JPH0993928A

JPH0993928A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH0993928A
Application number: JP7273672A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-09-28
Filing date: 1995-09-28
Publication date: 1997-04-04

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷電力６００Ｗ以上のような重負荷時にも
充分に力率改善を図った上で、回路の小型／軽量化、低
コスト化、及び電力変換効率、入力電力などの特性の向
上を図る。【解決手段】［アクティブフィルタ２０−スイッチン
グコンバータ部１００Ａ］よりなる力率改善型コンバー
タ部に対して、電流共振型のスイッチングコンバータの
スイッチング出力を帰還して力率改善を図る［力率改善
整流回路１０Ａ−スイッチングコンバータ部１００Ｂ］
及び［力率改善整流回路１０Ｂ−スイッチングコンバー
タ部１００Ｃ］からなる力率改善型コンバータ部を設け
て、電源高調波を抑制すると共に、７５０Ｗ以上の負荷
電力に対応する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば力率改善が
図られるスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、これによっ
て発生する電源高調波を抑制して、電源の利用効率を示
す力率の改善を図るための対策が必要とされている。

【０００４】そして、本国内においては電源高調波歪規
制のクラスＤ規格として、例えば図６に示すような規格
が定められるよう予定されている。この図では、定格入
力電力に対する高調波電流限度値が示されている。例え
ばこの図によると、定格入力電力６００Ｗまでは、３次
高調波電流は傾き７．８２ｍＡ／Ｗで比例的に高調波
電流限度値が高くなり、５次高調波電流は傾き４．３７
ｍＡ／Ｗの割合で、７次高調波電流は傾き２．３ｍＡ／
Ｗの割合で、増加するように定められており、定格入力
電力６００Ｗ以上では３次高調波電流は５．２９Ａで一
定とされ、５次高調波電流は２．６２２Ａで、７次高調
波電流は１．７７１Ａでそれぞれ一定となるように定め
られて、上記各次数による電源高調波電流レベルがこの
範囲内にあるように要求される。なお、欧州においては
上記図６に示す高調波電流限度値を１００／２３０に低
減した値が規定値となるように予定されている。

【０００５】上記規格を満足しようとした場合、例えば
入力電力６５０Ｗ以内では力率を０．８程度までに向上
させることで規格に対応することができるが、定格入力
電力６５０Ｗ以上の範囲では、入力電力の上昇に応じて
力率を０．８よりも向上させなければ、規格を満足する
程度に高調波電流を充分抑制することは困難なことが分
かっている。

【０００６】図４の回路図は、上記図６に示した規格に
おいて入力電力６５０Ｗ以上での規格に対応することの
できるスイッチング電源回路を示すものとされ、この場
合には、整流回路系においてスイッチングコンバータを
設けて力率をほぼ１に近付ける、いわゆるアクティブフ
ィルタによって力率改善を図る構成とされている。ま
た、この電源回路は、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系また
はＡＣ２００Ｖ系の何れか一方に対応する単レンジ対
応、あるいは、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２０
０Ｖ系の範囲に対応するいわゆるワイドレンジ対応とし
て構成可能とされる。また、スイッチングコンバータ部
から出力される二次側の安定化直流出力電圧が２チャン
ネル以上とされて、例えば総合負荷電力が６００Ｗ以上
の重負荷に対応する構成とされている。

【０００７】この図４に示すスイッチング電源回路にお
いては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイ
ズを除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョー
クコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられて
いる。また、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタチ
ョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N によって
形成されるノーマルモードのローパスフィルタが２組設
けらた、いわゆるダブルπ型ローパスフィルタとされて
いる。そして、これらコモンモード及びノーマルモード
のノイズフィルタによって、スイッチングノイズなどの
高周波ノイズが商用交流電源ＡＣのラインに流入するの
を阻止するようにされている。

【０００８】商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ₁
により全波整流される。そして、このブリッジ整流回路
Ｄ₁ と平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ 間の整流
経路に対して、破線で括って示すように昇圧型コンバー
タによるアクティブフィルタ２０が設けられる。この場
合には、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力端子と平滑コ
ンデンサＣｉ₁，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ の正極端子間（整流出
力ライン）に対してチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び
高速リカバリ型ダイオードＤ₂ が直列に接続されてい
る。

【０００９】なお、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉは、
後述するスイッチング素子Ｑ₂₁のスイッチング期間に電
流を負荷側（スイッチングコンバータ部側）に流し込む
ために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あるい
は電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機能す
るインダクタンスとして挿入されている。また、高速リ
カバリ型ダイオードＤ₂ は、後述するようにしてスイッ
チング素子Ｑ₂₁のスイッチング動作によって、整流出力
ラインに高周波電流が流れることに対応して設けられて
いる。

【００１０】上記チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高
速リカバリ型ダイオードＤ₂ を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃ
ｉ₃により充放電されて、その両端に後段のスイッチン
グコンバータ部ＳＣの動作電源となる整流平滑電圧が得
られる。なお、この場合には、例えば後段に設けられる
スイッチングコンバータ部ＳＣの総合負荷電力（この場
合は７５０Ｗ以上とされる）に対応する電流容量が得ら
れるように、平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ が
並列に設けられている。また、この場合の平滑コンデン
サＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ としては、例えば、それぞれ
１０００μＦ／４００Ｖの電解コンデンサが選定され
る。

【００１１】また、アクティブフィルタ２０におけるス
イッチング素子Ｑ₂₁は、この場合には、例えば、ＭＯＳ
−ＦＥＴトランジスタが用いられ、そのドレインがチョ
ークコイルＣＨの巻線Ｌｉと高速リカバリ型ダイオード
Ｄ₂ のアノードの接続点に接続され、ソースは突入電流
制限抵抗Ｒ_D を介して一次側アースに接地されるように
して設けられている。このスイッチング素子Ｑ₂₁は、後
述するアクティブフィルタ制御回路２０ａ内のドライブ
回路からゲートに対してスイッチング駆動信号が供給さ
れることによって、スイッチング動作が行われる。な
お、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉは、後述するスイッ
チング素子Ｑ₂₁のスイッチング期間に電流を負荷側（ス
イッチングコンバータ部側）に流し込むために、整流平
滑電圧よりも高いレベルの電圧源あるいは電流源となる
ためのエネルギー蓄積手段として機能するインダクタン
スとして挿入されている。また、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ₂ は、後述するようにしてスイッチング素子Ｑ₂₁
のスイッチング動作によって、整流出力ラインに高周波
電流が流れることに対応して設けられる。

【００１２】アクティブフィルタ制御回路２０ａは、こ
の場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うア
クティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石
の集積回路（ＩＣ）により構成されている。この場合、
アクティブフィルタ制御回路２０ａは電源投入時にスイ
ッチング素子Ｑ₂₁を駆動させる起動回路、所要のスイッ
チング周波数を発生させる発振回路、上記発振周波数の
信号を増幅してスイッチング素子Ｑ₂₁を駆動するための
ゲート信号を生成するドライブ回路、上記ドライブ回路
より出力されるスイッチング駆動信号についてＰＷＭ制
御を行うＰＷＭ制御回路、及び、次に説明するフィード
フォワード回路及びフィードバック回路の入力に基づい
て乗算を行って、上記ＰＷＭ制御回路の制御入力信号を
生成する乗算器等によって構成される。

【００１３】この場合、フィードフォワード回路として
は、商用交流電源ＡＣの両極に対して整流ダイオードＤ
_5A、Ｄ_5Bが設けられて両波整流回路が形成され、この両
波整流回路の出力が分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ により分圧され
て、交流入力電圧に対応する電圧レベルがアクティブフ
ィルタ制御回路２０ａに入力される。また、フィードバ
ック回路は平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ の両
端電圧（整流平滑電圧）を抵抗Ｒ₃ 、Ｒ₄ により分圧し
た電圧値をアクティブフィルタ制御回路２０ａに入力す
るようにして形成される。つまり、この図に示すアクテ
ィブフィルタ制御回路２０ａに対しては、フィードフォ
ワード回路より交流入力電圧のレベルに対応する電圧値
が入力され、フィードバック回路からは、整流平滑電圧
レベルに対応する電圧値が入力されることになる。

【００１４】このアクティブフィルタ制御回路２０ａに
は、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力が起動用の電源と
して入力されており、また、チョークコイルＣＨに巻装
された巻線Ｎ₅ と整流ダイオードＤ₄ による半波整流回
路の出力がアクティブフィルタ制御回路２０ａの動作電
源として供給されている。

【００１５】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、アクティブフィルタ制御回路２０ａではフ
ィードフォワード回路より入力された電圧値に基づいて
交流入力電圧レベルを検出し、内部の乗算器に入力す
る。また、一方でフィードバック回路から入力された電
圧値に基づいて整流平滑電圧の変動差分を検出して、こ
の整流平滑電圧の変動差分を内部の乗算器に入力する。
そして、乗算器において、上記交流入力電圧レベルと整
流平滑電圧の変動差分を乗算するが、この乗算結果によ
って例えば交流入力電圧と同一波形の電流指令値が生成
される。そして、ＰＷＭ制御回路では上記電流指令値と
実際の交流入力電流レベルを比較して、この差に応じた
ＰＷＭ信号を生成してドライブ回路に供給する。スイッ
チング素子Ｑ₂₁は、このＰＷＭ信号に基づくドライブ信
号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入
力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御され
て、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られ
ることになる。また、この場合には、乗算器によって生
成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じ
て振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧
の変動も抑制されることになる。

【００１６】この図に示すスイッチングコンバータＳＣ
は、所定のスイッチング方式により整流平滑電圧をスイ
ッチングして、最終的に２チャンネル以上の安定化され
た二次側直流出力電圧を生成して出力する。この場合に
は、４チャンネルの直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂ 、Ｅ₃ 、Ｅ
₄ が出力される構成とされており、直流出力電圧Ｅ₁、
Ｅ₂ 、Ｅ₃ 、Ｅ₄ によって対応可能な総合負荷電力は、
例えば７５０Ｗ以上とされている。

【００１７】ここで、図５（ａ）（ｂ）の斜視図によ
り、図４のスイッチング電源回路に用いられるフィルタ
チョークコイルＬ_N 及びチョークコイルＣＨの構造例を
示す。フィルタチョークコイルＬ_N は、例えば図５
（ａ）のように、アモルファスあるいは圧力粉鉄心など
の磁性体によるトロイダル型コアに対して、単線コイル
としての巻線Ｌを巻装して構成される。また、図５
（ｂ）に示すチョークコイルＣＨは、同様にアモルファ
スや圧力粉鉄心などによるトロイダル型コアに、単線コ
イルによって巻線Ｌｉ（及び巻線Ｎ₅ ）を巻装して構成
される。なお、フィルタチョークコイルＬ_N とチョーク
コイルＣＨのサイズを比較した場合には、例えば、図５
（ａ）（ｂ）から分かるように、フィルタチョークコイ
ルＬ_N よりもチョークコイルＣＨのほうがコアのサイズ
が大型化する。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコスト等の観点によれば、スイッチング電源回路に
おいてもできるだけ部品点数を削減したり、小型や安価
な部品を使用する等して、小型／軽量化及び低コスト化
を図ることが好ましい。また、電力変換効率などの電気
的特性面においても向上が図られることが好ましい。

【００１９】例えば、図４に示した電源回路では、負荷
電力の増加に対応して適正にＲ力率改善を図ろうと構成
する場合、アクティブフィルタを構成する部品群やフィ
ルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N に
よって形成されるノーマルモードのローパスフィルタは
大型化していく。特に、図５に示したフィルタチョーク
コイルＬ_N とチョークコイルＣＨは、電源投入時の突入
電流による飽和や定格動作時の漏洩磁束の低減を図るた
めに大型化／重量化して、コスト的に高価なものとな
る。また、図４に示したアクティブフィルタ２０では、
スイッチング素子Ｑ₂₁及び高速リカバリ型ダイオードＤ
₂ がターンオン／オフ時に高レベルの高調波電流を発生
させるために、図のようにフィルタチョークコイルＬ_N
及びフィルタコンデンサＣ_N によるノーマルモードのロ
ーパスフィルタをダブルπ型により２組結合したノーマ
ルモードのローパスフィルタを設ける必要がある。ま
た、図４に示したような構成のアクティブフィルタ２０
では、電力損失も比較的大きいことが知られており、例
えばスイッチング素子Ｑ₂₁、ブリッジ整流回路Ｄ₁ 、高
速リカバリ型ダイオードダイオードＤ₂ 等の半導体につ
いて大容量のものを選定する必要がある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を解決するため、力率改善を図るアクティブフィ
ルタと、所定のスイッチング方式によるスイッチングコ
ンバータ手段からなる第１の力率改善型コンバータ部
と、絶縁コンバータトランスの一次側巻線及び直列共振
コンデンサの直列接続により形成される一次側直列共振
回路を備え、商用電源を整流平滑化して得られる平滑直
流電圧を入力してスイッチング動作を行い、上記絶縁コ
ンバータトランスの二次側から直流出力電圧を出力す
る、電流共振形スイッチングコンバータと、整流電流経
路に対して電流共振形スイッチングコンバータ手段のス
イッチング出力を帰還して力率改善を図るようにされた
力率改善回路とを備えて形成される１又は複数の第２の
力率改善型コンバータ部とを備えて、第１の力率改善型
コンバータ部と、第２の力率改善型コンバータ部を商用
電源に対してそれぞれ独立して接続してスイッチング電
源回路を構成することとした。

【００２１】そして上記構成によれば、例えば高力率が
得られるアクティブフィルタとスイッチングコンバータ
からなる１つの力率改善コンバータ部と、電流共振形ス
イッチングコンバータと、この電流共振形スイッチング
コンバータのスイッチング出力を帰還して力率改善を図
るようにされた力率改善回路からなる複数の力率改善型
コンバータ部を、商用電源に対して並列に接続して、重
負荷に対応するスイッチング電源回路を形成することが
可能となる。そしてこの構成によって、各力率改善型コ
ンバータ部に対して負荷電力が分担されることから、１
つのアクティブフィルタのみによって力率改善を図る構
成と比較して、本発明ではアクティブフィルタが対応す
べき負荷電力が軽減されることになる。また、この場合
には、各力率改善型コンバータ部に交流入力電流が分岐
して流れるようにされることから、電力損失も低減され
ることになる。

【００２２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明のスイッチング電
源回路の一実施の形態を示す回路図とされ、例えば、交
流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系の単レンジ対応で、７５０
Ｗ以上の重負荷に対応可能な電源回路に適用して好適な
ものとされる。なお、従来例として示した図４の電源回
路と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００２３】この図に示す電源回路においては、ブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ の整流出力を入力して力率改善を図るア
クティブフィルタ２０が接続され、その後段に対して
は、アクティブフィルタ２０の整流出力を平滑化する平
滑コンデンサＣｉと、この平滑コンデンサＣｉの両端電
圧に基づいて動作する自励式の電流共振形によるスイッ
チングコンバータ部１００Ａが設けられる。スイッチン
グコンバータ部１００Ａからは、例えば図のように安定
化された二次側直流出力電圧Ｅ₁ 及びＥ₂ が出力され
る。この図では、アクティブフィルタ２０はブロック化
して示しているが、図４にて説明したアクティブフィル
タ２０と同様の構成のものが用いられればよいものとさ
れる。そして、本実施の形態ではこのアクティブフィル
タ２０により例えば０．９５以上の力率が得られる程度
にアクティブフィルタ２０への入力電流Ｉ₁ の導通角を
拡大するように設定される。

【００２４】また、商用交流電源ＡＣに対しては、力率
改善整流回路１０Ａ及び１０Ｂがそれぞれ並列に設けら
れている。これら力率改善整流回路１０Ａ及び１０Ｂ
は、後述するように、それぞれ、平滑コンデンサＣｉ
_A ，Ｃｉ_B と共に倍電圧整流回路を形成すると共に、そ
の整流電流経路に対して力率改善のための回路が備えら
れた構成とされている。そして、力率改善整流回路１０
Ａ、１０Ｂの後段に対しては、それぞれ自励式の電流共
振形によるスイッチングコンバータ部１００Ａ、１００
Ｂが接続される。なお、スイッチングコンバータ部１０
０Ａからは二次側直流出力電圧Ｅ₃ が出力され、スイッ
チングコンバータ部１００Ｂからは二次側直流出力電圧
Ｅ₄ が出力される。

【００２５】従って、この図に示すスイッチング電源回
路では、［ブリッジ整流回路Ｄ₁ −アクティブフィルタ
２０−スイッチングコンバータ部１００Ａ］からなる電
源回路部と、［力率改善整流回路１０Ａ−スイッチング
コンバータ部１００Ｂ］、及び［力率改善整流回路１０
Ｂ−スイッチングコンバータ部１００Ｃ］からなる電源
回路部が、それぞれ独立するようにして商用交流電源Ａ
Ｃに対して並列に接続されて構成されていることにな
る。そして、本実施の形態では１つの［ブリッジ整流回
路Ｄ₁ −アクティブフィルタ２０−スイッチングコンバ
ータ部１００Ａ］からなる電源回路部に対して、［力率
改善整流回路−スイッチングコンバータ部］からなる電
源回路部が負荷電力に応じて１又は複数以上設けられる
ように構成されるものである。

【００２６】なお、この図の場合には［力率改善整流回
路−スイッチングコンバータ部］からなる電源回路部
は、２つとされているが、この図において並列に分岐さ
れる商用交流電源ラインを矢印で延長して示しているこ
とから分かるように、例えば、実際に対応すべき負荷電
力に応じて、［力率改善整流回路−スイッチングコンバ
ータ部］からなる電源回路部が更に多く設けられても構
わない。また、１つとされても構わない。

【００２７】上述のように回路部が組み合わされて構成
される本実施の形態のスイッチング電源回路における、
スイッチングコンバータ部１００Ａ、１００Ｂ、１００
Ｃについて、スイッチングコンバータ部１００Ａを例に
説明する。なお、これらスイッチングコンバータ部１０
０Ａ、１００Ｂ、１００Ｃは共に、２石のスイッチング
素子をハーフブリッジ結合した自励式による電流共振形
コンバータとされている。

【００２８】例えばスイッチングコンバータ部１００Ａ
の構成としては、図のようにハーフブリッジ結合された
２つのスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、整流平
滑電圧のライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と一
次側アース間に対してそれぞれのコレクタ、エミッタを
介して接続されている。このスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗Ｒ
_S 、Ｒ_S が挿入され、抵抗Ｒ_B 、Ｒ_B によりスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ドライブ電流）を調整
する。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂の各ベース−
エミッタ間にはそれぞれダンパーダイオードＤ_D 、Ｄ_D
が挿入される。そして、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
各ベースと接続される共振用コンデンサＣ_B 、Ｃ_B は次
に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ
_B と共に、自励発振用の直列共振回路を形成している。

【００２９】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスＰＲＴのスイッチング素
子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は抵抗Ｒ_B を介して共振
用コンデンサＣ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエ
ミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の
駆動巻線Ｎ_B の一端は一次側アースに接地されると共
に、他端は抵抗Ｒ_B を介して共振用コンデンサＣ_Bと接
続されてスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B と逆の
極性の電圧が出力されるようになされている。

【００３０】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、直列共振
コンデンサＣ₁ 及び共振電流検出巻線Ｎ_D の直列接続を
介してスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング
素子Ｑ₂ のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接
続され、他端は一次側アースに接地されることで、スイ
ッチング出力が得られるようにされる。そして、上記一
次巻線Ｎ₁ 及び直列共振コンデンサＣ₁ を含む絶縁コン
バータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、ス
イッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振
回路を形成している。なお、以降この直列共振回路につ
いては、特に一次側直列共振回路ともいうことにする。

【００３１】このスイッチング電源回路の場合、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側では２組の二次巻線Ｎ
₂ が巻装されて、これら各二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂ にはそれ
ぞれセンタータップ出力が二次側アースと接続されてい
ると共に、整流ダイオードＤ_3A、Ｄ_3B、及び平滑コンデ
ンサＣ₃ からなる両波整流回路が設けられている。この
場合、一次巻線Ｎ₁ に供給される交番電圧（スイッチン
グ出力）により各二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂ に励起された得ら
れた交番電圧は、上記両波整流回路によって直流電圧に
変換されて２チャンネルの直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂ が得
られる。

【００３２】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ₁ と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
をドライブトランスＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に供給する誤
差増幅器である。

【００３３】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共
振電流検出巻線Ｎ_D →直列共振コンデンサＣ→₁ 一次巻
線Ｎ₁ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる
近傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子
Ｑ₁ がオフとなるように制御される。そして、スイッチ
ング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れ
る。以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンと
なる自励式のスイッチング動作が開始される。このよう
に、平滑コンデンサ平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃ
ｉ₃ の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波
形に近いドライブ電流を供給し、二次側の二次巻線Ｎ₂
に交番出力を得る。

【００３４】また、二次側の直流出力電圧が低下した時
は制御回路１によって制御巻線Ｎ_Cに流れる電流が制御
され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周波数
に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流すド
ライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を図っ
ている。なお、このような定電圧制御方式を以降はスイ
ッチング周波数制御方式ということにする。

【００３５】なお、スイッチングコンバータ部１００Ｂ
及び１００Ｃの基本的な構成については、上述したスイ
ッチングコンバータ部１００Ａの構成と同様であること
から、スイッチングコンバータ部２００Ａと同一部分は
同一符号を付して説明を省略する。ただし、スイッチン
グコンバータ部１００Ｂ、及び１００Ｃにおいては、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の二次巻線Ｎ₁ 及
び整流ダイオードＤ_3A、Ｄ_3B、及び平滑コンデンサＣ₃
からなる両波整流回路は１組とされており、それぞれ１
チャンネルの直流出力電圧Ｅ₃ 、Ｅ₄ を出力するように
されている。また、スイッチングコンバータ部１００Ｂ
及び１００Ｃでは、一次側直列共振回路は、一次巻線Ｎ
₁ の一端が共振電流検出巻線Ｎ_D と接続され、他端は直
列共振コンデンサＣ₁ を介して力率改善整流回路１０
Ａ、１０Ｂ内の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ₁₁、
Ｄ₁₂の接続点に対して接続されている。これにより、力
率改善整流回路１０Ａ、１０Ｂでは、次に説明するよう
にして整流電流経路に帰還されたスイッチング出力に基
づいて力率改善を図るようにされている。

【００３６】次に、図１の電源回路に設けられる力率改
善整流回路１０Ａ、１０Ｂについて、力率改善整流回路
１０Ａを例に説明する。例えば力率改善整流回路１０Ａ
においては、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対してフ
ィルタチョークコイルＬ_N2の一端が接続される。このフ
ィルタチョークコイルＬ_N2は、商用交流電源ラインに並
列に挿入されるフィルタコンデンサＣ_N1と共に、ノーマ
ルモードのローパスフィルタを形成する。上記フィルタ
チョークコイルＬ_N2は、例えば小型のドラム型コアに対
して単線を巻装して構成することができる。また、倍電
圧整流回路を形成する整流ダイオードＤ₁₁は、上記フィ
ルタチョークコイルＬ_N2の他端と平滑コンデンサＣｉ_A
の正極端子間において、カソードが平滑コンデンサＣｉ
_A の正極端子と接続されるように直列に挿入される。整
流ダイオードＤ₁₂は、整流ダイオードＤ₁₁のアノードに
対してカソードが接続され、一次側アースに対してアノ
ードが接続されるように設けられる。なお、この場合の
整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂は、後述するように整流電流
経路に対してスイッチング周期の高周波電流が流れるこ
とに対応して高速リカバリ型が用いられる。

【００３７】そして、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の接続
点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ₁ の一端が直列共振コンデンサＣ₁ を介して接続さ
れる。これによって、一次側直列共振回路に得られるス
イッチング出力を直列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結
合を介して整流電流経路に帰還するようにしている。ま
た、この場合には２つの共振用コンデンサＣ₂ が設けら
れて、それぞれ整流ダイオードＤ₁₁と整流ダイオードＤ
₁₂に対して並列に接続される。

【００３８】この力率改善整流回路１０Ａに対して、平
滑コンデンサＣｉ_A 及びＣｉ_B は、整流ダイオードＤ₁₁
のカソードと一次側アース間に対して直列に接続される
と共に、平滑コンデンサＣｉ_A 及びＣｉ_B の接続点は、
商用交流電源ＡＣの負極側のラインに対して接続されて
いる。

【００３９】このような力率改善整流回路１０Ａの場
合、例えば交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間では、商用交流
電源ＡＣが整流ダイオードＤ₁₁により整流されて平滑コ
ンデンサＣｉ_A に充電される電流経路が形成される。一
方、交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間には商用交流電源ＡＣ
が整流ダイオードＤ₁₁により整流されて平滑コンデンサ
Ｃｉ_B1に充電される経路が形成されることになる。この
結果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B1の
両端に、交流入力電圧Ｖ_ACの略２倍に対応する整流平滑
電圧が生成される倍電圧整流動作が得られる。

【００４０】また、力率改善整流回路１０Ａにおいて
は、前述のようにして整流ダイオードＤ₁₁と整流ダイオ
ードＤ₁₂の接続点に対して、スイッチングコンバータ部
１００Ｂ側から、直列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結
合を介して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ₁ に得られるスイッチング出力が帰還される。このよ
うにして、一次側直列共振回路を介して帰還されたスイ
ッチング出力は、フィルタチョークＬ_N2のインダクタン
スを介する整流出力に対してスイッチング周期の交番電
圧（スイッチング電圧）として重畳され、このスイッチ
ング電圧の重畳分によって整流ダイオードＤ₁₁、及びＤ
₁₂ではスイッチング周期で整流電流を断続するように動
作する。

【００４１】従って、上記整流ダイオードＤ₁₁、及びＤ
₁₂で整流された整流出力電圧は、上記スイッチング電圧
が重畳されて平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B にそれぞれ
充電が行われることになる。そして、この電圧重畳分に
よって、平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B の各端子電圧を
スイッチング周期で引き下げることになる。すると、整
流ダイオードＤ₁₁、及びＤ₁₂の整流出力電圧より平滑コ
ンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B の端子電圧が低下している期間
に充電電流が流れるようになる。そして、この場合に
は、商用交流電源ＡＣから力率改善整流回路１０Ａに入
力される入力電流Ｉ₂ の平均波形を、商用交流電源ＡＣ
の電圧波形に近付くようにする即ち、入力電流Ｉ₂ の導
通角を拡大する。これにより、商用交流電源ＡＣのライ
ンに流れる交流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大される結
果、力率改善が図られる。なお、商用交流電源ＡＣのラ
インに流れようとするスイッチング周期の高調波電流
は、フィルタチョークコイルＬ_N2とフィルタコンデンサ
Ｃ_N1からなるノーマルモードのローパスフィルタによっ
て阻止される。

【００４２】力率改善整流回路１０Ｂの回路構成は、上
述の力率改善整流回路１０Ａと同様であることから同一
符号を付している。従って、力率改善整流回路１０Ｂに
おいても、スイッチングコンバータ部１００Ｃの一次側
直列共振回路から帰還されるスイッチング出力に基づい
て、力率改善整流回路１０Ａと同様の動作によって力率
改善整流回路１０Ｂへの入力電流Ｉ₃ の導通角を拡大す
るのに対応して、交流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大され
て力率改善を図るようにされる。本実施の形態の場合、
上記力率改善整流回路１０Ａ、１０Ｂのみによって力率
改善を図る場合には、所定の交流入力電圧と負荷条件の
もとで０．８程度の力率が得られるように所要の部品が
選定される。このように、本実施の形態の力率改善整流
回路１０Ａ、１０Ｂは比較的安価で少数の部品による簡
略な構成で力率改善を図ることができる。

【００４３】また、整流整流ダイオードＤ₁₁及びＤ₁₂に
対して並列に設けられる共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂
は、フィルタチョークコイルＬ_N2などと共に並列共振回
路を形成するようにされている。そして、この並列共振
回路は負荷変動に対応してその共振インピーダンスが変
化するようにされており、このスイッチング電源回路の
負荷が軽くなった時に整流電流経路に帰還されるスイッ
チング出力を抑圧するようにしており、これによって、
軽負荷時の平滑コンデンサの端子電圧（整流平滑電圧）
の上昇を抑制することが可能とされている。

【００４４】ところで、前述のように図１に示す構成の
電源回路は、６００Ｗよりも大きな総合負荷電力に対応
することから、負荷電力６００Ｗ以上の条件で電源高調
波電流を充分に抑制するには、０．８よりも大きな力率
を得ることが要求される。そして、本実施の形態の電源
回路においては、実際には、電源回路部［アクティブフ
ィルタ２０−スイッチングコンバータ部１００Ａ］は
０．９９の力率が得られ、電源回路部［力率改善整流回
路１０Ａ−スイッチングコンバータ部１００Ｂ］、［力
率改善整流回路１０Ｂ−スイッチングコンバータ部１０
０Ｃ］はそれぞれ０．８２の力率が得られる。したがっ
て、実際に得られる総合力率は（０．９９＋０．８２）／２＝０．９０５とされて、この電源回路では０．９０５の力率を得るこ
とが可能とされる。そして、この程度の力率が得られれ
ば、負荷電力６００Ｗ以上の条件に対しても充分に電源
高調波電流を抑制することが可能となり、例えば図６で
説明したような規格を満足することができる。

【００４５】また、図１に示す電源回路では、６００Ｗ
よりも大きな総合負荷電力に対応するために、２組の
［力率改善整流回路１０Ａ−スイッチングコンバータ部
１００Ｂ］及び［力率改善整流回路１０Ｂ−スイッチン
グコンバータ部１００Ｃ］からなる電源回路部によっ
て、総合的に６００Ｗ程度までの負荷電力に対応し、残
りの負荷電力を［アクティブフィルタ２０−スイッチン
グコンバータ部１００Ａ］による電源回路部で担当する
ようにしている。例えば、本実施の形態のスイッチング
電源回路として総合負荷電力７５０Ｗに対応するものと
されているのであれば、［アクティブフィルタ２０−ス
イッチングコンバータ部１００Ａ］の電源回路部は、７５０Ｗ−６００Ｗ＝１５０Ｗとなって、１５０Ｗ程度の負荷電力に対応すればよい。

【００４６】従って、従来例として図４に示した電源回
路の場合には、１つのアクティブフィルタ２０によっ
て、例えば７５０Ｗ以上の負荷電力に対応するようにさ
れることから、それだけチョークコイルＣＨ（図５
（ｂ）参照）をはじめとするアクティブフィルタ２０の
構成部品が大型化することになるのに対して、図１の電
源回路では上記のように対応すべき負荷電力は１５０Ｗ
程度でよくなることから、アクティブフィルタ２０の構
成部品は、より小型／軽量なものを選定することが可能
となってそれだけコストの削減も図られる。また、これ
に伴って、本実施の形態ではアクティブフィルタ２０か
ら商用交流電源ＡＣに流出しようとするスイッチングノ
イズも低減されるために、２組のノーマルモードのロー
パスフィルタを形成するフィルタチョークコイルＬ_N1、
Ｌ_N1及びフィルタコンデンサＣ_N1、Ｃ_N1等の部品につい
ても、図４の電源回路で用いたフィルタチョークコイル
Ｌ_N （図５（ａ）参照）及びフィルタコンデンサＣ_N1の
場合よりも小型の素子を選定することが可能となる。更
に、本実施の形態の電源回路では商用交流電源ＡＣに対
して独立してスイッチングコンバータ部を設けるように
していることから、安定化された二次側直流電圧のチャ
ンネル数が増加される。このため、例えば図４の回路構
成では複数チャンネルの二次側直流電圧の安定化を補償
するため、負荷側にローカルレギュレータなどを設ける
必要もあったが、本実施の形態では不要となる。したが
って、本実施の形態の電源回路は、力率改善回路とスイ
ッチングコンバータ部が商用電源に対して複数並列に設
けられた構成とされているのにも関わらず、小型／軽量
で低コストなものとすることが可能とされる。

【００４７】また、本実施の形態では商用交流電源ＡＣ
に対して力率改善部とスイッチングコンバータ部からな
る電源回路部が並列に設けられることで、図４の電源回
路と比較して電力変換効率特性、交流入力電力特性等に
ついても向上が図られる。

【００４８】例えば、図４の電源回路により、負荷電力
７５０Ｗで交流入力電圧ＡＣ２３０Ｖに対応する場合、
アクティブフィルタ２０の電力変換効率をη
（_AC→_DC）、スイッチングコンバータ部ＳＣの電力変換
効率をη（_DC→_DC）とすると、具体的には総合電力変換
効率ηは、 η＝η（_AC→_DC）×η（_DC→_DC）で表されるが、スイッチングコンバータ部ＳＣに図１の
スイッチングコンバータ部１００Ａと同様の自励式電流
共振形コンバータを用いるとすると、総合電力変換効率
ηは η＝η（_AC→_DC）×η（_DC→_DC）＝９２％×９４％≒８
６．５％となり、交流入力電力は８６７Ｗが計測された。また、
交流入力電圧ＡＣ１００Ｖの場合の総合電力変換効率η
は、 η＝η（_AC→_DC）×η（_DC→_DC）＝９０％×９４％＝８
４．６％となり、入力電力は８８７Ｗとなる。

【００４９】これに対して、図１に示す電源回路では、
交流入力電圧ＡＣ１００Ｖで負荷電力７５０Ｗに対応す
る場合、その総合電力変換効率ηは、電源回路部［アク
ティブフィルタ２０−スイッチングコンバータ部１００
Ａ］の電力変換効率をη₁ 、［力率改善整流回路（１０
Ａ、１０Ｂ）−スイッチングコンバータ部（１００Ｂ）
（１００Ｃ）］の電力変換効率をη₂ とすれば、 η＝（η₁ ＋η₂ ）／２＝｛（９２％×９４％）＋９２
％｝／２≒８９．２％となり、上記ＡＣ１００Ｖでの図４の電源回路の動作時
よりも４．６Ｗ程度の向上が図られている。また、この
場合の入力電力は８３８Ｗとなって、図４の電源回路の
場合よりも４９Ｗ低減されている。なお、図１の回路に
おいてアクティブフィルタ２０に対応して設けられる平
滑コンデンサＣｉは１０００μＦ／４００Ｖが選定さ
れ、力率改善整流回路１０Ａ、１０Ｂに対応する平滑コ
ンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B はそれぞれ１０００μＦ／２０
０Ｖが選定される。

【００５０】次に、図２は本発明のスイッチング電源回
路の他の実施の形態を示す回路図とされ、例えばこの場
合には、６００Ｗより大きな負荷電力で交流入力電圧Ａ
Ｃ２００Ｖ系の単レンジに対応する電源回路として適用
して好適なものとされる。なお、図１の電源回路と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この電源回路
においては、［ブリッジ整流回路Ｄ₁ −アクティブフィ
ルタ２０−スイッチングコンバータ部１０１Ａ］からな
る電源回路部と、電源回路部［力率改善整流回路１１Ａ
−スイッチングコンバータ部１０１Ｂ］、及び電源回路
部［力率改善整流回路１１Ｂ−スイッチングコンバータ
部１０１Ｃ］が、それぞれ商用交流電源ＡＣに対して並
列に接続されて構成されている。なお、この図ではスイ
ッチングコンバータ部１０１Ｃはスイッチングコンバー
タ部１０１Ｂと同様の構成とされていることから、ブロ
ック化して図示している。

【００５１】この図に示す力率改善整流回路１１Ａ、１
１Ｂについて、力率改善整流回路１１Ａを例に説明す
る。力率改善整流回路１１Ａにおいては、商用交流電源
ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄ_1Aが設けられ
る。そして、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正極出力端子と平
滑コンデンサＣｉの正極端子間のラインに対して、図の
ようにフィルタチョークコイルＬ_N2、高速リカバリ型ダ
イオードＤ₂ 、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉが直列に
挿入される。また、この力率改善整流回路１１Ａではフ
ィルタコンデンサＣ_N2は、フィルタチョークコイルＬ_N2
と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に挿入されて、フィルタチョーク
コイルＬ_N2と共にノーマルモードのローパスフィルタを
形成して、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aから商用交流電源ＡＣ
にスイッチング周期の高調波電流が漏洩するのを阻止す
るようにされる。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ
₂ とチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉの接続点に対して、
直列共振コンデンサＣ₁ の一方の極が接続されて、後段
のスイッチングコンバータ部１０１Ｂの一次側直列共振
回路が接続されるように構成されている。

【００５２】この場合、共振用コンデンサＣ₂ は１つと
されて、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉに対して並列に
設けられて、巻線Ｌｉのインダクタンスとによって並列
共振回路を形成するが、作用的には図１の場合と同様と
されて、例えば負荷が軽くなったような場合に平滑コン
デンサＣｉの両端電圧が上昇するのを抑制する動作が得
られる。

【００５３】このような構成による力率改善整流回路１
１Ａでは、スイッチングコンバータ部１０１Ｂの一次側
直列共振回路に供給されたスイッチング出力を、チョー
クコイルＣＨの磁気結合によってブリッジ整流回路Ｄ_1A
の整流出力ラインに帰還するようにされる。この場合、
帰還されたスイッチング出力によって、チョークコイル
ＣＨの巻線Ｌｉ_A のインダクタンスを負荷として整流出
力電圧にスイッチング電圧が重畳される。そして、この
スイッチング電圧の重畳分により高速リカバリ型ダイオ
ードＤ₂ のスイッチングを促すように動作することにな
る。これにより、以降は図１の電源回路の力率改善整流
回路１０Ａと同様の作用によって力率改善を図るように
され、この場合にも、０．８程度の力率が得られるよう
に設定される。

【００５４】力率改善整流回路１１Ｂは、上述の力率改
善整流回路１１Ａと同様の構成とされていることから同
一符号を付している。従って、力率改善整流回路１１Ｂ
は、スイッチングコンバータ部１０１Ｃの一次側直列共
振回路から帰還されるスイッチング出力に基づいて、力
率改善整流回路１１Ａと同様の動作によって、０．８程
度の力率改善を図るようにされる。

【００５５】そして、この図２に示す電源回路において
も、図１の電源回路と同様に、電源回路部［アクティブ
フィルタ２０−スイッチングコンバータ部１０１Ａ］
と、電源回路部［力率改善整流回路１１Ａ−スイッチン
グコンバータ部１０１Ｂ］、電源回路部［力率改善整流
回路１１Ｂ−スイッチングコンバータ部１０１Ｃ］の力
率改善動作によって、０．９程度の総合力率を得ること
が可能とされ、負荷電力６００Ｗ以上の条件に対しても
充分に電源高調波電流を抑制して、図６で説明したよう
な規格が満足される。

【００５６】また、電力変換効率及び交流入力電力特性
については、例えば従来例として示した図４の電源回路
の交流入力電圧２００Ｖ系時の動作と比較しても、本実
施の形態である図２の電源回路のほうが共に向上された
特性を得ることができる。

【００５７】また、図２の電源回路におけるスイッチン
グコンバータ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃは、図１の
電源回路のスイッチングコンバータ部と同様にスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ をハーフブリッジ結合した自励式の
電流共振形コンバータとされているが、定電圧制御の方
式が異なる。例えば、スイッチングコンバータ１０１Ａ
では、ドライブトランスＣＤＴは制御巻線Ｎ_C が巻装さ
れない構成とされ、従ってスイッチング周波数は固定と
される。そして、この場合には絶縁コンバータトランス
ＰＲＴにおいて、一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ にその
巻回方向が直交するように制御巻線Ｎ_C が設けられた構
成とされている。この場合には、二次側の直流出力電圧
Ｅ₁ の変動に応じて可変されたレベルの直流電流が、制
御回路１より制御巻線Ｎ_C に対して制御電流として供給
されるが、これにより、絶縁コンバータトランスＰＲＴ
ではその漏洩磁束が可変されて一次巻線Ｎ₁ のインダク
タンスを変化させることになる。このインダクタンス変
化により、一次側直列共振回路の共振周波数がスイッチ
ング周波数に対して可変制御され、これにより二次側直
流出力電圧Ｅ₁ の定電圧化を図ることが可能となる。な
お、以降はこのような定電圧制御について直列共振周波
数制御方式ということにする。スイッチングコンバータ
部１０１Ｂ、１０１Ｃにおいても、同様に直列共振周波
数制御方式により、それぞれ直流出力電圧Ｅ₂ 、Ｅ₃ の
定電圧化が図られる。

【００５８】なお、具体例は図示しないが、図２の電源
回路において力率改善整流回路１１Ａ、１１Ｂにそれぞ
れ設けられるブリッジ整流回路Ｄ_1Aを抜き出して１組と
して、力率改善整流回路１１Ａ、１１Ｂに対して共通化
して設けるように構成することも可能とされる。

【００５９】図３は、本発明の更に他の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、
図１及び図２と同一部分は同一符号を付して説明を省略
する。この場合には、後述するように交流入力電圧ＡＣ
１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに応じて倍電圧整流動作
と、全波整流平滑動作の切換えが可能とされる整流回路
を備えて、いわゆるＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２００Ｖ系のワ
イドレンジに対応する構成とされ、この場合も６００Ｗ
より大きな負荷電力に対応可能とされている。この図に
示す電源回路においては、スイッチングコンバータ部１
０２Ａ、１０２Ｂ、１０２Ｃについて他励式の電流共振
形コンバータが用いられている。

【００６０】例えば、スイッチングコンバータ部１０２
Ａは、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に例えばＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを用いた、ハーフブリッジ結合による他励式の電流
共振形コンバータとされる。この場合には、制御回路１
が直流出力電圧Ｅ₁ に基づいて発振ドライブ回路２を制
御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ₁₁、
Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動電圧を変化
させる（例えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行う）こ
とで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各スイッ
チング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対して図
に示す方向に接続されるＤ_D 、Ｄ_D は、スイッチング素
子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を形成す
るダンパーダイオードとされる。また、起動回路３は電
源始動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流
を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるために設
けられており、この起動回路３には、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と整流ダイオー
ドＤ₄ 及び平滑コンデンサＣ₄ により生成される低圧直
流電圧Ｅ_P が供給される。例えば、このような他励式の
電流共振形コンバータに用いられる電界効果型のスイッ
チング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂は電圧駆動であり自励発振が困難
になるため、この図のように発振ドライブ回路２と起動
回路３を設けることが好ましい。

【００６１】また、スイッチングコンバータ部１０２
Ｂ、１０２Ｃは、スイッチングコンバータ部１０２Ａと
同様の構成とされていることから、スイッチングコンバ
ータ部１０２Ａと同一符号を付す、又はブロック化によ
り示すこととして説明を省略する。ただし、この場合に
は、スイッチングコンバータ部１０２Ｂ、１０２Ｃの起
動回路３は、スイッチングコンバータ部１０２Ａから供
給される低圧直流電圧Ｅ_P を電源として入力するように
している。

【００６２】この場合には、商用交流電源ＡＣに対して
フィルタチョークコイルＬ_N2及びフィルタコンデンサＣ
_N2により形成されるノーマルモードのローパスフィルタ
ＦＬが１組設けられて、力率改善整流回路１２Ａ及び１
２Ｂから流出するスイッチング周期の高調波電流を抑制
するように共通に作用する。

【００６３】ここで、力率改善整流回路１２Ａ、１２Ｂ
について、力率改善整流回路１２Ａを例に説明する。力
率改善整流回路１２Ａのブリッジ整流回路Ｄ_1Aは、整流
電流経路にスイッチング周期の高周波電流が流れること
に対応して、４本の高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ
_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4によって形成される。このブリッジ整流
回路Ｄ_1Aの正極入力端子は、磁気結合トランスＭＣＴの
二次巻線Ｌｉ−フィルタチョークコイルＬ_N2を介して商
用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続されている。
また負極入力端子は、電磁リレーＲＬのスイッチ部Ｓ₁
を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインと平滑コンデン
サＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点に対して接続される。

【００６４】上記電磁リレーＲＬは、駆動部Ｒ_D に対し
て２つのスイッチＳ₁ 、Ｓ₂ を備えている。スイッチＳ
₁ は、上述のように力率改善整流回路１２Ａのブリッジ
整流回路Ｄ_1Aの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ_A ，
Ｃｉ_B の接続点間に挿入され、スイッチＳ₂ は同様の接
続形態によって力率改善整流回路１２Ｂ側に設けられ
る。例えばこの電磁リレーＲＬは、ここでは図示しない
スタンバイ用の電源回路部等に対して接続されており、
交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下とＡＣ１５０Ｖ以上と
で、駆動部Ｒ_D に対する電流の導通と非導通が切換わる
ようにされている。そして、駆動部Ｒ_D の励磁作用によ
って、交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下の場合にはスイ
ッチ部Ｓ₁ 、Ｓ₂ は共にオンとなり、交流入力電圧がＡ
Ｃ１５０Ｖ以上の場合にはスイッチ部Ｓ₁ 、Ｓ₂ は共に
オフとなるように制御される。

【００６５】力率改善整流回路１２Ａに設けられる磁気
結合トランスＭＣＴは、一次巻線Ｌ_P 及び二次巻線Ｌｉ
を互いに磁気的に密結合するようにして巻装して構成さ
れる。例えば、二次巻線Ｌｉは図２に示したチョークコ
イルＣＨの巻線Ｌｉに相当し、上述のように商用交流電
源ＡＣの正極ラインとブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正極入力
端子間に直列に挿入されている。一次巻線Ｌ_P は、その
一端が一次側アースに接地され、他端はスイッチングコ
ンバータ部１０２Ｂの一次側直列共振回路と接続されて
いる。この場合、共振用コンデンサＣ₂ は、二次巻線Ｌ
ｉに対して並列に設けられて並列共振回路を形成し、図
１及び図２の場合と同様の作用を得るものとされる。

【００６６】このような構成の力率改善整流回路１２Ａ
における、整流回路の切換え動作は次のようになる。例
えば、交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下でＡＣ１００Ｖ
系とされる場合には、上述のようにスイッチ部Ｓ₁ はオ
ンとされる。この場合、交流入力電圧が正の期間の整流
電流経路は、商用交流電源ＡＣの正極ライン→フィルタ
チョークコイルＬ_N2→二次巻線Ｌｉ→整流ダイオードＤ
_F2→平滑コンデンサＣｉ_A →商用交流電源ＡＣの負極ラ
インとなり、整流ダイオードＤ_F2の整流出力によって平
滑コンデンサＣｉ_A を充電する動作となる。そして、交
流入力電圧が負の期間では、商用交流電源ＡＣの負極ラ
イン→平滑コンデンサＣｉ_B →整流ダイオードＤ_F1→二
次巻線Ｌｉ→フィルタチョークコイルＬ_N2→商用交流電
源ＡＣの正極ラインによって整流電流経路が形成され
て、整流ダイオードＤ_F1による整流出力を平滑コンデン
サＣｉ_B に充電する動作となる。本実施の形態では、こ
のようにして倍電圧整流動作が得られて、直列接続され
た平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端には交流入力電
圧のほぼ倍に対応する整流平滑電圧が生成される。

【００６７】これに対して、交流入力電圧がＡＣ１５０
Ｖ以下でＡＣ２００Ｖ系とされる場合には、スイッチ部
Ｓ₁ はオフとされる。この場合には、ブリッジ整流回路
Ｄ_1Aによって商用交流電源ＡＣを全波整流して、その整
流出力によって平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の直列接
続に対して充電する全波整流動作が得られることにな
る。そして、この場合にもフィルタチョークコイルＬ_N2
と磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｌｉは、整流電流
経路に直列に挿入される。

【００６８】そして、力率改善整流回路１２Ａにおける
力率改善動作は次のようになる。この場合、スイッチン
グコンバータ部１０２Ｂの一次側直列共振回路に得られ
たスイッチング電流は磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｌ_P を流れるようにされるが、これにより、磁気結合
トランスＭＣＴでは一次巻線Ｌ_P から二次巻線Ｌｉ_A に
スイッチング電圧が励起されて、整流電流経路に対して
スイッチング電圧が重畳するようにされることになる。
つまり本実施の形態では、磁気結合トランスＭＣＴの磁
気結合を介することによってスイッチング出力を整流電
流経路に帰還するように構成される。

【００６９】この力率改善整流回路１２Ａでは、上述し
たように倍電圧整流時と全波整流時の何れの場合におい
ても、整流経路に対してフィルタチョークコイルＬ_N2と
磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｌｉが挿入される。
従って、本実施の形態では倍電圧整流時と全波整流時の
何れの場合においても、上記磁気結合トランスＭＣＴに
よるスイッチング出力の帰還作用が働くことになる。
そして、帰還されたスイッチング電圧によって、高速リ
カバリ型の整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4のう
ち、倍電圧整流時と全波整流時とでそれぞれ整流電流経
路に挿入される整流ダイオードが、スイッチング周期で
断続するように動作することになる。この結果、これま
での説明と同様の作用によって、倍電圧整流時／全波整
流時で共に力率改善が図られ、この場合にも０．８程度
の力率が得られるようにされる。

【００７０】力率改善整流回路１２Ｂは、上述の力率改
善整流回路１２Ａと同様の構成とされていることから同
一符号を付している。このため力率改善整流回路１２Ｂ
は、ＪＪＪＭＣＴによって、スイッチングコンバータ部
１０２Ｃの一次側直列共振回路から帰還されるスイッチ
ング出力に基づいて、力率改善整流回路１２Ａと同様の
動作によって０．８程度の力率改善を図るようにされ
る。

【００７１】そして、図３に示す電源回路においては、
電源回路部［アクティブフィルタ２０−スイッチングコ
ンバータ部１０２Ａ］と、電源回路部［力率改善整流回
路１２Ａ−スイッチングコンバータ部１０２Ｂ］、［力
率改善整流回路１２Ｂ−スイッチングコンバータ部１０
２Ｃ］の力率改善動作によって、図１の電源回路と同様
に０．９程度の総合力率を得ることが可能とされる。こ
れにより、上記各実施の形態の電源回路同様に、負荷電
力６００Ｗ以上の条件に対しても充分に電源高調波電流
を抑制することができる。また、例えば図４の電源回路
の交流入力電圧１００Ｖ系時と２００Ｖ系時の各動作で
の特性と比較した場合には、上記各実施の形態と同様
に、電力変換効率及び交流入力電力特性について、共に
向上された特性を得ることができる。

【００７２】なお、上記各実施の形態においてこれまで
説明してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイ
ッチング電源回路としての自励発振形／他励発振形、ス
イッチング周波数制御方式／直列共振周波数制御方式、
スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ／フルブ
リッジ結合タイプ（４石のスイッチング素子により形成
される）、また、フィルタコンデンサ及びフィルタチョ
ークコイルよりなるノーマルモードのローパスフィルタ
の共通化の構成等、各種方式・タイプの組み合わせパタ
ーンにより構成される電源回路に対して適用が可能であ
って、上記各図に実施の形態として示した組み合わせの
パターンに限定されるものでないことはいうまでもな
い。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、アクティ
ブフィルタと電流共振形コンバータからなる１組の力率
改善型コンバータ部に対し、電流共振形コンバータと、
そのスイッチング出力を整流電流経路に帰還することに
よって力率改善を図る力率改善回路からなる１組以上の
力率改善型コンバータ部を備え、これら２種類のタイプ
の力率改善型コンバータ部を商用交流電源に対して並列
して設けて構成したことから、重負荷時においても充分
な力率を得て電源高調波電流を抑制することが可能とさ
れた上で、アクティブフィルタが対応すべき負荷電力は
軽減されることになる。これにより、アクティブフィル
タ自体を形成する回路部品や、アクティブフィルタから
漏洩するスイッチングノイズを阻止するノーマルモード
のローパスフィルタなどの部品の小型／軽量化が図ら
れ、総合的に小型／軽量化及びコストの抑制された電源
回路を構成することができるという効果を有している。
特に本発明では、アクティブフィルタのチョークコイル
や、ローパスフィルタのフィルタチョークコイルが大幅
に小型化されて有効とされる。また、本発明ではアクテ
ィブフィルタにおける電力損失も低減されて、電源回路
回路としての総合電力変換効率が向上され、これに伴っ
て入力電力も低減されて消費電力が節約されることか
ら、電源回路としての信頼性も向上されることになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の構成を示す回路図である。

【図２】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
を示す回路図である。

【図３】更に他の実施の形態としてのスイッチング電源
回路を示す回路図である。

【図４】従来例としてのスイッチング電源回路を示す回
路図である。

【図５】フィルタチョークコイル及びフィルタコンデン
サの構造例を示す斜視図である。

【図６】電源高調波電流規制の規格の一例を示す説明図
である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０Ａ、１０Ｂ、１１Ａ、１１Ｂ、１２Ａ、１２Ｂ力
率改善整流回路１００Ａ〜１００Ｃ、１０１Ａ〜１０１Ｃ、１０２Ａ〜
１０２Ｃスイッチングコンバータ部２０アクティブフィルタＬ_N1、Ｌ_N2 フィルタチョークコイルＣ_N 、Ｃ_N2 フィルタコンデンサＤ₁ 、Ｄ_1A ブリッジ整流回路Ｄ₁₁、Ｄ₁₂ 整流ダイオード（倍電圧整流用）Ｄ₂ 高速リカバリ型ダイオードＣＨチョークコイルＭＣＴ磁気結合トランスＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁コンバータトランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｃ₂ 共振用コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 7/217 8726−5ＨＨ０２Ｍ 7/217 7/48 9181−5Ｈ 7/48 Ｙ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】力率改善を図るアクティブフィルタと、
所定のスイッチング方式によるスイッチングコンバータ
手段からなる第１の力率改善型コンバータ部と、絶縁コンバータトランスの一次側巻線及び直列共振コン
デンサの直列接続により形成される一次側直列共振回路
を備え、商用電源を整流平滑化して得られる平滑直流電
圧を入力してスイッチング動作を行い、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次側から直流出力電圧を出力する、電
流共振形スイッチングコンバータ手段と、整流電流経路に対して上記電流共振形スイッチングコン
バータ手段のスイッチング出力を帰還して力率改善を図
るようにされた力率改善手段とを備えて形成される１又
は複数の第２の力率改善型コンバータ部とを備え、上記第１の力率改善型コンバータ部と、上記第２の力率
改善型コンバータ部が商用電源に対してそれぞれ独立し
て接続されていることを特徴とするスイッチング電源回
路。
【請求項２】上記第１の力率改善型コンバータ部のスイ
ッチングコンバータ手段は、上記電流共振形スイッチン
グコンバータ手段により構成されていることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記力率改善手段は、整流電流の経路に
対して直列に設けられるフィルタチョークコイル及び高
速リカバリ型ダイオードと、上記フィルタチョークコイ
ルと共にローパスフィルタを形成するフィルタコンデン
サとを備えていることを特徴とする請求項１又は請求項
２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記一次側直列共振回路は、上記フィル
タチョークコイル及び高速リカバリ型ダイオードの接続
点に対して接続されてスイッチング出力を帰還するよう
にされていることを特徴とする請求項３に記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項５】上記高速リカバリ型ダイオードに対して
並列に設けられる共振用コンデンサが備えられることを
特徴とする請求項３又は請求項４に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項６】上記力率改善手段は、整流電流の経路に
対して直列に設けられるフィルタチョークコイル、高速
リカバリ型ダイオード及びチョークコイルの巻線と、上
記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを形
成するフィルタコンデンサとを備えていることを特徴と
する請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項７】上記一次側直列共振回路は、上記高速リ
カバリ型ダイオードとチョークコイルの巻線との接続点
に対して接続されて、スイッチング出力を帰還するよう
にされていることを特徴とする請求項６に記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項８】上記チョークコイルの巻線に対して並列
に設けられる共振用コンデンサが備えられることを特徴
とする請求項６又は請求項７に記載のスイッチング電源
回路。
【請求項９】上記力率改善手段は、第１の巻線と第２
の巻線を磁気結合して形成される磁気結合トランスを備
えて、整流電流の経路に対してフィルタチョークコイル、高速
リカバリ型ダイオード及び上記第１の巻線を直列に挿入
し、上記第２の巻線は、上記一次側直列共振回路に対して直
列に接続され、上記フィルタチョークコイルと共にローパスフィルタを
形成するフィルタコンデンサを備えて構成されているこ
とを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項１０】上記第１の巻線に対して並列に設けら
れる共振用コンデンサが備えられることを特徴とする請
求項９に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】商用電源を整流する整流手段は、上記
第１の力率改善型コンバータ部及び第２の力率改善型コ
ンバータ部に対応して複数組備えられることを特徴とす
る請求項１乃至請求項１０の何れかに記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項１２】少なくとも、第２の力率改善型コンバ
ータ部に対応して設けられて商用電源を整流する整流手
段は、倍電圧整流回路として形成されると共に、上記倍
電圧整流回路を形成する整流ダイオードは、上記力率改
善手段の高速リカバリ型ダイオードが共用して用いられ
ることを特徴とする請求項２乃至請求項１１の何れかに
記載のスイッチング電源回路。
【請求項１３】少なくとも、第２の力率改善型コンバ
ータ部に対応して設けられて商用電源を整流する整流手
段は、交流入力電圧レベルに応じてブリッジ整流回路に
よる全波整流回路と、倍電圧整流回路とに切換可能に構
成されると共に、上記全波整流回路及び倍電圧整流回路を形成する整流ダ
イオードは、上記力率改善手段の高速リカバリ型ダイオ
ードが共用して用いられることを特徴とする請求項２乃
至請求項１１の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１４】上記ローパスフィルタを形成するフィ
ルタチョークコイル及びフィルタコンデンサ、又は上記
フィルタコンデンサは１組とされて、少なくとも、複数
の上記第２の力率改善型コンバータ部に対して共通に設
けられることを特徴とする請求項２乃至請求項１３の何
れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１５】上記電流共振形スイッチングコンバー
タ手段は、上記絶縁コンバータトランスの二次側で得ら
れる直流出力電圧に基づいて、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を可変することにより定電圧制御を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請
求項１４の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１６】上記スイッチングコンバータ手段は、
上記絶縁コンバータトランスの二次側で得られる直流出
力電圧に基づいて、上記絶縁コンバータトランスの磁束
を可変して定電圧制御を行うように構成されていること
を特徴とする請求項１乃至請求項１４の何れかに記載の
スイッチング電源回路。
【請求項１７】上記スイッチングコンバータ手段は他
励式による電流共振形コンバータとされ、上記絶縁コン
バータトランスの二次側で得られる直流出力電圧に基づ
いて、スイッチング駆動信号を可変させることにより定
電圧制御を行うように構成されていることを特徴とする
請求項１乃至請求項１４の何れかに記載のスイッチング
電源回路。