JPH09117139A

JPH09117139A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH09117139A
Application number: JP29383195A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-10-18
Filing date: 1995-10-18
Publication date: 1997-05-02

Abstract

(57)【要約】【課題】力率改善が図られたワイドレンジ対応のスイ
ッチング電源回路において、電力変換効率の向上、及び
回路の小型／軽量化及び低コスト化を図る。【解決手段】ＡＣ２００Ｖ系とＡＣ１００Ｖ系とで、
倍電圧整流動作と４倍電圧整流動作に切換可能とされる
力率改善整流回路１１Ａ、１１Ｂ（平滑回路Ｃｉ₃ −Ｃ
ｉ₄ は共通）と、後段の電流共振形のスイッチングコン
バータ部１０１Ａ、１０１Ｂの一次側直列共振回路に得
られたスイッチング出力を、各力率改善整流回路１１
Ａ、１１Ｂの整流電流経路に帰還するようにして力率改
善を図るように構成し、後段に接続する電流共振形コン
バータについては、２石のスイッチング素子によるハー
フブリッジ結合方式とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路に関わり、特に力率改善が図られたスイッチング電源
回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、電源回路において力率を改善する
力率改善手段として、整流回路系においてスイッチング
コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアク
ティブフィルタを設ける方法が知られている。このアク
ティブフィルタは、独立に動作することから、例えば電
源回路が重負荷時の場合や、複数のスイッチングコンバ
ータに対して同時に力率を改善する場合にも適用するこ
とができる。

【０００５】図５は、アクティブフィルタを備えて力率
改善を図るように構成されたスイッチング電源回路の一
例を示す回路図とされる。この図に示す電源回路は、例
えば交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系に
共用して対応するようにされた、いわゆるワイドレンジ
対応とされている。また、二次側の直流出力電圧が２チ
ャンネル以上とされて、２５０Ｗ〜６００Ｗ程度の範囲
の、比較的重負荷とされる総合負荷電力に対応する構成
とされている。また、整流出力から二次側の直流出力電
圧を得るためのスイッチングコンバータとしては、自励
式の電流共振形コンバータが用いられている。

【０００６】図５に示す電源回路においては、商用交流
電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除去するノイ
ズフィルタとしてコモンモードチョークコイルＣＭＣと
アクロスコンデンサＣ_L が設けられている。また、商用
交流電源ＡＣに対しては、フィルタチョークコイルＬ_N
及びフィルタコンデンサＣ_N によって形成されるノーマ
ルモードのローパスフィルタが２組設けられている。そ
して、これらコモンモード及びノーマルモードのノイズ
フィルタによって、商用交流電源ＡＣのラインに流れよ
うとするスイッチングノイズなどの高調波ノイズを阻止
するようにされている。

【０００７】商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ_B
により全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回
路Ｄ_B の整流出力端子と平滑コンデンサＣｉ₁₁，Ｃ
ｉ₁₂，Ｃｉ₁₃の正極端子間（整流出力ライン）に対して
チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ が直列に接続されている。

【０００８】なお、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉは、
後述するスイッチング素子Ｑ₂₀のスイッチング期間に電
流を負荷側（スイッチングコンバータ部側）に流し込む
ために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あるい
は電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機能す
るインダクタンスとして挿入され、例えば、３６０Ｖ〜
３８０Ｖ程度の直流入力電圧を生成する昇圧型のアクテ
ィブフィルタを構成する。また、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ₁₂は、後述するようにしてスイッチング素子Ｑ₂₀
のスイッチング動作によって、整流出力ラインに高周波
電流が流れることに対応して設けられるものとされる。

【０００９】上記チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高
速リカバリ型ダイオードＤ₁₂を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサＣｉ₁₁／Ｃｉ₁₂／Ｃ
ｉ₁₃の並列接続に対して充電されて、平滑コンデンサＣ
ｉ₁₁／Ｃｉ₁₂／Ｃｉ₁₃の並列接続の両端に、後段のスイ
ッチングコンバータの動作電源となる整流平滑電圧が得
られる。なお、この場合には、例えば後段に設けられる
スイッチングコンバータに対応する電流容量が得られる
ように、上述のように３組の平滑コンデンサＣｉ₁₁，Ｃ
ｉ₁₂，Ｃｉ₁₃が並列に設けられている。また、この場合
の平滑コンデンサＣｉ₁₁，Ｃｉ₁₂，Ｃｉ₁₃としては、例
えば、それぞれ４７０μＦ／４００Ｖの電解コンデンサ
が選定される。

【００１０】また、アクティブフィルタを形成する部品
であるスイッチング素子Ｑ₂₀は、この場合には、例え
ば、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタが用いられ、そのドレ
インがチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉと高速リカバリ型
ダイオードＤ₁₂のアノードの接続点に接続され、ソース
は突入電流制限抵抗Ｒ_D を介して一次側アースに接地さ
れるようにして設けられている。このスイッチング素子
Ｑ₂₀は、後述するアクティブフィルタ制御回路２０内の
ドライブ回路からゲートに対してスイッチング駆動信号
が供給されることによって、スイッチング動作が行われ
る。

【００１１】アクティブフィルタ制御回路２０は、この
場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うアク
ティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の
集積回路（ＩＣ）とされている。この場合、アクティブ
フィルタ制御回路２０は電源投入時にスイッチング素子
Ｑ₂₀を駆動させる起動回路、所要のスイッチング周波数
を発生させる発振回路、上記発振周波数の信号を増幅し
てスイッチング素子Ｑ₂₀を駆動するためのゲート信号を
生成するドライブ回路、上記ドライブ回路より出力され
るスイッチング駆動信号についてＰＷＭ制御を行うＰＷ
Ｍ制御回路、及び、次に説明するフィードフォワード回
路及びフィードバック回路の入力に基づいて乗算を行っ
て、上記ＰＷＭ制御回路の制御入力信号を生成する乗算
器等によって構成される。この場合、ブリッジ整流回路
Ｄ_B の正極出力端子と一次側アース間には分圧抵抗Ｒ
₁ 、Ｒ₂ が直列に挿入されており、この分圧抵抗Ｒ₁ 、
Ｒ₂ の分圧値がアクティブフィルタ制御回路２０に入力
され、これによって、交流入力電圧に対応するフィード
フォワード回路が形成されている。また、フィードバッ
ク回路は平滑コンデンサＣｉ₁₁／Ｃｉ₁₂／Ｃｉ₁₃の並列
接続の両端電圧（整流平滑電圧）を分圧抵抗Ｒ₃ 、Ｒ₄
により分圧した電圧値をアクティブフィルタ制御回路２
０に入力するようにして形成される。つまり、この図に
示すアクティブフィルタ制御回路２０に対しては、フィ
ードフォワード回路より交流入力電圧のレベルに対応す
る電圧値が入力され、フィードバック回路からは、整流
平滑電圧レベルに対応する電圧値が入力されることにな
る。

【００１２】この場合、チョークコイルＣＨに巻装され
た巻線Ｎ₅ と整流ダイオードＤ₆ による半波整流回路の
出力がアクティブフィルタ制御回路２０の動作電源とし
て供給されている。

【００１３】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、アクティブフィルタ制御回路２０ではフィ
ードフォワード回路より入力された電圧値に基づいて交
流入力電圧レベルを検出し、内部の乗算器に入力する。
また、一方でフィードバック回路から入力された電圧値
に基づいて整流平滑電圧の変動差分を検出して、この整
流平滑電圧の変動差分を内部の乗算器に入力する。そし
て、乗算器において、上記交流入力電圧レベルと整流平
滑電圧の変動差分を乗算するが、この乗算結果によって
例えば交流入力電圧と同一波形の電流指令値が生成され
る。そして、ＰＷＭ制御回路では上記電流指令値と実際
の交流入力電流レベルを比較して、この差に応じたＰＷ
Ｍ信号を生成してドライブ回路に供給する。スイッチン
グ素子Ｑ₂₀は、このＰＷＭ信号に基づくドライブ信号に
よってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電
流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、
力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られるこ
とになる。また、この場合には、乗算器によって生成さ
れる電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振
幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変
動も抑制されることになる。

【００１４】この電源回路においては、前述したような
重負荷の条件に対応するために、後段のスイッチングコ
ンバータにおいては、平滑コンデンサＣｉ₁₁／Ｃｉ₁₂／
Ｃｉ₁₃の並列接続により得られる整流平滑電圧を動作電
源とすると共に、４石のスイッチング素子をフルブリッ
ジ結合して形成される自励式の電流共振形コンバータが
用いられている。なお、前段のアクティブフィルタから
は、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系
時の何れの場合においても、例えば、その平均値が３６
０Ｖ〜３８０Ｖ程度でほぼ一定となるように設定された
整流平滑電圧が入力電圧として供給されるように構成さ
れている。

【００１５】この図に示す電流共振形コンバータにおい
て、４石のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃ 、Ｑ₄
は、フルブリッジ結合式のスイッチングコンバータを形
成する。図のようにスイッチング素子Ｑ₁ 及びＱ₂ は、
平滑コンデンサＣｉの正極とアース間に対して、それぞ
れのコレクタ−エミッタを介して直列に接続されてい
る。また、スイッチング素子Ｑ₃ 及びＱ₄ 側もまた、上
記と同様にして接続される。

【００１６】そして、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S1、Ｒ
_S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
ベース−エミッタ間に挿入されるクランプダイオードＤ
_D1、Ｄ_D2はそれぞれスイッチングオフ時の逆方向電流の
経路を形成するために設けられる。また、ダンピング抵
抗Ｒ_B1、Ｒ_B2はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
のベース電流（ドライブ電流）調整する。そして、共振
コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2は、後述するドライブトランスＰ
ＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、自励発振用の直列共
振回路を形成しており、これらの素子によりスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の駆動回路系が形成される。

【００１７】また、スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ に対し
ても、それぞれ起動抵抗Ｒ_S3、Ｒ_S4、クランプダイオー
ドＤ_D3、Ｄ_D4、ダンピング抵抗Ｒ_B3、Ｒ_B4、共振コンデ
ンサＣ_B3、Ｃ_B4、及び駆動巻線Ｎ_B3、Ｎ_B4が、上述と同
様の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ
₃ 、Ｑ₄ の各駆動回路系を形成している。

【００１８】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御するドライ
ブトランスを示している。この図の場合には、駆動巻線
Ｎ_B1〜Ｎ_B4及び、駆動巻線Ｎ_B1を巻き上げて形成される
共振電流検出巻線Ｎ_D が巻装され、更にこれらの各巻線
に対して制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交
型の可飽和リアクトルとされている。このドライブトラ
ンスＰＲＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B1の
一端は共振コンデンサＣ_B1に、他端はスイッチング素子
Ｑ₁ のエミッタに接続される。また、スイッチング素子
Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに接地されると共
に他端はコンデンサＣ_B2と接続されて、駆動巻線Ｎ_B1と
逆の極性の電圧が出力されるようにされている。

【００１９】また、スイッチング素子Ｑ₃ に対応する駆
動巻線Ｎ_B3の一端は、コンデンサＣ_B3に、他端はスイッ
チング素子Ｑ₃ のエミッタに接続される。また、スイッ
チング素子Ｑ₄ 側の駆動巻線Ｎ_B4の一端はアースに接地
されると共に他端はコンデンサＣ_B4と接続されて、駆動
巻線Ｎ_B3とは逆の極性の電圧が出力されるようになされ
ている。

【００２０】絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の
スイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバ
ータトランスとされる。この場合、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端はスイッチング素子Ｑ
₃ 、Ｑ₄ のエミッタ−コレクタの接続点（スイッチング
出力点）と接続され、他端は直列共振コンデンサＣ₁ −
共振電流検出巻線Ｎ_Dの直列接続を介して、スイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点（スイ
ッチング出力点）と接続されて、上記一次巻線Ｎ₁ にス
イッチング出力を供給するようにされている。

【００２１】このような接続形態によると、上記直列共
振コンデンサＣ₁ と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ₁ が直列に接続されることになるが、これによ
り、直列共振コンデンサＣ₁ のキャパシタンスと、絶縁
コンバータトランスＰＩＴのリーケージ・インダクタン
ス成分とにより、スイッチング電源回路を電流共振形と
するための直列共振回路を形成するようにされる。な
お、本明細書においては上記直列共振回路について、一
次側直列共振回路ともいうこととする。

【００２２】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ₁ と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。

【００２３】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、例えばスイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ
₄ ］の組とスイッチング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］の組が交互
にオン／オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商
用交流電源が投入されると、起動抵抗Ｒ_S1〜Ｒ_S4を介し
てスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のベースに起動用のベー
ス電流が供給されることになるが、仮にスイッチング素
子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］が先にオンとなったとすれば、スイッ
チング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］はオフとなるように制御され
る。そして、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］の出力と
して、スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタ−エミッタ→共
振電流検出巻線Ｎ_D →直列共振コンデンサＣ₁ →一次巻
線Ｎ₁ →スイッチング素子Ｑ₄ のコレクタ−エミッタ→
一次側アースの経路で電流が流れるが、この際、一次側
直列共振回路を流れる共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］がオン、スイッチング素子
［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］がオフとなるように制御される。そし
て、スイッチング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向に直列
共振回路に対して共振電流が流れる。以降、スイッチン
グ素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ₂、Ｑ₃ ］が交互にオン
となる自励式のスイッチング動作が開始される。このよ
うに、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源として
スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が
交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いド
ライブ電流を供給し、二次側の二次巻線Ｎ₂ に交番出力
を得る。

【００２４】この図に示す電源回路の場合、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側では、４組の二次巻線Ｎ
₂ ，Ｎ₂ ，Ｎ₂ ，Ｎ₂ が設けられている。そして、各二
次巻線に対しては、センタータップが設けられると共
に、整流ダイオードＤ_OA、Ｄ_OB及び平滑コンデンサＣ_O
により形成される両波整流回路が接続されている。これ
により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側におい
ては、各二次巻線Ｎ₂ に設定された巻線比に応じた４チ
ャンネルの直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂ 、Ｅ₃、Ｅ₄ が得ら
れる。なお、直流出力電圧Ｅ₃ は、上記両波整流回路の
出力に対して接続されたシリーズレギュレータＳＲを介
して出力される。

【００２５】このスイッチングコンバータの定電圧制御
としては次のようになる。例えばこの場合、二次側の直
流出力電圧Ｅ₁ には制御回路１が接続されており、直流
出力電圧Ｅ₁ が低下した時や重負荷時の場合には、制御
回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が制御され、
スイッチング周波数が低くなるよう（共振周波数に近く
なるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流すドライブ
電流が増加するように制御して定電圧化を図っている。
なお、以降はこのような定電圧制御について、スイッチ
ング周波数制御方式ということにする。また、直流出力
電圧Ｅ₁ が上述のようにして直接安定化されるのに対
し、直流出力電圧Ｅ₃ はシリーズレギュレータＳＲによ
り、直接安定化が図られて所定レベルの直流電源が得ら
れることになる。例えば、この電源回路のように、１系
統のスイッチングコンバータから複数チャンネルの直流
出力電圧を得ようとする場合には、上記のようにシリー
ズレギュレータＳＲを設けることで、直流出力電圧Ｅ₁
以外の他の直流出力電圧を直接安定化することができ
る。従って、図示しないが直接定電圧制御が行われない
直流出力電圧Ｅ₂ 、Ｅ₃ に対してもシリーズレギュレー
タＳＲを設けて構成することが可能とされる。

【００２６】また、図６（ａ）（ｂ）の斜視図により、
図５のスイッチング電源回路に用いられるフィルタチョ
ークコイルＬ_N 及びチョークコイルＣＨの構造例を示
す。フィルタチョークコイルＬ_N は、例えば図６（ａ）
のように、アモルファスあるいは圧力粉鉄心などの磁性
体によるトロイダル型コアに対して、単線コイルとして
の巻線Ｌを巻装して構成される。また、図６（ｂ）に示
すチョークコイルＣＨは、同様にアモルファスや圧力粉
鉄心などによるトロイダル型コアに、単線コイルによっ
て巻線Ｌｉ（及び巻線Ｎ₅ ）を巻装して構成される。な
お、フィルタチョークコイルＬ_N とチョークコイルＣＨ
のサイズを比較した場合には、例えば、図６（ａ）
（ｂ）から分かるように、フィルタチョークコイルＬ_N
よりもチョークコイルＣＨのほうがコアのサイズが大型
化する。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコスト等の観点によれば、スイッチング電源回路に
おいてもできるだけ部品点数を削減したり、小型や安価
な部品を使用する等して、小型／軽量化及び低コスト化
を図ることが好ましい。また、電力変換効率などの電気
的特性面においても向上が図られることが好ましい。

【００２８】例えば、図５に示した電源回路の場合、ア
クティブフィルタを構成する部品群や、フィルタチョー
クコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N によって形成
されるノーマルモードのローパスフィルタは、負荷電力
が大きくなるのに対応して大型化し、特に、図６に示し
たフィルタチョークコイルＬ_N とチョークコイルＣＨ
は、電源投入時の突入電流による飽和や定格動作時の漏
洩磁束の低減を図るために大型化／重量化して、コスト
的に高価なものとなる。また、図５に示したアクティブ
フィルタでは、スイッチング素子Ｑ₂₀及び高速リカバリ
型ダイオードダイオードＤ₂ がターンオン／オフ時に高
レベルの高調波電流を発生させるために、図のようにフ
ィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N
によるノーマルモードのローパスフィルタを２組結合し
た、いわゆるπ型ノーマルモードフィルタを設ける必要
がある。

【００２９】また、図５に示したような構成のアクティ
ブフィルタを設けたことによる電力損失も比較的大きい
ことが知られており、例えばスイッチング素子Ｑ₂₀、ブ
リッジ整流回路Ｄ_B 、高速リカバリ型ダイオードダイオ
ードＤ₂ 等の半導体について大容量のものを選定する必
要があると共に、これらの部品における電力損失による
発熱低減のための放熱板を設けることも必要となる。

【００３０】更に図５に示す電源回路では、１系統のス
イッチングコンバータから複数チャンネルの二次側直流
出力電圧を生成するようにされていることから、各チャ
ンネルごとに直接安定化を図る場合には、前述のように
シリーズレギュレータなどを設ける必要があり、これに
よっても電力変換効率の低下及び回路規模の拡大を招く
ことになる。

【００３１】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を解決するため、商用電源に対して並列に設け
られると共に、商用電源に入力される交流入力電圧レベ
ルに応じて、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路
と、商用電源を全波整流する全波整流回路との切換えが
可能なように構成される第１〜第ｎの整流回路系、もし
くは、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路と、商
用電源を交流入力電圧レベルのほぼ４倍に対応する整流
出力を得ることのできる４倍電圧整流回路との切換えが
可能なように構成される第１〜第ｎの整流回路系を備え
ることとした。また、これら第１〜第ｎの整流回路系に
対して共通に設けられて、上記第１〜第ｎの整流回路系
の整流出力を平滑化する平滑回路を備えることとした。
また、これら第１〜第ｎの整流回路系に対応して設けら
れ、絶縁コンバータトランスの一次側巻線及び直列共振
コンデンサの直列接続により形成される一次側直列共振
回路を備え、商用電源を整流平滑化して得られる平滑直
流電圧を入力してスイッチング動作を行い、絶縁コンバ
ータトランスの二次側から直流出力電圧を出力する、第
１〜第ｎの電流共振形スイッチングコンバータと、第１
〜第ｎの電流共振形スイッチングコンバータのスイッチ
ング出力を、それぞれ第１〜第ｎの整流回路系の整流電
流経路に対して帰還することによって力率改善を図るよ
うに設けられる第１〜第ｎの力率改善回路とを備えてス
イッチング電源回路を構成することとした。

【００３２】そして上記構成によれば、商用交流電源に
対してそれぞれ独立して複数設けられる電流共振形スイ
ッチングコンバータによって、複数チャンネルの二次側
直流出力電圧を得ることができる。また、これら複数の
電流共振形スイッチングコンバータにより総合負荷電力
に対応するため、各電流共振形スイッチングコンバータ
には２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合
式を用いることが可能とされる。更に、力率改善はアク
ティブフィルタ等によらず、電流共振形スイッチングコ
ンバータのスイッチング出力を整流経路に帰還する方式
による簡略な回路構成によって実現される。

【００３３】

【発明の実施の形態】図１は、本発明のスイッチング電
源回路の一実施の形態の構成を示す回路図とされ、この
場合には交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ
系に共用して対応するワイドレンジ対応とされる共に、
２５０Ｗ〜６００Ｗ程度の負荷電力を保証可能な電源回
路として構成されている。なお、図５の電源回路図と同
一部分は同一符号を付して説明を省略する。この図に示
す電源回路の全体的な構成としては、整流回路系と力率
改善回路が組み合わされた３組の力率改善整流回路１０
Ａ、１０Ｂ、１０Ｃが、商用交流電源ＡＣに対して並列
に接続されている。これら力率改善整流回路１０Ａ、１
０Ｂ、１０Ｃの整流出力は、１組の直列接続された平滑
コンデンサ［Ｃｉ_A −Ｃｉ_B］からなる平滑回路によっ
て共通に平滑化される。また、直列接続された平滑コン
デンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点は電磁リレーＲＬのスイ
ッチＳを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続さ
れており、後述するようにしてスイッチＳのオン／オフ
制御が行われることで、交流入力電圧レベルに応じて電
源回路の整流動作が切換わるように制御される。上記整
流平滑回路の後段には、電流共振形のスイッチングコン
バータ部１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃが並列に設けら
れ、それぞれ直列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ_A −
Ｃｉ_B ］の両端電圧（整流平滑電圧）を動作電源として
スイッチング駆動される。これらスイッチングコンバー
タ部１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃは、後述するよう
に、それぞれ力率改善整流回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ
に対して一次側直列共振回路に得られたスイッチング出
力を帰還し、これにより力率改善整流回路１０Ａ、１０
Ｂ、１０Ｃでは力率改善動作が行われるようにされてい
る。

【００３４】つまり、この電源回路は［力率改善整流回
路１０Ａ−平滑回路（Ｃｉ_A −Ｃｉ_B ）−スイッチング
コンバータ部１００Ａ］、［力率改善整流回路１０Ｂ−
平滑回路（Ｃｉ_A −Ｃｉ_B ）−スイッチングコンバータ
部１００Ｂ］、［力率改善整流回路１０Ｃ−平滑回路
（Ｃｉ_A −Ｃｉ_B ）−スイッチングコンバータ部１００
Ｃ］の３組の電源回路部が商用交流電源ＡＣに対してそ
れぞれ並列に接続されていると共に、この際、平滑回路
である直列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ_A −Ｃｉ
_B ］は各電源回路部に対して共通とした構成が採られて
いる。

【００３５】また、この場合にはスイッチングコンバー
タ部１００Ａからは２チャンネルの二次側直流出力電圧
Ｅ₁ ，Ｅ₂ が出力され、スイッチングコンバータ部１０
０Ｂからは二次側直流出力電圧Ｅ₁ ，Ｅ₂ が、スイッチ
ングコンバータ部１００Ｂからは二次側直流出力電圧Ｅ
₁ ，Ｅ₂ が出力されて、計６チャンネルの二次側直流出
力電圧が得られるようにされており、例えば６００Ｗ程
度の総合負荷電力に対応可能とされている。

【００３６】ここで、本実施の形態における力率改善整
流回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃについて、力率改善整流
回路１０Ａを参照して説明する。例えば力率改善整流回
路１０Ａにおいては、商用交流電源ＡＣの正極ラインと
ブリッジ整流回路Ｄ_B の正極入力端子間にフィルタチョ
ークコイルＬ_N1が挿入される。また、フィルタコンデン
サＣ_N1が、上記フィルタチョークコイルＬ_N1の商用交流
電源ＡＣ側の端部と商用交流電源ＡＣの負極ライン間に
挿入するようにして、商用交流電源ＡＣに対して並列に
接続されており、フィルタチョークコイルＬ_N1と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成する。このノー
マルモードのローパスフィルタは、ブリッジ整流回路Ｄ
_B を形成している整流ダイオードから商用交流電源ＡＣ
に流出しようとするスイッチング周期の高調波成分を阻
止するようにされる。ブリッジ整流回路Ｄ_B は、上記ノ
ーマルモードのローパスフィルタのローパスフィルタを
介して商用交流電源ＡＣに対して接続される。この場
合、ブリッジ整流回路Ｄ_B は、後述するようにスイッチ
ング周期で断続された整流電流が流れることから、高速
リカバリ型による４本の整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ 、Ｄ
₃ 、Ｄ₄により形成される。

【００３７】上記ブリッジ整流回路Ｄ_B の正極出力端子
（整流ダイオードＤ₁ ，Ｄ₄ の接続点）は、平滑コンデ
ンサＣｉ_A の正極端子と接続されている。また、平滑コ
ンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B は図に示すように直列に接続さ
れて、ブリッジ整流回路Ｄ_B の正極出力端子と一次側ア
ース間に挿入され、平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接
続点は電磁リレーＲＬのスイッチＳを介して商用交流電
源ＡＣの負極ラインと接続されている。また、後段のス
イッチングコンバータ部１００Ａの絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ が、直列共振コンデンサＣ₁
を介してリッジ整流回路Ｄ_B の正極入力端子（整流ダイ
オードＤ₁ ，Ｄ₂ の接続点）と接続されている。これに
より、本実施の形態では上記一次巻線Ｎ₁ に得られたス
イッチング出力を整流電流経路に帰還するようにして力
率改善を図るようにされているが、これについては後述
する。

【００３８】電磁リレーＲＬは駆動部Ｒ_D 及びスイッチ
Ｓを備えてなる。駆動部Ｒ_D は、例えば図示しないスタ
ンバイ電源あるいは、交流入力電圧レベルを検出可能な
電圧検出回路等に対して接続されて、交流入力電圧がＡ
Ｃ１５０Ｖ以下と以上の場合とで、その導通と非導通の
状態が切換わるようにされている。そして、駆動部Ｒ_D
の励磁作用によって、交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下
ではスイッチＳはオンとなり、ＡＣ１５０Ｖ以上ではオ
フとなるように制御される。

【００３９】上記のようにして構成される力率改善整流
回路１０Ａにおいて、先ず、その整流切換え動作につい
て説明する。例えば、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０
Ｖ以下の交流入力電圧が商用交流電源ＡＣに供給されて
いる場合には、前述のように電磁リレーＲＬのスイッチ
Ｓがオンとされる。そして、交流入力電圧が正の期間の
整流電流は、『商用交流電源ＡＣ→コモンモードチョー
クコイルＣＭＣの巻線Ｎａ→フィルタチョークコイルＬ
_N1→整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ_A →スイ
ッチＳ→コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ
→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れることとなる。

【００４０】一方、交流入力電圧が負の期間は、整流電
流は『商用交流電源ＡＣ→巻線Ｎｂ→スイッチＳ→平滑
コンデンサＣｉ_B →整流ダイオードＤ₂ →フィルタチョ
ークコイルＬ_N1→巻線Ｎａ→商用交流電源ＡＣ』の経路
で流れる。

【００４１】つまり、この際には平滑コンデンサＣｉ_A
及びＣｉ_B に対する正期間、負期間の充電動作により、
整流平滑電圧としては交流入力電圧Ｖ_ACのピークレベル
のほぼ倍に相当する電圧値が得られる倍電圧整流動作と
なる。なお、この場合には交流入力電圧レベルがＡＣ１
００Ｖ系とされることから、２００Ｖ系の整流平滑電圧
が得られる。

【００４２】一方、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以上の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合には、電
磁リレーＲＬのスイッチＳがオフとされる。そして、こ
の場合において交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間の整流電流
は、『商用交流電源ＡＣ→巻線Ｎａ→フィルタチョーク
コイルＬ_N1→整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサ［Ｃ
ｉ_A −Ｃｉ_B ］の直列接続→整流ダイオードＤ₃ →巻線
Ｎｂ→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れることになる。
また、交流入力電圧が負の期間の整流電流は、『商用交
流電源ＡＣ→巻線Ｎｂ→整流ダイオードＤ₄ →平滑コン
デンサ［Ｃｉ_A −Ｃｉ_B ］の直列接続→整流ダイオード
Ｄ₂ →フィルタチョークコイルＬ_N1→巻線Ｎａ→商用交
流電源ＡＣ』の経路で流れる。つまり、この場合にはブ
リッジ整流回路Ｄ_B により全波整流した整流出力を、直
列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ_A −Ｃｉ_B ］に充電
して整流平滑電圧を得る全波整流動作が実行されて、交
流入力電圧レベルに対応した２００Ｖ系の整流平滑電圧
が得られる。

【００４３】このようにしてスイッチＳのオン／オフが
切換わることで、交流電源入力が１００Ｖ系の場合は倍
電圧整流動作とする倍電圧整流回路が形成され、一方、
交流電源入力が２００Ｖ系の場合には全波整流平滑動作
とする全波整流が形成されるように自動切換えが行われ
ることで、ワイドレンジの交流入力電圧に対応する電源
回路が構成される。

【００４４】力率改善整流回路１０Ｂ、１０Ｃは、上述
の力率改善整流回路１０Ａの構成と同様とされ、また、
平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B からなる平滑回路及びス
イッチＳに対する接続形態も同様とされて、共通に接続
されていることから、同一部分については同一符号を付
して、その接続形態についての説明は省略する。したが
って、力率改善整流回路１０Ｂ、１０Ｃにおける整流動
作は、上述した力率改善整流回路１０Ａの場合と同様と
なり、スイッチＳのオン／オフ動作によって力率改善整
流回路１０Ａと連動するように、交流入力電圧がＡＣ１
００Ｖ系と２００Ｖ系とで、それぞれ倍電圧整流動作と
全波整流動作に切換わるようにされる。

【００４５】この図に示す電源回路のスイッチングコン
バータとしては、前述のように直列接続された平滑コン
デンサ［Ｃｉ_A −Ｃｉ_B ］からなる平滑回路の後段に、
３組の電流共振形のスイッチングコンバータ部１００
Ａ、１００Ｂ、１００Ｃが並列に設けられているが、こ
れらスイッチングコンバータ部１００Ａ、１００Ｂ、１
００Ｃの構成について、スイッチングコンバータ部１０
０Ａを例に説明する。

【００４６】例えば、スイッチングコンバータ部１００
Ａは、他励式による電流共振形コンバータとされる。こ
の場合には、例えばＭＯＳ−ＦＥＴなどによる２石のス
イッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を備え、スイッチング素子Ｑ
₁₁のドレインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、ス
イッチング素子Ｑ₁₁のソースとスイッチング素子Ｑ₁₂の
ドレインを接続し、スイッチング素子Ｑ₁₂のソースを一
次側アースに接続する、いわゆるハーフブリッジ結合に
より接続されている。これらスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ
₁₂は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／オフ動
作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、整流
平滑電圧を断続してスイッチング出力とする。また、各
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対
して図に示す方向に並列に接続されるＤ_D 、Ｄ_D は、ス
イッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流の
経路を形成するクランプダイオードとされる。

【００４７】スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のソース−ド
レインの接続点はスイッチング出力点とされ、このスイ
ッチング出力点に対して絶縁トランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ₁の一端が接続されて、この一次巻線Ｎ₁ に対してス
イッチング出力を供給するようにされる。また、本実施
の形態の場合、このスイッチングコンバータ部１００Ａ
の一次側直列共振回路においては、絶縁トランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ₁ が直列共振コンデンサＣ₁ を介して、力
率改善整流回路１０Ａの整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の接
続点に対して接続されている。

【００４８】また、この場合の絶縁トランスＰＩＴにお
いては、２組の二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂が設けられており、
それぞれセンタータップが二次側アースに接地されれる
と共に、整流ダイオードＤ_OA、Ｄ_OB及び平滑コンデンサ
Ｃ_O による両波整流回路が接続されて、２チャンネルの
直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂ が生成される。

【００４９】このスイッチングコンバータ部１００Ａに
おいては、制御回路１が直流出力電圧Ｅ₁ の変動に基づ
いて発振ドライブ回路２を制御し、発振ドライブ回路２
からスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給する
スイッチング駆動信号を変化させる（例えば駆動信号の
パルス幅可変制御を行う）ことで、直流出力電圧Ｅ₁の
定電圧制御を行うようにしている。

【００５０】起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラ
インに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドラ
イブ回路２を起動させるために設けられており、この起
動回路３には、絶縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻
線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ₅により供給される低圧電圧
が供給される。この実施例で用いられるような、電界効
果型のスイッチング素子は電圧駆動であり自励発振が困
難になるため、この図のように発振ドライブ回路２と起
動回路３を設けることが好ましい。

【００５１】スイッチングコンバータ部１００Ｂ、１０
０Ｃは、上記スイッチングコンバータ部１００Ａと同様
の構成とされていることから、同一部分には同一符号を
付している。従ってスイッチングコンバータ部１００
Ｂ、１００Ｃは、上記スイッチングコンバータ部１００
Ａと同様に２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結
合して形成される他励式の電流共振形コンバータの動作
となる。また、スイッチングコンバータ部１００Ｂにお
いては２チャンネルの直流出力電圧Ｅ₃ 、Ｅ₄ が出力さ
れ、スイッチングコンバータ部１００Ｂにおいても２チ
ャンネルの直流出力電圧Ｅ₅ 、Ｅ₆ が出力されるように
構成されており、それぞれ直流出力電圧Ｅ₃ 、Ｅ₅ の変
動に基づいて定電圧制御を行うようにしている。また、
スイッチングコンバータ部１００Ｂの一次側直列共振回
路は力率改善整流回路１０Ｂの整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ
₂ の接続点と接続され、スイッチングコンバータ部１０
０Ｃの一次側直列共振回路は力率改善整流回路１０Ｃの
整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の接続点と接続されて構成さ
れている。

【００５２】ここで、本実施の形態の形態の力率改善動
作について説明する。例えば、力率改善整流回路１０Ａ
においては、スイッチングコンバータ部１００Ａの絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ が直列共振コ
ンデンサＣ₁を介して、ブリッジ整流回路Ｄ_B の正極入
力端子（整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ の接続点）に対して
接続されている。これにより、一次巻線Ｎ₁ に供給され
たスイッチング出力は直列共振コンデンサＣ₁ の静電容
量結合を介するようにして、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂
を介する整流電流経路に帰還されるが、このスイッチン
グ出力に基づいて、整流電流経路にはスイッチング周期
の電圧（スイッチング電圧）が重畳されることになる。
そして、このスイッチング電圧の重畳分によって、力率
改善整流回路１０Ａにおいては、整流ダイオードＤ₁ 、
Ｄ₂ を流れる整流電流をスイッチング周期で断続するよ
うに動作することになる。これら整流ダイオードＤ₁ 、
Ｄ₂ は、倍電圧整流動作時及び全波整流動作時の何れの
場合にも整流電流経路にあることから、上述の整流電流
を断続する動作は、倍電圧整流時及び全波整流時の何れ
においても行われることになる。

【００５３】この動作により、例えば倍電圧整流動作時
には、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳された状
態で、交流入力電圧が正／負の各期間において、平滑コ
ンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B にそれぞれ充電されることにな
るが、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B の各両端電圧をスイッチング周
期で引き下げることになる。このため、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B の各両端電圧より
も低いとされる期間にも充電電流が流れるようにされ
る。また、全波整流動作時では、整流出力電圧はスイッ
チング電圧が重畳された整流出力電圧によって、直列接
続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B に充電を行うよ
うにされ、このスイッチング電圧の重畳分によって、直
列接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧
（整流平滑電圧）をスイッチング周期で引き下げること
になる。このため、交流入力電圧レベルが直列接続され
た平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧よりも低い
とされる期間にも充電電流が流れるようにされる。

【００５４】この結果、倍電圧整流動作時と全波整流動
作時の両者の場合において、商用交流電源ＡＣ流れる交
流入力電流Ｉ_ACから、分岐して力率改善整流回路１０Ａ
に流入する整流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧
の波形に近付くようにされ、その導通角が拡大されるこ
とになる。

【００５５】そして、力率改善整流回路１０Ｂ、１０Ｃ
においても、上述の力率改善整流回路１０Ａと同様にし
て、それぞれスイッチングコンバータ部１００Ｂ、１０
０Ｃの一次側直列共振回路より帰還されたスイッチング
出力に基づいて、整流入力電流の導通角を拡大するよう
に動作する。従って、上記力率改善整流回路１０Ａ、１
０Ｂ及び１０Ｃの各整流入力電流を合成して得られる交
流入力電流Ｉ_ACはその導通角が拡大されて平均波形が交
流入力電圧の波形に近付くことによって力率改善が図ら
れることになる。なお、力率改善整流回路１０Ａ、１０
Ｂ及び１０Ｃから商用交流電源ＡＣ側に流出しようとす
るスイッチング周期の高調波成分は、それぞれに設けら
れているノーマルモードのローパスフィルタ（Ｌ_N1，Ｃ
_N1）によって阻止される。

【００５６】また、この各力率改善整流回路１０Ａ、１
０Ｂ及び１０Ｃにおいては、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂
に対してそれぞれ並列に共振用コンデンサＣ₂ が設けら
れ、例えばフィルタチョークコイルＬ_N1と共に並列共振
回路を形成するようにされている。そして、この並列共
振回路は負荷変動に対応してその共振インピーダンスが
変化するようにされており、このスイッチング電源回路
の負荷が軽くなった時に整流電流経路に帰還されるスイ
ッチング出力を抑圧するようにしており、これによっ
て、軽負荷時の平滑コンデンサの端子電圧（整流平滑電
圧）の上昇を抑制して、電源回路としてのレギュレ−シ
ョン範囲を拡大することが可能とされている。

【００５７】ここで図２に、図１に示す電源回路の交流
入力電圧に対する力率特性を示す。図１の電源回路にお
いては、前述のように交流入力電圧ＡＣ１５０Ｖ以上と
以下とで電磁リレーＲＬの切換え動作により整流動作が
切換えられるのに伴い、Ｚ２に示すように交流入力電圧
ＡＣ１５０Ｖを境界として力率特性が段階的に変化して
いる。そして、この場合には、ＡＣ１００Ｖ系とされる
交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ時に力率ＰＦ＝０．８５が
得られ、また、ＡＣ２００Ｖ系とされる交流入力電圧Ｖ
_AC＝２３０Ｖ時に力率ＰＦ＝０．８０が得られるよう
に、所要の部品が選定される。

【００５８】ここで、本実施の形態である図１の電源回
路と、従来例として示した図５の電源回路とを比較した
場合、図５の回路ではブリッジ整流回路Ｄ_B を形成する
整流ダイオードや、アクティブフィルタにおけるスイッ
チング素子Ｑ₂₀、高速リカバリ型ダイオードＤ₁₂などの
電力損失が比較的大きくなっていた。また、図５の電源
回路では、１組のフルブリッジ結合式による電流共振形
コンバータにより４チャンネルの直流出力電圧を生成す
るようにしているが、この構成では、スイッチング周波
数制御方式により直接定電圧化が図られるのは直流出力
電圧Ｅ₁ の１チャンネルのみとされ、他の直流出力電圧
を直接定電圧制御する必要のある場合には、シリーズレ
ギュレータＳＲ及びこれに対応する放熱板を設ける必要
があり、これによっても電力損失が増大する。

【００５９】これに対して、図１の電源回路では電流共
振形コンバータのスイッチング出力を整流電流経路に帰
還する方式により力率改善を図るようにして、アクティ
ブフィルタを不要とし、また、この場合には３組の電流
共振形のスイッチングコンバータ部１００Ａ、１００
Ｂ、１００Ｃから、それぞれ２チャンネルの直流出力電
圧（Ｅ₁ ，Ｅ₂ ）（Ｅ₃ ，Ｅ₄ ）（Ｅ₅ ，Ｅ₆ ）を出力
するようにしているが、これによって、本実施の形態で
は計６チャンネルの直流出力電圧のうち、計３チャンネ
ルの直流出力電圧Ｅ₁ ，Ｅ₃ ，Ｅ₅ について直接定電圧
制御が図られることになり、シリーズレギュレータ等の
定電圧用の素子を不要とする、若しくは削減することが
できる。この結果、本実施の形態では図５の電源回路よ
りも電力損失が大幅に低減され、電力変換効率が向上さ
れることになる。

【００６０】例えば具体的には、図５の電源回路では、
総合負荷電力６００Ｗの条件のもとで、交流入力電圧Ｖ
_AC＝１００Ｖ時においては、力率ＰＦ＝０．９９とさ
れ、電力変換効率は８４．６％、入力電力は７０９Ｗが
計測され、交流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖ時においては、
力率ＰＦ＝０．９７であり、電力変換効率は８６．５
％、入力電力は６９４Ｗが計測された。

【００６１】これに対して、図１の電源回路において総
合負荷電力６００Ｗの条件のもとで、交流入力電圧Ｖ_AC
＝１００Ｖ時においては、力率ＰＦ＝０．８５とされ、
電力変換効率は９２％、入力電力は６５２Ｗが計測され
た。また、交流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖ時においては、
力率ＰＦ＝０．８０であり、電力変換効率は９３．０
％、入力電力は６４５Ｗが計測された。このように、図
１の電源回路ではＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００ＶＢ系
時とで共に、同一条件での図５の電源回路よりも電力変
換効率、入力電力特性が向上されている。なお、力率改
善特性として、図５の電源回路が０．９７又は０．９９
とされているのに対して、本実施の形態においては０．
８５又は０．８程度が設定されるが、例えば、この値に
よっても電源高調波歪規制により定められる規格を充分
満足するものとされ、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系
の各地域で本実施の形態の形態の構成に基づいて構成さ
れる電源回路を使用した場合に、使用地域ごとに適切な
力率が得られるものである。

【００６２】また、図５の電源回路ではアクティブフィ
ルタのスイッチング素子Ｑ₂₀から高レベルの高調波ノイ
ズが輻射されることから、いわゆるダブルπ型といわれ
る２組のノーマルモードのローパスフィルタによりこれ
を阻止するようしており、また、負荷が重くなるのに対
応してローパスフィルタを形成するインダクタンス素子
のサイズが大型化し、例えばフィルタチョークコイルＬ
_N （図６参照）はトロイダル型コアが用いられ高コスト
化していた。また、同様にトロイダル型コアによるチョ
ークコイルＣＨ（図６参照）も大型化していた。これに
対して、図１の電源回路ではアクティブフィルタが用い
られないことからチョークコイルＣＨは削除される。ま
た、各力率改善整流回路に備えられるノーマルモードの
ローパスフィルタについても、複数のスイッチングコン
バータ部により総合負荷電力を分担するようにされるた
め、このローパスフィルタを形成する素子（Ｌ_N1，
Ｃ_N1）についても特に強化する必要はなくなり、より小
型で安価なものを選定することが可能とされる。そし
て、前述のように電力損失が低減されることに伴って、
例えば図５の回路においてブリッジ整流回路Ｄ_B 、高速
リカバリ型ダイオードＤ₁₂、スイッチング素子Ｑ₂₀、及
びシリーズレギュレータなどに設けられていた放熱板等
も削除されることとも併せて、本実施の形態の電源回路
は、電源回路を形成する部品の削減及び小型化が図られ
るため、総合的に電源回路の小型／軽量化及び低コスト
化を促進することが可能とされる。

【００６３】図３は、本発明の他の実施の形態のスイッ
チング電源回路の構成を示す回路図とされ、図１及び図
５の電源回路と同一部分は同一符号を付して説明を省略
する。なお、この電源回路も、図１の電源回路と同様に
ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の交流入力電圧に共用
して対応するするワイドレンジ型とされると共に、２５
０Ｗ〜６００Ｗ程度の総合負荷電力を保証可能な電源回
路として構成される。

【００６４】この図に示すスイッチング電源回路の全体
的な構成は、図１の電源回路に準ずるものとされる。つ
まり、この場合には［力率改善整流回路１１Ａ−スイッ
チングコンバータ部１０１Ａ］からなる電源回路部と、
［力率改善整流回路１１Ｂ−スイッチングコンバータ部
１０１Ｂ］からなる２組の電源回路部が、商用交流電源
ＡＣに対してそれぞれ個別に並列に接続されて構成され
る。この場合、力率改善整流回路１１Ａと力率改善整流
回路１１Ｂは、それぞれ図において一点鎖線によって括
って示されるが、整流平滑電圧が得られる平滑コンデン
サＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続及び電磁リレーＲＬのスイ
ッチＳは、力率改善整流回路１１Ａと力率改善整流回路
１１Ｂに対して共通に設けられるようにされている。

【００６５】本実施の形態において備えられる力率改善
整流回路１１Ａ、１１Ｂは、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２０
０Ｖ系とに応じて、交流入力電圧のピークレベルのほぼ
４倍に対応する整流平滑電圧を生成する４倍電圧整流回
路と、倍電圧整流回路とに切換わるようにされていると
共に、磁気結合トランスＭＣＴを備えてスイッチング出
力を帰還して力率改善を図るように構成されているが、
この力率改善整流回路１１Ａ、１１Ｂの構成について、
力率改善整流回路１１Ａを例に説明する。

【００６６】例えば、力率改善整流回路１１Ａにおいて
は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと平滑コンデンサＣ
ｉ₁ の負極間に対して、フィルタチョークコイルＬ_N1及
び磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉが図のように
直列に挿入される。この場合、フィルタコンデンサＣ_N1
はその一端が、フィルタチョークコイルＬ_N1の商用交流
電源ＡＣ側でなく、フィルタチョークコイルＬ_N1と磁気
結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉ間に対して接続され
るようにして、商用交流電源ＡＣに対して並列に設けら
れているが、このような接続形態によっても、ノーマル
モードのローパスフィルタを形成し、先の実施の形態と
同様の作用を有するものとされる。

【００６７】本実施の形態の力率改善整流回路１１Ａに
備えられる磁気結合トランスＭＣＴは、例えばフェライ
ト材のコアなどに対して、上記二次巻線Ｎｉと一次巻線
Ｎ_Pを１：１の巻線比により磁気的に密結合して構成さ
れる。この場合、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ
_P の一端は、スイッチングコンバータ部１０１Ａの一次
側直列共振回路と接続され、他端は一次側アースに接地
されており、後述するようにして力率改善を図るように
作用する。また、このように磁気結合トランスＭＣＴが
備えられる場合には、共振用コンデンサＣ₂ は、磁気結
合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに対して並列に接続し
て、この二次巻線Ｎｉと共に並列共振回路を形成するこ
とができる。そして、その作用効果としては先に図１に
て説明した共振用コンデンサＣ₂ と同様とされ、軽負荷
時や交流入力電圧が低くなったときの整流平滑電圧の上
昇を抑制するようにされる。

【００６８】また、力率改善整流回路１１Ａにおいて
は、整流ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃，Ｄ₄ と平滑コン
デンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ により整流回路
系が形成されている。この場合、平滑コンデンサＣｉ₁
の負極は、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉ−フ
ィルタチョークコイルＬ_N1を介して商用交流電源ＡＣの
正極ラインと接続され、正極は整流ダイオードＤ₁ （ア
ノード）、Ｄ₂ （カソード）の接続点と接続される。整
流ダイオードＤ₂ のアノードは商用交流電源ＡＣの負極
と接続されている。また、平滑コンデンサＣｉ₂ の正極
は、商用交流電源ＡＣの正極と接続され、負極は整流ダ
イオードＤ₄ （カソード）、Ｄ₃ （アノード）の接続点
に対して接続される。整流ダイオードＤ₄ のアノードは
一次側アースに接続され、また、整流ダイオードＤ₃ の
カソードは商用交流電源ＡＣの負極と接続される。

【００６９】平滑コンデンサＣｉ₃ 及びＣｉ₄ は直列接
続されて、図のように整流ダイオードＤ₁ のカソードと
一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ₃ ，
Ｃｉ₄ の接続点は、電磁リレーＲＬのスイッチＳを介し
て商用交流電源ＡＣの負極に接続される。なお、本実施
の形態においても電磁リレーＲＬは、図示しないスタン
バイ電源回路やリレー駆動回路などに対して駆動部Ｒ_D
が接続されて、交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下（ＡＣ
１００Ｖ系）の場合にはスイッチＳをオンとし、ＡＣ１
５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）の場合にはスイッチＳを
オフとするように制御される。そして、直列接続された
平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の両端電圧がこの電源回
路の整流平滑電圧とされて、後段のスイッチングコンバ
ータに対して動作電源として供給される。

【００７０】ここで、力率改善整流回路１１Ａにおける
整流動作の切換え動作について図４を参照して説明す
る。図４は、本実施の形態に示す力率改善整流回路１１
から、その整流動作に対応して形成される回路形態を抽
出して示す等価回路図とされている。従って、この場合
にはコモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスコン
デンサＣ_L 、ノーマルモードのローパスフィルタ
（Ｌ_N1、Ｃ_N1）及び共振用コンデンサＣ₂ 、スイッチＳ
等の素子の図示は省略されている。

【００７１】例えば、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０
Ｖ以上の交流入力電圧が供給されている場合では、前述
のようにスイッチＳはオフとなる。そして、スイッチＳ
がオフとされた状態において、先ず、交流入力電圧が負
の期間では、整流電流経路は図４（ａ）に示すように形
成される。つまり、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→整
流ダイオードＤ₂ →平滑コンデンサＣｉ₁ （正極→負
極）→商用交流電源ＡＣ』の経路によって平滑コンデン
サＣｉ₁ に対して充電をして、平滑コンデンサＣｉ₁ の
両端に交流入力電圧のピークレベルに対応する直流電圧
を発生させると共に、『商用交流電源ＡＣ→整流ダイオ
ードＤ₂ →整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃
（正極→負極）→平滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）
→整流ダイオードＤ₄ →平滑コンデンサＣｉ₂（負極→
正極）→商用交流電源ＡＣ』の経路によって、整流電流
を平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続に対して充
電する経路が形成される。

【００７２】そして、次の交流入力電圧が正の期間で
は、整流電流は図４（ｂ）に示すように『商用交流電源
ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₁ （負極→正極）→整流ダイ
オードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→負極）→平
滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオードＤ
₄ →整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源ＡＣ』の経路に
より整流電流を平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接
続に対して充電するが、この際、先の交流入力電圧が負
の期間で充電された平滑コンデンサＣｉ₁ の両端電圧を
介して、この電圧を重畳するようにして充電が行われ
る。このため、直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −
Ｃｉ₄ の両端に得られる整流平滑電圧レベルは、入力さ
れた交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電
圧をＥｉとすると、図に示すように、その２倍に対応す
る整流平滑電圧２Ｅｉが得られる。この場合には２００
Ｖ系の交流入力電圧が入力されていることから、４００
Ｖ系の整流平滑電圧が得られることになる。また、この
ときには『商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₂
（正極→負極）→整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源Ａ
Ｃ』の整流電流経路により、平滑コンデンサＣｉ₂ の両
端にＥｉのレベルの直流電圧を発生させる。

【００７３】そして、例えば次の交流入力電圧が負の期
間では、再び図４（ａ）に示す整流電流経路が形成され
るが、この際、上記交流入力電圧が正の期間に得られた
平滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を重畳するようにし
て、平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続に対して
充電が行われることから、入力された交流入力電圧レベ
ルの２倍に対応する整流平滑電圧２Ｅｉが得られる。

【００７４】本実施の形態の電源回路では、上述のよう
にして交流入力電圧が負と正の期間で図４（ａ）（ｂ）
に示す動作が繰り返されることで、交流入力電圧がＡＣ
２００Ｖ系とされる場合には、倍電圧整流回路が形成さ
れて４００Ｖ系の整流平滑電圧を生成して、後段のスイ
ッチングコンバータ部に動作電源として供給するように
される。

【００７５】また、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以下の交流入力電圧が供給されている場合にはスイッチ
Ｓはオンとなるように制御される。そしてこの場合、交
流入力電圧が負の期間の整流電流経路は、図４（ｃ）の
破線に示すように形成されることになる。つまり、整流
電流は『商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₄ （正
極→負極）→整流ダイオードＤ₄ →平滑コンデンサＣｉ
₂ （負極→正極）→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れ、
平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を充電するよう
にされる。また、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→整流
ダイオードＤ₂ →平滑コンデンサＣｉ₁ （正極→負極）
→商用交流電源ＡＣ』の経路によって平滑コンデンサＣ
ｉ₁ に対する充電を行うようにもされ、平滑コンデンサ
Ｃｉ₁ の両端にＥｉのレベルの電圧を生成する。

【００７６】そして、交流入力電圧が正の期間では整流
電流は、図４（ｃ）の実線に示すように『商用交流電源
ＡＣ→整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正
極→負極）→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れて、平滑
コンデンサＣｉ₃ に対して整流電流を充電するようにさ
れるが、このとき前の交流入力電圧が負の期間で平滑コ
ンデンサＣｉ₁ の両端に発生した電圧を介して、整流ダ
イオードＤ₁ により整流した商用交流電源ＡＣを平滑コ
ンデンサＣｉ₃ に充電するようにされることから、平滑
コンデンサＣｉ₃ の両端には、交流入力電圧レベルの２
倍に対応する２Ｅｉのレベルの整流平滑電圧が得られる
ことになる。この場合には交流入力電圧はＡＣ１００Ｖ
系であることから２Ｅｉの整流平滑電圧は２００Ｖ系の
電圧レベルとなる。

【００７７】また、上記交流入力電圧が正の期間では、
整流電流は分岐して、『商用交流電源ＡＣ→平滑コンデ
ンサＣｉ₂ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₃ →商用
交流電源ＡＣ』の経路によっても流れるようにされ、平
滑コンデンサＣｉ₂ の両端にＥｉのレベルの電圧を生成
する。そして次の交流入力電圧が負の期間となると、整
流電流経路は前述のように図４（ｃ）の破線に示す経路
とされて、平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を充
電するが、この際先の交流入力電圧が正の期間で充電さ
れた平滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を重畳するように
して、平滑コンデンサＣｉ₄ に対する充電が行われる。
これにより、平滑コンデンサＣｉ₄ の両端には、交流入
力電圧レベルの２倍に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が
得られることになる。

【００７８】このような交流入力電圧の正／負の各期間
の動作によって、平滑コンデンサＣｉ₃ と平滑コンデン
サＣｉ₄ の各両端に２Ｅｉの整流平滑電圧が得られる結
果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の両
端に得られる整流平滑電圧レベルとしては、２Ｅｉ＋２Ｅｉ＝４Ｅｉとなり、４Ｅｉの整流平滑電圧が得られる４倍電圧整流
回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧
はＡＣ１００Ｖ系とされることから４Ｅｉの整流平滑電
圧としては４００Ｖ系の直流電圧が得られることにな
る。なお、このような回路構成による４倍電圧整流方式
は一般にミッチェル回路ともいわれる。

【００７９】また、力率改善整流回路１１Ｂは、前述の
ように直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の
平滑回路と、スイッチＳの切換え回路を力率改善整流回
路１１Ａと共用すると共に、他の回路構成は力率改善整
流回路１１Ａと同様とされていることから、同一部分に
同一符号を付している。従って、力率改善整流回路１１
Ｂにおいても、上記図４にて説明したと同様にしてＡＣ
１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに応じて４倍電圧整流動
作と倍電圧整流動作の切換えが行われて、後段のスイッ
チングコンバータ部１０１Ｂに対して４００Ｖ系の整流
平滑電圧を供給するようにされる。

【００８０】本実施の形態の場合、スイッチングコンバ
ータ部１０１Ａ、１０１Ｂは、共に２石のスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ をハーフブリッジ結合して構成される自
励式による電流共振形コンバータとされているが、その
構成についてスイッチングコンバータ部１０１Ａを例に
説明する。例えば、スイッチングコンバータ部１０１Ａ
においては、ハーフブリッジ結合とされるスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 及びこれらをスイッチング駆動する駆動
回路系を形成する部品群の接続形態は、図５のフルブリ
ッジ結合式による電流共振形コンバータにおけるスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の場合と同様とされていることか
ら、同一符号を付して説明を省略する。このようなハー
フブリッジ結合式によるスイッチングコンバータでは、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオン／オフするよ
うにしてスイッチング動作が行われ、スイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点がスイッチン
グ出力点とされる。この場合、スイッチング出力点は、
ドライブトランスＰＲＴにおいて独立に巻装された共振
電流検出巻線Ｎ_D を介して、一次側直列共振回路と接続
されている。また、本実施の形態における一次側直列共
振回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
₁ が直列共振コンデンサＣ₁ を介して磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎ_P と接続されている。

【００８１】また、この図に示す絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側では、２チャンネルの直流出力電圧Ｅ
₁ 、Ｅ₂ が生成され、直流出力電圧Ｅ₁ がスイッチング
周波数制御方式によって直接定電圧化される。

【００８２】スイッチングコンバータ部１０１Ｂは、上
述したスイッチングコンバータ部１０１Ａと同様の構成
とされていることから、同一構成部分には同一符号を付
している。このスイッチングコンバータ部１０１Ｂの場
合には、二次側から２チャンネルの直流出力電圧Ｅ₃ 、
Ｅ₄ が出力され、直流出力電圧Ｅ₃ が安定化されて出力
される。また、一次側直列共振回路は前段の力率改善整
流回路１１Ｂの磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_P
に対して直列に接続されている。

【００８３】そして、本実施の形態の電源回路における
力率改善動作は次のようになる。例えば力率改善整流回
路１１においては、前述のように磁気結合トランスＭＣ
Ｔを備え、この磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_P
に対して、スイッチングコンバータ部１０１Ａの一次側
直列共振回路が直列に接続されている。これにより、磁
気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_P には、絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線Ｎ₁ に得られたスイッチング出
力が直列共振コンデンサＣ₁ を介して供給されることに
なる。そして、磁気結合トランスＭＣＴにおいては、そ
の磁気結合を介して一次巻線Ｎ_P に得られたスイッチン
グ出力電圧を、二次巻線Ｎｉに励起するようにして帰還
する。本実施の形態の場合、磁気結合トランスＭＣＴの
二次巻線Ｎｉは、力率改善整流回路１１Ａが倍電圧整流
回路／４倍電圧整流回路の何れに切換えられた場合に
も、その整流電流経路に挿入される状態となることか
ら、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに得られた
スイッチング電圧は倍電圧整流動作時と４倍電圧整流動
作時の両者の場合において、整流電流経路に重畳するよ
うにされる。そして、このスイッチング電圧の重畳分に
よって、倍電圧整流動作時と４倍電圧整流動作時に挿入
される整流ダイオードを流れる整流電流をスイッチング
周期で断続するようにされる。

【００８４】この動作により、以降は図１で説明したと
同様の作用によって、整流電流が充電される平滑コンデ
ンサの両端電圧がスイッチング周期で引き下げられ、交
流入力電流から分岐して力率改善整流回路１１Ａに流入
する整流入力電流の導通角が拡大されることになる。

【００８５】そして、力率改善整流回路１１Ｂにおいて
も、上述と同様にしてスイッチングコンバータ部１０１
Ｂから磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合を介して帰還
されたスイッチング出力に基づいて、力率改善整流回路
１１Ｂに流入する整流入力電流の導通角が拡大される。
この結果、力率改善整流回路１１Ａ及び１１Ｂの各整流
入力電流を合成して得られる交流入力電流の導通角が拡
大されて力率改善が図られることになる。なお、本実施
の形態においても先に図２にて説明したと同様の力率特
性が得られるように、所要の部品が選定される。

【００８６】そして、本実施の形態においても先に図１
に示した電源回路と同様に、図５の電源回路と比較した
場合には、電力変換効率や入力電力等の特性の向上及び
小型／軽量化が図られることになる。また、図３に示し
た電源回路ではＡＣ１００Ｖ系時に４倍電圧整流動作と
されることから、例えばＡＣ１００Ｖ系時に倍電圧整流
動作となる場合と比較すると、交流入力電流のピークレ
ベルがほぼ１／２に低減されるため、それだけ整流ダイ
オードやスイッチングコンバータにおけるスイッチング
素子等の電力損失がより低減されることになる。

【００８７】なお、上記各実施の形態に用いられた電磁
リレーＲＬの代わりに、トライアックなどの双方向性サ
イリスタなどを備えて構成されるスイッチ回路が用いら
れることも考えられる。また、上記各実施の形態におい
ては、３組又は２組の［力率改善整流回路−スイッチン
グコンバータ部］からなる電源回路部が設けられている
が、実際に対応すべき総合負荷電力などの条件に対応し
て、更に多くの［力率改善整流回路−スイッチングコン
バータ部］による電源回路部が追加されるように構成さ
れて構わない。

【００８８】また、本発明は上記各実施の形態に示した
構成の限定されるものではなく各種変更が可能とされ、
例えば、本発明に基づく整流回路系は、例えばミッチェ
ル回路に基づく以外の他の方式による４倍電圧整流回
路、又は上記各実施の形態に示した以外の他の構成によ
る倍電圧整流動作への切換えを実現する整流平滑回路が
採用されることも考えられる。また、後段に接続される
電流共振形コンバータは、自励発振形／他励発振形、ス
イッチング周波数制御方式／直列共振周波数制御方式等
（絶縁コンバータトランスを直交型とし、直列共振周波
数を制御する）など、各種方式・タイプの組み合わせパ
ターンにより構成される電流共振形コンバータとするこ
とが可能であって、上記各図に実施の形態として示した
コンバータのタイプに限定されるものではない。更に、
本発明における力率改善方式として、図示しないが、先
に本出願人により提案された、磁気結合トランスＭＣＴ
をチョークコイルに置き換えると共に、一次側直列共振
回路のスイッチング出力が整流ダイオードに印加される
ように構成した力率改善回路の構成などが適用されて
も、上記各実施の形態と同等の効果が得られる。

【００８９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、［力率改
善整流回路−スイッチングコンバータ部］からなる電源
回路部を複数設けて商用交流電源に対して並列に接続
し、平滑回路部及び整流動作切換回路は共通とする構成
としたうえで、後段のハーフブリッジ結合式による電流
共振形のスイッチングコンバータ部から各力率改善整流
回路に帰還されたスイッチング出力に基づいて力率改善
を図る構成としたことで、例えばアクティブフィルタに
より力率改善図る場合と比較して、電力変換効率及び入
力電力特性が向上され、これに伴って放熱板等を削除す
ることが可能となる。また、力率改善部品及びノイズフ
ィルタを形成するインダクタンス素子等についても、よ
り小型で安価なものを用いることが可能となる。また、
複数組の電流共振形コンバータによりマルチチャンネル
の直流出力電圧を得るようにされることから、各電流共
振形コンバータは２石のスイッチング素子によるハーフ
ブリッジ結合タイプで対応することが可能とされ、ま
た、シリーズレギュレータ等を設けることなく、直接定
電圧化が図られる直流出力電圧のチャンネル数が増加す
るため、例えば１組の４石によるフルブリッジ結合タイ
プの電流共振形コンバータからマルチチャンネルの直流
出力電圧を得る構成よりも電力損失が削減され、また、
構成部品の小型化及び低コスト化を図ることが可能とな
る。

【００９０】このように本発明は、アクティブフィルタ
を採用すると共に、１組の電流共振形コンバータによっ
て重負荷に対応する構成と比較した場合に、電力変換効
率及び入力電力特性の向上が図られると共に、電源回路
の小型／軽量化及び低コスト化を図ることが可能となる
という効果を有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路の力率特
性を示す説明図である。

【図３】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
の構成を示す回路図である。

【図４】他の実施の形態のスイッチング電源回路の力率
改善整流回路の整流動作を示す等価回路図である。

【図５】従来例としてのスイッチング電源回路の構成を
示す回路図である。

【図６】従来例のスイッチング電源回路に用いられるフ
ィルタチョークコイル及びチョークコイルの構造を示す
斜視図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０Ａ，１０Ｂ，１１Ａ，１１Ｂ力率改善整流回路ＲＬ電磁リレーＲ_D 駆動部ＳスイッチＤ₁ 、Ｄ₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ 整流ダイオード（高速リカバ
リ型）Ｃｉ_A ，Ｃｉ_B ，Ｃｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ 平
滑コンデンサＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁コンバータトランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線ＭＣＴ磁気結合トランス

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 7/06 8726−5ＨＨ０２Ｍ 7/06 Ｇ 7/10 8726−5Ｈ 7/10 Ｚ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源に対して並列に設けられると共
に、上記商用電源に入力される交流入力電圧レベルに応
じて、上記商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路
と、上記商用電源を全波整流する全波整流回路との切換
えが可能なように構成される第１〜第ｎの整流手段と、上記第１〜第ｎの整流手段に対して共通に設けられて、
上記第１〜第ｎの整流手段の整流出力を平滑化する平滑
手段と、上記第１〜第ｎの整流手段に対応して設けられ、絶縁コ
ンバータトランスの一次側巻線及び直列共振コンデンサ
の直列接続により形成される一次側直列共振回路を備
え、上記平滑手段から出力される整流平滑電圧を入力し
てスイッチング動作を行い、上記絶縁コンバータトラン
スの二次側から直流出力電圧を出力する、第１〜第ｎの
電流共振形スイッチングコンバータ手段と、上記第１〜第ｎの電流共振形スイッチングコンバータ手
段のスイッチング出力を、それぞれ上記第１〜第ｎの整
流手段の整流電流経路に対して帰還することによって力
率改善を図るように設けられる第１〜第ｎの力率改善手
段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】商用電源に対して並列に設けられると共
に、上記商用電源に入力される交流入力電圧レベルに応
じて、上記商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路
と、上記商用電源を交流入力電圧レベルのほぼ４倍に対
応する整流出力を得ることのできる４倍電圧整流回路と
の切換えが可能なように構成される第１〜第ｎの整流手
段と、上記第１〜第ｎの整流手段に対して共通に設けられて、
上記第１〜第ｎの整流手段の整流出力を平滑化する平滑
手段と、上記第１〜第ｎの整流手段に対応して設けられ、絶縁コ
ンバータトランスの一次側巻線及び直列共振コンデンサ
の直列接続により形成される一次側直列共振回路を備
え、上記平滑手段から出力される整流平滑電圧を入力し
てスイッチング動作を行い、上記絶縁コンバータトラン
スの二次側から直流出力電圧を出力する、第１〜第ｎの
電流共振形スイッチングコンバータ手段と、上記第１〜第ｎの電流共振形スイッチングコンバータ手
段のスイッチング出力を、それぞれ上記第１〜第ｎの整
流手段の整流電流経路に対して帰還することによって力
率改善を図るように設けられる第１〜第ｎの力率改善手
段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】上記４倍電圧整流回路は、ミッチェル回
路に基づいて形成されていることを特徴とする請求項２
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記電流共振形スイッチングコンバータ
手段は、ハーフブリッジ結合された２石のスイッチング
素子を備えて構成されることを特徴とする請求項１又は
請求項２又は請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記第１〜第ｎの整流手段の整流回路を
切換えるための切換制御手段は１組とされ、上記第１〜
第ｎの整流手段に対して共通に設けられていることを特
徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項６】上記力率改善手段は、当該力率改善手段
が対応する整流手段の整流電流経路に直列に挿入される
フィルタチョークコイルと、上記フィルタチョークコイ
ルと共にローパスフィルタを形成するように設けられる
フィルタコンデンサとを備え、当該力率改善手段が対応する整流手段を形成する整流素
子にスイッチング出力が印加されるように、上記一次側
直列共振回路が接続されて構成されることを特徴とする
請求項１乃至請求項５の何れかに記載のスイッチング電
源回路。
【請求項７】上記整流手段を形成する整流素子に対し
て並列に接続される共振用コンデンサが備えられること
を特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】上記力率改善手段は、第１の巻線と第２
の巻線を磁気結合して形成される磁気結合トランスを備
えて、当該力率改善手段が対応する整流手段の整流電流経路に
対してフィルタチョークコイル、高速リカバリ型ダイオ
ード及び上記第１の巻線を直列に挿入し、上記第２の巻線は、当該力率改善手段が対応する電流共
振形スイッチングコンバータ手段の一次側直列共振回路
に対して直列に接続され、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するフィルタコンデンサを備えて構成されているこ
とを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れかに記載の
スイッチング電源回路。
【請求項９】上記第１の巻線に対して並列に接続され
る共振用コンデンサが備えられることを特徴とする請求
項８に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】上記整流手段を形成する整流素子は高
速リカバリ型が用いられることを特徴とする請求項１乃
至請求項９の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】上記電流共振形スイッチングコンバー
タ手段は、上記絶縁コンバータトランスの二次側で得ら
れる直流出力電圧に基づいて、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を可変することにより定電圧制御を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請
求項１０の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１２】上記スイッチングコンバータ手段は他
励式による電流共振形コンバータとされ、上記絶縁コン
バータトランスの二次側で得られる直流出力電圧に基づ
いて、スイッチング駆動信号を可変させることにより定
電圧制御を行うように構成されていることを特徴とする
請求項１乃至請求項１０の何れかに記載のスイッチング
電源回路。