JPH09131056A - 力率改善コンバータ回路 - Google Patents
力率改善コンバータ回路Info
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- JPH09131056A JPH09131056A JP30524395A JP30524395A JPH09131056A JP H09131056 A JPH09131056 A JP H09131056A JP 30524395 A JP30524395 A JP 30524395A JP 30524395 A JP30524395 A JP 30524395A JP H09131056 A JPH09131056 A JP H09131056A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 力率改善コンバータ回路を備えた電源回路の
電力変換効率の向上、回路サイズの小型／軽量化、低コ
スト化を図る。 【解決手段】 簡略な回路構成による自励式電流共振形
コンバータを備え、そのスイッチング電圧を、直列共振
回路（Ｎ1 、Ｃ1 ）を介して整流経路に帰還することに
よって力率改善を図るように構成した力率改善コンバー
タ部１１を、スイッチング電源部１の前段に設けるよう
にする。この際、交流入力電圧に応じた制御電流をドラ
イブトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給して、スイッ
チング周波数を可変制御することで、交流入力電圧に対
する力率特性を一定とする。
電力変換効率の向上、回路サイズの小型／軽量化、低コ
スト化を図る。 【解決手段】 簡略な回路構成による自励式電流共振形
コンバータを備え、そのスイッチング電圧を、直列共振
回路（Ｎ1 、Ｃ1 ）を介して整流経路に帰還することに
よって力率改善を図るように構成した力率改善コンバー
タ部１１を、スイッチング電源部１の前段に設けるよう
にする。この際、交流入力電圧に応じた制御電流をドラ
イブトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給して、スイッ
チング周波数を可変制御することで、交流入力電圧に対
する力率特性を一定とする。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タに関するものである。 【０００２】 【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。 【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。 【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られている。 【０００５】図８は、上記アクティブフィルタを備えて
力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回路
の一例を示す回路図とされる。この図に示す電源回路に
おいては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノ
イズを除去するノイズフィルタとして、コモンモードチ
ョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣL が設けら
れている。商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ1 に
より全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回路
Ｄ1 の整流出力ラインと、平滑回路である平滑コンデン
サＣｉ間に対してアクティブフィルタ２０が設けられ
て、後述するようにして力率改善を図る。 【０００６】スイッチング電源部１は、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイ
ッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧Ｅ1 、Ｅ
2 を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例えばこの
場合には、ＰＷＭ方式により定電圧化制御を行うスイッ
チングコンバータが備えられているものとされる。な
お、この場合のアクティブフィルタ２０は昇圧型とされ
るが、このアクティブフィルタ２０により生成される直
流電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）は、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ
２００Ｖ系の交流入力電圧レベルの変化に対して例えば
約３８０Ｖで一定となるように制御される。 【０００７】次に、アクティブフィルタ２０の構成につ
いて説明する。この図に示すアクティブフィルタ２０に
おいては、ブリッジ整流回路Ｄ1 の正極出力ラインに対
してフィルタチョークコイルＬN −チョークコイルＣＨ
の巻線Ｌｉ−フェライトビーズＦＢ2 −高速リカバリ型
ダイオードＤ2 が直列に接続されている。そして、フィ
ルタチョークコイルＬN の両端には２本のフィルタコン
デンサＣN がそれぞれ一次側アースに対して接続される
ようにして設けられ、これらフィルタチョークコイルＬ
N 及びフィルタコンデンサＣN 、ＣN により、いわゆる
π型のノーマルモードのローパスフィルタを形成する。
そして、これらコモンモード及びノーマルモードのノイ
ズフィルタによって、商用交流電源ＡＣに流れ込むスイ
ッチングノイズなどの高調波ノイズを阻止するようにさ
れている。 【０００８】ここで、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ
は、後述するスイッチング素子Ｑ20のスイッチング期間
に電流を負荷側（スイッチングコンバータ部側）に流し
込むために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あ
るいは電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機
能するインダクタンスとして挿入されている。また、高
速リカバリ型ダイオードＤ2 は、後述するようにしてス
イッチング素子Ｑ20のスイッチング動作によって、整流
出力ラインに高周波電流が流れることに対応して設けら
れるものとされる。 【０００９】上記チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高
速リカバリ型ダイオードＤ2 を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサＣｉに対して充電さ
れて、この平滑コンデンサＣｉの両端に後段のスイッチ
ング電源部１の動作電源となる整流平滑電圧Ｅｉを生成
する。 【００１０】また、アクティブフィルタを形成する部品
であるスイッチング素子Ｑ20は、この場合には、例え
ば、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタが用いられ、ドレイン
に対してチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉとフェライトビ
ーズＦＢ2 を介した高速リカバリ型ダイオードＤ12のア
ノードの接続点に対して、フェライトビーズＦＢ1 を介
して接続され、ソースは突入電流制限抵抗ＲD1を介して
一次側アースに接地されている。このスイッチング素子
Ｑ20は、後述するアクティブフィルタ制御回路２０内の
ドライブ回路からゲートに対してスイッチング駆動信号
が供給されることによって、スイッチング動作が行われ
る。 【００１１】また、このアクティブフィルタ２０におい
ては上記スイッチング素子Ｑ20に対応して、フェライト
ビーズＦＢ1 、及びコンデンサＣS1と抵抗Ｒ5Aからなる
スナバ回路が設けられると共に、また、高速リカバリ型
ダイオードＤ2 に対しては、フェライトビーズＦＢ2 、
及びコンデンサＣS2と抵抗Ｒ5Bからなるスナバ回路が設
けられている。スイッチング素子Ｑ20及び高速リカバリ
型ダイオードＤ2 は、それぞれ次に説明するように、ア
クティブフィルタ制御回路２０ＡのＰＷＭ制御に基づい
てスイッチング動作を行うが、この時のターンオン／タ
ーンオフ電流の立ち上がり／立ち下がり時間が速いため
に比較的高レベルの輻射ノイズが発生する。そこで、上
記スナバ回路によってスイッチング電流波形の立ち上が
り／立ち下がり期間に傾斜をつけることで、輻射ノイズ
を抑圧するようにしている。 【００１２】アクティブフィルタ制御回路２０Ａは、こ
の場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うア
クティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石
の集積回路（ＩＣ）とされている。この場合、アクティ
ブフィルタ制御回路２０Ａは電源投入時にスイッチング
素子Ｑ20を駆動させる起動回路、所要のスイッチング周
波数を発生させる発振回路、上記発振周波数の信号を増
幅してスイッチング素子Ｑ20を駆動するためのゲート信
号を生成するドライブ回路、上記ドライブ回路より出力
されるスイッチング駆動信号についてＰＷＭ制御を行う
ＰＷＭ制御回路、及び、次に説明するフィードフォワー
ド回路及びフィードバック回路の入力に基づいて乗算を
行って、上記ＰＷＭ制御回路の制御入力信号を生成する
乗算器等によって構成される。この場合、ブリッジ整流
回路Ｄ1 の正極出力端子と一次側アース間には分圧抵抗
Ｒ1 、Ｒ2 が直列に挿入されており、この分圧抵抗Ｒ
1 、Ｒ2 の分圧値がアクティブフィルタ制御回路２０Ａ
に入力され、これによって、交流入力電圧に対応するフ
ィードフォワード回路が形成されている。また、フィー
ドバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平
滑電圧）を分圧抵抗Ｒ3 、Ｒ4 により分圧した電圧値を
アクティブフィルタ制御回路２０Ａに入力するようにし
て形成される。つまり、この図に示すアクティブフィル
タ制御回路２０Ａに対しては、フィードフォワード回路
より交流入力電圧のレベルに対応する電圧値が入力さ
れ、フィードバック回路からは、整流平滑電圧レベルに
対応する電圧値が入力されることになる。 【００１３】この場合、チョークコイルＣＨに巻装され
た巻線Ｎ5 と整流ダイオードＤ6 による半波整流回路の
出力がアクティブフィルタ制御回路２０Ａの動作電源と
して供給されている。 【００１４】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、アクティブフィルタ制御回路２０Ａではフ
ィードフォワード回路より入力された電圧値に基づいて
交流入力電圧レベルを検出し、内部の乗算器に入力す
る。また、一方でフィードバック回路から入力された電
圧値に基づいて整流平滑電圧の変動差分を検出する。ア
クティブフィルタ制御回路２０Ａでは、この整流平滑電
圧の変動差分に基づいて整流平滑電圧Ｅｉの平均値を約
３６０Ｖ〜３８０Ｖの範囲で一定となるように制御する
と共に、この整流平滑電圧の変動差分を内部の乗算器に
入力する。そして、乗算器において、上記交流入力電圧
レベルと整流平滑電圧の変動差分を乗算するが、この乗
算結果によって例えば交流入力電圧ＶACと同一波形の電
流指令値が生成される。そして、ＰＷＭ制御回路では上
記電流指令値と実際の交流入力電流レベルを比較して、
この差に応じたＰＷＭ信号を生成してドライブ回路に供
給する。スイッチング素子Ｑ20は、このＰＷＭ信号に基
づくドライブ信号によってスイッチング駆動される。こ
の結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となる
ように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力
率改善が図られることになる。この場合には、交流入力
電圧変動あるいは負荷変動に対して、０．９５〜０．９
９程度の力率が得られるようにされる。また、この場合
には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平
滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御さ
れるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることにな
る。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図８に
示した電源回路においては、力率改善コンバータとして
アクティブフィルタ回路２０が用いられているが、その
構成部品が高価であると共に構成部品の点数も比較的に
多くなって、回路の小型化及び低コスト化には不利であ
るという問題を有している。また、図８に示す電源回路
の場合、アクティブフィルタ回路２０及び後段のスイッ
チング電源部１は、共にＰＷＭ制御に基づくスイッチン
グ動作を行うことから、矩形波形の動作となって高レベ
ルのＥＭＩ（電磁妨害波）を輻射する。このため、例え
ばアクティブフィルタ回路２０の入力段に設けるノーマ
ルモードのローパスフィルタ（ＬN 及びＣN 、ＣN ）及
びコモンモードのノイズフィルタ（ＣＭＣ、ＣL ）を強
化する必要があり、それだけこれらノイズフィルタを形
成する素子の大型化及びコストアップを招く。また、前
述のようにＥＭＩ対策として、アクティブフィルタ回路
２０におけるスイッチング素子Ｑ20及び高速リカバリ型
ダイオードＤ2 に対してスナバ回路を設けた場合には、
それだけ電力損失も増加することが分かっており、例え
ば図８におけるアクティブフィルタ回路２０ではＡＣ−
ＤＣ電力変換効率は９０％程度に低減する。従って、例
えばスイッチング電源部１のＤＣ−ＤＣ変換効率が８５
％とすれば、電源回路全体としての総合電力変換効率は ９０％×８５％＝７６．５％ までに低減することになる。 【００１６】更に、図８に示したアクティブフィルタ回
路２０は、その直流出力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）が３
８０Ｖ程度で一定となるように制御されるため、交流入
力電圧がＡＣ１００Ｖ系の条件に対応する場合には、既
存のＡＣ１００Ｖ系対応のスイッチング電源部をそのま
ま用いることは不可能とされ、スイッチング素子の耐圧
向上をはじめ、各部の設計変更をしなければならず、こ
の点においてもコスト的に不利となる。 【００１７】 【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、アクティブフィルタ回路による方
式よりも低コストで小型化を図ることが可能とされ、ま
た、電力変換効率等の電気的特性が向上された力率改善
コンバータを提供することを目的とする。このため、整
流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコイ
ル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのロ
ーパスフィルタと、整流回路の整流電流経路に直列に挿
入される高速リカバリ型整流素子と、平滑回路から出力
される整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作
を行い、そのスイッチング出力を直列共振コンデンサ及
び直列共振巻線のインダクタンスにより形成される直列
共振回路に供給するようにされる電流共振形スイッチン
グコンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に
対して帰還されたスイッチング出力に基づいて力率改善
を図るようにされた力率改善回路と、交流入力電圧に対
して力率をほぼ一定に制御する力率制御回路を備えて力
率改善コンバータ回路を構成することとした。 【００１８】そして上記構成によれば、例えば、自励式
電流共振形コンバータによるスイッチング出力を整流経
路に帰還して力率改善を図るようにされるため、回路構
成は簡略となり、またスイッチングノイズも低レベルと
なる。また、本発明の構成による電流共振形コンバータ
では、交流入力電圧レベルに対応した直流出力電圧（整
流平滑電圧）が得られるようにされる。また、電流共振
形コンバータのスイッチング出力を帰還することにより
力率改善を行う方式では、交流入力電圧レベルの上昇に
伴って力率が低下するが、本発明による力率制御回路を
備えることによって、交流入力電圧レベルに関わらず力
率を一定とすることが可能となる。 【００１９】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態と
しての力率改善コンバータを備えて構成されるスイッチ
ング電源回路の構成を示す回路図とされ、図８と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。この図に示す力
率改善コンバータ部１０においては、先ず、ブリッジ整
流回路Ｄ1 の正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極
端子間のライン（整流出力ライン）に対して、フィルタ
チョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ2 −
磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉが直列に挿入さ
れている。なお、この場合には高速リカバリ型ダイオー
ドＤ2 はアノードがブリッジ整流回路Ｄ1 側となる方向
により挿入されている。この場合、上記フィルタチョー
クコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2の接続点
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間にはフィルタコンデ
ンサＣN が挿入されて、フィルタチョークコイルＬN と
共にノーマルモードのローパスフィルタを形成してい
る。また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに対
しては並列に共振用コンデンサＣ2 が接続されている。
なお、共振用コンデンサＣ2 の作用については後述す
る。 【００２０】この力率改善コンバータ部１０においては
整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形
コンバータが備えられている。この電流共振形コンバー
タに、図のようにハーフブリッジ結合された２つのスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が備えられ、平滑コンデンサＣ
ｉの正極側の接続点と一次側アース間に対してそれぞれ
のコレクタ、エミッタを介して接続されている。このス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−ベース間に
は、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入され、抵抗
ＲB1、ＲB2によりスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のベース
電流（ドライブ電流）を調整する。また、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダ
ンパーダイオードＤB1、ＤB2が挿入される。そして、共
振用コンデンサＣB1、ＣB2は次に説明するドライブトラ
ンスＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の
直列共振回路を形成している。また、スイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−エミッタ間にはそれぞれコン
デンサＣC1、ＣC2が並列に接続されて、矩形波となるス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング電圧の立ち上
がり／立ち下がり帰還に傾きを与え、スイッチングノイ
ズを抑制するようにしている。なお、コンデンサＣC1、
ＣC2には、例えば安価なセラミックコンデンサなどを用
いることができる。 【００２１】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆
動すると共にスイッチング周波数を可変制御する。この
ドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1、ＮB2と、駆
動巻線ＮB1を巻き上げるようにして設けられる共振電流
検出巻線ＮD に対して、その巻回方向が直交するように
して巻装された制御巻線ＮC が設けられる直交型の可飽
和リアクトルとされている。駆動巻線ＮB1は、その一端
が抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースと接続され、他端はスイッチング素
子Ｑ1 のエミッタに接続される。また、駆動巻線ＮB2の
一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲB2−共
振用コンデンサＣB2を介してスイッチング素子Ｑ2 のベ
ースと接続されており、駆動巻線ＮB1とは逆の極性の電
圧が出力されるようになされている。 【００２２】本実施の形態において磁気結合トランスＭ
ＣＴは、一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎｉ（そのインダク
タンスをＬｉで示す）とを、例えばフェライト材などの
コアによって磁気的に密結合して巻装して構成される。
なお、二次巻線Ｎｉは後述するようにして整流経路にス
イッチング電圧を重畳するためのインダクタとされる。
また、この場合には三次巻線Ｎ2 は上記一次巻線Ｎ1 を
巻き上げるようにして設けられている。 【００２３】上記磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ
1 の一端は、直列共振コンデンサＣ1 −共振電流検出巻
線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイ
ッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチング出力
点）と接続され、その他端は一次側アースに接地され
て、一次巻線Ｎ1 に対してスイッチング出力が供給され
るようになっている。上記接続形態によると、磁気結合
トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 と直列共振コンデンサＣ
1 は直列に接続されることになるが、一次巻線Ｎ1 のイ
ンダクタンス成分と直列共振コンデンサＣ1 のキャパシ
タンスとによって、このスイッチングコンバータを電流
共振形とするための直列共振回路を形成するようにされ
ている。 【００２４】また、トランジスタＱ10は、制御巻線ＮC
に対して制御電流ＩC を供給するために設けられる。こ
の場合、トランジスタＱ10のベースは、整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと一次側アース間に対して直列に挿入された
分圧抵抗Ｒ11、Ｒ12の分圧点と接続されて、整流平滑電
圧Ｅｉレベルに応じた直流電流が供給される。また、磁
気結合トランスＭＣＴの三次巻線Ｎ2 は、スイッチング
コンバータのスイッチング動作により交番電圧が発生す
るが、上記三次巻線Ｎ3 に対しては接続された整流ダイ
オードＤ3 、平滑コンデンサＣ3 からなる半波整流回路
及び抵抗Ｒ14及びちぇなーダイオードＺＤからなる定電
圧回路によって所定レベルの直流電圧が生成される。こ
の直流電圧は、トランジスタＱ10の動作電源として制御
巻線ＮC を介してトランジスタＱ10のコレクタに供給さ
れる。トランジスタＱ10のエミッタは抵抗Ｒ13を介して
一次側アースに接地される。 【００２５】本実施の形態の力率改善コンバータ部１０
は上記のようにして構成されるが、その電流共振形コン
バータのスイッチング動作としては次のようになる。先
ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1、
ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベースにベ
ース電流が供給されることになるが、例えばスイッチン
グ素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、スイッチング
素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。そしてスイッ
チング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検出巻線ＮD →
直列共振コンデンサＣ1 →一次巻線Ｎ1 →一次側アース
に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で
スイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 が
オフとなるように制御される。そして、スイッチング素
子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以
降、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 が交互にオンとなる自
励式のスイッチング動作が開始される。このように、平
滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによっ
て、磁気結合トランスＭＣＴの一次側巻線Ｎ1 に共振電
流ＩO の波形に近いドライブ電流を供給する。なお、ド
ライブトランスＰＲＴによるスイッチング周波数の可変
制御については後述する。 【００２６】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１０における力率改善動作としては次のようにな
る。上述のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ動作が行われると、そのスイッチング出力は磁気結合
トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 に供給される。そして、
磁気結合トランスＭＣＴにおいては一次巻線Ｎ1 に供給
されたスイッチング出力により発生するスイッチング周
期の交番電圧を、その磁気結合を介して二次巻線Ｎｉに
伝送する。この二次巻線Ｎｉはブリッジ整流回路Ｄ1 の
正極出力ラインに挿入されていることから、二次巻線Ｎ
ｉに励起されたスイッチング電圧により、整流経路を介
する整流出力電圧に対してスイッチング電圧が重畳され
ることになる。そして、このスイッチング電圧の重畳分
によって、整流経路に挿入されている高速リカバリ型ダ
イオードＤ2 では整流電流をスイッチング周期で断続す
る動作が得られることになる。この動作により、力率改
善コンバータ部１０においては整流出力電圧にスイッチ
ング出力が重畳された状態で平滑コンデンサＣｉに充電
を行うようにされ、このスイッチング電圧の重畳分によ
って平滑コンデンサＣｉの両端電圧をスイッチング周期
で引き下げるようにされる。このため、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）
よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへ充電
電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の
平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにさ
れ、交流入力電流の導通角が拡大されることになって力
率改善が図られることになる。 【００２７】また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎｉに対して並列に接続される共振用コンデンサＣ2
は、上記二次巻線ＮｉのインダクタンスＬｉと共に並列
共振回路を形成する。この並列共振回路は負荷変動に対
応してその共振インピーダンスが変化するようにされて
おり、この電源回路の負荷が軽くなった時に、整流経路
に帰還されるスイッチング電圧を抑圧するようにしてい
る。この結果、軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端子電
圧の上昇を抑制することになる。 【００２８】ところで、本実施の形態のように電流共振
形コンバータのスイッチング出力を整流経路に帰還する
ように構成された力率改善コンバータにおいては、仮に
スイッチング周波数が固定されていると、入力される交
流入力電圧ＶACが上昇するのに従って、力率特性が低下
する。ここで、図４は交流入力電圧に対する力率特性を
示すものとされ、この図に示す２本の破線は、本実施の
形態の構成の力率改善コンバータ部として、仮にスイッ
チング周波数を制御せずに固定した場合の力率特性を示
している。この図から分かるように、スイッチング周波
数が制御されない場合には、負荷電力ＰO ＝１５０Ｗ時
及びＰO ＝５０Ｗ時の何れの条件下でも、交流入力電圧
の上昇に伴って力率が低下する特性となり、例えば、交
流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において負荷電力ＰO ＝１
５０Ｗ時には力率ＰＦ＝０．９５となり、負荷電力ＰO
＝５０Ｗ時には力率ＰＦ＝０．７５となるように設定す
ると、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては負荷電
力ＰO ＝１５０Ｗ時の力率はＰＦ＝０．８、負荷電力Ｐ
O ＝５０Ｗ時の力率はＰＦ＝０．６まで低下し、ＡＣ２
００Ｖ系の交流入力電圧の範囲ではでは０．８程度以上
の充分な力率を得ることができなくなる。 【００２９】そこで、本実施の形態では次に述べるよう
にして、力率改善コンバータ部の電流共振形コンバータ
のスイッチング周波数を可変することによって、入力さ
れる交流入力電圧レベルに対して力率がほぼ一定となる
ように制御可能に構成されている。 【００３０】例えば、図１に示す電源回路の商用交流電
源に入力される交流入力電圧ＶACが上昇したように変化
したとすると、これに対応して整流平滑電圧Ｅｉも上昇
することから、整流平滑電圧Ｅｉから分圧抵抗Ｒ11を介
してトランジスタＱ10のベースに供給されるベース電流
が増加する。これによりトランジスタＱ10は、コレクタ
電流レベルを大きくするように動作することから、コレ
クタに接続された制御巻線ＮC には、上記コレクタ電流
が制御電流ＩC として流れることになる。つまり、交流
入力電圧レベルが上昇する場合には、これに応じて制御
巻線ＮC に流れる制御電流ＩC のレベルは大きくなるよ
うに制御される。ドライブトランスＰＲＴでは、上記の
ように制御電流ＩC のレベルが大きくなることにより、
駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスを小さくする。こ
れにより、駆動巻線ＮB1と共振コンデンサＣB1、及び駆
動巻線ＮB2と共振コンデンサＣB2により形成される２組
の自励発振回路の共振周波数を低下させ、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を高くするように
制御することになる。この場合、直列共振回路の共振周
波数に対してスイッチング周波数が変化することになる
が、これによって直列共振回路に供給されるスイッチン
グ出力の帰還量が変化して、この場合には力率改善を高
めるように制御されることになる。 【００３１】例えば、図２及び図３はそれぞれ交流入力
電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時における、本
実施の形態の力率改善コンバータ部１０の動作を示す波
形図とされ、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にお
いては、図２（ａ）に示すようにスイッチング周波数に
対応して１０μｓ（ｆｓ＝１００ＫＨｚ）の周期による
正弦波状の直列共振電流ＩO が直列共振回路に流れるよ
うにされる。また、このときの整流出力ラインにおける
高速リカバリ型ダイオードＤ2 と磁気結合トランスＭＣ
Ｔの二次巻線Ｎｉの接続点と一次側アース間の電位Ｖ1
は、図２（ｂ）に示すようにブリッジ整流回路Ｄ1 の整
流出力電圧に対してスイッチング電圧が重畳された波形
が得られ、その平均値が整流平滑電圧Ｅｉに相当する。
そして、交流入力電流ＩACは図２（ｃ）に示す期間に流
れる波形が得られ、実際には図４にて説明する程度の力
率に対応してその導通角が拡大されている。なお、図２
（ｂ）及び図２（ｃ）は商用電源周期による波形として
示されている。 【００３２】また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にお
いては、直列共振電流ＩO は、ＡＣ１００Ｖ時よりもス
イッチング周波数が高くなることに対応して、図３
（ａ）に示すように、ＡＣ１００Ｖ時のほぼ２倍の５μ
ｓ（ｆｓ＝２００ＫＨｚ）の周期により流れる波形が得
られるものとされる。このときの電位Ｖ1 は図２（ｂ）
に示され、ＡＣ１００Ｖ時の特性である図２（ａ）の波
形に対して、ほぼ２倍のレベルとなる波形が得られてい
る。そして、交流入力電流ＩACは、図３（ｃ）に示すよ
うに改善された力率に対応する導通角が得られていると
共に、ＡＣ２３０Ｖの交流入力電圧に対応して、ＡＣ１
００Ｖ時の交流入力電流ＩAC（図２（ｃ）参照）の１／
２程度のピークレベルとなっている。 【００３３】そして、上述のようにスイッチング周波数
の制御を行う本実施の形態の力率改善コンバータ部１０
の交流入力電圧に対する力率変化の特性例としては、図
４の実線のようになる。例えば、この図から分かるよう
にスイッチング周波数（ｆｓ）を制御した場合には、交
流入力電圧の上昇に対する力率の低下変動は、破線に示
すスイッチング周波数制御を行わない場合と比較して著
しく抑制されており、例えば、負荷電力ＰO ＝１５０Ｗ
時にはＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２３０Ｖの範囲で力率ＰＦ＝
０．９５前後が維持される特性が得られ、負荷電力ＰO
＝５０Ｗ時には力率ＰＦ＝０．８３前後が維持される特
性が得られる。 【００３４】ここで、本実施の形態である図１の電源回
路と従来例である図８の電源回路とを比較した場合、図
８におけるアクティブフィルタ回路２０のＡＣ−ＤＣ電
力変換効率が９０％程度とされていたのに対して、図１
のような自励式の電流共振形コンバータによる力率改善
コンバータ部１０では、スイッチング素子や高速リカバ
リ型ダイオードＤ2 における電力損失が大幅に低減され
てＡＣ−ＤＣ電力変換効率は、図８の場合よりも向上さ
れることになる。これによって、後段のスイッチング電
源部１を含めたスイッチング電源回路の総合的な電力変
換効率も向上されることになる。 【００３５】また、図１の力率改善コンバータ部１０で
は電流共振形コンバータが用いられていることから、ス
イッチング電流波形は図２（ａ）及び図３（ａ）に示し
たように正弦波状となる。従って、スイッチング動作に
より発生するノイズレベルも低いため、例えば、図１に
示したように各１組のフィルタチョークコイルＬN 及び
フィルタコンデンサＣN により形成するノーマルモード
のノイズフィルタで対応することが可能となり、図８に
示したようなπ型のノイズフィルタを構成する必要はな
くなる。また、コモンモードのノイズフィルタも特に強
化する必要がなくなることから、コモンモードチョーク
コイルＣＭＣ及びアクロスコンデンサＣL についても、
より小型で安価なものを選定することが可能となる。ま
た、力率改善コンバータ部１０の回路構成は、図８に示
したアクティブフィルタ回路２０よりも簡略な構成によ
り形成されることから構成部品点数も削減されることに
なる。 【００３６】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１０として、前述のように交流入力電圧としてＡＣ
１００Ｖが入力されている場合には、この交流入力電圧
レベルにほぼ同等とされる約１４９Ｖの整流平滑電圧Ｅ
ｉが計測される。これにより、後段のＰＷＭ方式による
スイッチング電源部１には既存のＡＣ１００Ｖ系対応の
スイッチングコンバータを再設計することなくそのまま
利用することが可能となり、それだけコスト的にも有利
となる。 【００３７】図５は、本発明の他の実施の形態を示す回
路図とされ、図１及び図８と同一部分については同一符
号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コン
バータ回路１１においては、一次巻線Ｎ1 はチョークコ
イルＣＨに巻装されてその自己インダクタンスＬ1 を得
るようにされる。なお、この場合にはチョークコイルＣ
Ｈに対して三次巻線Ｎ2 が巻装されて、一次巻線Ｎ1 に
供給されるスイッチング出力に基づいて交番電圧が励起
されるように構成されている。そして、三次巻線Ｎ2 に
対して接続された半波整流回路（Ｄ3、Ｃ3 ）及び定電
圧回路（ＺＤ、Ｒ14）により得られる直流電圧が制御電
流ＩCを得るためのトランジスタＱ10の供給電源となる
ことは、図１の場合と同様である。 【００３８】上記一次巻線Ｎ1 の一端は直列共振コンデ
ンサＣ1 −共振電流検出巻線ＮD −を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力点と接続されてい
る。また、その他端は、整流経路におけるフィルタチョ
ークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2 の接続
点に対して直接接続されている。 【００３９】この場合、共振用コンデンサＣ1 は高速リ
カバリ型ダイオードＤ2 に対して並列に接続され、フィ
ルタチョークコイルＬN 及びフィルタコンデンサＣN と
共に並列共振回路を形成するが、その作用は図１の場合
と同様とされ、交流入力電圧の変化に応じて上記並列共
振回路の共振周波数を可変して、低交流入力電圧時や軽
負荷時に整流平滑電圧が上昇するのを抑制し、電源回路
としてのレギュレ−ション範囲の拡大が行われるように
している。 【００４０】このようにして構成される力率改善コンバ
ータ部１１では、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に
供給されたスイッチング出力を、直列共振コンデンサＣ
1 の静電容量結合を介してフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ2 の接続点に対して印加
するようにして帰還する。これによって、フィルタチョ
ークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2 が挿入
された整流経路に対してスイッチング電圧が重畳される
ことになり、このスイッチング電圧の重畳分により高速
リカバリ型ダイオードＤ2 は、整流電流をスイッチング
周期で断続するように動作することになる。そして、以
降は図１で説明したと同様の作用によって交流入力電流
の導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。
また、本実施の形態においても図１の場合と同様に、直
交型のドライブトランスＰＲＴＴによってスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を制御すること
で、例えばＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の交流入力
電圧の変化に対する力率改善をほぼ一定となるように制
御することが可能とされる。更に、図８に示すアクティ
ブフィルタと比較した場合には、図１の実施の形態同様
に、電力変換効率の向上及び低ノイズ化や回路構成の簡
略化による小型／軽量化が図られることになる。 【００４１】図６は本発明の更に他の実施の形態を示す
回路図とされ、図１、図５及び図８と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コン
バータ部１２においては、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
をスイッチング駆動するドライブトランスＣＶＴ（Conv
erter Transformer)が備えられる。このドライブトラン
スＣＶＴには、一次巻線Ｎ1 に対して、駆動巻線ＮB1、
ＮB2が巻装され、三次巻線Ｎ2 が独立して巻装されてお
り、駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスを可変する制
御巻線は設けられていない。従って、本実施の形態にお
いてはスイッチング周波数は固定とされる。一次巻線Ｎ
1 に得られたスイッチング出力点は、図６の場合と同様
に、直列共振コンデンサＣ1 の静電容量結合を介して、
フィルタチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオー
ドＤ2 の接続点に印加される。従って力率改善動作は図
５の力率改善コンバータ部１１と同様となる。 【００４２】この図に示す直交型の制御トランスＰＲＴ
は、被制御巻線ＮR と制御巻線ＮCの巻回方向が互いに
直交するように巻装して構成されている。この制御トラ
ンスＰＲＴの被制御巻線ＮR は、共振用コンデンサＣ2
と直列接続回路を形成したうえで、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 に対して並列に接続される。制御巻線ＮC
は、その一端が一次側アースと接続され、他端はトラン
ジスタＱ10のコレクタと接続されることで、コレクタ電
流が制御電流として供給される。この場合、トランジス
タＱ10はＰＮＰタイプとされ、トランジスタＱ10の動作
電源となる直流はエミッタ抵抗Ｒ13を介してエミッタに
対して接続される。 【００４３】このような構成による力率改善コンバータ
部１２においては、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイ
ッチング周波数は固定とされるが、この場合には、制御
トランスＰＲＴによって交流入力電圧のレベルに応じ
て、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が可変され
る。この場合、共振用コンデンサＣ2 はフィルタコンデ
ンサＣN のキャパシタンスとチョークコイルＬN のイン
ダクタンスに加え、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬ
R と共に並列共振回路を形成するようにされる。このた
め、交流入力電圧の変化に応じて、上記並列共振回路の
共振周波数が直列共振回路（Ｎ1 、Ｃ1 ）の共振周波数
に対して変化するように制御されて、整流経路に帰還す
るスイッチング出力に対するインピーダンスが変化する
ようにされる。 これにより、直列共振回路から整流経
路に供給されるスイッチング出力の帰還量が可変制御さ
れ、結果的に先の各実施の形態と同様に交流入力電圧に
対して力率がほぼ一定となるように制御されることにな
る。 【００４４】また、本実施の形態においても図８に示す
アクティブフィルタによる力率改善コンバータ回路と比
較して、上記各実施の形態と同様に電力変換効率の向上
及び低ノイズ化や回路構成の簡略化による小型／軽量化
が図られる。 【００４５】図７は、本発明の更に他の実施の形態を示
す回路図とされ、図１、図５及び図６と同一部分は同一
符号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コ
ンバータ部１３においては、自励式の電流共振形コンバ
ータとして、４石のスイッチング素子によるフルブリッ
ジ結合タイプとされて、例えば、先の各実施の形態によ
る電源回路よりも重負荷に対応することが可能とされて
いる。そこで、先ずこの力率改善コンバータ部１３にお
ける電流共振形コンバータの構成について説明する。 【００４６】この図に示す電流共振形コンバータにおい
て、４石のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4
は、フルブリッジ結合式のスイッチングコンバータを形
成する。図のようにスイッチング素子Ｑ1 及びＱ2 は、
平滑コンデンサＣｉの正極とアース間に対して、それぞ
れのコレクタ−エミッタを介して直列に接続されてい
る。また、スイッチング素子Ｑ3 及びＱ4 側もまた、上
記と同様にして接続される。 【００４７】そして、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗ＲS1、Ｒ
S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
ベース−エミッタ間に挿入されるクランプダイオードＤ
B1、ＤB2はそれぞれスイッチングオフ時の逆方向電流の
経路を形成するために設けられる。また、ダンピング抵
抗ＲB1、ＲB2はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のベース電流（ドライブ電流）を調整する。そして、共
振コンデンサＣB1、ＣB2は、後述するドライブトランス
ＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の直列
共振回路を形成しており、これらの素子によりスイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 の駆動回路系が形成される。 【００４８】また、スイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 に対し
ても、それぞれ起動抵抗ＲS3、ＲS4、クランプダイオー
ドＤB3、ＤB3、ダンピング抵抗ＲB3、ＲB4、共振コンデ
ンサＣB3、ＣB4、及び駆動巻線ＮB3、ＮB4が、上述と同
様の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ
3 、Ｑ4 の各駆動回路系を形成している。 【００４９】また、この場合にはスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 の各コレクタ−エミッタ間に対し
て、それぞれコンデンサＣC1、ＣC2、ＣC3、ＣC4が接続
されて、スイッチング電圧により発生するノイズを吸収
するようにされている。 【００５０】ドライブトランスＰＲＴは、フルブリッジ
結合方式に対応して駆動巻線ＮB1〜ＮB4及び、駆動巻線
ＮB1を巻き上げて形成される共振電流検出巻線ＮD が巻
装され、これら各巻線とその巻回方向が直交するように
して制御巻線ＮC が巻装される。 【００５１】この場合、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の
スイッチング出力は、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｎ1 及び直列共振コンデンサＣ1 からなる直列共振回
路に供給される。この図に示す直列共振回路としては、
磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1の一端が共振電
流検出巻線ＮD を介して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のエミッタ−コレクタの接続点（スイッチング出力点）
と接続され、他端は直列共振コンデンサＣ1 を介してス
イッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 のエミッタ−コレクタの接続
点（スイッチング出力点）と接続され、磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が供給され
る。 【００５２】上記構成の電流共振形のスイッチング動作
としては、例えばスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］の組
とスイッチング素子［Ｑ2 、Ｑ3 ］の組が交互にオン／
オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商用交流電
源が投入されると、起動抵抗ＲS1〜ＲS4を介してスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のベースにベース電流が供給され
ることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］
が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子［Ｑ
2 、Ｑ3 ］はオフとなるように制御される。そして、ス
イッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］の出力として、スイッチ
ング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ→共振電流検出巻線
ＮD →磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 →直列共
振コンデンサＣ1 →スイッチング素子Ｑ4 のコレクタ−
エミッタ→一次側アースの経路で電流が流れるが、この
際、一次側直列共振回路を流れる共振電流が０となる近
傍でスイッチング素子［Ｑ2 、Ｑ3 ］がオン、スイッチ
ング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］がオフとなるように制御され
る。そして、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方
向に直列共振回路に対して共振電流が流れる。以降、ス
イッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］及び［Ｑ2 、Ｑ3 ］が交
互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始され
る。 【００５３】力率改善コンバータ部１３に設けられる磁
気結合トランスＭＣＴは、電流共振形コンバータの直列
共振回路を形成する一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎｉを磁気
的に密結合して構成される。なお、二次巻線Ｎｉは図１
で説明したのと同様の接続形態によって整流出力ライン
に挿入されている。 【００５４】そして、上記のようにして構成される力率
改善コンバータ部１３においては、上述のようにして電
流共振形コンバータのスイッチング動作が行われること
で、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 にスイッチ
ング出力が供給され、磁気結合トランスＭＣＴにおいて
はその磁気結合を介して、スイッチング電圧が二次巻線
Ｎｉに励起されることになる。これにより、本実施の形
態においても以降は図１にて説明したと同様の作用によ
って力率改善が図られることにる。 【００５５】この図に示す制御回路２は、整流平滑電圧
Ｅｉのレベルに応じて可変される直流電流を制御巻線Ｎ
C に供給する増幅器として構成され、例えば先の各実施
の形態に示した、トランジスタＱ10を備えて形成される
増幅回路に準ずる構成により形成されればよい。従っ
て、本実施の形態においても例えば図１に示したドライ
ブトランスＰＲＴと同様にして、交流入力電圧レベルに
応じてスイッチング周波数が可変制御され、交流入力電
圧の変化に対して力率を一定に保つように構成される。 【００５６】本実施の形態の場合には４本のスイッチン
グ素子を備えて力率改善コンバータ部１３が構成される
ことになるが、例えば図８に示すアクティブフィルタ回
路２０が同程度の負荷電力等の条件に対応するように構
成されたものと比較した場合には、本実施の形態のほう
が電力変換効率、及びスイッチングノイズの低減に伴う
部品の削減及び小型化が図られることになる。 【００５７】なお、上記各実施の形態に示すスイッチン
グ電源部１としては、ＰＷＭ方式によるフライバックコ
ンバータあるいはフォワードコンバータ等のほか、ＲＣ
Ｃ（リンギングチョークコンバータ）をはじめとする他
の方式による各種タイプのスイッチングコンバータが用
いられても構わないことはいうまでもないが、スイッチ
ング動作の電流波形もしくは電圧波形が矩形波となるス
イッチングコンバータが接続される場合に適用して好適
とされる。また、先に本出願人により上記各実施の形態
に示す回路構成以外で、電流共振形コンバータのスイッ
チング出力を整流電流経路に帰還することにより力率改
善を図るスイッチング電源回路が各種提案されている
が、これらの発明の構成を本発明の力率改善コンバータ
回路の構成として適用することも可能とされる。 【００５８】 【発明の効果】以上説明したように本発明は、自励式に
よる電流共振形コンバータのスイッチング出力を整流経
路に帰還して力率改善を図るようにされた力率改善コン
バータ回路とすることで、例えばアクティブフィルタに
よって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上さ
れるという効果を有している。この際、本発明では電流
共振形コンバータのスイッチング周波数を制御すること
によって、交流入力電圧の変化に対して力率が一定に保
つようにされ、例えばＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系
の範囲で適正な力率を得ることが可能となる。また、電
流共振形コンバータはアクティブフィルタよりも簡略な
回路構成により形成可能であると共に、電流共振形の動
作ではスイッチングノイズが大幅に低減されてノイズフ
ィルタを強化する必要もなくなることから、大幅に力率
改善コンバータ回路基板及び電源回路サイズの小型／軽
量化を促進することが可能となり、それだけコストも抑
えられることになる。また、力率改善コンバータ回路と
して電流共振形コンバータが用いられることで、交流入
力電圧レベルにほぼ対応した直流出力電圧（整流平滑電
圧）を生成するため、特にＡＣ１００Ｖ系に対応する場
合には、後段のスイッチング電源の再設計を行う必要が
なくなり、これによっても低コスト化や製品管理の点で
有利となる。
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タに関するものである。 【０００２】 【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。 【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。 【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られている。 【０００５】図８は、上記アクティブフィルタを備えて
力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回路
の一例を示す回路図とされる。この図に示す電源回路に
おいては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノ
イズを除去するノイズフィルタとして、コモンモードチ
ョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣL が設けら
れている。商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ1 に
より全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回路
Ｄ1 の整流出力ラインと、平滑回路である平滑コンデン
サＣｉ間に対してアクティブフィルタ２０が設けられ
て、後述するようにして力率改善を図る。 【０００６】スイッチング電源部１は、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイ
ッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧Ｅ1 、Ｅ
2 を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例えばこの
場合には、ＰＷＭ方式により定電圧化制御を行うスイッ
チングコンバータが備えられているものとされる。な
お、この場合のアクティブフィルタ２０は昇圧型とされ
るが、このアクティブフィルタ２０により生成される直
流電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）は、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ
２００Ｖ系の交流入力電圧レベルの変化に対して例えば
約３８０Ｖで一定となるように制御される。 【０００７】次に、アクティブフィルタ２０の構成につ
いて説明する。この図に示すアクティブフィルタ２０に
おいては、ブリッジ整流回路Ｄ1 の正極出力ラインに対
してフィルタチョークコイルＬN −チョークコイルＣＨ
の巻線Ｌｉ−フェライトビーズＦＢ2 −高速リカバリ型
ダイオードＤ2 が直列に接続されている。そして、フィ
ルタチョークコイルＬN の両端には２本のフィルタコン
デンサＣN がそれぞれ一次側アースに対して接続される
ようにして設けられ、これらフィルタチョークコイルＬ
N 及びフィルタコンデンサＣN 、ＣN により、いわゆる
π型のノーマルモードのローパスフィルタを形成する。
そして、これらコモンモード及びノーマルモードのノイ
ズフィルタによって、商用交流電源ＡＣに流れ込むスイ
ッチングノイズなどの高調波ノイズを阻止するようにさ
れている。 【０００８】ここで、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ
は、後述するスイッチング素子Ｑ20のスイッチング期間
に電流を負荷側（スイッチングコンバータ部側）に流し
込むために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あ
るいは電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機
能するインダクタンスとして挿入されている。また、高
速リカバリ型ダイオードＤ2 は、後述するようにしてス
イッチング素子Ｑ20のスイッチング動作によって、整流
出力ラインに高周波電流が流れることに対応して設けら
れるものとされる。 【０００９】上記チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高
速リカバリ型ダイオードＤ2 を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサＣｉに対して充電さ
れて、この平滑コンデンサＣｉの両端に後段のスイッチ
ング電源部１の動作電源となる整流平滑電圧Ｅｉを生成
する。 【００１０】また、アクティブフィルタを形成する部品
であるスイッチング素子Ｑ20は、この場合には、例え
ば、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタが用いられ、ドレイン
に対してチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉとフェライトビ
ーズＦＢ2 を介した高速リカバリ型ダイオードＤ12のア
ノードの接続点に対して、フェライトビーズＦＢ1 を介
して接続され、ソースは突入電流制限抵抗ＲD1を介して
一次側アースに接地されている。このスイッチング素子
Ｑ20は、後述するアクティブフィルタ制御回路２０内の
ドライブ回路からゲートに対してスイッチング駆動信号
が供給されることによって、スイッチング動作が行われ
る。 【００１１】また、このアクティブフィルタ２０におい
ては上記スイッチング素子Ｑ20に対応して、フェライト
ビーズＦＢ1 、及びコンデンサＣS1と抵抗Ｒ5Aからなる
スナバ回路が設けられると共に、また、高速リカバリ型
ダイオードＤ2 に対しては、フェライトビーズＦＢ2 、
及びコンデンサＣS2と抵抗Ｒ5Bからなるスナバ回路が設
けられている。スイッチング素子Ｑ20及び高速リカバリ
型ダイオードＤ2 は、それぞれ次に説明するように、ア
クティブフィルタ制御回路２０ＡのＰＷＭ制御に基づい
てスイッチング動作を行うが、この時のターンオン／タ
ーンオフ電流の立ち上がり／立ち下がり時間が速いため
に比較的高レベルの輻射ノイズが発生する。そこで、上
記スナバ回路によってスイッチング電流波形の立ち上が
り／立ち下がり期間に傾斜をつけることで、輻射ノイズ
を抑圧するようにしている。 【００１２】アクティブフィルタ制御回路２０Ａは、こ
の場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うア
クティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石
の集積回路（ＩＣ）とされている。この場合、アクティ
ブフィルタ制御回路２０Ａは電源投入時にスイッチング
素子Ｑ20を駆動させる起動回路、所要のスイッチング周
波数を発生させる発振回路、上記発振周波数の信号を増
幅してスイッチング素子Ｑ20を駆動するためのゲート信
号を生成するドライブ回路、上記ドライブ回路より出力
されるスイッチング駆動信号についてＰＷＭ制御を行う
ＰＷＭ制御回路、及び、次に説明するフィードフォワー
ド回路及びフィードバック回路の入力に基づいて乗算を
行って、上記ＰＷＭ制御回路の制御入力信号を生成する
乗算器等によって構成される。この場合、ブリッジ整流
回路Ｄ1 の正極出力端子と一次側アース間には分圧抵抗
Ｒ1 、Ｒ2 が直列に挿入されており、この分圧抵抗Ｒ
1 、Ｒ2 の分圧値がアクティブフィルタ制御回路２０Ａ
に入力され、これによって、交流入力電圧に対応するフ
ィードフォワード回路が形成されている。また、フィー
ドバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平
滑電圧）を分圧抵抗Ｒ3 、Ｒ4 により分圧した電圧値を
アクティブフィルタ制御回路２０Ａに入力するようにし
て形成される。つまり、この図に示すアクティブフィル
タ制御回路２０Ａに対しては、フィードフォワード回路
より交流入力電圧のレベルに対応する電圧値が入力さ
れ、フィードバック回路からは、整流平滑電圧レベルに
対応する電圧値が入力されることになる。 【００１３】この場合、チョークコイルＣＨに巻装され
た巻線Ｎ5 と整流ダイオードＤ6 による半波整流回路の
出力がアクティブフィルタ制御回路２０Ａの動作電源と
して供給されている。 【００１４】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、アクティブフィルタ制御回路２０Ａではフ
ィードフォワード回路より入力された電圧値に基づいて
交流入力電圧レベルを検出し、内部の乗算器に入力す
る。また、一方でフィードバック回路から入力された電
圧値に基づいて整流平滑電圧の変動差分を検出する。ア
クティブフィルタ制御回路２０Ａでは、この整流平滑電
圧の変動差分に基づいて整流平滑電圧Ｅｉの平均値を約
３６０Ｖ〜３８０Ｖの範囲で一定となるように制御する
と共に、この整流平滑電圧の変動差分を内部の乗算器に
入力する。そして、乗算器において、上記交流入力電圧
レベルと整流平滑電圧の変動差分を乗算するが、この乗
算結果によって例えば交流入力電圧ＶACと同一波形の電
流指令値が生成される。そして、ＰＷＭ制御回路では上
記電流指令値と実際の交流入力電流レベルを比較して、
この差に応じたＰＷＭ信号を生成してドライブ回路に供
給する。スイッチング素子Ｑ20は、このＰＷＭ信号に基
づくドライブ信号によってスイッチング駆動される。こ
の結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となる
ように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力
率改善が図られることになる。この場合には、交流入力
電圧変動あるいは負荷変動に対して、０．９５〜０．９
９程度の力率が得られるようにされる。また、この場合
には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平
滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御さ
れるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることにな
る。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図８に
示した電源回路においては、力率改善コンバータとして
アクティブフィルタ回路２０が用いられているが、その
構成部品が高価であると共に構成部品の点数も比較的に
多くなって、回路の小型化及び低コスト化には不利であ
るという問題を有している。また、図８に示す電源回路
の場合、アクティブフィルタ回路２０及び後段のスイッ
チング電源部１は、共にＰＷＭ制御に基づくスイッチン
グ動作を行うことから、矩形波形の動作となって高レベ
ルのＥＭＩ（電磁妨害波）を輻射する。このため、例え
ばアクティブフィルタ回路２０の入力段に設けるノーマ
ルモードのローパスフィルタ（ＬN 及びＣN 、ＣN ）及
びコモンモードのノイズフィルタ（ＣＭＣ、ＣL ）を強
化する必要があり、それだけこれらノイズフィルタを形
成する素子の大型化及びコストアップを招く。また、前
述のようにＥＭＩ対策として、アクティブフィルタ回路
２０におけるスイッチング素子Ｑ20及び高速リカバリ型
ダイオードＤ2 に対してスナバ回路を設けた場合には、
それだけ電力損失も増加することが分かっており、例え
ば図８におけるアクティブフィルタ回路２０ではＡＣ−
ＤＣ電力変換効率は９０％程度に低減する。従って、例
えばスイッチング電源部１のＤＣ−ＤＣ変換効率が８５
％とすれば、電源回路全体としての総合電力変換効率は ９０％×８５％＝７６．５％ までに低減することになる。 【００１６】更に、図８に示したアクティブフィルタ回
路２０は、その直流出力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）が３
８０Ｖ程度で一定となるように制御されるため、交流入
力電圧がＡＣ１００Ｖ系の条件に対応する場合には、既
存のＡＣ１００Ｖ系対応のスイッチング電源部をそのま
ま用いることは不可能とされ、スイッチング素子の耐圧
向上をはじめ、各部の設計変更をしなければならず、こ
の点においてもコスト的に不利となる。 【００１７】 【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、アクティブフィルタ回路による方
式よりも低コストで小型化を図ることが可能とされ、ま
た、電力変換効率等の電気的特性が向上された力率改善
コンバータを提供することを目的とする。このため、整
流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコイ
ル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのロ
ーパスフィルタと、整流回路の整流電流経路に直列に挿
入される高速リカバリ型整流素子と、平滑回路から出力
される整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作
を行い、そのスイッチング出力を直列共振コンデンサ及
び直列共振巻線のインダクタンスにより形成される直列
共振回路に供給するようにされる電流共振形スイッチン
グコンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に
対して帰還されたスイッチング出力に基づいて力率改善
を図るようにされた力率改善回路と、交流入力電圧に対
して力率をほぼ一定に制御する力率制御回路を備えて力
率改善コンバータ回路を構成することとした。 【００１８】そして上記構成によれば、例えば、自励式
電流共振形コンバータによるスイッチング出力を整流経
路に帰還して力率改善を図るようにされるため、回路構
成は簡略となり、またスイッチングノイズも低レベルと
なる。また、本発明の構成による電流共振形コンバータ
では、交流入力電圧レベルに対応した直流出力電圧（整
流平滑電圧）が得られるようにされる。また、電流共振
形コンバータのスイッチング出力を帰還することにより
力率改善を行う方式では、交流入力電圧レベルの上昇に
伴って力率が低下するが、本発明による力率制御回路を
備えることによって、交流入力電圧レベルに関わらず力
率を一定とすることが可能となる。 【００１９】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態と
しての力率改善コンバータを備えて構成されるスイッチ
ング電源回路の構成を示す回路図とされ、図８と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。この図に示す力
率改善コンバータ部１０においては、先ず、ブリッジ整
流回路Ｄ1 の正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極
端子間のライン（整流出力ライン）に対して、フィルタ
チョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ2 −
磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉが直列に挿入さ
れている。なお、この場合には高速リカバリ型ダイオー
ドＤ2 はアノードがブリッジ整流回路Ｄ1 側となる方向
により挿入されている。この場合、上記フィルタチョー
クコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2の接続点
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間にはフィルタコンデ
ンサＣN が挿入されて、フィルタチョークコイルＬN と
共にノーマルモードのローパスフィルタを形成してい
る。また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに対
しては並列に共振用コンデンサＣ2 が接続されている。
なお、共振用コンデンサＣ2 の作用については後述す
る。 【００２０】この力率改善コンバータ部１０においては
整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形
コンバータが備えられている。この電流共振形コンバー
タに、図のようにハーフブリッジ結合された２つのスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が備えられ、平滑コンデンサＣ
ｉの正極側の接続点と一次側アース間に対してそれぞれ
のコレクタ、エミッタを介して接続されている。このス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−ベース間に
は、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入され、抵抗
ＲB1、ＲB2によりスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のベース
電流（ドライブ電流）を調整する。また、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダ
ンパーダイオードＤB1、ＤB2が挿入される。そして、共
振用コンデンサＣB1、ＣB2は次に説明するドライブトラ
ンスＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の
直列共振回路を形成している。また、スイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−エミッタ間にはそれぞれコン
デンサＣC1、ＣC2が並列に接続されて、矩形波となるス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング電圧の立ち上
がり／立ち下がり帰還に傾きを与え、スイッチングノイ
ズを抑制するようにしている。なお、コンデンサＣC1、
ＣC2には、例えば安価なセラミックコンデンサなどを用
いることができる。 【００２１】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆
動すると共にスイッチング周波数を可変制御する。この
ドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1、ＮB2と、駆
動巻線ＮB1を巻き上げるようにして設けられる共振電流
検出巻線ＮD に対して、その巻回方向が直交するように
して巻装された制御巻線ＮC が設けられる直交型の可飽
和リアクトルとされている。駆動巻線ＮB1は、その一端
が抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 のベースと接続され、他端はスイッチング素
子Ｑ1 のエミッタに接続される。また、駆動巻線ＮB2の
一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲB2−共
振用コンデンサＣB2を介してスイッチング素子Ｑ2 のベ
ースと接続されており、駆動巻線ＮB1とは逆の極性の電
圧が出力されるようになされている。 【００２２】本実施の形態において磁気結合トランスＭ
ＣＴは、一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎｉ（そのインダク
タンスをＬｉで示す）とを、例えばフェライト材などの
コアによって磁気的に密結合して巻装して構成される。
なお、二次巻線Ｎｉは後述するようにして整流経路にス
イッチング電圧を重畳するためのインダクタとされる。
また、この場合には三次巻線Ｎ2 は上記一次巻線Ｎ1 を
巻き上げるようにして設けられている。 【００２３】上記磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ
1 の一端は、直列共振コンデンサＣ1 −共振電流検出巻
線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイ
ッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチング出力
点）と接続され、その他端は一次側アースに接地され
て、一次巻線Ｎ1 に対してスイッチング出力が供給され
るようになっている。上記接続形態によると、磁気結合
トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 と直列共振コンデンサＣ
1 は直列に接続されることになるが、一次巻線Ｎ1 のイ
ンダクタンス成分と直列共振コンデンサＣ1 のキャパシ
タンスとによって、このスイッチングコンバータを電流
共振形とするための直列共振回路を形成するようにされ
ている。 【００２４】また、トランジスタＱ10は、制御巻線ＮC
に対して制御電流ＩC を供給するために設けられる。こ
の場合、トランジスタＱ10のベースは、整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと一次側アース間に対して直列に挿入された
分圧抵抗Ｒ11、Ｒ12の分圧点と接続されて、整流平滑電
圧Ｅｉレベルに応じた直流電流が供給される。また、磁
気結合トランスＭＣＴの三次巻線Ｎ2 は、スイッチング
コンバータのスイッチング動作により交番電圧が発生す
るが、上記三次巻線Ｎ3 に対しては接続された整流ダイ
オードＤ3 、平滑コンデンサＣ3 からなる半波整流回路
及び抵抗Ｒ14及びちぇなーダイオードＺＤからなる定電
圧回路によって所定レベルの直流電圧が生成される。こ
の直流電圧は、トランジスタＱ10の動作電源として制御
巻線ＮC を介してトランジスタＱ10のコレクタに供給さ
れる。トランジスタＱ10のエミッタは抵抗Ｒ13を介して
一次側アースに接地される。 【００２５】本実施の形態の力率改善コンバータ部１０
は上記のようにして構成されるが、その電流共振形コン
バータのスイッチング動作としては次のようになる。先
ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1、
ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベースにベ
ース電流が供給されることになるが、例えばスイッチン
グ素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、スイッチング
素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。そしてスイッ
チング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検出巻線ＮD →
直列共振コンデンサＣ1 →一次巻線Ｎ1 →一次側アース
に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で
スイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 が
オフとなるように制御される。そして、スイッチング素
子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以
降、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 が交互にオンとなる自
励式のスイッチング動作が開始される。このように、平
滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによっ
て、磁気結合トランスＭＣＴの一次側巻線Ｎ1 に共振電
流ＩO の波形に近いドライブ電流を供給する。なお、ド
ライブトランスＰＲＴによるスイッチング周波数の可変
制御については後述する。 【００２６】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１０における力率改善動作としては次のようにな
る。上述のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ動作が行われると、そのスイッチング出力は磁気結合
トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 に供給される。そして、
磁気結合トランスＭＣＴにおいては一次巻線Ｎ1 に供給
されたスイッチング出力により発生するスイッチング周
期の交番電圧を、その磁気結合を介して二次巻線Ｎｉに
伝送する。この二次巻線Ｎｉはブリッジ整流回路Ｄ1 の
正極出力ラインに挿入されていることから、二次巻線Ｎ
ｉに励起されたスイッチング電圧により、整流経路を介
する整流出力電圧に対してスイッチング電圧が重畳され
ることになる。そして、このスイッチング電圧の重畳分
によって、整流経路に挿入されている高速リカバリ型ダ
イオードＤ2 では整流電流をスイッチング周期で断続す
る動作が得られることになる。この動作により、力率改
善コンバータ部１０においては整流出力電圧にスイッチ
ング出力が重畳された状態で平滑コンデンサＣｉに充電
を行うようにされ、このスイッチング電圧の重畳分によ
って平滑コンデンサＣｉの両端電圧をスイッチング周期
で引き下げるようにされる。このため、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）
よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへ充電
電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の
平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにさ
れ、交流入力電流の導通角が拡大されることになって力
率改善が図られることになる。 【００２７】また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎｉに対して並列に接続される共振用コンデンサＣ2
は、上記二次巻線ＮｉのインダクタンスＬｉと共に並列
共振回路を形成する。この並列共振回路は負荷変動に対
応してその共振インピーダンスが変化するようにされて
おり、この電源回路の負荷が軽くなった時に、整流経路
に帰還されるスイッチング電圧を抑圧するようにしてい
る。この結果、軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端子電
圧の上昇を抑制することになる。 【００２８】ところで、本実施の形態のように電流共振
形コンバータのスイッチング出力を整流経路に帰還する
ように構成された力率改善コンバータにおいては、仮に
スイッチング周波数が固定されていると、入力される交
流入力電圧ＶACが上昇するのに従って、力率特性が低下
する。ここで、図４は交流入力電圧に対する力率特性を
示すものとされ、この図に示す２本の破線は、本実施の
形態の構成の力率改善コンバータ部として、仮にスイッ
チング周波数を制御せずに固定した場合の力率特性を示
している。この図から分かるように、スイッチング周波
数が制御されない場合には、負荷電力ＰO ＝１５０Ｗ時
及びＰO ＝５０Ｗ時の何れの条件下でも、交流入力電圧
の上昇に伴って力率が低下する特性となり、例えば、交
流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において負荷電力ＰO ＝１
５０Ｗ時には力率ＰＦ＝０．９５となり、負荷電力ＰO
＝５０Ｗ時には力率ＰＦ＝０．７５となるように設定す
ると、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時においては負荷電
力ＰO ＝１５０Ｗ時の力率はＰＦ＝０．８、負荷電力Ｐ
O ＝５０Ｗ時の力率はＰＦ＝０．６まで低下し、ＡＣ２
００Ｖ系の交流入力電圧の範囲ではでは０．８程度以上
の充分な力率を得ることができなくなる。 【００２９】そこで、本実施の形態では次に述べるよう
にして、力率改善コンバータ部の電流共振形コンバータ
のスイッチング周波数を可変することによって、入力さ
れる交流入力電圧レベルに対して力率がほぼ一定となる
ように制御可能に構成されている。 【００３０】例えば、図１に示す電源回路の商用交流電
源に入力される交流入力電圧ＶACが上昇したように変化
したとすると、これに対応して整流平滑電圧Ｅｉも上昇
することから、整流平滑電圧Ｅｉから分圧抵抗Ｒ11を介
してトランジスタＱ10のベースに供給されるベース電流
が増加する。これによりトランジスタＱ10は、コレクタ
電流レベルを大きくするように動作することから、コレ
クタに接続された制御巻線ＮC には、上記コレクタ電流
が制御電流ＩC として流れることになる。つまり、交流
入力電圧レベルが上昇する場合には、これに応じて制御
巻線ＮC に流れる制御電流ＩC のレベルは大きくなるよ
うに制御される。ドライブトランスＰＲＴでは、上記の
ように制御電流ＩC のレベルが大きくなることにより、
駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスを小さくする。こ
れにより、駆動巻線ＮB1と共振コンデンサＣB1、及び駆
動巻線ＮB2と共振コンデンサＣB2により形成される２組
の自励発振回路の共振周波数を低下させ、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を高くするように
制御することになる。この場合、直列共振回路の共振周
波数に対してスイッチング周波数が変化することになる
が、これによって直列共振回路に供給されるスイッチン
グ出力の帰還量が変化して、この場合には力率改善を高
めるように制御されることになる。 【００３１】例えば、図２及び図３はそれぞれ交流入力
電圧ＶAC＝１００Ｖ時とＶAC＝２３０Ｖ時における、本
実施の形態の力率改善コンバータ部１０の動作を示す波
形図とされ、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にお
いては、図２（ａ）に示すようにスイッチング周波数に
対応して１０μｓ（ｆｓ＝１００ＫＨｚ）の周期による
正弦波状の直列共振電流ＩO が直列共振回路に流れるよ
うにされる。また、このときの整流出力ラインにおける
高速リカバリ型ダイオードＤ2 と磁気結合トランスＭＣ
Ｔの二次巻線Ｎｉの接続点と一次側アース間の電位Ｖ1
は、図２（ｂ）に示すようにブリッジ整流回路Ｄ1 の整
流出力電圧に対してスイッチング電圧が重畳された波形
が得られ、その平均値が整流平滑電圧Ｅｉに相当する。
そして、交流入力電流ＩACは図２（ｃ）に示す期間に流
れる波形が得られ、実際には図４にて説明する程度の力
率に対応してその導通角が拡大されている。なお、図２
（ｂ）及び図２（ｃ）は商用電源周期による波形として
示されている。 【００３２】また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にお
いては、直列共振電流ＩO は、ＡＣ１００Ｖ時よりもス
イッチング周波数が高くなることに対応して、図３
（ａ）に示すように、ＡＣ１００Ｖ時のほぼ２倍の５μ
ｓ（ｆｓ＝２００ＫＨｚ）の周期により流れる波形が得
られるものとされる。このときの電位Ｖ1 は図２（ｂ）
に示され、ＡＣ１００Ｖ時の特性である図２（ａ）の波
形に対して、ほぼ２倍のレベルとなる波形が得られてい
る。そして、交流入力電流ＩACは、図３（ｃ）に示すよ
うに改善された力率に対応する導通角が得られていると
共に、ＡＣ２３０Ｖの交流入力電圧に対応して、ＡＣ１
００Ｖ時の交流入力電流ＩAC（図２（ｃ）参照）の１／
２程度のピークレベルとなっている。 【００３３】そして、上述のようにスイッチング周波数
の制御を行う本実施の形態の力率改善コンバータ部１０
の交流入力電圧に対する力率変化の特性例としては、図
４の実線のようになる。例えば、この図から分かるよう
にスイッチング周波数（ｆｓ）を制御した場合には、交
流入力電圧の上昇に対する力率の低下変動は、破線に示
すスイッチング周波数制御を行わない場合と比較して著
しく抑制されており、例えば、負荷電力ＰO ＝１５０Ｗ
時にはＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２３０Ｖの範囲で力率ＰＦ＝
０．９５前後が維持される特性が得られ、負荷電力ＰO
＝５０Ｗ時には力率ＰＦ＝０．８３前後が維持される特
性が得られる。 【００３４】ここで、本実施の形態である図１の電源回
路と従来例である図８の電源回路とを比較した場合、図
８におけるアクティブフィルタ回路２０のＡＣ−ＤＣ電
力変換効率が９０％程度とされていたのに対して、図１
のような自励式の電流共振形コンバータによる力率改善
コンバータ部１０では、スイッチング素子や高速リカバ
リ型ダイオードＤ2 における電力損失が大幅に低減され
てＡＣ−ＤＣ電力変換効率は、図８の場合よりも向上さ
れることになる。これによって、後段のスイッチング電
源部１を含めたスイッチング電源回路の総合的な電力変
換効率も向上されることになる。 【００３５】また、図１の力率改善コンバータ部１０で
は電流共振形コンバータが用いられていることから、ス
イッチング電流波形は図２（ａ）及び図３（ａ）に示し
たように正弦波状となる。従って、スイッチング動作に
より発生するノイズレベルも低いため、例えば、図１に
示したように各１組のフィルタチョークコイルＬN 及び
フィルタコンデンサＣN により形成するノーマルモード
のノイズフィルタで対応することが可能となり、図８に
示したようなπ型のノイズフィルタを構成する必要はな
くなる。また、コモンモードのノイズフィルタも特に強
化する必要がなくなることから、コモンモードチョーク
コイルＣＭＣ及びアクロスコンデンサＣL についても、
より小型で安価なものを選定することが可能となる。ま
た、力率改善コンバータ部１０の回路構成は、図８に示
したアクティブフィルタ回路２０よりも簡略な構成によ
り形成されることから構成部品点数も削減されることに
なる。 【００３６】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１０として、前述のように交流入力電圧としてＡＣ
１００Ｖが入力されている場合には、この交流入力電圧
レベルにほぼ同等とされる約１４９Ｖの整流平滑電圧Ｅ
ｉが計測される。これにより、後段のＰＷＭ方式による
スイッチング電源部１には既存のＡＣ１００Ｖ系対応の
スイッチングコンバータを再設計することなくそのまま
利用することが可能となり、それだけコスト的にも有利
となる。 【００３７】図５は、本発明の他の実施の形態を示す回
路図とされ、図１及び図８と同一部分については同一符
号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コン
バータ回路１１においては、一次巻線Ｎ1 はチョークコ
イルＣＨに巻装されてその自己インダクタンスＬ1 を得
るようにされる。なお、この場合にはチョークコイルＣ
Ｈに対して三次巻線Ｎ2 が巻装されて、一次巻線Ｎ1 に
供給されるスイッチング出力に基づいて交番電圧が励起
されるように構成されている。そして、三次巻線Ｎ2 に
対して接続された半波整流回路（Ｄ3、Ｃ3 ）及び定電
圧回路（ＺＤ、Ｒ14）により得られる直流電圧が制御電
流ＩCを得るためのトランジスタＱ10の供給電源となる
ことは、図１の場合と同様である。 【００３８】上記一次巻線Ｎ1 の一端は直列共振コンデ
ンサＣ1 −共振電流検出巻線ＮD −を介してスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力点と接続されてい
る。また、その他端は、整流経路におけるフィルタチョ
ークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2 の接続
点に対して直接接続されている。 【００３９】この場合、共振用コンデンサＣ1 は高速リ
カバリ型ダイオードＤ2 に対して並列に接続され、フィ
ルタチョークコイルＬN 及びフィルタコンデンサＣN と
共に並列共振回路を形成するが、その作用は図１の場合
と同様とされ、交流入力電圧の変化に応じて上記並列共
振回路の共振周波数を可変して、低交流入力電圧時や軽
負荷時に整流平滑電圧が上昇するのを抑制し、電源回路
としてのレギュレ−ション範囲の拡大が行われるように
している。 【００４０】このようにして構成される力率改善コンバ
ータ部１１では、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に
供給されたスイッチング出力を、直列共振コンデンサＣ
1 の静電容量結合を介してフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ2 の接続点に対して印加
するようにして帰還する。これによって、フィルタチョ
ークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2 が挿入
された整流経路に対してスイッチング電圧が重畳される
ことになり、このスイッチング電圧の重畳分により高速
リカバリ型ダイオードＤ2 は、整流電流をスイッチング
周期で断続するように動作することになる。そして、以
降は図１で説明したと同様の作用によって交流入力電流
の導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。
また、本実施の形態においても図１の場合と同様に、直
交型のドライブトランスＰＲＴＴによってスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング周波数を制御すること
で、例えばＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の交流入力
電圧の変化に対する力率改善をほぼ一定となるように制
御することが可能とされる。更に、図８に示すアクティ
ブフィルタと比較した場合には、図１の実施の形態同様
に、電力変換効率の向上及び低ノイズ化や回路構成の簡
略化による小型／軽量化が図られることになる。 【００４１】図６は本発明の更に他の実施の形態を示す
回路図とされ、図１、図５及び図８と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コン
バータ部１２においては、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
をスイッチング駆動するドライブトランスＣＶＴ（Conv
erter Transformer)が備えられる。このドライブトラン
スＣＶＴには、一次巻線Ｎ1 に対して、駆動巻線ＮB1、
ＮB2が巻装され、三次巻線Ｎ2 が独立して巻装されてお
り、駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスを可変する制
御巻線は設けられていない。従って、本実施の形態にお
いてはスイッチング周波数は固定とされる。一次巻線Ｎ
1 に得られたスイッチング出力点は、図６の場合と同様
に、直列共振コンデンサＣ1 の静電容量結合を介して、
フィルタチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオー
ドＤ2 の接続点に印加される。従って力率改善動作は図
５の力率改善コンバータ部１１と同様となる。 【００４２】この図に示す直交型の制御トランスＰＲＴ
は、被制御巻線ＮR と制御巻線ＮCの巻回方向が互いに
直交するように巻装して構成されている。この制御トラ
ンスＰＲＴの被制御巻線ＮR は、共振用コンデンサＣ2
と直列接続回路を形成したうえで、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 に対して並列に接続される。制御巻線ＮC
は、その一端が一次側アースと接続され、他端はトラン
ジスタＱ10のコレクタと接続されることで、コレクタ電
流が制御電流として供給される。この場合、トランジス
タＱ10はＰＮＰタイプとされ、トランジスタＱ10の動作
電源となる直流はエミッタ抵抗Ｒ13を介してエミッタに
対して接続される。 【００４３】このような構成による力率改善コンバータ
部１２においては、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイ
ッチング周波数は固定とされるが、この場合には、制御
トランスＰＲＴによって交流入力電圧のレベルに応じ
て、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が可変され
る。この場合、共振用コンデンサＣ2 はフィルタコンデ
ンサＣN のキャパシタンスとチョークコイルＬN のイン
ダクタンスに加え、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬ
R と共に並列共振回路を形成するようにされる。このた
め、交流入力電圧の変化に応じて、上記並列共振回路の
共振周波数が直列共振回路（Ｎ1 、Ｃ1 ）の共振周波数
に対して変化するように制御されて、整流経路に帰還す
るスイッチング出力に対するインピーダンスが変化する
ようにされる。 これにより、直列共振回路から整流経
路に供給されるスイッチング出力の帰還量が可変制御さ
れ、結果的に先の各実施の形態と同様に交流入力電圧に
対して力率がほぼ一定となるように制御されることにな
る。 【００４４】また、本実施の形態においても図８に示す
アクティブフィルタによる力率改善コンバータ回路と比
較して、上記各実施の形態と同様に電力変換効率の向上
及び低ノイズ化や回路構成の簡略化による小型／軽量化
が図られる。 【００４５】図７は、本発明の更に他の実施の形態を示
す回路図とされ、図１、図５及び図６と同一部分は同一
符号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コ
ンバータ部１３においては、自励式の電流共振形コンバ
ータとして、４石のスイッチング素子によるフルブリッ
ジ結合タイプとされて、例えば、先の各実施の形態によ
る電源回路よりも重負荷に対応することが可能とされて
いる。そこで、先ずこの力率改善コンバータ部１３にお
ける電流共振形コンバータの構成について説明する。 【００４６】この図に示す電流共振形コンバータにおい
て、４石のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4
は、フルブリッジ結合式のスイッチングコンバータを形
成する。図のようにスイッチング素子Ｑ1 及びＱ2 は、
平滑コンデンサＣｉの正極とアース間に対して、それぞ
れのコレクタ−エミッタを介して直列に接続されてい
る。また、スイッチング素子Ｑ3 及びＱ4 側もまた、上
記と同様にして接続される。 【００４７】そして、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗ＲS1、Ｒ
S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
ベース−エミッタ間に挿入されるクランプダイオードＤ
B1、ＤB2はそれぞれスイッチングオフ時の逆方向電流の
経路を形成するために設けられる。また、ダンピング抵
抗ＲB1、ＲB2はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のベース電流（ドライブ電流）を調整する。そして、共
振コンデンサＣB1、ＣB2は、後述するドライブトランス
ＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の直列
共振回路を形成しており、これらの素子によりスイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 の駆動回路系が形成される。 【００４８】また、スイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 に対し
ても、それぞれ起動抵抗ＲS3、ＲS4、クランプダイオー
ドＤB3、ＤB3、ダンピング抵抗ＲB3、ＲB4、共振コンデ
ンサＣB3、ＣB4、及び駆動巻線ＮB3、ＮB4が、上述と同
様の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ
3 、Ｑ4 の各駆動回路系を形成している。 【００４９】また、この場合にはスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 の各コレクタ−エミッタ間に対し
て、それぞれコンデンサＣC1、ＣC2、ＣC3、ＣC4が接続
されて、スイッチング電圧により発生するノイズを吸収
するようにされている。 【００５０】ドライブトランスＰＲＴは、フルブリッジ
結合方式に対応して駆動巻線ＮB1〜ＮB4及び、駆動巻線
ＮB1を巻き上げて形成される共振電流検出巻線ＮD が巻
装され、これら各巻線とその巻回方向が直交するように
して制御巻線ＮC が巻装される。 【００５１】この場合、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の
スイッチング出力は、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｎ1 及び直列共振コンデンサＣ1 からなる直列共振回
路に供給される。この図に示す直列共振回路としては、
磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1の一端が共振電
流検出巻線ＮD を介して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のエミッタ−コレクタの接続点（スイッチング出力点）
と接続され、他端は直列共振コンデンサＣ1 を介してス
イッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 のエミッタ−コレクタの接続
点（スイッチング出力点）と接続され、磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が供給され
る。 【００５２】上記構成の電流共振形のスイッチング動作
としては、例えばスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］の組
とスイッチング素子［Ｑ2 、Ｑ3 ］の組が交互にオン／
オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商用交流電
源が投入されると、起動抵抗ＲS1〜ＲS4を介してスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のベースにベース電流が供給され
ることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］
が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子［Ｑ
2 、Ｑ3 ］はオフとなるように制御される。そして、ス
イッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］の出力として、スイッチ
ング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ→共振電流検出巻線
ＮD →磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 →直列共
振コンデンサＣ1 →スイッチング素子Ｑ4 のコレクタ−
エミッタ→一次側アースの経路で電流が流れるが、この
際、一次側直列共振回路を流れる共振電流が０となる近
傍でスイッチング素子［Ｑ2 、Ｑ3 ］がオン、スイッチ
ング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］がオフとなるように制御され
る。そして、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方
向に直列共振回路に対して共振電流が流れる。以降、ス
イッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］及び［Ｑ2 、Ｑ3 ］が交
互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始され
る。 【００５３】力率改善コンバータ部１３に設けられる磁
気結合トランスＭＣＴは、電流共振形コンバータの直列
共振回路を形成する一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎｉを磁気
的に密結合して構成される。なお、二次巻線Ｎｉは図１
で説明したのと同様の接続形態によって整流出力ライン
に挿入されている。 【００５４】そして、上記のようにして構成される力率
改善コンバータ部１３においては、上述のようにして電
流共振形コンバータのスイッチング動作が行われること
で、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 にスイッチ
ング出力が供給され、磁気結合トランスＭＣＴにおいて
はその磁気結合を介して、スイッチング電圧が二次巻線
Ｎｉに励起されることになる。これにより、本実施の形
態においても以降は図１にて説明したと同様の作用によ
って力率改善が図られることにる。 【００５５】この図に示す制御回路２は、整流平滑電圧
Ｅｉのレベルに応じて可変される直流電流を制御巻線Ｎ
C に供給する増幅器として構成され、例えば先の各実施
の形態に示した、トランジスタＱ10を備えて形成される
増幅回路に準ずる構成により形成されればよい。従っ
て、本実施の形態においても例えば図１に示したドライ
ブトランスＰＲＴと同様にして、交流入力電圧レベルに
応じてスイッチング周波数が可変制御され、交流入力電
圧の変化に対して力率を一定に保つように構成される。 【００５６】本実施の形態の場合には４本のスイッチン
グ素子を備えて力率改善コンバータ部１３が構成される
ことになるが、例えば図８に示すアクティブフィルタ回
路２０が同程度の負荷電力等の条件に対応するように構
成されたものと比較した場合には、本実施の形態のほう
が電力変換効率、及びスイッチングノイズの低減に伴う
部品の削減及び小型化が図られることになる。 【００５７】なお、上記各実施の形態に示すスイッチン
グ電源部１としては、ＰＷＭ方式によるフライバックコ
ンバータあるいはフォワードコンバータ等のほか、ＲＣ
Ｃ（リンギングチョークコンバータ）をはじめとする他
の方式による各種タイプのスイッチングコンバータが用
いられても構わないことはいうまでもないが、スイッチ
ング動作の電流波形もしくは電圧波形が矩形波となるス
イッチングコンバータが接続される場合に適用して好適
とされる。また、先に本出願人により上記各実施の形態
に示す回路構成以外で、電流共振形コンバータのスイッ
チング出力を整流電流経路に帰還することにより力率改
善を図るスイッチング電源回路が各種提案されている
が、これらの発明の構成を本発明の力率改善コンバータ
回路の構成として適用することも可能とされる。 【００５８】 【発明の効果】以上説明したように本発明は、自励式に
よる電流共振形コンバータのスイッチング出力を整流経
路に帰還して力率改善を図るようにされた力率改善コン
バータ回路とすることで、例えばアクティブフィルタに
よって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上さ
れるという効果を有している。この際、本発明では電流
共振形コンバータのスイッチング周波数を制御すること
によって、交流入力電圧の変化に対して力率が一定に保
つようにされ、例えばＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系
の範囲で適正な力率を得ることが可能となる。また、電
流共振形コンバータはアクティブフィルタよりも簡略な
回路構成により形成可能であると共に、電流共振形の動
作ではスイッチングノイズが大幅に低減されてノイズフ
ィルタを強化する必要もなくなることから、大幅に力率
改善コンバータ回路基板及び電源回路サイズの小型／軽
量化を促進することが可能となり、それだけコストも抑
えられることになる。また、力率改善コンバータ回路と
して電流共振形コンバータが用いられることで、交流入
力電圧レベルにほぼ対応した直流出力電圧（整流平滑電
圧）を生成するため、特にＡＣ１００Ｖ系に対応する場
合には、後段のスイッチング電源の再設計を行う必要が
なくなり、これによっても低コスト化や製品管理の点で
有利となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態としての力率改善コンバ
ータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回
路図である。 【図２】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の要部
の動作（ＡＣ１００Ｖ時）を示す波形図である。 【図３】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の要部
の動作（ＡＣ２００Ｖ時）を示す波形図である。 【図４】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の交流
入力電圧に対する力率特性を示す波形図である。 【図５】他の実施の形態としての力率改善コンバータ回
路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。 【図６】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。 【図７】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。 【図８】従来例としての力率改善コンバータ回路を備え
たスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 【符号の説明】 １ スイッチング電源部 ２ 制御回路 １０，１１，１２，１３ 力率改善コンバータ回路 Ｄ1 ブリッジ整流回路 Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード Ｃｉ 平滑コンデンサ ＣＶＴ ドライブトランス ＰＲＴ 直交型のドライブトランス、制御トランス Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 スイッチング素子 Ｃ1 直列共振コンデンサ Ｎ1 一次巻線 ＭＣＴ 磁気結合トランス Ｎｉ 二次巻線 ＣＨ チョークコイル ＬN フィルタチョークコイル ＣN フィルタコンデンサ Ｃ2 共振用コンデンサ ＮC 制御巻線 ＮR 被制御巻線
ータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回
路図である。 【図２】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の要部
の動作（ＡＣ１００Ｖ時）を示す波形図である。 【図３】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の要部
の動作（ＡＣ２００Ｖ時）を示す波形図である。 【図４】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の交流
入力電圧に対する力率特性を示す波形図である。 【図５】他の実施の形態としての力率改善コンバータ回
路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。 【図６】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。 【図７】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。 【図８】従来例としての力率改善コンバータ回路を備え
たスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。 【符号の説明】 １ スイッチング電源部 ２ 制御回路 １０，１１，１２，１３ 力率改善コンバータ回路 Ｄ1 ブリッジ整流回路 Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード Ｃｉ 平滑コンデンサ ＣＶＴ ドライブトランス ＰＲＴ 直交型のドライブトランス、制御トランス Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 スイッチング素子 Ｃ1 直列共振コンデンサ Ｎ1 一次巻線 ＭＣＴ 磁気結合トランス Ｎｉ 二次巻線 ＣＨ チョークコイル ＬN フィルタチョークコイル ＣN フィルタコンデンサ Ｃ2 共振用コンデンサ ＮC 制御巻線 ＮR 被制御巻線
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 平滑回路から出力される整流平滑電圧を
動作電源としてスイッチング動作を行い、そのスイッチ
ング出力を直列共振コンデンサ及び直列共振巻線のイン
ダクタンスにより形成される直列共振回路に供給するよ
うにされる電流共振形スイッチングコンバータと、 上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段と、 交流入力電圧レベルに対して、力率がほぼ一定となるよ
うに制御を行う力率制御手段を備えて構成されているこ
とを特徴とする力率改善コンバータ回路。 【請求項２】 上記電流共振形スイッチングコンバータ
は、スイッチング素子を自励発振によりスイッチング駆
動する自励発振回路を備えた、自励式とされていること
を特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
路。 【請求項３】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコ
イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
ローパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子と、 少なくとも上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列に
挿入される重畳巻線とを磁気的に密結合して形成される
磁気結合トランスと、 を備えて構成されていることを特徴とする請求項１又は
請求項２に記載の力率改善コンバータ回路。 【請求項５】 上記重畳巻線に対して並列に共振用コン
デンサが接続されていることを特徴とする請求項３又は
請求項４に記載の力率改善コンバータ回路。 【請求項６】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコ
イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
ローパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子とを備え、 整流電流経路に対して上記直列共振回路を接続して構成
されていることを特徴とする請求項１及び請求項２に記
載の力率改善コンバータ回路。 【請求項７】 上記高速リカバリ型整流素子に対して並
列に共振用コンデンサが接続されていることを特徴とす
る請求項６に記載の力率改善コンバータ回路。 【請求項８】 上記力率制御手段は、交流入力電圧レベ
ルの変化に応じて上記電流共振形コンバータのスイッチ
ング周波数を可変するスイッチング周波数可変回路とし
て構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項
７の何れかに記載の力率改善コンバータ回路。 【請求項９】 上記スイッチング周波数可変回路は、自
励式電流共振形コンバータの自励発振回路を形成する駆
動巻線に対して、その巻回方向が直交するように制御巻
線が巻装されて形成される直交型トランスを備え、 上記制御巻線に対して交流入力電圧レベルに応じてその
レベルが可変される制御電流を供給するように構成され
ていることを特徴とする請求項８に記載の力率改善コン
バータ回路 【請求項１０】 上記力率制御手段は、上記共振用コン
デンサと直列に接続される巻線を被制御巻線として、該
被制御巻線に対してその巻回方向が直交するように制御
巻線が巻回された直交型トランスを備え、 交流入力電圧レベルの変化に応じて、上記制御巻線に供
給すべき制御電流のレベルを可変することにより、上記
共振用コンデンサにより形成される並列共振回路の共振
周波数を可変するように構成されていることを特徴とす
る請求項７に記載の力率改善コンバータ回路。 【請求項１１】 上記電流共振形スイッチングコンバー
タは、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合し
て形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項
１０の何れかに記載の力率改善コンバータ回路。 【請求項１２】 上記電流共振形スイッチングコンバー
タは、４石のスイッチング素子をフルリッジ結合して形
成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１０
の何れかに記載の力率改善コンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30524395A JPH09131056A (ja) | 1995-10-31 | 1995-10-31 | 力率改善コンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30524395A JPH09131056A (ja) | 1995-10-31 | 1995-10-31 | 力率改善コンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09131056A true JPH09131056A (ja) | 1997-05-16 |
Family
ID=17942763
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30524395A Withdrawn JPH09131056A (ja) | 1995-10-31 | 1995-10-31 | 力率改善コンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09131056A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
| KR100703988B1 (ko) * | 2005-06-23 | 2007-04-06 | 한국표준과학연구원 | 인버터 변압기의 공진 주파수 튜닝 장치 |
| JP2010033127A (ja) * | 2008-07-25 | 2010-02-12 | Yamaha Motor Electronics Co Ltd | 無人誘導車の追突防止装置に用いられる電波信号発生装置 |
-
1995
- 1995-10-31 JP JP30524395A patent/JPH09131056A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
| KR100703988B1 (ko) * | 2005-06-23 | 2007-04-06 | 한국표준과학연구원 | 인버터 변압기의 공진 주파수 튜닝 장치 |
| JP2010033127A (ja) * | 2008-07-25 | 2010-02-12 | Yamaha Motor Electronics Co Ltd | 無人誘導車の追突防止装置に用いられる電波信号発生装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030107 |