易
になる。
【００１８】ここで、上記図１３の回路において実際に
用いられるフィルタチョークコイルＬN 及びチョークコ
イルＣＨを、それぞれ図１４（ａ）（ｂ）に示す。フィ
ルタチョークコイルＬN は、例えば図１４（ａ）のよう
にドラム型のフェライトコアＤに対して、ボビンを介さ
ず直接にポリウレタン銅線などの単線を巻装して構成さ
れる。
用いられるフィルタチョークコイルＬN 及びチョークコ
イルＣＨを、それぞれ図１４（ａ）（ｂ）に示す。フィ
ルタチョークコイルＬN は、例えば図１４（ａ）のよう
にドラム型のフェライトコアＤに対して、ボビンを介さ
ず直接にポリウレタン銅線などの単線を巻装して構成さ
れる。
【００１９】また、チョークコイルＣＨは図１４（ｂ）
に示すように、Ｅ型フェライトコアＣR を図のように組
み合わせたＥＥ型コアを形成し、この際、中足に図のよ
うにギャップＧが設けられるようにして、漏洩磁束がチ
ョークコイルの外部に漏れないようにしている。そし
て、巻線Ｎｉとしては例えば巻線ボビン（図示省略）に
径６０μのポリウレタン銅線を巻装して、インダクタン
スＬｉが最大負荷時に飽和しないようにして構成され
る。具体的にチョークコイルＣＨは、直流出力電圧ＥO
の負荷電力が１２０Ｗの場合であれば、例えばコアにＥ
Ｅ−１６を用い、リッツ線は６０μ／８０束、Ｌｉ＝１
５μＨとなる。また、負荷電力が２３０Ｗの場合であれ
ば、コアはＥＥ−２５、リッツ線は６０μ／１３０束
で、Ｌｉ＝１００μＨとされる。
に示すように、Ｅ型フェライトコアＣR を図のように組
み合わせたＥＥ型コアを形成し、この際、中足に図のよ
うにギャップＧが設けられるようにして、漏洩磁束がチ
ョークコイルの外部に漏れないようにしている。そし
て、巻線Ｎｉとしては例えば巻線ボビン（図示省略）に
径６０μのポリウレタン銅線を巻装して、インダクタン
スＬｉが最大負荷時に飽和しないようにして構成され
る。具体的にチョークコイルＣＨは、直流出力電圧ＥO
の負荷電力が１２０Ｗの場合であれば、例えばコアにＥ
Ｅ−１６を用い、リッツ線は６０μ／８０束、Ｌｉ＝１
５μＨとなる。また、負荷電力が２３０Ｗの場合であれ
ば、コアはＥＥ−２５、リッツ線は６０μ／１３０束
で、Ｌｉ＝１００μＨとされる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量及び低コストを
図ることが好ましく、また、電力変換効率等の特性面で
も向上が図られることが好ましい。
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量及び低コストを
図ることが好ましく、また、電力変換効率等の特性面で
も向上が図られることが好ましい。
【００２１】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は、商用電
源を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑する平
滑回路と、この平滑回路より出力される電圧を断続する
スイッチングコンバータ部と、絶縁トランスの一次巻線
及び直列共振コンデンサにより形成され、スイッチング
コンバータ部のスイッチング出力が、整流回路と平滑回
路間のラインに重畳されるようにして設けられる直列共
振回路と、整流回路の正極と負極間に挿入されるフィル
タコンデンサと、整流回路の正極と平滑回路の平滑コン
デンサの正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチ
ョークコイルと、高速リカバリ型整流素子と、高速リカ
バリ型整流素子に対して並列に設けられて、フィルタチ
ョークコイルと共に共振回路を形成する共振用コンデン
サとを備えて、力率改善が図られる電流共振形スイッチ
ング電源回路を構成することとした。そして、上記共振
回路の共振周波数は、最小スイッチング周波数よりも低
く設定することとした。
源を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑する平
滑回路と、この平滑回路より出力される電圧を断続する
スイッチングコンバータ部と、絶縁トランスの一次巻線
及び直列共振コンデンサにより形成され、スイッチング
コンバータ部のスイッチング出力が、整流回路と平滑回
路間のラインに重畳されるようにして設けられる直列共
振回路と、整流回路の正極と負極間に挿入されるフィル
タコンデンサと、整流回路の正極と平滑回路の平滑コン
デンサの正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチ
ョークコイルと、高速リカバリ型整流素子と、高速リカ
バリ型整流素子に対して並列に設けられて、フィルタチ
ョークコイルと共に共振回路を形成する共振用コンデン
サとを備えて、力率改善が図られる電流共振形スイッチ
ング電源回路を構成することとした。そして、上記共振
回路の共振周波数は、最小スイッチング周波数よりも低
く設定することとした。
【００２２】また、直列共振コンデンサを分割して、高
速リカバリ型整流素子に対して並列に設けることとし
た。
速リカバリ型整流素子に対して並列に設けることとし
た。
【００２３】また、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整
流回路を備えている電流共振形スイッチング電源回路に
おいて、商用電源が供給される倍電圧整流回路の入力側
にスイッチングノイズを阻止するフィルタコンデンサと
整流経路に対して直列接続されているフィルタチョーク
コイルを設け、スイッチングコンバータによって断続さ
れたスイッチング電流が上記一次巻線を介して倍電圧整
流回路を形成している整流素子に印加されるように構成
することとし、この際、整流素子は高速リカバリ型を用
いることとした。そして、上記構成のスイッチング電源
回路において、倍電圧整流回路の整流ダイオードに対し
て並列共振コンデンサを並列に接続し、フィルタチョー
クコイルとこの並列共振コンデンサにより形成される共
振回路の共振周波数が、スイッチング周波数の最低値よ
りも低くなるように構成することとした。
流回路を備えている電流共振形スイッチング電源回路に
おいて、商用電源が供給される倍電圧整流回路の入力側
にスイッチングノイズを阻止するフィルタコンデンサと
整流経路に対して直列接続されているフィルタチョーク
コイルを設け、スイッチングコンバータによって断続さ
れたスイッチング電流が上記一次巻線を介して倍電圧整
流回路を形成している整流素子に印加されるように構成
することとし、この際、整流素子は高速リカバリ型を用
いることとした。そして、上記構成のスイッチング電源
回路において、倍電圧整流回路の整流ダイオードに対し
て並列共振コンデンサを並列に接続し、フィルタチョー
クコイルとこの並列共振コンデンサにより形成される共
振回路の共振周波数が、スイッチング周波数の最低値よ
りも低くなるように構成することとした。
【００２４】また、例えば自励式であれば、絶縁トラン
スの二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッ
チングコンバータ部のスイッチング周波数を可変するこ
とにより定電圧制御を行うように構成する、あるいは、
絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基づい
て、絶縁トランスの磁束を可変して定電圧制御を行うよ
うに構成することとした。更に、他励式とされていれ
ば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、スイッチング駆動信号を可変させることにより
定電圧制御を行うように構成することとした。
スの二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッ
チングコンバータ部のスイッチング周波数を可変するこ
とにより定電圧制御を行うように構成する、あるいは、
絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基づい
て、絶縁トランスの磁束を可変して定電圧制御を行うよ
うに構成することとした。更に、他励式とされていれ
ば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、スイッチング駆動信号を可変させることにより
定電圧制御を行うように構成することとした。
【００２５】
【作用】上記構成によれば、倍電圧整流方式によるもの
を含む、各種タイプの電流共振形のスイッチング電源回
路において、整流出力の正極と負極間に挿入されるフィ
ルタコンデンサと、整流出力ラインに挿入されるフィル
タチョークコイル及び高速リカバリ型ダイオードと、フ
ィルタチョークコイルと共に共振回路を形成する共振用
コンデンサを備え、一次側の直列共振回路の出力が整流
出力ラインに重畳されるようにして力率改善を図ること
になるが、これによりチョークコイルを省略することが
可能となる。
を含む、各種タイプの電流共振形のスイッチング電源回
路において、整流出力の正極と負極間に挿入されるフィ
ルタコンデンサと、整流出力ラインに挿入されるフィル
タチョークコイル及び高速リカバリ型ダイオードと、フ
ィルタチョークコイルと共に共振回路を形成する共振用
コンデンサを備え、一次側の直列共振回路の出力が整流
出力ラインに重畳されるようにして力率改善を図ること
になるが、これによりチョークコイルを省略することが
可能となる。
【００２６】
【実施例】図１は本発明の電流共振形スイッチング電源
回路の実施例を示すもので、図１３と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。この実施例の回路において
は、フィルタコンデンサＣN がブリッジ整流回路Ｄ1 の
正極の出力とアース間に接続される。つまり、ブリッジ
整流回路Ｄ1 の正極と負極の間に挿入される。そして、
フィルタチョークコイルＬN の一端は、上記フィルタコ
ンデンサＣN とブリッジ整流回路Ｄ1 の正極の接続点に
対して接続され、他端は、高速リカバリ型ダイオードＤ
2 のアノード側と接続される。また、共振用コンデンサ
Ｃ2 は、図のように高速リカバリ型ダイオードＤ2 に対
して並列に接続されて並列接続回路を形成している。な
お、本実施例のフィルタチョークコイルＬN は、例え
ば、先に図１４（ａ）に示されたと同様のドラム形チョ
ークコイルの開磁路によるインダクターの構成とされて
いればよい。
回路の実施例を示すもので、図１３と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。この実施例の回路において
は、フィルタコンデンサＣN がブリッジ整流回路Ｄ1 の
正極の出力とアース間に接続される。つまり、ブリッジ
整流回路Ｄ1 の正極と負極の間に挿入される。そして、
フィルタチョークコイルＬN の一端は、上記フィルタコ
ンデンサＣN とブリッジ整流回路Ｄ1 の正極の接続点に
対して接続され、他端は、高速リカバリ型ダイオードＤ
2 のアノード側と接続される。また、共振用コンデンサ
Ｃ2 は、図のように高速リカバリ型ダイオードＤ2 に対
して並列に接続されて並列接続回路を形成している。な
お、本実施例のフィルタチョークコイルＬN は、例え
ば、先に図１４（ａ）に示されたと同様のドラム形チョ
ークコイルの開磁路によるインダクターの構成とされて
いればよい。
【００２７】そして、本実施例において共振用コンデン
サＣ2 の容量は、直列共振コンデンサＣ1 の容量と比較
して、Ｃ2 ＞Ｃ1 となるように設定され、また、フィル
タチョークコイルＬN のインダクタンスと接続されて共
振回路を形成するものとされる。そして、この共振回路
の共振周波数は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に対して
設定された最小スイッチング周波数よりも低くなるよう
に設定されている。
サＣ2 の容量は、直列共振コンデンサＣ1 の容量と比較
して、Ｃ2 ＞Ｃ1 となるように設定され、また、フィル
タチョークコイルＬN のインダクタンスと接続されて共
振回路を形成するものとされる。そして、この共振回路
の共振周波数は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に対して
設定された最小スイッチング周波数よりも低くなるよう
に設定されている。
【００２８】また、この場合には絶縁トランスの一次巻
線Ｎ1 とコンデンサＣ1 からなる直列共振回路は、フィ
ルタチョークコイルＬN 、高速リカバリ型ダイオードＤ
2 のアノード、共振用コンデンサＣ2 の接続点に対して
接続され、電流共振コンバータ回路の一次側の直列共振
電流Ｉ0 は共振用コンデンサＣ2 を介して流れるように
される。
線Ｎ1 とコンデンサＣ1 からなる直列共振回路は、フィ
ルタチョークコイルＬN 、高速リカバリ型ダイオードＤ
2 のアノード、共振用コンデンサＣ2 の接続点に対して
接続され、電流共振コンバータ回路の一次側の直列共振
電流Ｉ0 は共振用コンデンサＣ2 を介して流れるように
される。
【００２９】そして、この接続形態によると、直列共振
回路からのスイッチング電圧がフィルタチョークコイル
ＬN に重畳されるように構成されることになるが、これ
によって、本実施例のフィルタチョークコイルＬN は、
ＬＣローパスフィルタの構成素子と図１３に示した回路
図のチョークコイルＣＨとを兼用するような作用を有さ
せることができる。従って、フィルタチョークコイルＬ
N の選定により、チョークコイルＣＨを省略しても、先
に図１３に示したと同様にして力率改善を図ることが可
能になる。
回路からのスイッチング電圧がフィルタチョークコイル
ＬN に重畳されるように構成されることになるが、これ
によって、本実施例のフィルタチョークコイルＬN は、
ＬＣローパスフィルタの構成素子と図１３に示した回路
図のチョークコイルＣＨとを兼用するような作用を有さ
せることができる。従って、フィルタチョークコイルＬ
N の選定により、チョークコイルＣＨを省略しても、先
に図１３に示したと同様にして力率改善を図ることが可
能になる。
【００３０】例えば、具体的には交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖ（±１５％）、負荷電力ＰO＝０〜１２０Ｗ時に
おいて、直列共振コンデンサＣ1 ＝０．０１８μＦ、共
振用コンデンサＣ2 ＝０．０４７μＦ、フィルタチョー
クコイルＬN ＝２２０μＨとすれば、力率は０．８１と
なるようにされる。あるいは、同様の交流入力電圧と負
荷電力の条件で、共振用コンデンサＣ2 ＝０．１μＦ、
フィルタチョークコイルＬN ＝１００μＨとすれば、力
率は０．７５となる。
００Ｖ（±１５％）、負荷電力ＰO＝０〜１２０Ｗ時に
おいて、直列共振コンデンサＣ1 ＝０．０１８μＦ、共
振用コンデンサＣ2 ＝０．０４７μＦ、フィルタチョー
クコイルＬN ＝２２０μＨとすれば、力率は０．８１と
なるようにされる。あるいは、同様の交流入力電圧と負
荷電力の条件で、共振用コンデンサＣ2 ＝０．１μＦ、
フィルタチョークコイルＬN ＝１００μＨとすれば、力
率は０．７５となる。
【００３１】図２は、上記図１に示したスイッチング電
源回路の各部の動作を示す波形図とされる。例えば、図
２（ａ）に示すように交流入力電圧ＶACが供給されてい
る場合、フィルタコンデンサＣN には、図２（ｂ）に示
す波形によりスイッチング周期の正弦波である高周波電
流Ｉ1 が流れるが、このように電流量としては僅かなも
のであるため、安価なコンデンサ素子で賄うことができ
る。また、フィルタチョークコイルＬN を流れる電流Ｉ
2 は、本実施例では図２（ｃ）に示すように、交流入力
電流ＩAC（図２（ｊ））を整流して得られた波形に高周
波電流が僅かに重畳された波形となる。このため、フィ
ルタチョークコイルＬN は前述したような構造であって
も、発熱による温度上昇が少なくなる。また、高速リカ
バリ型ダイオードＤ2 を流れる電流Ｉ3 は、図２（ｄ）
に示すように、ピーク近辺が凹形状となっている。これ
により、高速リカバリ型ダイオードＤ2 では、順方向電
圧降下が低減されることになってそれだけ発熱も低下す
ることになる。図２（ｆ）に、この高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 の両端電圧Ｖ3 を示す。
源回路の各部の動作を示す波形図とされる。例えば、図
２（ａ）に示すように交流入力電圧ＶACが供給されてい
る場合、フィルタコンデンサＣN には、図２（ｂ）に示
す波形によりスイッチング周期の正弦波である高周波電
流Ｉ1 が流れるが、このように電流量としては僅かなも
のであるため、安価なコンデンサ素子で賄うことができ
る。また、フィルタチョークコイルＬN を流れる電流Ｉ
2 は、本実施例では図２（ｃ）に示すように、交流入力
電流ＩAC（図２（ｊ））を整流して得られた波形に高周
波電流が僅かに重畳された波形となる。このため、フィ
ルタチョークコイルＬN は前述したような構造であって
も、発熱による温度上昇が少なくなる。また、高速リカ
バリ型ダイオードＤ2 を流れる電流Ｉ3 は、図２（ｄ）
に示すように、ピーク近辺が凹形状となっている。これ
により、高速リカバリ型ダイオードＤ2 では、順方向電
圧降下が低減されることになってそれだけ発熱も低下す
ることになる。図２（ｆ）に、この高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 の両端電圧Ｖ3 を示す。
【００３２】また、直列共振回路の直列共振電流Ｉ0
は、図２（ｈ）に示す波形の高周波とされ、共振用コン
デンサＣ2 に流れていく経路となるが、この共振用コン
デンサＣ2 に流れる電流Ｉ4 は図２（ｇ）に示すものと
され、また、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧Ｖ2 は、
整流出力電圧Ｖ1 に対して、図２（ｅ）に示すように高
周波電圧が重畳されたものとなる。また、平滑コンデン
サＣｉに流れるスイッチング周期の充電電流Ｉ5 は図２
（ｉ）に示す波形となる。そして、交流電源ＡＣに流れ
る交流入力電流ＩACの平均的な波形は、図２（ｊ）に示
す波形とされ、実際には前述した素子の選定に応じた力
率改善が図られる程度に導通角が拡大されている。
は、図２（ｈ）に示す波形の高周波とされ、共振用コン
デンサＣ2 に流れていく経路となるが、この共振用コン
デンサＣ2 に流れる電流Ｉ4 は図２（ｇ）に示すものと
され、また、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧Ｖ2 は、
整流出力電圧Ｖ1 に対して、図２（ｅ）に示すように高
周波電圧が重畳されたものとなる。また、平滑コンデン
サＣｉに流れるスイッチング周期の充電電流Ｉ5 は図２
（ｉ）に示す波形となる。そして、交流電源ＡＣに流れ
る交流入力電流ＩACの平均的な波形は、図２（ｊ）に示
す波形とされ、実際には前述した素子の選定に応じた力
率改善が図られる程度に導通角が拡大されている。
【００３３】図３は、図１に示したスイッチング電源回
路の交流入力電圧ＶACに対する整流平滑電圧Ｅｉの特性
を、図１３に示したスイッチング電源回路と比較して示
す図であり、この場合には負荷電力ＰO がパラメータと
されている。例えば図に示す直線Ａは、負荷電力ＰO ＝
０Ｗ（無負荷）の条件で、図１３の回路図において共振
用コンデンサＣ2 を設けない場合の特性を示し、直線Ｂ
は、負荷電力ＰO ＝０Ｗ（無負荷）の条件で、共振用コ
ンデンサＣ2 が設けられた図１３に示す回路、及び本実
施例の図１に示した回路の両者の特性を示している。上
記直線Ａ、Ｂを比較して分かるように、無負荷時におい
て図１、図１３に示す回路は共に同様の特性を有する
が、図１の回路のほうが図１３の回路において共振用コ
ンデンサＣ2 を設けない場合よりも、交流入力電圧ＶAC
８５Ｖ〜１１５Ｖにわたって電圧変動が抑制されている
ことになる。
路の交流入力電圧ＶACに対する整流平滑電圧Ｅｉの特性
を、図１３に示したスイッチング電源回路と比較して示
す図であり、この場合には負荷電力ＰO がパラメータと
されている。例えば図に示す直線Ａは、負荷電力ＰO ＝
０Ｗ（無負荷）の条件で、図１３の回路図において共振
用コンデンサＣ2 を設けない場合の特性を示し、直線Ｂ
は、負荷電力ＰO ＝０Ｗ（無負荷）の条件で、共振用コ
ンデンサＣ2 が設けられた図１３に示す回路、及び本実
施例の図１に示した回路の両者の特性を示している。上
記直線Ａ、Ｂを比較して分かるように、無負荷時におい
て図１、図１３に示す回路は共に同様の特性を有する
が、図１の回路のほうが図１３の回路において共振用コ
ンデンサＣ2 を設けない場合よりも、交流入力電圧ＶAC
８５Ｖ〜１１５Ｖにわたって電圧変動が抑制されている
ことになる。
【００３４】また、負荷電力ＰO ＝１２０Ｗ（重負荷
時）時における図１のスイッチング電源回路の特性を直
線Ｃに示し、図１３の電源回路の特性を直線Ｄに示す。
これより、交流入力電圧ＶAC＜１００Ｖ程度の範囲内で
は、図１のスイッチング電源回路のほうが、図１３に示
した電源回路よりも直線の傾きが小さくなっており、重
負荷時でも電圧変動率が改善されていることが分かる。
時）時における図１のスイッチング電源回路の特性を直
線Ｃに示し、図１３の電源回路の特性を直線Ｄに示す。
これより、交流入力電圧ＶAC＜１００Ｖ程度の範囲内で
は、図１のスイッチング電源回路のほうが、図１３に示
した電源回路よりも直線の傾きが小さくなっており、重
負荷時でも電圧変動率が改善されていることが分かる。
【００３５】また、図４に交流入力電圧ＶACに対する交
流入力電力Ｐｉｎの特性を、負荷電力ＰO をパラメータ
として示す。この図において、直線Ｅ、Ｆは、それぞれ
負荷電力ＰO ＝０（無負荷）時における図１３、図１に
示したスイッチング電源回路の特性を示している。ま
た、直線Ｇ、Ｈは、それぞれ負荷電力ＰO ＝１２０Ｗ時
における図１３、図１に示したスイッチング電源回路の
特性を示している。これにより、図１に示した本実施例
のスイッチング電源回路のほうが、重負荷時、無負荷時
共に交流入力電力Ｐｉｎが、図１３に示した回路例より
も低減していることがわかる。そして、本実施例のスイ
ッチング電源回路の重負荷時における電力変換効率は、
交流入力電圧ＶAC＝８５〜１１５Ｖの範囲で、例えば図
１３のスイッチング電源回路が８８％であったのに対
し、８９％とされ、１％の向上が認められている。ま
た、無負荷でスイッチング電源回路がスタンバイ状態に
あるときの消費電力は、例えば図１３のスイッチング電
源回路が６．２Ｗ程度であったのに対し、本実施例では
３．０Ｗ程度と１／２程度以上に抑えることが可能とな
っている。
流入力電力Ｐｉｎの特性を、負荷電力ＰO をパラメータ
として示す。この図において、直線Ｅ、Ｆは、それぞれ
負荷電力ＰO ＝０（無負荷）時における図１３、図１に
示したスイッチング電源回路の特性を示している。ま
た、直線Ｇ、Ｈは、それぞれ負荷電力ＰO ＝１２０Ｗ時
における図１３、図１に示したスイッチング電源回路の
特性を示している。これにより、図１に示した本実施例
のスイッチング電源回路のほうが、重負荷時、無負荷時
共に交流入力電力Ｐｉｎが、図１３に示した回路例より
も低減していることがわかる。そして、本実施例のスイ
ッチング電源回路の重負荷時における電力変換効率は、
交流入力電圧ＶAC＝８５〜１１５Ｖの範囲で、例えば図
１３のスイッチング電源回路が８８％であったのに対
し、８９％とされ、１％の向上が認められている。ま
た、無負荷でスイッチング電源回路がスタンバイ状態に
あるときの消費電力は、例えば図１３のスイッチング電
源回路が６．２Ｗ程度であったのに対し、本実施例では
３．０Ｗ程度と１／２程度以上に抑えることが可能とな
っている。
【００３６】このように、本実施例のスイッチング電源
回路において電力損失が低減されるのは、例えば図１３
のスイッチング電源回路において設けられていたチョー
クコイルＣＨが削減されたことで、重負荷時におけるチ
ョークコイルＣＨによる電力損失が無くなったことによ
る。また、軽負荷時にはスイッチング周波数が最大周波
数まで上昇するために、フィルタチョークコイルＬN で
の電力損失の増大が解消されることによる。
回路において電力損失が低減されるのは、例えば図１３
のスイッチング電源回路において設けられていたチョー
クコイルＣＨが削減されたことで、重負荷時におけるチ
ョークコイルＣＨによる電力損失が無くなったことによ
る。また、軽負荷時にはスイッチング周波数が最大周波
数まで上昇するために、フィルタチョークコイルＬN で
の電力損失の増大が解消されることによる。
【００３７】次に、図５の回路図に本発明の他の実施例
であるスイッチング電源回路の構成を示し、図１と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。このスイッチ
ング電源回路回路において、ドライブトランスは制御巻
線ＮC が設けられていないＣＤＴ（Converter Drive Tr
ansformer)とされ、従って、スイッチング周波数は固定
とされている。そして、この場合には絶縁トランスの一
次及び二次巻線Ｎ1 、Ｎ2 に対して制御巻線ＮC が直交
して設けられた直交型のＰＲＴ（Power Regulating Tra
nsformer）とされており、制御回路１が直流出力電圧Ｅ
O に基づいて制御巻線ＮC に流す制御電流を可変して絶
縁トランスＰＲＴの漏洩磁束をコントロールし、直列共
振回路に流れる共振電流を変化させて定電圧制御を行
う、いわゆる直列共振周波数制御方式が採られている。
であるスイッチング電源回路の構成を示し、図１と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。このスイッチ
ング電源回路回路において、ドライブトランスは制御巻
線ＮC が設けられていないＣＤＴ（Converter Drive Tr
ansformer)とされ、従って、スイッチング周波数は固定
とされている。そして、この場合には絶縁トランスの一
次及び二次巻線Ｎ1 、Ｎ2 に対して制御巻線ＮC が直交
して設けられた直交型のＰＲＴ（Power Regulating Tra
nsformer）とされており、制御回路１が直流出力電圧Ｅ
O に基づいて制御巻線ＮC に流す制御電流を可変して絶
縁トランスＰＲＴの漏洩磁束をコントロールし、直列共
振回路に流れる共振電流を変化させて定電圧制御を行
う、いわゆる直列共振周波数制御方式が採られている。
【００３８】また、この実施例では直列共振コンデンサ
Ｃ1 が、Ｃ1A、Ｃ1Bの２つに分割される。そして、各素
子の静電容量としてＣ1 ＝Ｃ1A＋Ｃ1Bとなるようにされ
る。これら直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bは直列に接続
されて、図のように高速リカバリ型ダイオードに対して
並列に接続される。また、一次巻線Ｎ1 の一端は直列共
振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの接続点に対して設けられる。
Ｃ1 が、Ｃ1A、Ｃ1Bの２つに分割される。そして、各素
子の静電容量としてＣ1 ＝Ｃ1A＋Ｃ1Bとなるようにされ
る。これら直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bは直列に接続
されて、図のように高速リカバリ型ダイオードに対して
並列に接続される。また、一次巻線Ｎ1 の一端は直列共
振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの接続点に対して設けられる。
【００３９】この場合には、図１により説明したとほぼ
同様の動作によって、力率改善が図られ、また、チョー
クコイルＣＨが省略されて電力変換効率が向上される。
更に本実施例では、分割された直列共振コンデンサ
Ｃ1A、Ｃ1Bの静電容量のバランスを変更することで力率
を任意に設定することができる。例えばフィルタチョー
クコイルＬN と共振用コンデンサＣ2 の値を固定した条
件では、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの静電容量につ
いて、Ｃ1A＞Ｃ1Bとすれば力率を向上させていくことが
可能である。
同様の動作によって、力率改善が図られ、また、チョー
クコイルＣＨが省略されて電力変換効率が向上される。
更に本実施例では、分割された直列共振コンデンサ
Ｃ1A、Ｃ1Bの静電容量のバランスを変更することで力率
を任意に設定することができる。例えばフィルタチョー
クコイルＬN と共振用コンデンサＣ2 の値を固定した条
件では、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの静電容量につ
いて、Ｃ1A＞Ｃ1Bとすれば力率を向上させていくことが
可能である。
【００４０】次に、図６の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図の実施
例における電流共振形コンバータは、スイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用いた、ハーフブ
リッジ接続による他励式とされる。この場合には、制御
回路１が直流出力電圧ＥO に基づいて発振ドライブ回路
２を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 の各ゲートに供給するスイッチング駆動電圧
を変化させる（例えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行
う）ことで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のドレイン−ソース間に対
して図に示す方向に接続されるＤD 、ＤD は、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 オフ時に帰還される電流の経路を形
成するダンパーダイオードとされる。また、起動回路３
は電源始動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは
電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるため
に設けられており、この起動回路３には、絶縁トランス
ＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ3 と整流ダイオードＤ4
により供給される低圧直流電圧が供給される。この実施
例で用いられるような、電界効果型のスイッチング素子
は電圧駆動であり自励発振が困難になるため、この図の
ように、発振ドライブ回路２と、起動回路３を設けるこ
とが好ましい。この実施例においては、力率改善回路の
構成は先に図１に示したものと同様とされて、前述のよ
うに力率改善が図られ、また、電力変換効率も向上され
ることになる。
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図の実施
例における電流共振形コンバータは、スイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用いた、ハーフブ
リッジ接続による他励式とされる。この場合には、制御
回路１が直流出力電圧ＥO に基づいて発振ドライブ回路
２を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 の各ゲートに供給するスイッチング駆動電圧
を変化させる（例えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行
う）ことで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のドレイン−ソース間に対
して図に示す方向に接続されるＤD 、ＤD は、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 オフ時に帰還される電流の経路を形
成するダンパーダイオードとされる。また、起動回路３
は電源始動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは
電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるため
に設けられており、この起動回路３には、絶縁トランス
ＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ3 と整流ダイオードＤ4
により供給される低圧直流電圧が供給される。この実施
例で用いられるような、電界効果型のスイッチング素子
は電圧駆動であり自励発振が困難になるため、この図の
ように、発振ドライブ回路２と、起動回路３を設けるこ
とが好ましい。この実施例においては、力率改善回路の
構成は先に図１に示したものと同様とされて、前述のよ
うに力率改善が図られ、また、電力変換効率も向上され
ることになる。
【００４１】次に、本発明を倍電圧整流回路を備えたス
イッチング電源回路に適用した場合の実施例を図７の回
路図に示す。なお、この図に示す電源回路においては、
先に図１に示した実施例と同様にハーフブリッジによる
自励式の電流共振形コンバータが用いられており、ま
た、ドライブトランスがＰＲＴとして構成されてスイッ
チング周波数制御による定電圧方式を採るものとされて
いることから、図１と同一部分については同一符号を付
して説明を省略する。
イッチング電源回路に適用した場合の実施例を図７の回
路図に示す。なお、この図に示す電源回路においては、
先に図１に示した実施例と同様にハーフブリッジによる
自励式の電流共振形コンバータが用いられており、ま
た、ドライブトランスがＰＲＴとして構成されてスイッ
チング周波数制御による定電圧方式を採るものとされて
いることから、図１と同一部分については同一符号を付
して説明を省略する。
【００４２】この図においては、交流電源ＡＣに対して
ＬＣローパスフィルタ（ＬN ，ＣN）が設けられてい
る。そして、交流電源ＡＣの一方の極はフィルタチョー
クコイルＬN を介して、整流ダイオードＤ11のアノード
とＤ12のカソードの接続点に対して接続され、他方の極
は平滑コンデンサＣｉA ，ＣｉB の接続点に対して接続
されている。この平滑コンデンサＣｉA 、ＣｉB は図の
ように整流平滑ラインとアース間に対して直列に接続さ
れる。また、整流ダイオードＤ11のカソード側は平滑コ
ンデンサＣｉA の正極に接続され、整流ダイオードＤ12
のアノード側はアースに接続される。
ＬＣローパスフィルタ（ＬN ，ＣN）が設けられてい
る。そして、交流電源ＡＣの一方の極はフィルタチョー
クコイルＬN を介して、整流ダイオードＤ11のアノード
とＤ12のカソードの接続点に対して接続され、他方の極
は平滑コンデンサＣｉA ，ＣｉB の接続点に対して接続
されている。この平滑コンデンサＣｉA 、ＣｉB は図の
ように整流平滑ラインとアース間に対して直列に接続さ
れる。また、整流ダイオードＤ11のカソード側は平滑コ
ンデンサＣｉA の正極に接続され、整流ダイオードＤ12
のアノード側はアースに接続される。
【００４３】この実施例の回路においては、フィルタチ
ョークコイルＬN はハーフブリッジ接続されているスイ
ッチング電源のスイッチング電流に対する負荷として作
用し、倍電圧整流を行う整流ダイオードＤ11、Ｄ12にス
イッチング出力が重畳されるように構成されている。こ
れに対応して、本実施例では整流ダイオードＤ11及びＤ
12については、高速リカバリ型を用いている。そして、
倍電圧整流用の各ダイオードＤ11、Ｄ12には並列に共振
用のコンデンサＣ2 が接続され、スイッチング出力の一
部はこのコンデンサＣ2 、Ｃ2 によってバイパスされ
る。
ョークコイルＬN はハーフブリッジ接続されているスイ
ッチング電源のスイッチング電流に対する負荷として作
用し、倍電圧整流を行う整流ダイオードＤ11、Ｄ12にス
イッチング出力が重畳されるように構成されている。こ
れに対応して、本実施例では整流ダイオードＤ11及びＤ
12については、高速リカバリ型を用いている。そして、
倍電圧整流用の各ダイオードＤ11、Ｄ12には並列に共振
用のコンデンサＣ2 が接続され、スイッチング出力の一
部はこのコンデンサＣ2 、Ｃ2 によってバイパスされ
る。
【００４４】このスイッチング電源回路の倍電圧動作と
しては、交流電源ＡＣが正の期間の充電経路は、交流電
源ＡＣ→フィルタチョークコイルＬN →整流ダイオード
Ｄ11→平滑コンデンサＣｉA →交流電源ＡＣとなり、こ
の電流経路により平滑コンデンサＣｉA に対して充電が
行われる。また、交流電源ＡＣが負の期間の充電経路
は、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉB →整流ダイオ
ードＤ12→フィルタチョークコイルＬN →交流電源ＡＣ
となって、平滑コンデンサＣｉB に充電される。これに
よって、整流平滑電圧としては、平滑コンデンサＣｉA
とＣｉB のそれぞれの両端電圧を合わせた、倍電圧が得
られることになる。
しては、交流電源ＡＣが正の期間の充電経路は、交流電
源ＡＣ→フィルタチョークコイルＬN →整流ダイオード
Ｄ11→平滑コンデンサＣｉA →交流電源ＡＣとなり、こ
の電流経路により平滑コンデンサＣｉA に対して充電が
行われる。また、交流電源ＡＣが負の期間の充電経路
は、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉB →整流ダイオ
ードＤ12→フィルタチョークコイルＬN →交流電源ＡＣ
となって、平滑コンデンサＣｉB に充電される。これに
よって、整流平滑電圧としては、平滑コンデンサＣｉA
とＣｉB のそれぞれの両端電圧を合わせた、倍電圧が得
られることになる。
【００４５】また、この実施例のスイッチング電源回路
では、並列コンデンサＣ2 、Ｃ2 の静電容量とフィルタ
チョークコイルＬN およびフィルタコンデンサＣN の共
振周波数（ＣN ＞Ｃ2 ）は、スイッチング電源の最低周
波数以下であり、ほぼスイッチング電源回路の電流共振
回路の共振周波数以下となるように設定され、スイッチ
ング電源回路の直列共振コンデンサＣ1 に対してＣ1 ＜
Ｃ2 となるように選ばれる。このような構成により、本
実施例においてもチョークコイルを削減しながら力率改
善を図ることが可能となり、それだけ小型／軽量化が促
進されることになる。
では、並列コンデンサＣ2 、Ｃ2 の静電容量とフィルタ
チョークコイルＬN およびフィルタコンデンサＣN の共
振周波数（ＣN ＞Ｃ2 ）は、スイッチング電源の最低周
波数以下であり、ほぼスイッチング電源回路の電流共振
回路の共振周波数以下となるように設定され、スイッチ
ング電源回路の直列共振コンデンサＣ1 に対してＣ1 ＜
Ｃ2 となるように選ばれる。このような構成により、本
実施例においてもチョークコイルを削減しながら力率改
善を図ることが可能となり、それだけ小型／軽量化が促
進されることになる。
【００４６】図８は上記スイッチング電源の各部の電流
波形を示したものでスイッチング電源がスイッチング動
作を行うことによって整流用のダイオードＤ11、Ｄ12も
スイッチング周期で断続されることになる。図８（ａ）
に示す商用電源ＶACの正及び負電圧によってダイオード
Ｄ11、Ｄ12は交互に平滑コンデンサＣｉA 、ＣｉB を充
電することになるが、この充電電流はＩ3 （図８（ｄ）
に示す）、Ｉ4 （図８（ｅ））に示されているように高
周波（例えば１００ＫＨｚ）のスイッチング出力が重畳
されることにより、その充電電流の導通角がτで示すよ
うに広くなり、その平均的な電流がＩAC（図８（ｊ）で
示されているように商用電源の電圧波形ＶACに近くな
る。そのためこの倍電圧方式のスイッチング電源はその
力率が改善されることになる。なお、平滑コンデンサＣ
ｉA 、ＣｉB に流れる電流はＩ7 、Ｉ8 （図８（ｈ）
（ｉ））で示されているようにスイッチング出力が重畳
されたものになっている。
波形を示したものでスイッチング電源がスイッチング動
作を行うことによって整流用のダイオードＤ11、Ｄ12も
スイッチング周期で断続されることになる。図８（ａ）
に示す商用電源ＶACの正及び負電圧によってダイオード
Ｄ11、Ｄ12は交互に平滑コンデンサＣｉA 、ＣｉB を充
電することになるが、この充電電流はＩ3 （図８（ｄ）
に示す）、Ｉ4 （図８（ｅ））に示されているように高
周波（例えば１００ＫＨｚ）のスイッチング出力が重畳
されることにより、その充電電流の導通角がτで示すよ
うに広くなり、その平均的な電流がＩAC（図８（ｊ）で
示されているように商用電源の電圧波形ＶACに近くな
る。そのためこの倍電圧方式のスイッチング電源はその
力率が改善されることになる。なお、平滑コンデンサＣ
ｉA 、ＣｉB に流れる電流はＩ7 、Ｉ8 （図８（ｈ）
（ｉ））で示されているようにスイッチング出力が重畳
されたものになっている。
【００４７】整流ダイオードの導通角τの期間では整流
ダイオードのいずれか一方がオンとなっているため、倍
電圧整流電圧で動作するハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源とほぼ同じ動作波形になり、フィルタコンデンサ
ＣN 及び共振コンデンサＣ2には、この間に殆どスイッ
チング電流が流れることはない。また、整流ダイオード
Ｄ11、Ｄ12がオフとなる休止期間ではスイッチング電流
がコンデンサＣ2 、Ｃ2 を介して流れ、この電流がＩ
5 、Ｉ6 によって示されている。またこの休止期間で
は、フィルタチョークコイルＬN 、及びフィルタコンデ
ンサＣN にそれぞれスイッチング電流Ｉ1 、Ｉ2 が僅か
に流れ込む（図８（ｂ）（ｃ））が、この電流がノイズ
として外部に出力されるほどのものではない。
ダイオードのいずれか一方がオンとなっているため、倍
電圧整流電圧で動作するハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源とほぼ同じ動作波形になり、フィルタコンデンサ
ＣN 及び共振コンデンサＣ2には、この間に殆どスイッ
チング電流が流れることはない。また、整流ダイオード
Ｄ11、Ｄ12がオフとなる休止期間ではスイッチング電流
がコンデンサＣ2 、Ｃ2 を介して流れ、この電流がＩ
5 、Ｉ6 によって示されている。またこの休止期間で
は、フィルタチョークコイルＬN 、及びフィルタコンデ
ンサＣN にそれぞれスイッチング電流Ｉ1 、Ｉ2 が僅か
に流れ込む（図８（ｂ）（ｃ））が、この電流がノイズ
として外部に出力されるほどのものではない。
【００４８】ところで、図示しないが先に本出願により
図１３に示す力率改善の構成を、倍電圧整流回路に対し
て適用した電流共振形スイッチング電源回路が先行技術
として提案されている。この先行技術においては、交流
電源ＡＣに直接接続されたフィルタチョークコイルＬN
を介してフィルタコンデンサＣN が挿入されるが、本実
施例は、このような先行技術の回路構成に対して、フィ
ルタチョークコイルＬN を平滑コンデンサＣｉA の端子
側に移動することによって、帰還されるスイッチング出
力を交流電源ＡＣ側に漏洩することを防止するローパス
フィルタを兼用させている。従って、この場合にもチョ
ークコイルＣＨは省略され電源効率が向上することにな
る。
図１３に示す力率改善の構成を、倍電圧整流回路に対し
て適用した電流共振形スイッチング電源回路が先行技術
として提案されている。この先行技術においては、交流
電源ＡＣに直接接続されたフィルタチョークコイルＬN
を介してフィルタコンデンサＣN が挿入されるが、本実
施例は、このような先行技術の回路構成に対して、フィ
ルタチョークコイルＬN を平滑コンデンサＣｉA の端子
側に移動することによって、帰還されるスイッチング出
力を交流電源ＡＣ側に漏洩することを防止するローパス
フィルタを兼用させている。従って、この場合にもチョ
ークコイルＣＨは省略され電源効率が向上することにな
る。
【００４９】本実施例では、スイッチング電源回路の負
荷が軽くなるとスイッチング周波数が高くなるように制
御されるから、この時に帰還されるスイッチング出力は
整流ダイオードＤ11、Ｄ12をバイパスするように働く。
その結果、無負荷時に平滑コンデンサの電圧が上昇する
ことを抑圧し、電源変動率を改善することができる。こ
こで、並列共振コンデンサＣ2 の容量を減少すると力率
がより高くなるが、この場合はフィルタチョークコイル
のインダクタンス値を大きくしなければならない。
荷が軽くなるとスイッチング周波数が高くなるように制
御されるから、この時に帰還されるスイッチング出力は
整流ダイオードＤ11、Ｄ12をバイパスするように働く。
その結果、無負荷時に平滑コンデンサの電圧が上昇する
ことを抑圧し、電源変動率を改善することができる。こ
こで、並列共振コンデンサＣ2 の容量を減少すると力率
がより高くなるが、この場合はフィルタチョークコイル
のインダクタンス値を大きくしなければならない。
【００５０】図９は、図７に示した本実施例の電源回路
と、上記した図１３の力率改善の構成を倍電圧整流回路
に適用した先行技術（図示しない）の電源回路の交流入
力電圧に対する整流平滑電圧Ｅｉの特性を示したもので
あり、無負荷時の特性（Ｐｏ＝０）と、重負荷時（Ｐｏ
＝２３０Ｗ）の特性を示している。黒三角▲印は、無負
荷時における本発明の実施例及びコンデンサＣ2 を備え
ている先行技術における特性を示し、白三角△印はコン
デンサＣ2 がない先行技術の場合の特性を示している。
また、黒丸●印は重負荷時における実施例の特性を、白
丸○印は先行技術（Ｃ2 あり）の特性を示している。こ
の特性から分かるように、本実施例のほうが重負荷時と
無負荷時の平滑整流電圧Ｅｉの差は小さくなっているこ
とが分かる。また、重負荷時と無負荷時のいずれにおい
ても、本実施例のほうがコンデンサＣ2 を備えている先
行技術の回路よりも、交流入力電圧ＡＣ８０〜１４０Ｖ
の範囲で平滑整流電圧Ｅｉの変動率が少なくなってい
る。
と、上記した図１３の力率改善の構成を倍電圧整流回路
に適用した先行技術（図示しない）の電源回路の交流入
力電圧に対する整流平滑電圧Ｅｉの特性を示したもので
あり、無負荷時の特性（Ｐｏ＝０）と、重負荷時（Ｐｏ
＝２３０Ｗ）の特性を示している。黒三角▲印は、無負
荷時における本発明の実施例及びコンデンサＣ2 を備え
ている先行技術における特性を示し、白三角△印はコン
デンサＣ2 がない先行技術の場合の特性を示している。
また、黒丸●印は重負荷時における実施例の特性を、白
丸○印は先行技術（Ｃ2 あり）の特性を示している。こ
の特性から分かるように、本実施例のほうが重負荷時と
無負荷時の平滑整流電圧Ｅｉの差は小さくなっているこ
とが分かる。また、重負荷時と無負荷時のいずれにおい
ても、本実施例のほうがコンデンサＣ2 を備えている先
行技術の回路よりも、交流入力電圧ＡＣ８０〜１４０Ｖ
の範囲で平滑整流電圧Ｅｉの変動率が少なくなってい
る。
【００５１】また、図１０は電源効率を示す図であっ
て、黒丸●印及び黒三角▲印はそれぞれ本実施例の回路
の重負荷時と無負荷時の特性を示し、白丸○印及び白三
角△印は、それぞれ上記先行技術の回路の重負荷時と無
負荷時の特性を示している。本実施例の場合は無負荷
時、及び重負荷時のいずれの場合においても先行技術の
の回路に比較して電源効率が向上していることがわか
る。すなわち本実施例は無負荷時に従来の場合は７．５
Ｗの消費電力があったものに対して３．５Ｗに減少し、
電源変換効率が８８．５％から８９．５％に向上してい
る。これらの効果はチョークコイルを削除することによ
り電源効率を高くしたものによる。
て、黒丸●印及び黒三角▲印はそれぞれ本実施例の回路
の重負荷時と無負荷時の特性を示し、白丸○印及び白三
角△印は、それぞれ上記先行技術の回路の重負荷時と無
負荷時の特性を示している。本実施例の場合は無負荷
時、及び重負荷時のいずれの場合においても先行技術の
の回路に比較して電源効率が向上していることがわか
る。すなわち本実施例は無負荷時に従来の場合は７．５
Ｗの消費電力があったものに対して３．５Ｗに減少し、
電源変換効率が８８．５％から８９．５％に向上してい
る。これらの効果はチョークコイルを削除することによ
り電源効率を高くしたものによる。
【００５２】次に図１１の回路図は、倍電圧整流回路を
備えたスイッチング電源回路に、本発明を適用した場合
の他の実施例を示したもので、このスイッチング電源は
絶縁トランスが直交型のトランス（ＰＲＴ）によって構
成され、この絶縁トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に制御
回路１から直流出力ＥO に対応した制御電流を印加する
ことにより、スイッチング電源の直列共振回路の共振周
波数が変化するようにしたものである（直列共振周波数
制御方式）。なお、この実施例の場合はスイッチング周
波数はコンバータトランスＣＤＴ（Converter Drive Tr
ansformer)により一定に維持されることになる。また並
列コンデンサＣ2 は、１個のコンデンサＣ2A（Ｃ2A＝２
Ｃ2 ）としてダイオードＤ12に並列接続されている。こ
の回路の他の部分は図７の場合と同一符号で示されてい
る。
備えたスイッチング電源回路に、本発明を適用した場合
の他の実施例を示したもので、このスイッチング電源は
絶縁トランスが直交型のトランス（ＰＲＴ）によって構
成され、この絶縁トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に制御
回路１から直流出力ＥO に対応した制御電流を印加する
ことにより、スイッチング電源の直列共振回路の共振周
波数が変化するようにしたものである（直列共振周波数
制御方式）。なお、この実施例の場合はスイッチング周
波数はコンバータトランスＣＤＴ（Converter Drive Tr
ansformer)により一定に維持されることになる。また並
列コンデンサＣ2 は、１個のコンデンサＣ2A（Ｃ2A＝２
Ｃ2 ）としてダイオードＤ12に並列接続されている。こ
の回路の他の部分は図７の場合と同一符号で示されてい
る。
【００５３】図１２は倍電圧整流回路を備えたスイッチ
ング電源回路による、更に他の実施例を示したものであ
って、例えば先に実施例として図６に示したように、ス
イッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴを使用した電流共
振形スイッチング電源回路とされている。そして、上記
図１１及び図１２に示したスイッチング電源回路におい
ても、図７に示した構成のスイッチング電源回路と同様
にチョークコイルＣＨが削減されて、小型／軽量化が促
進されて電力変換効率も向上される。
ング電源回路による、更に他の実施例を示したものであ
って、例えば先に実施例として図６に示したように、ス
イッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴを使用した電流共
振形スイッチング電源回路とされている。そして、上記
図１１及び図１２に示したスイッチング電源回路におい
ても、図７に示した構成のスイッチング電源回路と同様
にチョークコイルＣＨが削減されて、小型／軽量化が促
進されて電力変換効率も向上される。
【００５４】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形／他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形のＰ
ＲＴとする）／直列共振周波数制御方式（絶縁トランス
を直交形のＰＲＴとする）、スイッチング素子のハーフ
ブリッジ結合タイプ／フルブリッジ結合タイプなどの各
種方式・タイプの組み合わせパターンにより構成される
電源回路に対して適用が可能であって、上記各図に実施
例として示した組み合わせのパターンに限定されるもの
でないことはいうまでもない。
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形／他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形のＰ
ＲＴとする）／直列共振周波数制御方式（絶縁トランス
を直交形のＰＲＴとする）、スイッチング素子のハーフ
ブリッジ結合タイプ／フルブリッジ結合タイプなどの各
種方式・タイプの組み合わせパターンにより構成される
電源回路に対して適用が可能であって、上記各図に実施
例として示した組み合わせのパターンに限定されるもの
でないことはいうまでもない。
【００５５】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振形
スイッチング電源回路は、整流出力の正極と負極間に挿
入されるフィルタコンデンサと、整流出力ラインに挿入
されるフィルタチョークコイル及び高速リカバリ型ダイ
オードと、上記フィルタチョークコイルと共に共振回路
を形成する共振用コンデンサを備え、一次側の直列共振
回路の出力が整流出力ラインに重畳されるようにして力
率改善を図っているために、チョークコイルを削減する
ことが可能となった結果、コストの削減及び小型・軽量
化が更に実現されるという効果を有している。このチョ
ークコイルは、負荷電力の大きさに対応して大型化せざ
るをえなかったため、特に重負荷時に対応するスイッチ
ング電源回路に対して有効となる。
スイッチング電源回路は、整流出力の正極と負極間に挿
入されるフィルタコンデンサと、整流出力ラインに挿入
されるフィルタチョークコイル及び高速リカバリ型ダイ
オードと、上記フィルタチョークコイルと共に共振回路
を形成する共振用コンデンサを備え、一次側の直列共振
回路の出力が整流出力ラインに重畳されるようにして力
率改善を図っているために、チョークコイルを削減する
ことが可能となった結果、コストの削減及び小型・軽量
化が更に実現されるという効果を有している。このチョ
ークコイルは、負荷電力の大きさに対応して大型化せざ
るをえなかったため、特に重負荷時に対応するスイッチ
ング電源回路に対して有効となる。
【００５６】また、チョークコイルは渦電流発生の要因
等によって電力損失が生じるが、これが削減されること
により、例えば重負荷時においては電力変換効率が向上
し、無負荷のスタンバイ時には無効電力が著しく低減さ
れて、消費電力を大幅に節約できることにもなる。従っ
て、発熱も抑えられるという効果も有している。
等によって電力損失が生じるが、これが削減されること
により、例えば重負荷時においては電力変換効率が向上
し、無負荷のスタンバイ時には無効電力が著しく低減さ
れて、消費電力を大幅に節約できることにもなる。従っ
て、発熱も抑えられるという効果も有している。
【図１】本発明の一実施例としての電流共振形スイッチ
ング電源回路の回路図である。
ング電源回路の回路図である。
【図２】実施例の電流共振形スイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。
作を示す波形図である。
【図３】実施例において交流入力電圧に対する整流平滑
電圧特性を示す図である。
電圧特性を示す図である。
【図４】実施例において交流入力電圧に対する交流入力
電力特性を示す図である。
電力特性を示す図である。
【図５】他の実施例としての電流共振形スイッチング電
源回路を示す回路図である。
源回路を示す回路図である。
【図６】さらに他の実施例としての電流共振形スイッチ
ング電源回路を示す回路図である。
ング電源回路を示す回路図である。
【図７】倍電圧整流回路を備えた実施例としての電流共
振形スイッチング電源回路を示す回路図である。
振形スイッチング電源回路を示す回路図である。
【図８】図７の実施例の電流共振形スイッチング電源回
路の動作を示す波形図である。
路の動作を示す波形図である。
【図９】図７の実施例において交流入力電圧に対する整
流平滑電圧特性を示す図である。
流平滑電圧特性を示す図である。
【図１０】図７の実施例において交流入力電圧に対する
交流入力電力特性を示す図である。
交流入力電力特性を示す図である。
【図１１】倍電圧整流回路を備えた他の実施例としての
電流共振形スイッチング電源回路を示す回路図である。
電流共振形スイッチング電源回路を示す回路図である。
【図１２】倍電圧整流回路を備えた更に他の実施例とし
ての電流共振形スイッチング電源回路を示す回路図であ
る。
ての電流共振形スイッチング電源回路を示す回路図であ
る。
【図１３】先行技術としての電流共振形スイッチング電
源回路を示す回路図である。
源回路を示す回路図である。
【図１４】フィルタチョークコイル及びチョークコイル
の構造を示す斜視図である。
の構造を示す斜視図である。
１ 制御回路 ２ 発振ドライブ回路 ３ 起動回路 ＬN フィルタチョークコイル ＣN フィルタコンデンサ Ｃ2 ，Ｃ2A 共振用コンデンサ Ｄ1 ブリッジ整流回路 Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード Ｄ11，Ｄ12 倍電圧用整流ダイオード ＣＨ チョークコイル ＰＩＴ 絶縁トランス ＰＲＴ 制御トランス ＣＤＴ ドライブトランス Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｃｉ，ＣｉA ，ＣｉB 平滑コンデンサ Ｃ1 ，Ｃ1A，Ｃ1B 直列共振コンデンサ Ｎ1 一次巻線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/337 Ｄ 7/10 Ａ 9472−5Ｈ 7/48 Ｙ 9181−5Ｈ
Claims (9)
- 【請求項１】 商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力
が、上記整流手段と上記平滑手段間のラインに重畳され
るようにして設けられる直列共振回路と、 上記整流手段の正極と負極間に挿入されるフィルタコン
デンサと、 上記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの
正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、高速リカバリ型整流素子と、 上記高速リカバリ型整流素子に対して並列に設けられ
て、上記フィルタチョークコイルと共に共振回路を形成
する共振用コンデンサと、 を備えて力率改善がなされるように構成されていること
を特徴とする電流共振形スイッチング電源回路。 - 【請求項２】 上記共振回路の共振周波数は、最小スイ
ッチング周波数よりも低く設定されていることを特徴と
する請求項１に記載の電流共振形スイッチング電源回
路。 - 【請求項３】 上記直列共振コンデンサは分割されて上
記高速リカバリ型整流素子に対して並列に設けられるこ
とを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電流共振
形スイッチング電源回路。 - 【請求項４】 商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流手
段と、 該倍電圧整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、 該スイッチング手段によって断続されたスイッチング電
流を直列共振コンデンサを介してその一次巻線に供給し
ている絶縁トランスと、 該絶縁トランスの二次側から直流出力を得るようにした
電流共振形スイッチング電源回路において、 上記商用電源が供給される上記倍電圧整流手段の入力側
にスイッチングノイズを阻止するフィルタコンデンサと
整流経路に対して直列接続されているフィルタチョーク
コイルを設け、 上記スイッチング手段によって断続されたスイッチング
電流が上記一次巻線を介して上記倍電圧整流手段を構成
している整流素子に印加されるように構成したことを特
徴とする電流共振形スイッチング電源回路。 - 【請求項５】 上記倍電圧整流手段を形成する整流素子
は、高速リカバリ型が用いられていることを特徴とする
請求項４に記載の電流共振形スイッチング電源回路。 - 【請求項６】 上記倍電圧整流手段の整流素子に対して
並列共振コンデンサを並列に接続し、上記フィルタチョ
ークコイルとこの並列共振コンデンサにより形成される
共振回路の共振周波数が、スイッチング周波数の最低値
よりも低くなるように構成されていることを特徴とする
請求項４又は請求項５に記載の電流共振形スイッチング
電源回路。 - 【請求項７】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項６に記載の電流共振形スイッチング電源回路。 - 【請求項８】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項６に記載の電流共振形スイッ
チング電源回路。 - 【請求項９】 上記スイッチング手段は他励式による電
流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次側
で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆動
信号を可変させることにより定電圧制御を行うように構
成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。
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|---|---|---|---|
| JP6330383A JPH08168249A (ja) | 1994-10-11 | 1994-12-07 | 電流共振形スイッチング電源回路 |
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- 1995-10-05 EP EP95307081A patent/EP0707376B1/en not_active Expired - Lifetime
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