JPH09117143A

JPH09117143A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH09117143A
Application number: JP7290568A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-10-13
Filing date: 1995-10-13
Publication date: 1997-05-02

Abstract

(57)【要約】【課題】力率改善が図られたワイドレンジ対応のスイ
ッチング電源回路において、電力変換効率の向上、及び
回路の小型／軽量化及び低コスト化を図る。【解決手段】ＡＣ２００Ｖ系とＡＣ１００Ｖ系とで倍
電圧整流動作と４倍電圧整流動作に切換えが可能なよう
に形成された整流回路系と、後段の電流共振形コンバー
タの一次側直列共振回路に得られたスイッチング出力を
整流電流経路に帰還するようにして力率改善を図る力率
改善回路とからなる力率改善整流回路１０を構成し、後
段に接続する電流共振形コンバータについては、２石の
スイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路に関わり、例えば力率改善が図られると共に、交流入
力電圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに共用して対
応するスイッチング電源回路に適用して好適なものとさ
れる。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされており、先に本出願人
により力率改善が図られたスイッチング電源回路が各種
提案されている

【０００４】またスイッチング電源回路として、例えば
交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域とＡＣ２００Ｖ系の
地域に対応するように、ＡＣ８０Ｖ〜２８８Ｖの交流入
力電圧範囲に対応するようにされた、いわゆるワイドレ
ンジ対応の電源回路が知られている。このようなワイド
レンジ対応の電源回路としては、例えばＡＣ１００Ｖ系
とＡＣ２００Ｖ系の場合とで整流平滑回路部の動作を切
換え、交流入力電圧のレベルに関わらずほぼ一定の直流
電圧（整流平滑電圧）が得られるようにして、後段のス
イッチングコンバータに供給するようにしたものが知ら
れている。

【０００５】図４の回路図は、先に本出願人により提案
された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路
の一例を示すものとされ、上述のようなワイドレンジ対
応の電源回路に対して力率改善を図る構成が採られてい
る。また、この場合には、例えば総合負荷電力２５０Ｗ
〜６００Ｗ程度の範囲の比較的重負荷に対応して、スイ
ッチングコンバータは、４石のスイッチング素子をフル
ブリッジ結合した自励式の電流共振形コンバータとされ
ている。

【０００６】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除去するノ
イズフィルタとして、コモンモードチョークコイルＣＭ
ＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられる。

【０００７】また、商用交流電源ＡＣに対しては、図に
破線で括って示すように力率改善整流回路２０が接続さ
れる。この力率改善整流回路１２においては、商用交流
電源ＡＣの正極ラインには、対してフィルタチョークコ
イルＬ_N 及び後述する磁気結合トランスＭＣＴの二次巻
線Ｎｉが直列に挿入されて、ブリッジ整流回路Ｄ_B の正
極入力端子と接続される。フィルタコンデンサＣ_N は、
上記フィルタチョークコイルＬ_N と二次巻線Ｎｉの接続
点と、ブリッジ整流回路Ｄ_B の負極入力端子間に挿入さ
れるようにして、商用交流電源ＡＣに対して並列に接続
され、上記フィルタチョークコイルＬ_Nと共にノーマル
モードのＬＣローパスフィルタを形成するように挿入さ
れる。

【０００８】この場合、磁気結合トランスＭＣＴは上述
の二次巻線Ｎｉと一次巻線Ｎ_P を備え、例えば両巻線を
１：１の巻線比により互いに磁気的に密結合するように
巻装して構成される。一次巻線Ｎ_P は後述する一次側直
列共振回路と直列に接続される。また、二次巻線Ｎｉに
は共振用コンデンサＣ₂ が並列に接続されているが、こ
の作用については後述する。

【０００９】また、商用交流電源ＡＣに対しては、前述
のコモンモードのノイズフィルタ（ＣＭＣ、Ｃ_L ）及び
ノーマルモードのローパスフィルタ（Ｌ_N 、Ｃ_N ）を介
して、ブリッジ整流回路Ｄ_B が接続される。このブリッ
ジ整流回路Ｄ_B は、図のように整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ
₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ を備えて構成されるが、この場合には、
後述するように整流電流経路にスイッチング周期の高周
波電流が流れることに対応して、上記整流ダイオードＤ
₁₁〜Ｄ₁₄にはそれぞれ高速リカバリ型が用いられる。

【００１０】上記ブリッジ整流回路Ｄ_B の正極出力端子
（整流ダイオードＤ₁ ，Ｄ₄ の接続点）と一次側アース
間には、２組の直列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁
−Ｃｉ₁₂］と平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の組が
並列に備えられる。このように平滑回路を形成するの
は、後段の電流共振形コンバータが対応すべき負荷電力
に応じた充電容量が得られるようにするためとされ、例
えば総合負荷電力が３００Ｗ以上であれば、このように
２組の直列接続された平滑コンデンサを備えるが、総合
負荷電力３００Ｗ以下であれば１組の直列接続された平
滑コンデンサで対応することが可能とされる。

【００１１】この場合、平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ
₁₂］［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の中点は、後述する電磁リレー
ＲＬのスイッチＳを介して、ブリッジ整流回路Ｄ_B の負
極入力端子（整流ダイオードＤ₃ ，Ｄ₄ の接続点）に対
して接続される。これら平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ
₁₂］／［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の並列接続の両端に得られる
整流平滑電圧は、後段の電流共振形のスイッチングコン
バータに対して動作電源として供給される。

【００１２】この図の電源回路に備えられる電磁リレー
ＲＬは、スイッチＳと駆動部Ｒ_D を備えてなる。駆動部
Ｒ_D は、例えば図示しないスタンバイ電源等に対して接
続されて、交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下と以上の場
合とでその導通と非導通の状態が切換わるようにされて
いる。そして、駆動部Ｒ_D の励磁作用によって、交流入
力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下ではスイッチＳ₁ はオンとな
り、ＡＣ１５０Ｖ以上ではオフとなるように制御され
る。

【００１３】上記のようにして構成される力率改善整流
回路１２において、先ず、その整流切換え動作について
説明する。例えば、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以下の交流入力電圧が商用交流電源ＡＣに供給されてい
る場合には、上述のように電磁リレーＲＬのスイッチＳ
がオンとされる。そして、交流入力電圧が正の期間の整
流電流は、『商用交流電源ＡＣ→コモンモードチョーク
コイルＣＭＣの巻線Ｎａ→フィルタチョークコイルＬ_N
→磁気結合トランスの二次巻線Ｎｉ→整流ダイオードＤ
₁ →平滑コンデンサＣｉ₁₁／Ｃｉ₁₃の並列接続→スイッ
チＳ→コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ→
商用交流電源ＡＣ』の経路で流れることとなる。

【００１４】一方、交流入力電圧が負の期間は、整流電
流は『商用交流電源ＡＣ→コモンモードチョークコイル
ＣＭＣの巻線Ｎｂ→スイッチＳ→平滑コンデンサＣｉ₁₂
／Ｃｉ₁₄の並列接続→整流ダイオードＤ₂ →二次巻線Ｎ
ｉ→フィルタチョークコイルＬ_N →巻線Ｎａ→商用交流
電源ＡＣ』の経路で流れる。

【００１５】つまり、この際には平滑コンデンサＣｉ₁₁
／Ｃｉ₁₃及びＣｉ₁₂／Ｃｉ₁₄の各並列接続に対する正期
間、負期間の充電により、整流平滑電圧としては交流入
力電圧Ｖ_ACのピークレベルのほぼ倍に相当する電圧値が
得られる倍電圧整流動作となる。なお、この場合には交
流入力電圧レベルがＡＣ１００Ｖ系とされることから、
２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる。

【００１６】一方、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以上の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合には、電
磁リレーＲＬのスイッチＳがオフとされる。そして、こ
の場合において交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間の整流電流
は、『商用交流電源ＡＣ→巻線Ｎａ→フィルタチョーク
コイルＬ_N →二次巻線Ｎｉ→整流ダイオードＤ₁ →平滑
コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］／［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の
並列接続→整流ダイオードＤ₃ →巻線Ｎｂ→商用交流電
源ＡＣ』の経路で流れることになる。また、交流入力電
圧が負の期間の整流電流は、『商用交流電源ＡＣ→巻線
Ｎｂ→整流ダイオードＤ₄ →平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−
Ｃｉ₁₂］／［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の並列接続→整流ダイオ
ードＤ₂ →二次巻線Ｎｉ→フィルタチョークコイルＬ_N
→巻線Ｎａ→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れる。つま
り、この場合にはブリッジ整流回路Ｄ_B により全波整流
した整流出力を、直列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ
₁₁−Ｃｉ₁₂］，［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の各組に充電して整
流平滑電圧を得る全波整流動作が実行されて、入力電圧
に対応した２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる。

【００１７】このようにしてスイッチＳのオン／オフが
切換わることで、交流電源入力が１００Ｖ系の場合は倍
電圧整流動作とする倍電圧整流回路が形成され、一方、
交流電源入力が２００Ｖ系の場合には全波整流平滑動作
とする全波整流が形成されるように自動切換えが行われ
ることで、ワイドレンジの交流入力電圧に対応する電源
回路が構成される。

【００１８】この図に示すスイッチング電源回路のスイ
ッチングコンバータは、例えば総合負荷電力２５０Ｗ〜
６００Ｗ程度の範囲を保証するため、４石のスイッチン
グ素子をフルブリッジ結合した自励式の電流共振形コン
バータとして構成されている。

【００１９】この図において、４石のスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃ 、Ｑ₄ は、フルブリッジ結合式のスイ
ッチングコンバータを形成するスイッチング素子であ
る。図のようにスイッチング素子Ｑ₁ 及びＱ₂ は、平滑
コンデンサＣｉ₁₁、Ｃ₁₃の正極と一次側アース間に対し
て、それぞれのコレクタ−エミッタを介して直列に接続
されている。また、スイッチング素子Ｑ₃ 及びＱ₄ 側も
上記と同様の形態によって接続される。

【００２０】そして、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S1、Ｒ
_S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
ベース−エミッタ間に挿入されるクランプダイオードＤ
_D1、Ｄ_D2は、それぞれスイッチングオフ時の逆方向電流
の経路を形成するために設けられる。また、ダンピング
抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ のベース電流（ドライブ電流）を調整する。そして、
共振コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2は、後述するドライブトラン
スＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成しており、これらの素子によりスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の駆動回路系が形成される。

【００２１】スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ 側において
は、それぞれ起動抵抗Ｒ_S3、Ｒ_S4、クランプダイオード
Ｄ_D3、Ｄ_D3、ダンピング抵抗Ｒ_B3、Ｒ_B4、共振コンデン
サＣ_B3、Ｃ_B4、及び駆動巻線Ｎ_B3、Ｎ_B4が、上述と同様
の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ₃ 、
Ｑ₄ の各駆動回路系を形成している。ただし、ダンピン
グ抵抗Ｒ_B3、Ｒ_B4がスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のベー
ス側に接続されるようにして設けられている。

【００２２】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御するドライ
ブトランスを示している。この図の場合には、駆動巻線
Ｎ_B1〜Ｎ_B4及び、駆動巻線Ｎ_B1を巻き上げて形成される
共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線
に対して制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交
型の可飽和リアクトルとされている。このドライブトラ
ンスＰＲＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B1の
一端はダンピング抵抗Ｒ_B1、共振コンデンサＣ_B1を介し
てスイッチング素子Ｑ₁ のベースと接続され、他端はス
イッチング素子Ｑ₁ のエミッタに接続される。また、ス
イッチング素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B2の一端は一次側ア
ースに接地されると共に、他端はダンピング抵抗Ｒ_B2、
共振コンデンサＣ_B2を介してスイッチング素子Ｑ₂ のベ
ースと接続されて、駆動巻線Ｎ_B1と逆の極性の電圧が出
力されるようにされている。また、この場合の共振電流
検出巻線Ｎ_D は、この場合、後述する絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端に対して接続され
る。

【００２３】また、スイッチング素子Ｑ₃ に対応する駆
動巻線Ｎ_B3の一端は、共振コンデンサＣ_B3、ダンピング
抵抗Ｒ_B3を介してスイッチング素子Ｑ₃ のベースに、他
端はスイッチング素子Ｑ₃ のエミッタに接続される。ま
た、スイッチング素子Ｑ₄ 側の駆動巻線Ｎ_B4の一端はア
ースに接地されると共に他端は共振コンデンサＣ_B4、ダ
ンピング抵抗Ｒ_B4を介してスイッチング素子Ｑ₄ のベー
スと接続されて、駆動巻線Ｎ_B3とは逆の極性の電圧が出
力されるようになされている。

【００２４】絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、直列共振
コンデンサＣ₁ −磁気結合トランスＭＣＹの一次巻線Ｎ
_P の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄の
エミッタ−コレクタの接続点（スイッチング出力点）と
接続され、他端は共振電流検出巻線Ｎ_D を介してスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点
（スイッチング出力点）と接続されている。

【００２５】この場合、上記直列共振コンデンサＣ₁ と
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ が直列に
接続されることになるが、この直列共振コンデンサＣ₁
のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ₁ のリーケージ・インダクタンス成分とによ
り、スイッチングコンバータを電流共振形とするための
直列共振回路を形成するようにされる。なお、本明細書
ではこの直列共振回路を一次側直列共振回路ともいうこ
とにする。

【００２６】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側では、２組の二次巻線Ｎ₂、Ｎ₂ が設けられ
て、一次巻線Ｎ₁ に供給されるスイッチング出力電圧に
よる交番電圧が励起される。この二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂ に
はそれぞれ一次側アースに接地されるセンタータップが
設けられると共に、二次巻線Ｎ₂ と整流ダイオード
Ｄ_OA、Ｄ_OB及び平滑コンデンサＣ_O により形成される両
波整流回路が設けられており、これによって、２チャン
ネルの安定化された直流出力電圧Ｅ₁ 及びＥ₂ が得られ
るようにされている。

【００２７】制御回路１は例えば二次側の直流電圧出力
Ｅ₁ と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線
Ｎ_Cに供給する誤差増幅器である。

【００２８】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、例えばスイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ
₄ ］の組とスイッチング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］の組が交互
にオン／オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商
用交流電源が投入されると、起動抵抗Ｒ_S1〜Ｒ_S4を介し
てスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のベースにベース電流が
供給されることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ
₁ 、Ｑ₄ ］が先にオンとなったとすれば、スイッチング
素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］はオフとなるように制御される。そ
して、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］の出力として、
スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタ−エミッタ→共振電流
検出巻線Ｎ_D →磁気結合トランスの一次巻線Ｎ_P →直列
共振コンデンサＣ₁→一次巻線Ｎ₁ →スイッチング素子
Ｑ₄ のコレクタ−エミッタ→一次側アースの経路で電流
が流れるが、この際、一次側直列共振回路を流れる共振
電流が０となる近傍でスイッチング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］
がオン、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］がオフとなる
ように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ₂ を介
して先とは逆方向に直列共振回路に対して共振電流が流
れる。以降、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ
₂ 、Ｑ₃ ］が交互にオンとなる自励式のスイッチング動
作が開始される。このように、平滑コンデンサＣｉの端
子電圧を動作電源としてスイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ
₄ ］及び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が交互に開閉を繰り返すことに
よって、絶縁コンバータトランスの一次巻線Ｎ₁ に共振
電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の二次巻
線Ｎ₂ 、Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００２９】また、二次側の直流出力電圧Ｅ₁ が低下し
た時や重負荷時の場合には、制御回路１によって制御巻
線Ｎ_C に流れる電流が制御され、スイッチング周波数が
低くなるよう（共振周波数に近くなるように）に制御さ
れ、一次巻線Ｎ₁ に流すドライブ電流が増加するように
制御して、定電圧化を図っている。なお、このような定
電圧制御方式について以降は、スイッチング周波数制御
方式ともいうことにする。

【００３０】次に、力率改善整流回路１２における力率
改善動作について説明する。この電源回路では、磁気結
合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ_P は一次側直列共振回路
と直列に接続されている。従って、磁気結合トランスＭ
ＣＴの一次巻線Ｎ_Pには、一次側直列共振回路に得られ
るスイッチング出力が供給されることになる。このた
め、磁気結合トランスＭＣＴにおいては、その磁気結合
を介して一次巻線Ｎ_P に得られたスイッチング出力電圧
を二次巻線Ｎｉに励起するようにして整流電流経路にス
イッチング出力を帰還するようにされる。このようにし
て、二次巻線Ｎｉに得られたスイッチング電圧は整流電
流経路に重畳されて、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ を流れ
る整流電流をスイッチング周期で断続するように作用す
る。なお、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ は、倍電圧整流時
及び全波整流時の何れの場合にも整流電流経路にあるこ
とから、上述の断続動作は、倍電圧整流時及び全波整流
時の何れにおいても行われることになる。

【００３１】この動作により、例えば倍電圧整流動作時
には、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳された状
態で［平滑コンデンサＣｉ₁₁／Ｃｉ₁₃の並列接続］及び
［平滑コンデンサＣｉ₁₂／Ｃｉ₁₄の並列接続］に充電さ
れることになるが、このスイッチング電圧の重畳分によ
って、［平滑コンデンサＣｉ₁₁／Ｃｉ₁₃の並列接続］及
び［平滑コンデンサＣｉ₁₂／Ｃｉ₁₄の並列接続］の各両
端電圧をスイッチング周期で引き下げることになる。こ
のため、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサ［平滑コ
ンデンサＣｉ₁₁／Ｃｉ₁₃の並列接続］及び［平滑コンデ
ンサＣｉ₁₂／Ｃｉ₁₄の並列接続］の各両端電圧よりも低
いとされる期間にも充電電流が流れるようにされる。ま
た、全波整流動作時では、整流出力電圧はスイッチング
電圧が重畳された整流出力電圧によって、直列接続され
た平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］／［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ
₁₄］の並列接続に充電を行うようにされ、このスイッチ
ング電圧の重畳分によって、平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−
Ｃｉ₁₂］／［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の両端電圧（整流平滑電
圧）をスイッチング周期で引き下げることになる。この
ため、交流入力電圧レベルが直列接続された平滑コンデ
ンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧よりも低いとされる期間
にも充電電流が流れるようにされる。この結果、倍電圧
整流動作時と全波整流動作時の何れの場合においても、
交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近
付くようにされ、交流入力電流の導通角が拡大されるこ
とになる。このようにして、この図に示す電源回路では
倍電圧整流動作時と全波整流動作時の両者の場合におい
て力率が改善されることになる。

【００３２】また、この力率改善整流回路１２において
は、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに対して並
列に共振用コンデンサＣ₂ が設けられ、上記二次巻線Ｎ
ｉと共に並列共振回路を形成するようにされている。そ
して、この並列共振回路は負荷変動に対応してその共振
インピーダンスが変化するようにされており、このスイ
ッチング電源回路の負荷が軽くなった時に整流電流経路
に帰還されるスイッチング出力を抑圧するようにしてお
り、これによって、軽負荷時の平滑コンデンサの端子電
圧（整流平滑電圧）の上昇を抑制して、電源回路として
のレギュレ−ション範囲を拡大することが可能とされて
いる。

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量化及び低コスト
を化を図ることが好ましい。また、電力変換効率等の電
気的特性面においても向上が図られることが好ましい。
例えば、図４に示したような構成の電源回路では、ＡＣ
１００Ｖ系時に倍電圧整流が行われる際に、整流ダイオ
ードＤ₁ 、Ｄ₂ には比較的過大とされるピークレベルの
整流電流が流れることから、それだけ整流ダイオードＤ
₁ 、Ｄ₂ における順方向電圧降下と逆回復時間による電
力損失が発生することが分かっていることから、例えば
整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ には放熱板を設ける等の対策
が行われている。また、フルブリッジ結合式の電流共振
形コンバータを形成する、４本のスイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ には、スイッチング周期の一次側
直列共振電流が流れることから、スイッチング動作オン
時の電力損失とターンオフ時のスイッチング損失が発生
することが分かっている。

【００３４】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を解決するため、商用電源に入力される交流入
力電圧レベルに基づいて、交流入力電圧レベルの略２倍
に対応する整流平滑電圧を生成する倍電圧整流回路と、
交流入力電圧レベルの略４倍に対応する整流平滑電圧を
生成する４倍電圧整流回路との切換えが可能とされた整
流回路系と、絶縁コンバータトランスの一次側巻線及び
直列共振コンデンサの直列接続により形成される一次側
直列共振回路を備え、整流回路系より出力される整流平
滑電圧を入力してスイッチング動作を行い、上記絶縁コ
ンバータトランスの二次側から直流出力電圧を出力する
電流共振形スイッチングコンバータと、整流電流経路に
対して電流共振形スイッチングコンバータから帰還され
るスイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにさ
れた力率改善回路とを備えてスイッチング電源回路を構
成することとした。

【００３５】そして上記構成によると、交流入力電圧が
ＡＣ１００Ｖ系の場合には、整流回路系が４倍電圧整流
回路として形成されることで、例えばＡＣ１００Ｖ系の
場合に倍電圧整流回路が形成される電源回路と比較し
て、整流電流レベルをほぼ１／２程度に小さくすること
が可能となる。また、４倍電圧整流回路と倍電圧整流回
路との切換えが行われる整流回路系とすることで、例え
ば、倍電圧整流回路と全波整流回路の切換えが行われる
整流回路系を備えた電源回路よりも、高レベルの整流平
滑電圧が得られることになる。このため、後段には２石
のスイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振
形コンバータを設けて重負荷に対応することが可能とな
る。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態と
してのスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ
る。例えばこの図に示す電源回路は、先に従来例として
図４に示した電源回路と同様に、２５０Ｗ〜６００Ｗ程
度の範囲の総合負荷電力を保証するものとされる。な
お、図４と同一部分については同一符号を付して説明を
省略する。

【００３７】この実施の形態における力率改善整流回路
１０においては、整流ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ
₄ と平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ か
らなる整流回路部が、商用交流電源ＡＣに対して設けら
れる。なお、本実施の形態においても整流ダイオードＤ
₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ にはそれぞれ高速リカバリ型が用
いられる。この場合、平滑コンデンサＣｉ₁ の負極は、
フィルタチョークコイルＬ_N −巻線Ｎａの直列接続を介
して商用交流電源ＡＣの正極と接続され、正極は整流ダ
イオードＤ₁ （アノード）、Ｄ₂ （カソード）の接続点
と接続される。また、整流ダイオードＤ₁ （アノー
ド）、Ｄ₂ （カソード）の接続点は電磁リレーＲＬ−１
のスイッチＳ₂ の端子Ｔ₂ と接続されている。上記整流
ダイオードＤ₂ のアノードは、巻線Ｎｂを介して商用交
流電源ＡＣの負極と接続されている。また、平滑コンデ
ンサＣｉ₂ の正極は平滑コンデンサＣｉ₁ の負極と接続
され、負極は整流ダイオードＤ₄ （カソード）、Ｄ₃
（アノード）の接続点に対して接続される。上記整流ダ
イオードＤ₄ のアノードは一次側アースに接続され、整
流ダイオードＤ₃ のカソードは商用交流電源ＡＣの負極
ライン（整流ダイオードＤ₂ （アノード）、Ｄ₃ （カソ
ード）の接続点）と接続される。この商用交流電源ＡＣ
の負極ラインは電磁リレーのスイッチＳ₂ の端子Ｔ₃ と
スイッチＳ₁ の端子Ｔ₂ に対しても接続される。

【００３８】この場合、フィルタコンデンサＣ_N は、そ
の一方の極がフィルタチョークコイルＬ_N の商用交流電
源ＡＣ側の端部と接続されるようにして、商用交流電源
ＡＣに対して並列に設けられるが、このような接続形態
によってもフィルタチョークコイルＬ_N と共にノーマル
モードのローパスフィルタを形成するようにされる。

【００３９】また、この力率改善整流回路１０では、２
本の共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が備えられ、それぞれ
整流ダイオードＤ₂ 及びＤ₃ に対して並列に設けられて
いるが、その作用は図４にて説明したものと同様とさ
れ、電源回路の負荷が軽くなった時に整流平滑電圧が上
昇するのを抑制するようにされる。なお、（）内に示
すように共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が、整流ダイオー
ドＤ₂ 、Ｄ₃ の代わりに整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₄ に対
して並列に設けられても同様の作用を有するものとされ
る。

【００４０】この場合、平滑回路は直列接続された平滑
コンデンサ［Ｃｉ₃ −Ｃｉ₄ ］は１組とすることが可能
とされ、図のように整流ダイオードＤ₁ のカソード側と
一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ₃ ，
Ｃｉ₄ の接続点は、電磁リレーＲＬ−１のスイッチＳ₁
の端子Ｔ₁ と接続される。そして、直列接続された平滑
コンデンサ［Ｃｉ₃ −Ｃｉ₄ ］の両端電圧がこの電源回
路の整流平滑電圧とされて、後段のスイッチングコンバ
ータに対して動作電源として供給される。

【００４１】本実施の形態では、スイッチングコンバー
タは２石のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ をハーフブリッ
ジ結合して構成される自励式による電流共振形コンバー
タとされており、上記スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 及び
これらをスイッチング駆動する駆動回路系を形成する部
品群の接続形態は、図４のフルブリッジ結合式による電
流共振形コンバータにおけるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ の場合と同様とされていることから、同一符号を付し
て説明を省略する。このスイッチングコンバータでは、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオン／オフするよ
うにしてスイッチング動作が行われ、スイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂のエミッタ−コレクタの接続点がスイッチン
グ出力点とされる。この場合、スイッチング出力点は、
ドライブトランスＰＲＴにおいて独立に巻装された共振
電流検出巻線Ｎ_D を介して、一次側直列共振回路と接続
されている。この場合、絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ の
一端は直列共振コンデンサＣ₁ を介してスイッチＳ₁ の
端子Ｔ₁ と接続されている。

【００４２】また、この図に示す絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次側においては、三次巻線Ｎ₃ が設けられ
ており、その一端は一次側アースに接地されている。そ
して、三次巻線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ₅ 及び平滑コン
デンサＣ₅ からなる半波整流回路によって、低圧直流電
圧が生成されて、後述する電磁リレーＲＬ−１の駆動部
Ｒ_D1に対して動作電源として供給される。

【００４３】本実施の形態の電源回路では、電磁リレー
ＲＬ−１は駆動部Ｒ_D1に対して２回路のスイッチＳ₁ 及
びＳ₂ が備えられている。スイッチＳ₁ 及びＳ₂ は、そ
れぞれ端子Ｔ₁ が端子Ｔ₂ 又は端子Ｔ₃ に対して択一的
に切換わる２接点とされ、駆動部Ｒ_D1が導通状態にある
時は端子Ｔ₂ が選択され、非導通状態にある時は端子Ｔ
₃ が選択されるように連動して動作する。なお、スイッ
チＳ₁ の端子Ｔ₃ はオープン（無接続）とされている。

【００４４】この場合、上記電磁リレーＲＬ−１は、リ
レー駆動回路２０によって駆動される。このリレー駆動
回路２０においては、平滑コンデンサＣｉ₂ の正極と一
次側アース間に分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ が直列に接続されて
おり、この分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ により平滑コンデンサＣ
ｉ₂ の平滑電圧レベルを分圧する。この分圧抵抗Ｒ₁、
Ｒ₂ の分圧点とトランジスタＱ₃ のベース間にはツェナ
ーダイオードＺＤが挿入されている。

【００４５】この場合、商用交流電源ＡＣに供給される
交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以上に対応するレベルの平
滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧が得られた場合に、分圧
抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ で分圧される電圧値によってツェナーダ
イオードＺＤが導通するように、上記各部品が選定され
ているものとされる。つまり、分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ 及び
ツェナーダイオードＺＤによって交流入力電圧レベルが
ＡＣ１５０Ｖ以上か否かを検出する電圧検出回路が形成
される。

【００４６】トランジスタＱ₃ は電磁リレーＲＬ−１を
ドライブする。このトランジスタＱ₃ のベースと一次側
アース間には、抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₅ がそれぞれ接
続されている。また、トランジスタＱ₃ のコレクタは一
次側アースに接地される。またエミッタは電磁リレーＲ
Ｌ−１の駆動部Ｒ_D1を介して、前述した低圧直流電圧の
ラインと接続されている。リレー駆動部Ｒ_D1に対しては
逆方向電流を流すための保護用ダイオードＤ₆ が並列に
接続されている。

【００４７】本実施の形態の電源回路においては、上述
のリレー駆動回路２０の動作により、交流入力電圧ＡＣ
２００Ｖ系では倍電圧整流動作となって、交流入力電圧
レベルのほぼ２倍の整流平滑電圧が得られるようにさ
れ、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系では、交流入力電圧レ
ベルのほぼ４倍に対応する整流平滑電圧が生成される４
倍圧整流動作に切換わるように構成されるが、このよう
な整流回路の切換え動作について図２を参照して説明す
る。図２は、本実施の形態の力率改善整流回路１０から
整流動作に対応して形成される回路形態を抽出して示す
等価回路図とされている。従って、この場合にはコモン
モードチョークコイルＣＭＣ、アクロスコンデンサＣ
_L 、ノーマルモードのローパスフィルタ（Ｌ_N 、Ｃ_N ）
及び共振用コンデンサＣ₂ 、スイッチＳ₁ 、Ｓ₂ 等の素
子は省略されている。

【００４８】例えば、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０
Ｖ以上の交流入力電圧が供給されている場合では、分圧
抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ により分圧される電圧値が所定レベル以
上となってリレー駆動回路２０のツェナーダイオードＺ
Ｄが導通することになる。これにより、トランジスタＱ
₃ のベース電位は所定以上に引き上げられてベース電流
が流れないようにされ、トランジスタＱ₃ をオフとす
る。このため、トランジスタＱ₃ のエミッタ電流はリレ
ー駆動部Ｒ_D1を流れなくなり、スイッチＳ₁ 、Ｓ₂ は共
に端子Ｔ₁ と端子Ｔ₃ が接続される状態となる。

【００４９】上記のようにスイッチＳ₁ 、Ｓ₂ が切換え
られることによって、先ず、交流入力電圧が負の期間で
は、整流電流経路は図２（ａ）に示すように形成され
る。つまり、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→整流ダイ
オードＤ₂ →平滑コンデンサＣｉ₁ （正極→負極）→商
用交流電源ＡＣ』の経路によって平滑コンデンサＣｉ₁
に対して充電をして、平滑コンデンサＣｉ₁ の両端に交
流入力電圧のピークレベルに対応する直流電圧を発生さ
せると共に、『商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₂
→整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→
負極）→平滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダ
イオードＤ₄ →平滑コンデンサＣｉ₂（負極→正極）→
商用交流電源ＡＣ』の経路によって、整流電流を平滑コ
ンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続に対して充電する経
路が形成される。

【００５０】そして、次の交流入力電圧が正の期間で
は、整流電流は図２（ｂ）に示すように『商用交流電源
ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₁ （負極→正極）→整流ダイ
オードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→負極）→平
滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオードＤ
₄ →整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源ＡＣ』の経路に
より整流電流を平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接
続に対して充電するが、この際、先の交流入力電圧が負
の期間で充電された平滑コンデンサＣｉ₁ の両端電圧を
介して、この電圧を重畳するようにして充電が行われ
る。このため、直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −
Ｃｉ₄ の両端に得られる整流平滑電圧レベルは、入力さ
れた交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電
圧をＥｉとすると、図に示すように、その２倍に対応す
る整流平滑電圧２Ｅｉが得られる。この場合には２００
Ｖ系の交流入力電圧が入力されていることから、４００
Ｖ系の整流平滑電圧が得られることになる。また、この
ときには『商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₂
（正極→負極）→整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源Ａ
Ｃ』の整流電流経路により、平滑コンデンサＣｉ₂ の両
端にＥｉのレベルの直流電圧を発生させる。

【００５１】そして、例えば次の交流入力電圧が負の期
間では、再び図２（ａ）に示す整流電流経路が形成され
るが、この際、上記交流入力電圧が正の期間に得られた
平滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を重畳するようにし
て、平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続に対して
充電が行われることから、入力された交流入力電圧レベ
ルの２倍に対応する整流平滑電圧２Ｅｉが得られる。

【００５２】本実施の形態の電源回路では、上述のよう
にして交流入力電圧が負と正の期間で図２（ａ）（ｂ）
に示す動作が繰り返されることで、交流入力電圧がＡＣ
２００Ｖ系とされる場合には、倍電圧整流回路が形成さ
れて４００Ｖ系の整流平滑電圧を生成して後段の電流共
振形スイッチングコンバータに動作電源として供給する
ようにされる。

【００５３】また、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以下の交流入力電圧が供給されている場合、リレー駆動
回路２０のツェナーダイオードＺＤは導通しないことか
ら、トランジスタＱ₃ ではベース電流が抵抗Ｒ₃ を介し
て流れるようにされてオン状態となる。これにより電磁
リレーＲＬ−１のリレー駆動部Ｒ_D1にはエミッタ電流が
導通し、その励磁作用によってスイッチＳ₁ 、Ｓ₂ は共
に端子Ｔ₂ 側に切換えられた状態となる。

【００５４】この場合、交流入力電圧が負の期間の整流
電流経路は、図２（ｃ）の破線に示すように形成される
ことになる。つまり、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→
平滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオード
Ｄ₄ →平滑コンデンサＣｉ₂（負極→正極）→商用交流
電源ＡＣ』の経路で流れ、平滑コンデンサＣｉ₄ に対し
て整流電流を充電するようにされる。また、整流電流は
『商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₂ →平滑コンデ
ンサＣｉ₁ （正極→負極）→商用交流電源ＡＣ』の経路
によって平滑コンデンサＣｉ₁ に対する充電を行うよう
にもされ、平滑コンデンサＣｉ₁ の両端にＥｉのレベル
の電圧を生成する。

【００５５】そして、交流入力電圧が正の期間では整流
電流は、図２（ｃ）の実線に示すように『商用交流電源
ＡＣ→整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正
極→負極）→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れて、平滑
コンデンサＣｉ₃ に対して整流電流を充電するようにさ
れるが、このとき前の交流入力電圧が負の期間で平滑コ
ンデンサＣｉ₁ の両端に発生した電圧を介して、整流ダ
イオードＤ₁ により整流した商用交流電源ＡＣを平滑コ
ンデンサＣｉ₃ に充電するようにされることから、平滑
コンデンサＣｉ₃ の両端には、交流入力電圧レベルの２
倍に対応する２Ｅｉのレベルの整流平滑電圧が得られる
ことになる。この場合には交流入力電圧はＡＣ１００Ｖ
系であることから２Ｅｉの整流平滑電圧は２００Ｖ系の
電圧レベルとなる。

【００５６】また、上記交流入力電圧が正の期間では、
整流電流は分岐して、『商用交流電源ＡＣ→平滑コンデ
ンサＣｉ₂ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₃ →商用
交流電源ＡＣ』の経路によっても流れるようにされ、平
滑コンデンサＣｉ₂ の両端にＥｉのレベルの電圧を生成
する。そして次の交流入力電圧が負の期間となると、整
流電流経路は前述のように図２（ｃ）の破線に示す経路
とされて、平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を充
電するが、この際先の交流入力電圧が正の期間で充電さ
れた平滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を重畳するように
して、平滑コンデンサＣｉ₄ に対する充電が行われる。
これにより、平滑コンデンサＣｉ₄ の両端には、交流入
力電圧レベルの２倍に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が
得られることになる。

【００５７】このような交流入力電圧の正／負の各期間
の動作によって、平滑コンデンサＣｉ₃ と平滑コンデン
サＣｉ₄ の各両端に２Ｅｉの整流平滑電圧が得られる結
果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の両
端に得られる整流平滑電圧レベルとしては、２Ｅｉ＋２Ｅｉ＝４Ｅｉとなり、４Ｅｉの整流平滑電圧が得られる４倍電圧整流
回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧
はＡＣ１００Ｖ系とされることから４Ｅｉの整流平滑電
圧としては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段のス
イッチングコンバータに供給されることになる。なお、
このような回路構成による４倍電圧整流方式は一般にミ
ッチェル回路ともいわれる。

【００５８】次に、上記整流回路の切換え動作に伴う力
率改善動作について説明する。本実施の形態の力率改善
整流回路１０においては、前述のようにＡＣ１００Ｖ系
の交流入力電圧が供給される場合の４倍電圧整流時には
スイッチＳ₂ は端子Ｔ₂ が選択された状態にある。これ
によって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
₁ は、直列共振コンデンサＣ₁ からスイッチＳ₂ を介し
て、整流ダイオードＤ₁ （アノード）、Ｄ₂ （カソー
ド）の接続点に対して接続されることになる。このよう
な接続形態とされると、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ₁ に得られたスイッチング出力は、直列共
振コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介して整流電流経路
に印加するようにして帰還される。これにより、整流ダ
イオードＤ₁ 、Ｄ₂ を介して整流電流経路にスイッチン
グ電圧が重畳されるが、このスイッチング電圧の重畳分
によって交流入力電圧が正／負の各期間で、整流ダイオ
ードにより整流電流をスイッチング周期で断続する動作
を促すようにされる。これにより、以降は図４の力率改
善整流回路２０における力率改善動作と同様の作用によ
って交流入力電流の導通角の拡大が図られ、４倍電圧整
流時における力率改善が図られることになる。

【００５９】また、交流入力電圧ＡＣ２００Ｖ系時の倍
電圧整流回路が形成されているときには、スイッチＳ₂
は端子Ｔ₃ 側に切換えられる。この場合、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に得られたスイッチン
グ出力は、直列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介
して整流ダイオードＤ₂ （アノード）、Ｄ₃ （カソー
ド）の接続点に対して帰還され、交流入力電圧が負の期
間では整流ダイオードＤ₂ を介して、また、交流入力電
圧が負の期間では整流ダイオードＤ₃ を介して整流電流
経路にスイッチング電圧を重畳するようにされる。これ
により、交流入力電圧が正／負の各期間で整流電流経路
に挿入される整流ダイオードによる整流電流の断続動作
が得られ、以降は上記４倍電圧整流時と同様の作用によ
って、力率改善が図られることになる。

【００６０】なお、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系時にお
いては、一次側直列共振回路が整流ダイオードＤ₃ （ア
ノード）、Ｄ₄ （カソード）の接続点に対して接続され
るように構成しても、同様に力率改善効果が得られるも
のとされる。

【００６１】ここで、本実施の形態である図１の電源回
路と先行技術として示した図４の電源回路を比較した場
合、例えば、図４の電源回路ではＡＣ１００Ｖ系時に形
成される倍電圧整流回路において、２本の整流ダイオー
ドＤ₁ 、Ｄ₂ に過大なレベルの整流電流が流れることか
ら、前述のように整流ダイオードにおける電力損失が大
きいために、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の発熱量が比較
的多く、放熱板を設ける等して対策していた。これに対
して図１に示す電源回路ではＡＣ１００Ｖ系時には４倍
電圧整流回路が形成されて、交流入力電圧が正／負の各
期間で２本の整流ダイオードに分岐されて整流ダイオー
ドが流れるようにされることから、図１の電源回路にお
ける整流電流レベル（ピークレベル）は、図４の電源回
路の整流電流レベルのほぼ１／２に低減され、それだけ
整流ダイオードにおける電力損失が大幅に低減されるこ
とになる。これに伴って、例えば整流ダイオードに対し
て設けられていた放熱板等を不要とすることが可能にな
り、それだけ回路サイズを小型にすることが可能とな
る。

【００６２】また、図１の電源回路においては、２石の
ハーフブリッジ結合式電流共振形コンバータが用いられ
ることから、図４の電源回路のように４石のスイッチン
グ素子をフルブリッジ結合した電流共振形コンバータを
用いる場合と比較して、図１の電源回路ではスイッチン
グ素子２組と、これに対応する駆動回路系及び放熱板等
の部品群が省略され、それだけ部品点数を削減すること
が可能になる。この際、ドライブトランスＰＲＴにおい
ては、それだけ巻装すべき巻線数が削減されるためより
小型に形成することが可能となる。また、これに伴って
スイッチング素子のドライブ電力及びスイッチング損失
も低減されることになるため、更に電力変換効率の向上
が図られることになる。

【００６３】例えば具体的には、二次側の直流出力電圧
Ｅ₁ ＝１１５Ｖでその負荷電流が２Ａとされ、直流出力
電圧Ｅ₂ ＝１８０Ｖでその負荷電流が１．５Ａとされ
て、５００Ｗの総合負荷電力に対応する条件とした場
合、先行技術である図４の電源回路では、フィルタチョ
ークコイルＬ_N ＝２２０μＨ、Ｃ_N ＝０．４７μＦ／２
００Ｖ、共振用コンデンサＣ₂ ，Ｃ₂ ＝０．０４７μ
Ｆ、直列共振コンデンサＣ₁＝０．０３９μＦが選定さ
れ、磁気結合トランスＭＣＴはＥＥ−２８型のサイズの
ＥＥ型フェライトコアに対してそれぞれインダクタンス
Ｌｉ＝Ｌ_P ＝２００μＨの一次巻線Ｎｉ及び二次巻線Ｎ
_P を巻装して構成される。また、整流ダイオードＤ₁₁、
Ｄ₁₂にはそれぞれ２０Ａ／４００Ｖの高速リカバリ型が
選定され、平滑コンデンサＣｉ₁₁，Ｃｉ₁₂，Ｃｉ₁₃，Ｃ
ｉ₁₄にはそれぞれ１０００μＦ／２００Ｖのものが選定
され、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃、Ｑ₄ にはそ
れぞれ１０Ａ／４００Ｖのものが選定される。そして、
交流入力電圧＝ＡＣ２３０Ｖ時における力率は０．８が
計測され、電力変換効率は９０．５％、入力電力は５５
２．５Ｗが計測された。

【００６４】これに対して、本実施の形態である図１の
電源回路では、上記と同様の負荷電力の条件に対して、
フィルタチョークコイルＬ_N ＝２２０μＨ、Ｃ_N ＝０．
４７μＦ／２００Ｖ、共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ ＝
０．０４７μＦ、直列共振コンデンサＣ₁ ＝０．０３９
μＦが選定され、磁気結合トランスＭＣＴは削除され
る。また、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ には
それぞれ１０Ａ／４００Ｖの高速リカバリ型が選定され
て、より小電流容量のものを選定することが可能とさ
れ、平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ には１０００μＦ／
２００Ｖ、平滑コンデンサＣｉ₃ ，Ｃｉ₄ には１０００
μＦ／４００Ｖのものが選定される。また、スイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ はそれぞれ１０Ａ／８００Ｖとされて
耐圧向上したものを選定することになる。そして、交流
入力電圧＝ＡＣ２３０Ｖ時の力率は０．８で同等とさ
れ、電力変換効率は９２．０％が計測されて、図４の電
源回路よりも１．５％向上が図られると共に、入力電力
は５４３．５Ｗとされて図４の電源回路よりも９．０Ｗ
低減されている。

【００６５】図３は、本発明の他の実施の形態としての
スイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、図１
及び図４と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示すスイッチング電源回路においては、ス
イッチングコンバータは他励式による電流共振形とされ
ていることから、先ず、スイッチングコンバータの構成
について説明する。

【００６６】本実施の形態に示す電流共振形コンバータ
は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイッチング
素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を備えて、スイッチング素子Ｑ₁₁のドレ
インを整流平滑電圧のライン（平滑コンデンサＣｉ₃ の
正極）と接続し、スイッチング素子Ｑ₁₁のソースとスイ
ッチング素子Ｑ₁₂のドレインを接続し、スイッチング素
子Ｑ₁₂のソースを一次側アースに接続することで、ハー
フブリッジ結合タイプを形成している。これらスイッチ
ング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂は、発振ドライブ回路２によって交
互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッチング
駆動されて、整流平滑電圧を断続してスイッチング出力
とする。また、各スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイ
ン−ソース間に対して図に示す方向に接続されるクラン
プダイオードＤ_D 、Ｄ_Dは、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ
₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を形成する。

【００６７】この場合には、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ
₁₂のソース−ドレインの接続点がスイッチング出力点と
され、このスイッチング出力点に対して絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端が接続されて、一次側直列共
振回路に対してスイッチング出力を供給するようにされ
る。

【００６８】この電源回路においては、制御回路１が直
流出力電圧Ｅ₁ の変動に基づいて発振ドライブ回路２を
制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号
を変化させる（例えば駆動信号のパルス幅可変制御を行
う）ことで、二次側直流出力電圧の定電圧制御を行うよ
うにしている。

【００６９】起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラ
インに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドラ
イブ回路２を起動させるために設けられており、この起
動回路３には、絶縁コンバータトランスＰＩＴに設けら
れた三次巻線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ₅ 、及び平滑コン
デンサＣ₅ により得られる低圧直流電圧が動作電源とし
て供給される。この実施例で用いられるような、電界効
果型のスイッチング素子は電圧駆動であり自励発振が困
難になるため、この図のように発振ドライブ回路２と起
動回路３を設けることが好ましい。

【００７０】この図に示す力率改善整流回路１１におい
ては、電磁リレーＲＬ−２が設けられており、この電磁
リレーＲＬ−２は駆動部Ｒ_D2と、１接点のスイッチＳ₃
が備えられて構成される。この場合、リレー駆動回路２
０の駆動部Ｒ_D2に対する導通制御によって、交流入力電
圧ＡＣ１００Ｖ系時ではスイッチＳ₃ がオンとされて、
ＡＣ２００Ｖ系時ではオフとなるようにされる。従っ
て、力率改善整流回路１１における整流回路切換えの形
態については、先に図２にて説明した場合と同様とさ
れ、ＡＣ２００Ｖ系時には倍電圧整流動作となり、ＡＣ
１００Ｖ系時には４倍電圧整流動作が得られることにな
る。

【００７１】また、力率改善整流回路１１の場合には、
図４にて説明したのと同様の構造によって形成される磁
気結合トランスＭＣＴが、ノーマルモードのローパスフ
ィルタと整流回路部の間に設けられる。つまり、磁気結
合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉは、商用交流電源ＡＣ
の正極ラインにおいて、フィルタチョークコイルＬ_Nと
平滑コンデンサＣｉ₁ の負極間に直列に挿入され、一次
巻線Ｎ_P の一端は直列共振コンデンサＣ₁ を介して絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ と直列接続さ
れる共に、他端は一次側アースに接地することで、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に得られたス
イッチング出力が磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ
_P にも得られるようにされている。

【００７２】このように構成されても、図４で説明した
と同様にして磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合を介し
て二次巻線Ｎｉにスイッチング出力を帰還し、整流電流
経路にスイッチング電圧を重畳するように作用する。こ
のため、図１で説明したのと同様に、ＡＣ１００Ｖ系時
において４倍電圧整流回路が形成された場合と、ＡＣ２
００Ｖ系時において電圧整流回路が形成された場合の何
れにおいても力率改善が図られることになる。また、本
実施の形態の電源回路においても、上記実施の形態と同
様に電力損失、入力電力の特性の向上及び小型／軽量化
及び低コスト化が図られるものである。

【００７３】なお、上記各実施の形態に用いられた電磁
リレーＲＬ−１、ＲＬ−２などの代わりに、トライアッ
クなどの双方向性サイリスタなどを備えて構成されるス
イッチ回路が用いられることも考えられる。

【００７４】また、本発明は上記各実施の形態に示した
構成の限定されるものではなく各種変更が可能とされ、
例えば、本発明に基づく整流回路系は、例えばミッチェ
ル回路に基づく以外の他の方式による４倍電圧整流回
路、又は上記各実施の形態に示した以外の他の構成によ
る倍電圧整流動作への切換えを実現する整流平滑回路が
採用されることも考えられる。また、後段に接続される
電流共振形コンバータは、自励発振形／他励発振形、ス
イッチング周波数制御方式／直列共振周波数制御方式等
（絶縁コンバータトランスを直交型とし、直列共振周波
数を制御する）など、各種方式・タイプの組み合わせパ
ターンにより構成される電流共振形コンバータとするこ
とが可能であって、上記各図に実施の形態として示した
コンバータのタイプに限定されるものではない。更に、
本発明における力率改善方式として、図示しないが、先
に本出願人により提案された、磁気結合トランスＭＣＴ
をチョークコイルに置き換えると共に、一次側直列共振
回路のスイッチング出力が整流ダイオードに印加される
ように構成した力率改善回路の構成などが適用されて
も、上記各実施の形態と同等の効果が得られる。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、力率改善
が図られるスイッチング電源回路において、ワイドレン
ジ対応とされてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とでほ
ぼ同等のレベルの整流平滑電圧を後段のスイッチングコ
ンバータに供給するのにあたり、ＡＣ２００Ｖ系とＡＣ
１００Ｖ系とで倍電圧整流動作と４倍電圧整流動作に切
換えが可能なように整流回路系を構成することにより、
例えば従来のように全波整流動作と倍電圧整流動作の切
換えを行う構成よりも整流電流レベルを小さくすること
が可能となった。これにより、整流ダイオードやスイッ
チング素子に於ける電力損失が低減されて、電力変換効
率及び入力電力等の特性が向上されるという効果を有し
ている。

【００７６】また、本発明では整流回路系が上記のよう
な構成とされて、例えば、４００Ｖ系の高レベルの整流
平滑電圧が得られるために、後段に接続される電流共振
形コンバータとしては、２石のスイッチング素子による
ハーフブリッジ結合の構成でも重負荷に対応することが
可能となり、例えば従来のように４石のフルブリッジ結
合による構成よりも部品点数が削減され、また、自励式
の電流共振形コンバータであれば、ドライブトランスを
より小型なものとすることが可能となり、それだけ、電
源回路の小型／軽量化及び低コスト化を図ることが可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の構成を示す回路図である。

【図２】図１に示す実施の形態の整流回路系の動作を示
す等価回路図である。

【図３】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
の構成を示す回路図である。

【図４】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０，１１，１２力率改善整流回路２０リレー駆動回路ＲＬ−１、ＲＬ−２電磁リレーＳ₁ 、Ｓ₂ 、Ｓ₃ スイッチＤ₁ 、Ｄ₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ 整流ダイオード（高速リカバ
リ型）Ｃｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ 平滑コンデンサＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁コンバータトランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線ＭＣＴ磁気結合トランス

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所 // Ｈ０２Ｍ 7/48 9181−5ＨＨ０２Ｍ 7/48 Ｙ 9181−5ＨＴ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源に入力される交流入力電圧レベ
ルに基づいて、交流入力電圧レベルの略２倍に対応する
整流平滑電圧を生成する倍電圧整流回路と、交流入力電
圧レベルの略４倍に対応する整流平滑電圧を生成する４
倍電圧整流回路との切換えが可能とされた整流手段と、絶縁コンバータトランスの一次側巻線及び直列共振コン
デンサの直列接続により形成される一次側直列共振回路
を備え、上記整流手段より出力される整流平滑電圧を入
力してスイッチング動作を行い、上記絶縁コンバータト
ランスの二次側から直流出力電圧を出力する、電流共振
形スイッチングコンバータ手段と、整流電流経路に対して上記電流共振形スイッチングコン
バータ手段から帰還されるスイッチング出力に基づいて
力率改善を図るようにされた力率改善手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記電流共振形スイッチングコンバータ
手段は、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合
して構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
スイッチング電源回路。
【請求項３】上記４倍電圧整流回路はミッチェル回路
に基づいて形成されていることを特徴とする請求項１又
は請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記倍電圧整流回路は、交流入力電圧の
半周期ごとに、先の半周期における整流電流の充電によ
って重畳用コンデンサの両端に得られた電圧を介して、
整流平滑電圧ラインと一次側アース間に挿入された平滑
コンデンサに整流電流を充電する動作が行われるように
構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２
又は請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記力率改善手段は、上記整流手段の整
流電流経路に直列に挿入されるフィルタチョークコイル
と、該フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタ
を形成するように設けられるフィルタコンデンサを備
え、上記整流手段を形成する整流素子にスイッチング出力が
印加されるように、上記一次側直列共振回路が接続され
ていることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記整流手段を形成する整流素子に対し
て並列に共振用コンデンサが設けられることを特徴とす
る請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記力率改善手段は、第１の巻線と第２
の巻線を磁気結合して形成される磁気結合トランスを備
えて、整流電流の経路に対してフィルタチョークコイル及び上
記第１の巻線を直列に挿入し、上記第２の巻線は、上記一次側直列共振回路に対して直
列に接続され、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するフィルタコンデンサを備えて構成されているこ
とを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載の
スイッチング電源回路。
【請求項８】上記第１の巻線に対して並列に設けられ
る共振用コンデンサが備えられることを特徴とする請求
項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】上記整流手段を形成する整流素子は、高
速リカバリ型が用いられることを特徴とする請求項１乃
至請求項８の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】上記電流共振形スイッチングコンバー
タ手段は、上記絶縁コンバータトランスの二次側で得ら
れる直流出力電圧に基づいて、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を可変することにより定電圧制御を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請
求項９の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】上記電流共振形スイッチングコンバー
タ手段は他励式とされ、上記絶縁コンバータトランスの
二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチン
グ駆動信号を可変させることにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項９の何れかに記載のスイッチング電源回路。