JPH08294281A

JPH08294281A - 電流共振形スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08294281A
Application number: JP11657995A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-04-19
Filing date: 1995-04-19
Publication date: 1996-11-05

Abstract

(57)【要約】【目的】力率改善が図られた倍電圧整流方式のスイッ
チング電源回路の小型／軽量化、低コスト化を促進す
る。【構成】商用交流電源ＡＣに対してノイズ除去回路
（コモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスコンデ
ンサＣ_L ）を設けた上で、交流ラインに直列挿入した小
型で低インダクタンスのリードインダクタＬ_N1と、交流
ラインと一次側アース間に挿入する１本の並列共振コン
デンサＣ₂ を備えて、スイッチング出力が直列共振コン
デンサＣ₁ と一次巻線Ｎ₁ による直列共振回路を介して
交流ラインに重畳するようにして力率改善を図り、２本
の並列共振コンデンサを１本に省略すると共にＬＣロー
パスフィルタの形成部品となるフィルタチョークコイル
Ｌ_N を削減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている倍電圧整流回路を備えた電流共振形のスイッチ
ング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図９の回路図に示すようなスイ
ッチング電源回路が、先に本出願人により提案されてい
る。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の電
流共振形コンバータとされていると共に、倍電圧整流回
路を備えたものとされている。

【０００５】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズ
を除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョーク
コイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられてい
る。また、商用交流電源ＡＣを後述する倍電圧整流回路
に供給する交流ラインの正極側には、突入電流制限抵抗
Ｒｉが挿入され、電源オン時に生じる突入電流を抑制す
るようにしている。

【０００６】また、上記ノイズフィルタの後段の交流ラ
インにはフィルタチョークコイルＬ_N が直列に挿入され
ると共に、フィルタコンデンサＣ_N が並列に挿入されて
おり、これらの素子によってノーマルモードのＬＣロー
パスフィルタを形成している。そして、商用交流電源Ａ
Ｃの正極側は、コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻
線Ｎ₁₀、突入電流制限抵抗Ｒｉ、フィルタチョークコイ
ルＬ_N が挿入された交流ラインを介して、倍電圧整流用
の整流ダイオードＤ₁ のアノードと整流ダイオードＤ₂
のカソードの接続点に対して接続される。また、商用交
流電源ＡＣの負極側はコモンモードチョークコイルＣＭ
Ｃの他方の巻線Ｎ₁₁が挿入された交流ラインを介して平
滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点に対して接続され
ている。この平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B は図のよう
に整流平滑ラインと一次側アース間に対して直列に接続
される。整流ダイオードＤ₁ のカソード側は平滑コンデ
ンサＣｉ_A の正極に接続され、整流ダイオードＤ₂ のア
ノード側はアースに接続されて、倍電圧用の整流平滑回
路を形成する。

【０００７】ところで、この電源回路においては、フィ
ルタチョークコイルＬ_N は後述するようにして帰還され
るスイッチングコンバータのスイッチング出力に対する
負荷として作用し、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ にはスイ
ッチング出力が重畳されるようにされる。これに対応し
て、本実施例では整流ダイオードＤ₁ 及びＤ₂ について
は、高速リカバリ型が用いられる。

【０００８】そして、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ には、
それぞれ並列に並列共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bが接続さ
れ、スイッチング出力の一部はこの並列共振コンデンサ
Ｃ_2A、Ｃ_2Bによってバイパスされる。この場合、並列共
振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2BはフィルタチョークコイルＬ_N
のインダクタンスと接続されて共振回路を形成するもの
とされ、これら並列共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bの静電容
量は、後述する直列共振コンデンサＣ₁ と比較してＣ₁
＜２Ｃ_2A（但しＣ_2A＝Ｃ_2B）となるように選ばれ、その
共振回路の共振周波数はスイッチングコンバータの最低
スイッチング周波数以下となるように設定されている。

【０００９】そして、この電源回路では図の破線内に示
すように、上述したＬＣローパスフィルタ（フィルタチ
ョークコイルＬ_N 、フィルタコンデンサＣ_N ）、整流ダ
イオードＤ₁ 、Ｄ₂ 、並列共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bに
よって力率改善回路２０を形成している。なお、その力
率改善動作については後述する。

【００１０】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のようにハーフブリッジ結合された２つのスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、平滑コンデンサＣｉ
_A の正極側の接続点と一次側アース間に対してそれぞれ
のコレクタ、エミッタを介して接続されている。このス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース間に
は、それぞれ起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S が挿入され、抵抗Ｒ
_B 、Ｒ_B によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電
流（ドライブ電流）を調整する。また、スイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダン
パーダイオードＤ_D 、Ｄ_D が挿入される。そして、共振
用コンデンサＣ_B 、Ｃ_B は次に説明するドライブトラン
スＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。

【００１１】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスＰＲＴのスイッチング素
子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は共振用コンデンサＣ_B
を介して抵抗Ｒ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエ
ミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の
駆動巻線Ｎ_B の一端はアースに接地されると共に他端は
共振用コンデンサＣ_B と接続されて、スイッチング素子
Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力されるよ
うになされている。

【００１２】絶縁トランスＰＩＴ (Power Isolation Tr
ansformer)はスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ のスイッチン
グ出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ の一端は、共振電流検出巻線Ｎ_D を介して
スイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ
₂ のコレクタの接点に接続されることで、スイッチング
出力が得られるようにされる。また、この場合には、一
次巻線Ｎ₁ の他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介して、
力率改善回路２０における整流ダイオードＤ₁ （アノー
ド）、Ｄ₂ （カソード）とフィルタチョークコイルＬ_N
の接点に対して接続されて、スイッチング出力を交流ラ
インに帰還するようにしている。そして、上記直列共振
コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰ
ＩＴのインダクタンス成分により、スイッチング電源回
路を電流共振形とするための共振回路を形成している。
このスイッチング電源回路の場合、絶縁トランスＰＩＴ
の二次側では一次巻線Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起さ
れる誘起電圧が、ブリッジ整流回路Ｄ₃ 及び平滑コンデ
ンサＣ₃ により直流電圧に変換されて出力電圧Ｅ₀ とさ
れる。

【００１３】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ_O と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。

【００１４】上記構成のスイッチング電源回路の倍電圧
動作としては、交流電源ＡＣが正の期間の電流経路は、
交流電源ＡＣ→正極側交流ライン（巻線Ｎ₁₀→突入電流
制限抵抗Ｒｉ→フィルタチョークコイルＬ_N ）→整流ダ
イオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ_A →負極側交流ライ
ン（巻線Ｎ₁₁）→交流電源ＡＣとなり、この電流経路に
より平滑コンデンサＣｉ_A に対して充電が行われる。ま
た、交流電源ＡＣが負の期間の充電経路は、交流電源Ａ
Ｃ→負極側交流ライン（巻線Ｎ₁₁）→平滑コンデンサＣ
ｉ_B →整流ダイオードＤ₂ →正極側交流ライン（フィル
タチョークコイルＬ_N →突入電流制限抵抗Ｒｉ→巻線Ｎ
₁₀）→交流電源ＡＣとなって、平滑コンデンサＣｉ_B に
充電される。これによって、整流平滑電圧としては、平
滑コンデンサＣｉ_A とＣｉ_B のそれぞれの両端電圧を合
わせた倍電圧が得られることになる。

【００１５】また、この電源回路のスイッチング動作と
しては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動
抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
ベースにベース電流が供給されることになるが、例えば
スイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったとすれば、ス
イッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御される。そ
してスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共振電流検出
巻線Ｎ_D を介して一次巻線Ｎ₁ 及び直列共振コンデンサ
Ｃ₁ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近
傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ
₁ がオフとなるように制御される。そして、スイッチン
グ素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。
以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる
自励式のスイッチング動作が開始される。このように、
平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによ
って、絶縁トランスの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に
近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出
力を得る。

【００１６】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている（スイッチング周波数制御方式という）。

【００１７】そして、この電源回路における力率改善回
路２０の構成によると、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ₁ とコンデンサＣ₁ による直列共振回路に供給された
スイッチング出力は、フィルタチョークコイルＬ_N のイ
ンダクタンスを負荷として整流経路における交流ライン
に帰還するようにされ、直列共振電流Ｉ₀ は、整流ダイ
オードＤ₁ 、Ｄ₂ 及び並列共振コンデンサＣ₂ を介して
流れるようにされる。これによって、整流経路の電圧に
スイッチング電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサ
Ｃｉに充電され、このスイッチング電圧の重畳分によっ
て、平滑コンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期
で引き下げることになる。すると、ブリッジ整流回路の
整流電圧レベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下し
ている期間に充電電流が流れるようになり、平均的な交
流入力電流がＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改
善が図られることになる。

【００１８】なお、コモンモードチョークコイルＣＭＣ
とアクロスコンデンサＣ_L からなるノイズフィルタと、
フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ
_N からなるノーマルモードのローパスフィルタの作用に
より、商用交流電源ＡＣにはスイッチング周期の高周波
成分は流入しないことになる。

【００１９】例えば具体的には、交流入力電圧Ｖ_AC＝１
００Ｖ（５０Hz）、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時の条件に
おいて力率を０．８０程度に改善しようとすれば、フィ
ルタコンデンサＣ_N ＝１μＦ／２００Ｖ、フィルタチョ
ークコイルＬ_N ＝２２０μＨとなるように選定され、交
流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐ_O ＝２３０Ｗ時
の条件では、フィルタコンデンサＣ_N ＝１μＦ／４００
Ｖ、フィルタチョークコイルＬ_N ＝２２０μＨとなるよ
うに選定される。

【００２０】ここで、上記図９の回路において実際に用
いられるフィルタチョークコイルＬ_N を図１０に示す。
フィルタチョークコイルＬ_N は、例えばこの図のように
ドラム型のフェライトコアＤに対してボビンを介さず直
接に単線を巻装して構成され、例えば上記のように２２
０μＨのインダクタンスを得る場合には、０．４ｍｍφ
のポリウレタン銅線を巻装するようにされる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量化及び低コスト
を化が図られることが好ましい。例えば、上記図９に示
したスイッチング電源回路の場合、力率改善回路２０に
おいてノーマルモードのＬＣローパスフィルタを形成し
ている開磁路のフィルタチョークコイルＬ_N と比較的大
容量のフィルタコンデンサ（１μＦ）のサイズが中型で
あり、それだけ基板サイズが拡大しコスト高にもなる。
また、開磁路型のフィルタチョークコイルＬ_N （図１０
参照）にはスイッチング周期の高周波電流が常時流れて
いるために、これによる高周波の漏洩磁束がコモンモー
ドチョークコイルＣＭＣに結合するとそれだけ商用交流
電源に高周波が漏洩して電源妨害レベルが悪化する。こ
のため、実装基板上においてはフィルタチョークコイル
Ｌ_N とコモンモードチョークコイルＣＭＣの距離を離し
て実装する必要があり、これが基板サイズの小型化の促
進を妨げる要因にもなっている。

【００２２】また、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁
に供給されたスイッチング出力を帰還して力率改善を施
す構成とされていることで、力率改善前よりも直流出力
電圧のリップル成分が増加する。

【００２３】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を考慮して、倍電圧整流回路を備えた電流共振形
のスイッチング電源回路において、商用交流電源ライン
に流入するノイズ成分を除去するノイズ除去回路を設け
たうえで、交流ラインの何れか一方の極に直列に挿入さ
れる低インダクタンスのインダクタと、交流ラインと一
次側アース間に挿入される並列共振コンデンサと、スイ
ッチング出力を交流ラインに重畳するようにされたスイ
ッチング出力重畳部とを備えることとした。

【００２４】

【作用】上記構成によれば、倍電圧整流方式の電流共振
形のスイッチング電源回路において、商用交流電源ライ
ンに対してノイズ除去回路を設けたうえで、交流ライン
の何れか一方の極に直列に挿入される低インダクタンス
のインダクタと、交流ラインと一次側アース間に挿入さ
れる並列共振コンデンサと、を備え、スイッチング出力
が整流出力ラインに重畳されるようにして力率改善を図
ることとなるが、この場合、倍電圧整流素子のそれぞれ
に並列に接続されていた２本の並列共振コンデンサを１
本に削減し、フィルタチョークコイルと共にＬＣローパ
スフィルタを形成していたフィルタコンデンサを省略す
ることが可能となる。また、開磁路型のチョークコイル
から低インダクタンスのリードインダクタとなったこと
で、コモンモードチョークコイルへの高周波漏洩磁束の
結合度が大幅に減少する。

【００２５】

【実施例】図１は、本発明による倍電圧整流回路を備え
たスイッチング電源回路の一実施例を示すものであり、
この場合には、ハーフブリッジ結合による自励式の電流
共振形コンバータとされていることから、図９と同一部
分は同一符号を付して倍電圧整流動作、スイッチング動
作、及び定電圧制御などについては説明を省略する。

【００２６】この実施例における力率改善回路１０は、
図のように整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の他、リードイン
ダクタＬ_N1及び１本の並列共振コンデンサＣ₂ により形
成される。この場合、リードインダクタＬ_N1は正極側の
交流ラインにおける突入電流制限抵抗Ｒｉと、整流ダイ
オードＤ₁ 、Ｄ₂ のアノード−カソードの接続点との間
に挿入される。また、並列共振コンデンサＣ₂ は、例え
ばフィルムコンデンサが用いられ、整流ダイオードＤ
₁ 、Ｄ₂ のアノード−カソードの接続点と一次側アース
間に挿入される。この並列共振コンデンサＣ₂ はリード
インダクタＬ_N1のインダクタンスと共に共振回路を形成
する。なお、本実施例では整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂
は、高速リカバリ型と通常の低速リカバリ型の何れを用
いることも可能とされるがこれについては後述する。

【００２７】本実施例のリードインダクタＬ_N1は、図９
に示した力率改善回路２０におけるフィルタチョークコ
イルＬ_N を低インダクタンス化したものに相当し、例え
ば、フィルタチョークコイルＬ_N が２００μＨとされて
いたのに対して、本実施例のリードインダクタＬ_N1は、
例えば負荷電力Ｐ_O ＝２３０Ｗ、交流入力電圧Ｖ_AC＝１
００Ｖ時の条件において力率を０．８０程度に改善しよ
うとすればの６．８μＨの低インダクタンス値を有する
ようにされる。その構造としては、例えば図８の斜視図
に示すように、フェライトビーズによる小型の円柱形状
のコアＣｒに対して、所要のインダクタンスに応じた折
曲げがなされたリード線Ｒｄを挿入したものとして形成
され、そのサイズは図１０に示したフィルタチョークコ
イルＬ_N よりも更に小型なものとされ、また、コスト的
にも安価となる。

【００２８】また、上記と同様の条件で力率を０．８０
程度に改善する場合、並列共振コンデンサＣ₂ について
はＣ₂ ＝０．１μＦとされて、例えば先行技術として図
９に示した並列共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bとは、ほぼＣ
₂ ＝２Ｃ_2A（Ｃ_2A＝Ｃ_2B）の関係が得られるようにさ
れ、直列共振コンデンサＣ₁ はＣ₁ ＝０．０１８μＦが
選定される。

【００２９】図２は、上記のようにして構成されるスイ
ッチング電源回路の各部の動作を商用電源周期により示
す波形図とされる。例えば、図２（ａ）に示すように交
流入力電圧Ｖ_ACが供給されていると、このときの交流ラ
イン電圧（整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の接続点と一次側
アース間電位）は、交流ライン側にスイッチング出力が
帰還されていることによって、図２（ｂ）に示す波形と
なる。この波形では交流入力電圧の絶対値が平滑コンデ
ンサＣｉの両端電圧Ｅｉよりも高いとされるτ期間以外
において図のように高周波電圧成分が重畳される。ま
た、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ をそれぞれ流れる整流電
流Ｉ₁ 、Ｉ₂ は、図２（ｃ）及び図２（ｄ）に示すよう
に、交流入力電圧の正／負の各期間におけるτ期間にの
み、スイッチング周期の高周波が重畳されて流れる波形
となる。この際、τ期間における始めと終りの僅かな期
間では、並列共振コンデンサＣ₂ とリードインダクタＬ
_N1の共振回路の作用による共振電流によって、両端が突
起状の略凸字状の波形となる。なお、並列共振コンデン
サＣ₂ に流れる電流Ｉ₃ は図２（ｅ）に示すような波形
となる。

【００３０】そして、交流ラインにおいてリードインダ
クタＬ_N1に流入する電流Ｉ₄ としては、図２（ｆ）に示
すようにτ期間以外の期間とτ期間の始めと終わりの期
間ではスイッチング周期による高周波電流が流れ、それ
以外の期間では高周波成分が重畳されずに導通する波形
となる。

【００３１】このような電流波形によると、交流ライン
に対してスイッチング周期の高周波成分が重畳されるこ
とになるが、この高周波成分はアクロスコンデンサＣ_L
を流れると共に、コモンモードチョークコイルＣＭＣで
抑制されるため交流電源ＡＣに流れる交流入力電流Ｉ_AC
（図２（ｉ））には、高周波成分は含まれない。即ち、
図９の回路では通常スイッチング電源回路に搭載される
コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデン
サＣ_L によるノイズフィルタと、主として整流ラインに
帰還されることで発生するスイッチング周期の高周波成
分を抑制するために設けたＬＣローパスフィルタの両者
によって電源妨害を抑制するようにしていたが、実際に
はノイズ対策として過剰であり、本実施例のようにコモ
ンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ
_L によるノイズフィルタのみによってＡＣラインに流入
するスイッチング周期の高周波成分までも抑制すること
が可能であり、電源妨害に対して充分に対応できること
になる。

【００３２】また、平滑コンデンサＣｉ_A には図２
（ｉ）に示すように高周波による充放電電流Ｉ₅ が流
れ、平滑コンデンサＣｉ_B には図２（ｈ）に示す波形に
よる高周波の充放電電流Ｉ₆ が流れ、両者の波形にも並
列共振コンデンサＣ₂ とリードインダクタＬ_N1の共振回
路の共振によって、τ期間において略凸字状の波形があ
らわれる。

【００３３】そして、交流入力電流Ｉ_ACは図２（ｇ）に
示すように、τ期間において略凸時状に電流が流れるよ
うな波形とされ、これによって交流入力電流の平均が交
流入力電圧波形に近付くこととなって、実際には力率改
善が図られる程度に導通角が拡大されることになる。な
お、このような動作波形となることにより、交流入力電
流としては電源周期における９次〜１５次の高調波電流
のレベルが高くなることから、例えば、実際には電源高
調波電流規制値のクラスＡ、Ｂ、Ｃの規制値をクリアす
るスイッチング電源回路が得られ、照明器具などの電源
回路に適要して好適なものとなる。

【００３４】ここで、本実施例の力率改善回路１０と先
に先行例として図９に示した力率改善回路２０とについ
て比較すると、図９に示した力率改善回路２０は整流ダ
イオードＤ₁ 、Ｄ₂ を除くと４点の部品で構成されてい
たのに対し、本実施例の力率改善回路１０は、整流ダイ
オードＤ₁ 、Ｄ₂ を除けば１本の直列共振コンデンサと
フィルタコンデンサＣ_N が削除された２点の部品で構成
されることとなる。また、図９の力率改善回路２０にお
いてはフィルタチョークコイルＬ_N は２２０μＨのイン
ダクタンスを得るために図１０にて説明したような構造
とされていたのに対し、本実施例ではこのフィルタチョ
ークコイルＬ_N が図８に示したような小型のリードイン
ダクタＬ_N1とされ、より小型／軽量かつ安価なものにか
わることとなった。さらに、本実施例のリードインダク
タＬ_N1は、開磁路型ではあるものの前述のように低イン
ダクタンス（６．８μＨ）とされていることから、リー
ドインダクタＬ_N1とコモンモードチョークコイルＣＭＣ
を比較的隣接してレイアウトしても高周波漏洩磁束の結
合の問題が解消されて基板上の実装位置の自由度が増
し、それだけ基板サイズを縮小することが可能になる。
このように本実施例のスイッチング電源回路は、図９に
示したスイッチング電源回路と比較して小型／軽量化及
び低コスト化が大幅に促進されることとなる。

【００３５】ところで、図９に示したスイッチング電源
回路では、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ には高速リカバリ
型を用いていたが、本実施例の場合には整流ダイオード
Ｄ₁、Ｄ₂ により安価な低速リカバリ型を用いることが
可能であり、それだけ低コストとすることができ、また
この場合の交流入力電力特性としては、図９の回路とほ
ぼ同等となる。そして、本実施例において整流ダイオー
ドＤ₁ 、Ｄ₂ に高速リカバリ型を用いた場合には、電力
損失が低減されて交流入力電力特性が向上されることに
なる。

【００３６】次に、図３の回路図に本発明の他の実施例
であるスイッチング電源回路の構成を示し、図１と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この実施例の
力率改善回路１０Ａは、先に図１の実施例に示した力率
改善回路１０と比較すると、並列共振コンデンサＣ₂ が
交流ラインにおいてリードインダクタＬ_N1の商用交流電
源ＡＣ側（この場合には、突入電流制限抵抗Ｒｉとリー
ドインダクタＬ_N1の接続点となる）と一次側アース間に
挿入されていることが相違する。このような本実施例の
接続形態によっても先の実施例と同様の作用によって力
率改善が行われ、また、リードインダクタＬ_N1も図８に
て説明したと同様の構造でよいものとされることから、
先の実施例と同様に電源回路の小型／軽量化、低コスト
化が図られる。また、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ に高速
リカバリ型を用いることで、電力損失を低減させること
も可能である。ただし、この実施例の力率改善回路１０
Ａのような接続形態の場合に、力率を０．８程度までに
改善しようとすれば、リードインダクタＬ_N1については
Ｌ_N1＝１５μＨに変更することが必要となる。

【００３７】この場合、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を
自励発振させるドライブトランスＣＤＴ（Converter Dr
ive Transformer)は制御巻線Ｎ_C が設けられておらず、
従って、スイッチング周波数は固定とされている。そし
て、絶縁トランスＰＲＴ（Power Regulating Transform
er）が、一次及び二次巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ に対して制御巻線
Ｎ_C が直交して設けられる直交型とされ、制御回路１が
直流出力電圧Ｅ_O に基づいて制御巻線Ｎ_C に流す制御電
流Ｉ_C を可変して絶縁トランスＰＲＴの漏洩磁束をコン
トロールし、直列共振回路に流れる共振電流を変化させ
て定電圧制御を行う、いわゆる直列共振周波数制御方式
が採られている。なお、この実施例のような直列共振周
波数制御方式に対して、力率改善回路１０Ａの代わりに
図１に示した力率改善回路１０を適用可能であることは
いうまでもない。

【００３８】次に、図４の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００３９】この実施例における力率改善回路１０Ｂの
構成は、上記図３に示した実施例の力率改善回路１０Ａ
と比較すると、並列共振コンデンサＣ₂ が交流ラインに
おけるリードインダクタＬ_N1の商用交流電源ＡＣ側と一
次側アース間に挿入されていることは同様であるが、本
実施例では直列共振回路の直列共振コンデンサＣ₁ の端
部が並列共振コンデンサＣ₂ とリードインダクタＬ_N1の
接続点に対して接続されており、この接続点からスイッ
チング出力を、倍電圧整流電流の経路となる交流ライン
に対して帰還するように構成されている。この場合に
も、先の各実施例と同様の作用によって力率改善が行わ
れることから、先の実施例と同様に電源回路の小型／軽
量化、低コスト化の向上を図ることが可能で、また、整
流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ に高速リカバリ型を用いれば電
力損失を低減させることも可能である。なお、リードイ
ンダクタＬ_N1は図８に示したと同様の構造でよいものと
されるが、図３に示した力率改善１０Ａの場合と同様
に、力率を０．８程度までに改善しようとすれば、リー
ドインダクタＬ_N1＝１５μＨに変更することが必要とな
る。

【００４０】この図の実施例における電流共振形コンバ
ータは、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に例えばＭＯＳ−
ＦＥＴを用いた、ハーフブリッジ接続による他励式とさ
れる。この場合には、制御回路１が直流出力電圧Ｅ_O に
基づいて発振ドライブ回路２を制御し、発振ドライブ回
路２からスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給
するスイッチング駆動電圧を変化させる（例えば駆動電
圧のパルス幅可変制御を行う）ことで、定電圧制御を行
うようにされる。なお、各スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂
のドレイン−ソース間に対して図に示す方向に接続され
るＤ_CL、Ｄ_CLは、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時
に帰還される電流の経路を形成するダンパーダイオード
とされる。また、起動回路３は電源始動時に整流平滑ラ
インに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドラ
イブ回路２を起動させるために設けられており、この起
動回路３には、絶縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻
線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ₄ により供給される低圧直流
電圧が供給される。この実施例で用いられるような、電
界効果型のスイッチング素子は電圧駆動であり自励発振
が困難になるため、この図のように発振ドライブ回路２
と起動回路３を設けることが好ましい。

【００４１】なお、この実施例のような他励式の電流共
振形コンバータに対しても、力率改善回路１０Ｂの代わ
りに図１あるいは図３の各実施例に示した力率改善回路
１０あるいは力率改善回路１０Ａを適用することは、何
ら問題はない。

【００４２】図５は更に他の実施例としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図であり、この場合にはハ
ーフブリッジ接続による自励式のスイッチングコンバー
タとされ、定電圧制御方式としてはスイッチング周波数
制御方式とされていることから図１と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。

【００４３】この実施例では、力率改善回路１０は先に
図１に示した構成と同様とされるが、絶縁トランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ₁ と直列共振コンデンサＣ₁ により形成
される直列共振回路は一次巻線Ｎ₁ 側の端部が一次側ア
ースに接地されている。そして、本実施例では直列共振
／結合コンデンサＣ_1AとチョークコイルＣＨの直列接続
が設けられ、上記直列共振／結合コンデンサＣ_1A側の端
部が整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の接続点と接続され、チ
ョークコイルＣＨ側の端部はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ のエミッタ−コレクタの接続点に対して接続されてい
る。

【００４４】この場合、上記直列共振／結合コンデンサ
Ｃ_1Aの静電容量とチョークコイルＣＨの自己インダクタ
ンスＬｓにより第２の直列共振回路（なお、ここでは一
次巻線Ｎ₁ 及び直列共振コンデンサＣ₁ からなる直列共
振回路を第１の直列共振回路として、この第２の直列共
振回路と区別する）を形成しており、この第２の直列共
振回路の共振周波数ｆ_O(A)としては、第１の直列共振回
路の共振周波数をｆ_Oとすると、ｆ_O(A)＜ｆ_O の関係が得られるように、上記自己インダクタンスＬｓ
と直列共振／結合コンデンサＣ_1Aの静電容量が選定され
ている。

【００４５】即ち、先に図１、図３及び図４に示した各
実施例では、第１の直列共振回路（一次巻線Ｎ₁ 、直列
共振コンデンサＣ₁ ）によりスイッチング出力を交流ラ
インに帰還するようにされていたのに対して、本実施例
ではスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタ
の接続点から得られるスイッチング出力を直列共振／結
合コンデンサＣ_1Aの静電容量結合によりスイッチング出
力を帰還するようにした上で、図１の実施例において説
明した力率改善回路１０の作用によって力率改善を行う
ようにされる。

【００４６】そしてこの場合の特徴として、先の各実施
例に示したスイッチング出力の帰還方法と比べ、本実施
例では、第２の直列共振回路によりスイッチング出力を
帰還することで、第１の直列共振回路側に重畳される商
用電源周期のリップル電圧成分が減少することから、二
次側の直流出力電圧Ｅ_O に現れるリップル成分を減少さ
せることができる。また、レギュレーション範囲の下限
を力率改善前と同程度にまで拡大することができる。

【００４７】なお、この第２の直列共振回路によりスイ
ッチング出力を帰還する構成を、先の各実施例に示した
力率改善回路１０Ａ及び１０Ｂと組み合わせることは当
然可能とされる。

【００４８】図６は更に他の実施例としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図であり、図のようにハー
フブリッジ接続による自励式のスイッチングコンバータ
とされ、定電圧制御方式としてはスイッチング周波数制
御方式とされていることから図１と同一部分は同一符号
を付して説明を省略する。

【００４９】この実施例における力率改善回路１０Ｃに
おいては、先に図１の実施例に示した力率改善回路１０
の構成に対して、例えばフィルムコンデンサからなり、
直流出力電圧Ｅ_O のリップル成分を抑制するためのリッ
プル抑制コンデンサＣ_N1が交流ラインに対して並列に挿
入されて構成される。即ち、この場合のリップル抑制コ
ンデンサＣ_N1は、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の接続点と
平滑コンデンサＣｉ_A，Ｃｉ_B の中点との間に接続され
るようにして設けられている。この場合、例えば力率を
０．８程度に向上させるためには、リップル抑制コンデ
ンサＣ_N1＝０．１μＦ、並列共振コンデンサＣ_2A＝０．
０４７μＦを選定するようにされる。なお、この実施例
においても整流ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ を高速リカバリ型
として先の各実施例と同様に交流入力電圧の向上を図る
ことができる。

【００５０】図７は、上記構成による本実施例のスイッ
チング電源回路の各部の動作を示す波形図とされる。図
７（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_ACが供給されてい
る場合、このときの交流ライン電圧Ｖ₁₁と、整流ダイオ
ードＤ₁ 、Ｄ₂ をそれぞれ流れる整流電流Ｉ₁₁、Ｉ₁₂と
しては、それぞれ図７（ｂ）、（ｆ）及び（ｇ）に示す
波形となり、先に図１の回路の動作波形として図２
（ｂ）（ｃ）（ｄ）にそれぞれ示した交流入力ライン電
圧Ｖ₁ 、整流電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ の波形と同様となってい
る。また、リップル抑制コンデンサＣ_N1に流れる高周波
電流Ｉ₁₇は図７（ｄ）に示すように、τ期間以外の期間
とτ期間の始めと終わりの期間でレベルが大きく、それ
以外の期間では小レベルとなる波形となり、またτ期間
の始めの期間では突起状の波形が生じている。また、こ
の場合に並列共振コンデンサＣ₂ に流れる電流Ｉ₁₃も電
流Ｉ₁₇とレベル的には異なるが上記高周波電流Ｉ₁₇と同
様の波形形状が得られている（図７（ｅ）に示す）。

【００５１】また、交流ラインにおいてリードインダク
タＬ_N1に流入する電流Ｉ₁₄としては、図７（ｃ）に示す
ようにτ期間以外の期間とτ期間の始めと終わりの期間
ではスイッチング周期による高周波電流が流れ、それ以
外の期間では高周波成分が重畳されずに導通する波形と
なるが、図１に示した実施例の波形図の説明において述
べたと同様に、この高周波成分はアクロスコンデンサＣ
_L とコモンモードチョークコイルＣＭＣからなるノイズ
フィルタによりキャンセルされて、交流電源ＡＣには流
入しない。

【００５２】また、平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B のそ
れぞれに流れる充放電電流Ｉ₁₅、Ｉ₁₆は、それぞれ図７
（ｈ）、（ｉ）の波形に示すように高周波が重畳されて
流れることになる。そして、交流入力電流Ｉ_ACは図７
（ｊ）に示すように、τ期間において略凸時状に電流が
流れるような波形とされ、図２（ｉ）における説明と同
様にして力率改善が図られる程度に導通角が拡大される
ことになる。また、この場合も略凸字状の波形となるこ
とで、交流入力電流としては電源周期における９次〜１
５次の高調波電流のレベルが高くなることから、例え
ば、実際には電源高調波電流規制値のクラスＡ、Ｂ、Ｃ
の規制値をクリアするスイッチング電源回路が得られる
こととなる。なお、この場合にも先行技術として図９に
示した力率改善回路２０と比較すると、本実施例の力率
改善回路１０Ｃは２本の直列共振コンデンサが１本に削
減された３点の部品で形成されるということができる。

【００５３】そして、直流出力電圧Ｅ_O のリップル電圧
成分ΔＥ_O としては、図７（ｋ）の直線による波形に示
されるが、例えば一点鎖線で示すリップル抑制コンデン
サＣ_N1が設けられていない場合の波形と比較して分かる
ように、リップル電圧成分が大幅に抑制されており、実
際には電圧レベルとして１／３程度にまで抑制されるこ
とになり、例えば力率改善前の回路とほぼ同等のレベル
となる。

【００５４】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形／他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形のＰ
ＲＴ（Power Regulating Transformer）とする）／直列
共振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴと
する）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ
／フルブリッジ結合タイプなどの各種方式・タイプの組
み合わせパターンにより構成される電源回路に対して適
用が可能であって、上記各図に実施例として示した組み
合わせのパターンに限定されるものでないことはいうま
でもない。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、倍電圧整
流方式をとる各種タイプの電流共振形のスイッチング電
源回路において、商用交流電源に対してノイズ除去用の
回路（コモンモードチョークコイル、アクロスコンデン
サ）を設けた上で、交流ラインに直列挿入した小型で低
インダクタンスのリードインダクタと、交流ラインと一
次側アース間に挿入する１本の並列共振コンデンサを備
えて、スイッチング出力を直列共振回路を介して整流電
流経路に重畳するようにして力率改善を図ることが可能
とされる。これにより、２つの整流ダイオードの各々に
並列接続されていた２本の並列共振コンデンサが１本に
されると共に、ＬＣローパスフィルタの構成部品であっ
たフィルタコンデンサが省略されて部品点数が削減さ
れ、また、インダクタも小型化されるために、コストの
削減及び小形／軽量化が更に実現されることとなった。
また、この際インダクタが低インダクタンスとされるこ
とから、コモンモードチョークコイルとの高周波漏洩磁
束の結合の問題が解消され、基板上のレイアウトの自由
度が向上するため、更に小型化に有利になる。

【００５６】また、上述の力率改善の構成において、チ
ョークコイルと直列共振／結合コンデンサによる直列共
振回路を介してスイッチング出力を交流ラインに帰還す
るように構成する、あるいは、交流ラインの両極間にリ
ップル抑制コンデンサを挿入することによって、直流出
力電圧のリップル成分を抑制することができるという効
果を有することとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。

【図３】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図４】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図６】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図７】図６の実施例におけるスイッチング電源回路の
動作を示す波形図である。

【図８】実施例におけるリードインダクタの構造を示す
斜視図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【図１０】フィルタチョークコイルの構造を示す斜視図
である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ力率改善回路Ｌ_N1 リードインダクタＣ_N1 リップル抑制コンデンサＣ₂ 並列共振コンデンサＤ₁ ，Ｄ₂ 整流ダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁トランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ 直列共振コンデンサＣ_1A 直列共振／結合コンデンサＮ₁ 一次巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源ラインに流入するノイズ成分を
除去するノイズ除去手段と、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流手段と、該倍電圧整流手段の出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、該スイッチング手段によって断続されたスイッチング出
力が供給される絶縁トランスの一次巻線と、該一次巻線と直列共振コンデンサの直列接続により形成
される直列共振回路と、上記倍電圧整流手段に対して商用電源を供給する交流ラ
インの何れか一方の極に直列に挿入される低インダクタ
ンスのインダクタと、上記交流ラインと一次側アース間に挿入される並列共振
コンデンサと、上記スイッチング出力を上記交流ラインに重畳するよう
にされたスイッチング出力重畳手段と、を備えて構成されていることを特徴とする電流共振形ス
イッチング電源回路。
【請求項２】上記スイッチング出力重畳手段は、上記
直列共振回路の一次巻線が直列共振コンデンサを介して
上記交流ラインに接続されて構成されていることを特徴
とする請求項１に記載の電流共振形スイッチング電源回
路。
【請求項３】上記スイッチング出力重畳手段は、上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、該チョークコイルと共に他の直列共振回路を形成すると
共に、チョークコイルに供給されるスイッチング出力
を、静電容量結合によって上記交流ラインに供給するよ
うに設けられる結合用コンデンサと、を備えて構成されていることを特徴とする請求項１に記
載の電流共振形スイッチング電源回路。
【請求項４】上記交流ラインの両極間に対して直流出
力電圧のリップル成分を抑制するために挿入されるリッ
プル抑制コンデンサを挿入したことを特徴とする請求項
１又は請求項２又は請求項３に記載の電流共振形スイッ
チング電源回路。
【請求項５】上記倍電圧整流手段は、低速リカバリ型
整流素子によって形成されていることを特徴とする請求
項１乃至請求項４の何れかに記載の電流共振形スイッチ
ング電源回路。
【請求項６】上記倍電圧整流手段は、高速リカバリ型
整流素子によって形成されていることを特徴とする請求
項１乃至請求項４の何れかに記載の電流共振形スイッチ
ング電源回路。
【請求項７】上記インダクタは、ビーズ型のコアに対
してリード線が挿入されて形成されていることを特徴と
する請求項１乃至請求項６の何れかに記載の電流共振形
スイッチング電源回路。
【請求項８】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項７の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回
路。
【請求項９】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項７の何れかに記載の電流共振
形スイッチング電源回路。
【請求項１０】上記スイッチング手段は他励式による
電流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次
側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆
動信号を可変させることにより定電圧制御を行うように
構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項７
の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回路。