JPH08103076A

JPH08103076A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08103076A
Application number: JP6259716A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-09-30
Filing date: 1994-09-30
Publication date: 1996-04-16

Abstract

(57)【要約】【目的】マグネットスイッチ方式あるいは磁気結合ト
ランスを備えることにより力率改善が図られている電流
共振形のスイッチング電源回路において、部品点数の削
減及び部品の小型化を図り、さらにコストダウン及び回
路サイズの縮小を実現する。【構成】ブリッジ整流ダイオードの正極出力側に対し
てＬＣローパスフィルタ及び高速リカバリ型ダイオード
Ｄ₅ を設け、フィルタチョークコイルＬ_N と高速リカバ
リ型ダイオードＤ₅ 、チョークコイルＣＨ及び絶縁トラ
ンスの三次巻線Ｎ₃ が有する抵抗成分の合成値によりサ
ージ電流を抑制するように構成して、ＡＣラインに突入
電流制限抵抗を省略する。また、フィルタコンデンサＣ
_N はフィルタチョークコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイ
オードＤ₅ の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極間に接
続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善を図っ
ている電流共振形のスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用することが最も簡単であり、電磁ノイズ対
策（ＥＭＩ）の上でも好ましい。また、スイッチング電
源の断続電圧を利用して、平滑コンデンサの平均的な充
電電圧を低下し、整流素子の導通角を広げて力率の改善
を計るＭａｇｎｅｔ−Ｓｗｉｔｃｈ方式（以下、ＭＳ方
式という）が考えられている。

【０００４】そして、上記ＭＳ方式の力率改善手段を電
流共振形コンバータによるスイッチング電源回路に応用
した発明が、先に本出願人により提案されており（特願
平６−２１０７４０）、図６は、この発明に基づくスイ
ッチング電源回路の一例を示す回路図であり、この場合
にはハーフブリッジによる自励式電流共振形コンバータ
とされている。

【０００５】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
し、この交流電源ＡＣに対して設けられるＣＭＣはコモ
ンモードノイズ除去のためのコモンモードチョークコイ
ルを、また、このコモンモードチョークコイルＣＭＣの
後段の両極ライン間に挿入されるＣ_L はアクロスコンデ
ンサを示している。なお、交流電源ＡＣのラインに設け
られるＰＷはメインの電源スイッチを示している。ま
た、同様に交流電源ＡＣのラインに設けられるＲｉは、
電源オン時にブリッジ整流ダイオードを介して平滑コン
デンサＣｉに流れる突入電流を制限するための突入電流
制限抵抗とされ、この抵抗Ｒｉと並列に接続されるＳＷ
はリレーＲＬのスイッチ部を示す。そして破線の枠内に
示す１は、フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコ
ンデンサＣ_N のインピーダンス素子より構成されるＬＣ
ローパスフィルタで、スイッチング周波数の高周波ノイ
ズがＡＣラインに流入するのを阻止するためのものとさ
れる。また、ここではＤ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ の４本の
ダイオードによりブリッジ整流回路が形成され、入力さ
れた交流電源ＡＣについて全波整流を行う。この全波整
流出力はチョークコイルＣＨ、三次巻線Ｎ₃ を介して平
滑コンデンサＣｉに充電される。

【０００６】Ｑ₁ 、Ｑ₂ はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子であり、図のよう
に平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対
してそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続されて
いる。この、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ
−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ₆ 、Ｒ₆ は起動
抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤ_D1、Ｄ_D2はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗Ｒ₅ 、Ｒ₅ はそれぞれ、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電
流）調整用抵抗を示している。そして、Ｃ₅ 、Ｃ₅ は共
振用のコンデンサであり、次に説明するドライブトラン
スＰＩＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。

【０００７】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流
検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は抵
抗Ｒ₅ に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタに接
続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ
_B の一端はアースに接地されると共に他端は抵抗Ｒ₅ と
接続されて、前記駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力
されるようになされている。また、電流検出巻線Ｎ_D は
スイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ
₂ のコレクタの接点に接続されると共に、絶縁トランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端に対して共振コンデンサＣ
₁ を介して接続される。

【０００８】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は共
振コンデンサＣ₁ を介して電流検出巻線Ｎ_D と直列に接
続され、他端は共振アースに対して接地されている。そ
して、これら共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を含
む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により共振
回路を形成している。またこの絶縁トランスＰＩＴには
三次巻線Ｎ₃ が巻回されており、この三次巻線Ｎ₃ に誘
起されるスイッチング信号Ｖ₃ がチョークコイルＣＨ及
び平滑コンデンサＣ_i 間に供給されている。すなわち平
滑コンデンサＣ_i の充電路にスイッチング電圧が供給さ
れるように構成されている。したがって整流された全波
整流電圧は、チョークコイルＣＨを通過した後、スイッ
チング電圧が重畳され平滑用のコンデンサＣ_i に充電さ
れることになる。

【０００９】このスイッチング電源回路の場合、絶縁ト
ランスＰＩＴの二次側では一次巻線Ｎ₁ により二次巻線
Ｎ₂ 及びＮ_2Aに誘起される誘起電圧が、それぞれブリッ
ジ整流回路Ｄ₅ 及び平滑コンデンサＣ₃ 、整流素子Ｄ
₆ 、Ｄ₇ 及び平滑コンデンサＣ₄ により直流電圧に変換
されて出力電圧Ｅ₀ 、Ｅ₁ とされる。制御回路２は例え
ば二次側の直流電圧出力Ｅ₁ と、基準電圧を比較してそ
の誤差に応じた直流電流を、制御電流Ｉ_C としてドライ
ブトランスＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器
である。

【００１０】また、ＲＬは電磁パワーリレー回路であ
り、スイッチ部はＡＣラインの抵抗Ｒｉに並列に接続さ
れている。また、遅延回路１０、トランジスタＱ₃ 、及
びダイオードＤ₁₀によりリレー駆動回路が形成され、二
次側のダイオードＤ₇ を介した整流出力により動作する
が、これについては後述する

【００１１】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ₆ 、Ｒ₆ を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、電
流検出巻線Ｎ_D →コンデンサＣ₁ →一次巻線Ｎ₁ →に共
振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイ
ッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフ
となるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ
₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自励式の
スイッチング動作が開始される。このように、平滑コン
デンサＣ_i の端子電圧を動作電源としてスイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶
縁トランスの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドラ
イブ電流を供給し、二次側の巻線（Ｎ₂ 、Ｎ_2A）に交番
出力を得る。

【００１２】また、二次側の直流出力電圧（Ｅ_O ）が低
下した時は制御回路２によって制御巻線Ｎ_C に流れる電
流が制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁
に流すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧
化を図っている。

【００１３】また、この図のスイッチング電源回路の構
成では、一次巻線Ｎ₁ に共振電流が流れる絶縁トランス
ＰＩＴに三次巻線Ｎ₃ が設けられていることで、この三
次巻線Ｎ₃ に励起されたスイッチング電圧が平滑用のコ
ンデンサＣ_i の充電路に供給されて整流電圧に重畳され
る。したがって、ブリッジ整流回路（Ｄ₁ 〜Ｄ₄ ）から
流出する電流Ｉ₁ の流通角が拡大して、その平均値は正
弦波に近い充電電流になる。その結果、商用交流電源か
ら供給された交流電流は高調波歪みが少なくなり、力率
が向上することになる。なお、整流回路から流出する電
流Ｉ₁ はスイッチング周期で寸断され不連続的に流れる
ことになるから、例えばブリッジ整流回路のうちいずれ
か２つのダイオード（この場合にはＤ₃ 、Ｄ₄ ）につい
て高速リカバリ型を使用することが要請される。

【００１４】またこの電源回路では、電流Ｉ₁ が寸断さ
れる休止期間の間に、ダンパーダイオードＤ_D1（Ｄ_D2）
からＱ₁ （Ｑ₂ ）のベースーコレクタを介して滑コンデ
ンサＣ_i を逆充電するようにされ、これにより平滑コン
デンサＣ_i の電位が低下しなくなりリップル電圧が抑制
される。この休止期間は三次巻線Ｎ₃ の誘起電圧Ｖ₃ 及
びチョークコイルＣＨのインダクタンス値によって設定
されるが、この給紙期間について力率を０．８程度に維
持するように設定すると、ＥＭＩ規制をクリアすること
ができると同時に、電源効率を向上させることができ
る。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、前述のよう
にブリッジ整流回路のダイオードＤ₃ 、Ｄ₄ については
高速リカバリ型が用いられるものとされるが、このよう
な高速リカバリ型ダイオードの尖頭順電流に対する耐電
流特性（Ｉ_FSM ）は、例えば４００Ｗ／４Ａ定格品で６
０Ａであり、低速リカバリ型が４００Ｗ／４Ａ定格品で
１５０Ａであるのに比べて著しく低い。そこで、高速リ
カバリ型であるダイオードＤ₃ 、Ｄ₄ が壊れない程度に
サージ電流を抑制する必要から、突入電流制限抵抗Ｒｉ
に通常よりも２倍以上の程度の抵抗値を有するもの（例
えば３〜４Ω程度）を用いることになるが、このままで
は最大負荷時の電力損失が過大になることもあるため、
解決策として、例えば電源オン直後より所定の数秒後以
降は抵抗Ｒｉをパスさせるように回路を構成することが
考えられる。例えば図６の回路ではリレースイッチを用
いて抵抗Ｒｉをパスさせている。この場合、電源が投入
されて二次側で電圧が得られると、ダイオードＤ₇ を介
して整流出力が遅延回路１０に供給される。遅延回路１
０ではここで設定された遅延時間を経過して、入力され
た整流電圧に基づくベース電流をトランジスタＱ₃ に流
すことになるが、これによりリレーが導通してスイッチ
部ＳＷが閉じるようにされる。このようにしてサージ電
流が流れなくなると抵抗Ｒｉはパスされることになる。

【００１６】電源回路ではコストや回路基板サイズの小
型化等の観点から、できるだけ部品を小型化・削減する
ことが要求されるが、図６の場合のようにリレースイッ
チ及びその駆動回路部が付加されることで、コストアッ
プ及び基板の大型化が避けられなくなる。

【００１７】また、図７に示すようにスイッチング電源
回路を構成する方法も考えられる。なお、この図におい
て図６と同一部分は同一符号を付すと共に、図に示され
ていない残りの回路部分については図６と同様であるた
め省略している。この場合には、ブリッジ整流回路を形
成する４つのダイオードのうちダイオードＤ₃ 及びＤ₄
について、それぞれ２つの高速リカバリ型ダイオード
（Ｄ_3A及びＤ_3B、Ｄ_4A及びＤ_4B）を並列接続して構成さ
れる。これにより、例えば上記と同様に１つの高速リカ
バリ型ダイオードの耐サージ電流特性Ｉ_FSM ＝６０Ａで
あるとすれば、ダイオードＤ₃ 及びＤ₄ としての耐サー
ジ電流特性はそれぞれ６０×２＝１２０Ａとなる。この
ため、抵抗Ｒｉは実際にサージ電流を１２０Ａ以内に抑
制するに足る値を有するものを選定すればよくなり、こ
れは図６の回路で要する抵抗Ｒｉの値よりも小さくなる
ため、電源オン後に抵抗Ｒｉをパスさせるようなリレー
等を付加する必要はなくなる。ところが、この場合には
高速リカバリ型ダイオードが４点必要とされるが、通常
の低速リカバリ型ダイオードのみで形成されるブリッジ
整流回路と比較すると、図７の構成によるブリッジ整流
回路のほうがはるかにコストアップとなってしまう。ま
た、負荷電力が１２０Ｗ以上となるような場合では、例
えば国内ではＲｉの値は１Ω／２０Ｗ、欧州では３、９
Ω／２０Ｗ、北米では１．２Ω／２０Ｗとなり大型のセ
メント抵抗を用いることになり、電源基板の小型化には
依然として不利である。また、ＬＣローパスフィルタ１
を形成するフィルタコンデンサＣ_N はＡＣラインの極間
に挿入されることから各国ごとに異なる安全規格に対応
して、いわゆる安全規格取得品を選定する必要があり、
これもコスト削減の妨げとなっている。

【００１８】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明はＭＳ方
式あるいは後述する磁気結合トランスを備えることによ
り力率改善が図られている電流共振形のスイッチング電
源回路において、部品の削減・小型化及び安価な部品の
採用等を可能として、さらにコストダウン及び回路サイ
ズの縮小を実現することを目的とする。

【００１９】このため、商用電源を整流する整流回路
と、この整流回路の出力を平滑するチョークコイル及び
平滑コンデンサからなる平滑回路と、この平滑回路より
出力される電圧を断続して絶縁トランスの一次側に共振
コンデンサを介して供給するスイッチング素子とを備
え、絶縁トランスの一次側に流れる共振電流の共振周波
数を制御して絶縁トランスの二次巻線から所定の交番電
圧が得られるようにした電流共振形のスイッチング電源
回路において、商用電源ラインあるいは整流回路の出力
側にノーマルモードのローパスフィルタを設けると共に
絶縁トランスに三次巻線を設け、ローパスフィルタのフ
ィルタチョークコイル及び三次巻線を、平滑コンデンサ
に対する充電経路に直列に挿入して構成することとし
た。あるいは、チョークコイルをスイッチング素子のス
イッチング動作に基づいて得られる交番電流が供給され
るコイルと磁気結合すると共に、商用電源ラインあるい
は整流回路の出力側にノーマルモードのローパスフィル
タを設け、チョークコイルとローパスフィルタのフィル
タチョークコイルを、平滑コンデンサに対する充電経路
に直列に挿入することとした。

【００２０】そして、上記構成のスイッチング電源回路
に対して、フィルタチョークコイルと直列接続される高
速リカバリ型のダイオードを設けることとした。更にロ
ーパスフィルタのフィルタコンデンサは、フィルタチョ
ークコイルの一端と平滑コンデンサの正極間に対して接
続するようにした。また、自励式であれば、例えばスイ
ッチング素子を駆動するドライブトランスに制御巻線を
他の巻線に直交するように設けて、絶縁トランスの二次
側の出力電圧に基づいて制御巻線に流す制御電流を可変
して、スイッチング周波数を変化させることで定電圧制
御するように構成することとした。あるいは、例えば絶
縁トランスを制御巻線を有する直交形として、絶縁トラ
ンスの二次側の出力電圧に応じて制御巻線への制御電流
を可変してその磁束をコントロールすることで定電圧制
御するように構成することとした。また、スイッチング
回路部を他励式の電流共振形コンバータで構成し、出力
電圧に対応して変化するスイッチング駆動信号を発生す
る制御回路により駆動することとした。さらには、倍電
圧整流回路によるスイッチング電源回路に上記構成を備
えることとした。

【００２１】

【作用】上記構成によれば、ＭＳ方式あるいは磁気結合
トランスを備えて力率改善を施した各種タイプの電流共
振形のスイッチング電源回路において、例えば整流回路
がブリッジ整流ダイオードの場合、その正極出力側に対
してＬＣローパスフィルタ及び高速リカバリ型ダイオー
ドを設ければ、ＬＣローパスフィルタのフィルタチョー
クコイルと高速リカバリ型ダイオード、チョークコイル
及び絶縁トランスの三次巻線が有する抵抗成分の合成、
あるいはＬＣローパスフィルタのコイルと高速リカバリ
型ダイオード及び磁気結合トランスの二次巻線（チョー
クコイル）が有する抵抗成分の合成によりサージ電流を
抑制するようにすることが可能となり、これによりＡＣ
ラインに突入電流制限抵抗を挿入する必要がなくなる。
また、ＬＣローパスフィルタのフィルタコンデンサが、
例えばフィルタチョークコイルと高速リカバリ型ダイオ
ードの接続点と平滑コンデンサの正極間に対して接続さ
れることからフィルタコンデンサの両端にかかる電圧を
ＡＣラインに挿入している場合よりも低減させることが
可能となる。

【００２２】

【実施例】図１は本発明によるスイッチング電源回路の
一施例を示す回路図であり、先に示した図６及び図７と
同一部分は同一符号を付して説明を省略している。また
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆動する駆動回路及びス
イッチング周波数可変制御するための回路構成はここで
は省略しているが、図６に示したと同様の電流共振形の
回路によりスイッチング駆動されると共に、二次側の電
圧変動に基づいて直交型ドライブトランスＰＲＴにより
スイッチング周波数が可変されるように構成されていれ
ばよい。

【００２３】この実施例では、先ず突入電流制限抵抗Ｒ
ｉが設けられていないと共に、ブリッジ整流回路を形成
するＤ₁ 〜Ｄ₄ はすべて低速リカバリダイオードでよい
ものとされる。そして、ＬＣローパスフィルタ１（破線
で示す）の回路は、図のようにブリッジ整流回路の正極
の出力ライン側に設けられる。つまり、ブリッジ整流回
路のダイオードＤ₃ 、Ｄ₄ の接続点とチョークコイルＣ
Ｈの間のラインに対して、ダイオードＤ₅ と直列に接続
されたフィルタチョークコイルＬ_N が挿入されると共
に、フィルタコンデンサＣ_N はフィルタチョークコイル
Ｌ_N とダイオードＤ₅ の接続点と平滑コンデンサＣｉの
正極の間に挿入される。このＬＣローパスフィルタ１に
おいてＤ₅ は高速リカバリ型のダイオードＤ₅ であり、
スイッチング周期の高周波がＡＣライン側に流入するの
を阻止するものであるが、ここでは高速リカバリ型のダ
イオード素子Ｄ_5A、Ｄ_5Bを並列接続して形成される、い
わゆる高速リカバリ型のツインダイオード（以下このタ
イプのダイオードを高速ツインダイオードという）とさ
れる。従って、ツインダイオードのうち１つのダイオー
ド素子の耐サージ電流特性Ｉ_FSM ＝６０Ａであるとすれ
ば、高速ツインダイオードＤ₅は１２０Ａの耐サージ電
流特性を有するものとされる。このような回路構成によ
れば、ブリッジ整流ダイオード（Ｄ₃ 、Ｄ₄ の接続点）
と平滑コンデンサＣｉ間のラインに、フィルタチョーク
コイルＬ_N 、高速ツインダイオードＤ₅ 、チョークコイ
ルＣ_N 、三次巻線Ｎ₃ が直列に接続されて挿入されてい
ることになる。

【００２４】そこで、本実施例では図の（）内に示す
ように、フィルタチョークコイルＬ_N の直流抵抗成分Ｒ
₁ 、高速ツインダイオードＤ₅ の順電圧効果による抵抗
成分Ｒ_F 、チョークコイルＣ_N 及び絶縁トランスＰＩＴ
の三次巻線Ｎ₃ の各直流抵抗成分Ｒ₂ 、Ｒ₃ について、Ｒ₁ ＋Ｒ_F ＋Ｒ₂ ＋Ｒ₃ ＝Ｒｉ（ここで、Ｒｉは高
速ツインダイオードＤ₅ の耐サージ特性の電流値以下に
サージ電流を抑制することのできるだけの抵抗値とされ
る）となるように各部品を選定する。これにより、図６
に示したＡＣラインの突入電流制限抵抗Ｒｉを省略して
も、電源オン時の平滑コンデンサＣｉへの突入電流は抵
抗Ｒｉを挿入した場合と同等に抑制することができるこ
とになる。また、電力損失は上記各抵抗成分Ｒ₁ ，Ｒ
_F ，Ｒ₂ ，Ｒ₃ の値に比例して配分されることになるた
め、発熱も抑えることができる。

【００２５】また、フィルタコンデンサＣ_N は、ブリッ
ジ整流回路の正極の出力ライン側に設けられていること
で、直接アースに接地せずに図のように平滑コンデンサ
Ｃｉの正極に接続することが可能である。これによりフ
ィルタコンデンサＣ_N 両端にかかる電圧はＡＣライン側
に挿入されてる場合よりも非常に低いものとすることが
できるため、図６の場合のように安全規格取得品を採用
する必要がなくなり、例えば国内・北米であれば耐圧５
０Ｖ、欧州向けであれば耐圧１００Ｖ品の通常の部品を
採用すれば充分対応可能となり、コスト的に有利とな
る。

【００２６】例えば図６の電源回路と図１の本実施例の
回路を比較した場合、図１の回路ではセメントによる大
型の抵抗Ｒｉが省略されるのに伴って、リレースイッチ
及びリレー駆動回路も省略されることになるため、大幅
なコストダウン及び回路基板サイズの小型化が可能とな
る。また、図７に示した構成の回路と図１の回路を比較
した場合、図７の回路ではＡＣ１００Ｖ時の条件におい
てＬ_N ＝１００μＨ、Ｃ_N ＝２．２μＦ／１５０Ｖｐ−
ｐ、Ｒｉ＝１Ω／２０Ｗ、Ｄ₁ 及びＤ₂ は低速リカバリ
型、Ｄ₃ 及びＤ₄ は高速リカバリ型とされる。一方、図
１の回路では、Ｌ_N ＝１００μＨ（その抵抗成分をＲ₁
＝０．２Ω）、Ｃ_N は２．２μＦ／５０Ｖとされ，Ｄ₁
〜Ｄ₄ は１パッケージの低速ダイオード素子でよくな
る。また、Ｄ₅ は５Ａ／４００Ｖの高速ツイン・ダイオ
ード、チョークコイルＣＨのインダクタンスＬｉ＝２０
０μＨ（抵抗成分Ｒ₂ ＝０．２Ω）、絶縁トランスＰＩ
ＴのＮ₁ ＝２５Ｔ、Ｎ₃ ＝１０Ｔ（抵抗成分Ｒ₃ ＝０．
１Ω）というように部品を選定することができ、この場
合には本実施例の図１の回路のほうが安価に構成され
る。

【００２７】図２は、本発明の他の実施例を示す回路図
であり、図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略
する。この実施例ではスイッチング素子Ｑ₁ に例えばＭ
ＯＳ−ＦＥＴトランジスタが採用され、制御回路２のＰ
ＷＭ制御によりスイッチング制御を行うように構成され
たフライバックコンバータ回路とされている。また、図
１の場合とは異なり、チョークコイルＣＨが平滑コンデ
ンサＣｉの正極側と三次巻線Ｎ₃ の間に接続されている
が、この接続でも図１の場合と同様にフィルタチョーク
コイルＬ_N 、高速ツインダイオードＤ₅ 、チョークコイ
ルＣ_N 及び三次巻線Ｎ₃ の各抵抗成分の合成により突入
電流制限抵抗Ｒｉと同じ作用を得ている。

【００２８】ところで、先に本出願人によって、絶縁ト
ランスの一次側のスイッチング出力に応じた電圧をチョ
ークコイルＣＨに励起するようにした磁気結合トランス
を設け、これによりブリッジ整流回路の整流電圧波形に
スイッチング周期の電圧を重畳するようにした構成のス
イッチング電源回路が出願されている（特願平６−１９
２７３７）。

【００２９】図３に他の実施例として示すスイッチング
電源回路は、上記磁気結合トランスを備えたものに対し
て本発明を適用して構成されるものである。なお、図
１、及び図２と同一部分は同一符号を付して説明を省略
する。また、この場合にもスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
の駆動回路及びスイッチング周波数制御回路等は省略さ
れているが、例えば自励形、他励形に関わらず電流共振
形コンバータとされていればよいものとされる。

【００３０】この図においてＭＣＴが磁気結合トランス
とされる。この磁気結合トランスＭＣＴは先の図１ある
いは図２においてチョークコイルＣＨに相当する二次巻
線Ｎｉ（Ｌｉは自己インダクタンスを示す）と、先の図
１、図２においては絶縁トランスＰＩＴの三次巻線に相
当する巻線Ｎ₃ （インダクタンスＬ₃ ）を一次巻線とし
て、フェライトコアによって例えば１：１の巻線比で密
結合したものである。なお、ここでは磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ は、絶縁トランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ₁ と共振コンデンサＣ₁ の直列共振回路の間に挿入
されるようにして設けられている。

【００３１】このような磁気結合トランスＭＣＴでは、
絶縁トランスＰＩＴに流れる共振電流に対応するスイッ
チング電圧を、一次巻線Ｎ₃ により二次巻線Ｎｉの自己
インダクタンスＬｉに励起するようにしている。したが
って整流された全波整流電圧は、自己インダクタンスＬ
ｉの巻線Ｎｉでスイッチング電圧が重畳されて平滑用の
コンデンサＣｉに充電されることになり、このスイッチ
ング電圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端子
電圧をスイッチング周期で引き下げることになる。する
と、ブリッジ整流回路の整流電圧レベルよりコンデンサ
Ｃｉの端子電圧が低下している期間に充電電流が流れる
ようになり、この期間がゼロボルト近傍にまでおよぶよ
うに、上記磁気結合トランスＭＣＴの巻線比を設定する
ことによって力率が１に近い値を示すことになる。すな
わち、平均的な交流入力電流がＡＣ電圧波形と同様にな
って力率改善が図られる。

【００３２】そして、磁気結合トランスを用いた電源回
路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのドライブ電流
が小さくなるから、このドライブ電流によって磁気結合
トランスＭＣＴの二次側に誘起されるスイッチング信号
も小さいものになる。したがって、軽負荷時には充電電
流のレベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大き
くなるため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子
電圧が異常に上昇する現象を解消し、従来のＭＳ方式で
は困難だったレギュレーションの改善を行うことができ
る。

【００３３】そして、この図の電源回路においては、フ
ィルタチョークコイルＬ_N 、高速ツインダイオードＤ₅
及び磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉが、ブリッ
ジ整流ダイオード（Ｄ₃ 、Ｄ₄ の接続点）と平滑コンデ
ンサＣｉ間のラインに直列接続により挿入されているこ
とになる。そこで、この実施例ではフィルタチョークコ
イルＬ_N 、高速ツインダイオードＤ₅ 、二次巻線Ｎｉの
各抵抗成分を合成した抵抗値Ｒｉが、高速ツインダイオ
ードＤ₅ の耐サージ電流特性に対応して設定されればよ
いこととなる。

【００３４】図４は、本発明の更に他の実施例を示すも
ので、上記図３と同一部分は同一符号を付して説明を省
略する。この実施例は図３と同様に、磁気結合トランス
を備えた電源回路に本発明を適用したものであるが、こ
の場合には磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ の両
端をそれぞれ絶縁トランスＰＩＴの二次巻線Ｎ_2Aの両端
と接続している。即ち、磁気結合トランスＭＣＴに供給
すべきスイッチング周期の交番信号を絶縁トランスＰＩ
Ｔの二次側から供給するように構成している。この場合
もフィルタチョークコイルＬ_N 、高速ツインダイオード
Ｄ₅ 、二次巻線Ｎｉの各抵抗成分を合成した抵抗値Ｒｉ
を、高速ツインダイオードＤ₅ の耐サージ電流特性に対
応して設定することになる。

【００３５】図５は更に他の実施例を示す回路図であ
り、図３と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。この実施例の場合には磁気結合トランスＭＣＴを備
えていると共に、更に倍電圧整流回路を備えたスイッチ
ング電源回路として構成されていることが分かる。この
図においては、フィルタチョークコイルＬ_N と磁気結合
トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉ間に互いに順電流方向が
異なる高速ツインダイオードＤ₅ 、Ｄ₆ が図のように並
列して接続される。また、磁気結合トランスＭＣＴの二
次巻線Ｎｉの他端に対しては整流ダイオード（低速でよ
い）Ｄ₁ のカソードとＤ₃ のアノードが接続され、整流
ダイオードＤ₁ のアノードはアースに接地され、整流ダ
イオードＤ₃ のカソードは平滑コンデンサＣｉ₁ の正極
とスイッチング素子Ｑ₁ のコレクタの接続点に対して接
続される。そして、平滑コンデンサはＣｉ₁ 、Ｃｉ₂の
２つが直列に接続され、平滑コンデンサＣｉ₂ の負極側
はアースに接地される。

【００３６】倍電圧動作としては、交流電源ＡＣが正の
期間の充電経路は、ＡＣ→ＣＭＣ（正極側）→フィルタ
チョークコイルＬ_N →高速ツインダイオードＤ₅ →巻線
Ｎｉ→整流ダイオードＤ₃ →平滑コンデンサＣｉ₁ →Ｃ
ＭＣ（負極側）→ＡＣとなり、平滑コンデンサＣｉ₁ に
対して充電が行われる。また、交流電源ＡＣが負の期間
の充電経路は、ＡＣ→ＣＭＣ（負極側）→平滑コンデン
サＣｉ₂ →整流ダイオードＤ₁ →巻線Ｎｉ→高速ツイン
・ダイオードＤ₆ →フィルタチョークコイルＬ_N →ＣＭ
Ｃ（正極側）→ＡＣとなって、平滑コンデンサＣｉ₂ に
充電される。そして、交流電源ＡＣが正・負のいずれの
期間においても、磁気結合トランスＭＣＴの作用により
力率改善が行われる。また、この実施例では交流電源Ａ
Ｃが正の期間は、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速ツ
インダイオードＤ₅ 、巻線Ｎｉの各抵抗成分を合成した
抵抗値Ｒｉによりサージ電流を抑制し、交流電源ＡＣが
負の期間はフィルタチョークコイルＬ_N 、高速ツインダ
イオードＤ₆ 、巻線Ｎｉの各抵抗成分を合成した抵抗値
Ｒｉによりサージ電流を抑制することになる。

【００３７】なお、この実施例では制御巻線Ｎ_C を絶縁
トランスＰＩＴに対して一次及び二次巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ に
対して直交するように設け、制御回路２が直流出力電圧
Ｅ_Oの変動に基づいて制御巻線Ｎ_C に流す制御電流をコ
ントロールするようにしている。この場合には、スイッ
チング周波数は固定とされるが、制御巻線Ｎ_C に流れる
制御電流のレベルに応じて、例えば絶縁トランスＰＩＴ
の漏洩磁束を変化させることで定電圧制御を行うことに
なる。

【００３８】なお、上記実施例においては、ブリッジ整
流回路の正極の出力側に接続される高速リカバリダイオ
ードを２本並列のツイン・ダイオードとしているが、こ
れに限定されるものではなく、１本の高速リカバリダイ
オードで充分に高い耐サージ電流特性が得られるものが
あればこれを採用してダイオードの本数を更に削減する
ことも可能である。また、電源回路における細部等の構
成は、上記各実施例として示したものに限定されるもの
ではなく各種変更が可能とされ、例えば図示していない
がスイッチング素子が４つとされフルブリッジタイプの
電流共振形の電源回路に適用することもできる。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、ノーマルモードのＬＣフィルタ回路と高
速リカバリ型ダイオードを、整流回路の出力側のライン
に設けることで、チョークコイルと絶縁トランスの三次
巻線とにより力率改善を行う回路では、平滑コンデンサ
に対して直列接続される上記ＬＣフィルタ回路のコイル
と高速リカバリ型ダイオードとチョークコイルと三次巻
線の抵抗の合成により電源オン時のサージ電流を制限す
るようにしている。あるいは、磁気結合トランスにより
力率改善を行う回路であれば、ＬＣフィルタ回路のコイ
ルと高速リカバリ型ダイオードと磁気結合トランスの二
次巻線との抵抗の合成値により電源オン時のサージ電流
を制限するようにしている。これによって、ＡＣライン
の突入電流制限抵抗及びこれをパスするリレー等の回路
が省略されるため、従来よりも電源オン時のサージ電流
を制限するための回路構成が簡略化されて、低コスト化
及び基板サイズの小型化を容易に実現することができる
という効果を有している。また、これらの各抵抗成分に
よって電力損失分が分散されて発熱も著しく低減され
る。また、ＬＣフィルタ回路は整流回路の出力側のライ
ンに設けられることから、ＬＣフィルタ回路を構成する
フィルタコンデンサの一方の端部を平滑コンデンサの正
極側に対して接続してフィルタコンデンサの両端にかか
る電圧を低減させることができ、これによってフィルタ
コンデンサに安全規格取得品を採用する必要がなくな
り、さらに低コスト化及び基板サイズの小型化を図るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図３】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図４】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図６】従来例としてのスイッチング電源回路を示す回
路図である。

【図７】従来例としてのスイッチング電源回路を示す回
路図である。

【符号の説明】

１ＬＣフィルタ回路（Ｌ_N ：フィルタチョークコイル
Ｃ_N ：フィルタコンデンサ）２制御回路Ｄ₁ 〜Ｄ₄ ブリッジ整流回路Ｄ₅ 、Ｄ₆ 高速リカバリ型ツインダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ絶縁トランスＰＲＴ制御トランスＭＣＴ磁気結合トランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＮ₃ 絶縁トランスの三次巻線磁気結合トランスの二
次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 3/337 Ｄ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の出力を平滑するチョークコイル及び平滑コンデン
サからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧
を断続するスイッチング手段と、絶縁トランスの一次巻
線及び共振コンデンサにより形成され、上記スイッチン
グ手段のスイッチング出力が供給される共振回路とを備
えている電流共振形のスイッチング電源回路において、上記商用電源ラインあるいは上記整流手段の出力側にノ
ーマルモードのローパスフィルタを設けると共に、上記
絶縁トランスに三次巻線を設け、上記ローパスフィルタのフィルタチョークコイル及び上
記三次巻線が、上記平滑コンデンサに対する充電経路に
直列に挿入されていることを特徴とするスイッチング電
源回路。
【請求項２】商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の出力を平滑するチョークコイル及び平滑コンデン
サからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧
を断続して絶縁トランスの一次側に共振コンデンサを介
して供給するスイッチング手段とを備え、上記絶縁トラ
ンスの一次側に得られるスイッチング出力により、上記
絶縁トランスの二次側に交番電圧が励起されるようにし
た電流共振形のスイッチング電源回路において、上記チョークコイルは、上記スイッチング手段のスイッ
チング動作に基づいて得られる交番電流が供給されるコ
イルと磁気結合されていると共に、上記商用電源ライン
あるいは上記整流手段の出力側にノーマルモードのロー
パスフィルタを設け、上記チョークコイル及び上記ローパスフィルタのフィル
タチョークコイルが、上記平滑コンデンサに対する充電
経路に直列に挿入されていることを特徴とするスイッチ
ング電源回路。
【請求項３】上記フィルタチョークコイルと直列接続
される高速リカバリ型のダイオードが設けられているこ
とを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項４】上記ローパスフィルタのフィルタコンデ
ンサは、上記フィルタチョークコイルの一端と上記平滑
コンデンサの正極間に対して接続されていることを特徴
とする請求項１又は請求項２又は請求項３に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項５】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１又は請求
項２又は請求項３又は請求項４に記載のスイッチング電
源回路。
【請求項６】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記スイッチング手段は他励式として構
成され、出力電圧に対応して変化する駆動信号を発生す
る制御回路により駆動されていることを特徴とする請求
項１乃至請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】倍電圧整流回路を備えて構成されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項７に記載のスイッ
チング電源回路。