JPH09117144A

JPH09117144A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH09117144A
Application number: JP7290566A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-10-13
Filing date: 1995-10-13
Publication date: 1997-05-02

Abstract

(57)【要約】【課題】ワイドレンジ対応のスイッチング電源回路に
おいて、電力変換効率の向上、及び回路の小型／軽量化
及び低コスト化を図る。【解決手段】ＡＣ２００Ｖ系とＡＣ１００Ｖ系とで倍
電圧整流動作と４倍電圧整流動作に切換えが可能なよう
に整流回路系を構成し、後段に接続するスイッチングコ
ンバータについて２石のスイッチング素子をハーフブリ
ッジ結合した電流共振形コンバータとする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば交流入力電
圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに共用して対応す
るいわゆるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、電源回路として高周波の比較的大
きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素
子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧
を得る電源装置としては、大部分がスイッチング方式の
電源装置になっている。スイッチング電源回路はスイッ
チング周波数を高くすることによりトランスその他のデ
バイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして各種の電子機器の電源として使用される。

【０００３】またスイッチング電源回路として、例えば
交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域とＡＣ２００Ｖ系の
地域に対応するように、ＡＣ８０Ｖ〜２８８Ｖの交流入
力電圧範囲に対応するようにされた、いわゆるワイドレ
ンジ対応の電源回路が知られている。このようなワイド
レンジ対応の電源回路としては、例えばＡＣ１００Ｖ系
とＡＣ２００Ｖ系の場合とで整流平滑回路部の動作を切
換え、交流入力電圧のレベルに関わらずほぼ一定の直流
電圧（整流平滑電圧）が得られるようにして、後段のス
イッチングコンバータに供給するようにしたものが知ら
れている。

【０００４】図７の回路図は、上記のような整流回路部
の動作の切換えが可能とされるワイドレンジ対応のスイ
ッチング電源回路の一例を示すものとされ、この場合に
は例えば、総合負荷電力２５０Ｗ〜５００Ｗ程度の比較
的重負荷時に対して、１組のスイッチングコンバータ部
により対応するように構成されている。

【０００５】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣに対してブリッジ整流回路Ｄ_B
が設けられている。このブリッジ整流回路Ｄ_B は図のよ
うに整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂、Ｄ₁₃、Ｄ₁₄を備えて構
成される。

【０００６】また、この電源回路では２組の直列接続さ
れた平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］と平滑コンデン
サ［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］が備えられる。この平滑コンデン
サＣｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］と平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₃−Ｃ
ｉ₁₄］の組は、それぞれ上記ブリッジ整流回路Ｄ_B の正
極出力端子（整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₄の接続点）と一
次側アース間に挿入するように設けられる。この場合、
平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］
の中点は、後述する電磁リレーＲＬ−１のスイッチＳ₁
を介して、ブリッジ整流回路Ｄ_B の負極入力端子（整流
ダイオードＤ₁₃，Ｄ₁₄の接続点）に対して接続される。
直列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］［Ｃ
ｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の両端に得られる整流平滑電圧は、後段
の電流共振形のスイッチングコンバータに対して動作電
源として供給される。

【０００７】この図の電源回路に備えられる電磁リレー
ＲＬ−１は、上記スイッチＳ₁ と駆動部Ｒ_D1を備えてな
る。駆動部Ｒ_D1は例えば図示しないスタンバイ電源等に
対して接続されて、交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下と
以上の場合とでその導通と被導通の状態が切換わるよう
にされている。そして、駆動部Ｒ_D1の励磁作用によっ
て、交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以下ではスイッチＳ₁
はオンとなり、ＡＣ１５０Ｖ以上ではオフとなるように
制御される。

【０００８】そこで、上記図７に示す回路構成におい
て、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の交流入力
電圧Ｖ_ACが商用交流電源ＡＣに供給されている場合の動
作について説明する。この場合には、上述のように電磁
リレーＲＬ−１のスイッチＳ₁ がオンとされて導通可能
な状態となる。そして、交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間の
整流電流は、商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₁₁→
平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁，Ｃｉ₁₃］の並列接続→スイッ
チＳ₁ →商用交流電源ＡＣの経路で流れることとなる。
一方、交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間は、整流電流は商用
交流電源ＡＣ→スイッチＳ₁ →平滑コンデンサ［Ｃ
ｉ₁₂，Ｃｉ₁₄］の並列接続→整流ダイオードＤ₁₂→商用
交流電源ＡＣの経路で流れる。

【０００９】つまり、この際には平滑コンデンサ［Ｃｉ
₁₁，Ｃｉ₁₃］及び［Ｃｉ₁₂，Ｃｉ₁₄］の各並列接続に対
する正期間、負期間の充電により、整流平滑電圧として
は交流入力電圧Ｖ_ACのピークレベルのほぼ倍に相当する
電圧値が得られる倍電圧整流動作となる。なお、この場
合には交流入力電圧レベルがＡＣ１００Ｖ系とされるこ
とから、２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる。

【００１０】一方、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以上の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合には、電
磁リレーＲＬ−１のスイッチＳ₁ がオフとされる。そし
て、この場合において交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間の整
流電流は、商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₁₁→直
列接続の平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］［Ｃｉ₁₃−
Ｃｉ₁₄］の並列接続→整流ダイオードＤ₁₃→商用交流電
源ＡＣの経路で流れることになる。また、交流入力電圧
が負の期間の整流電流は、商用交流電源ＡＣ→整流ダイ
オードＤ₁₄→直列接続の平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ
₁₂］［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の並列接続→整流ダイオードＤ
₁₂→商用交流電源ＡＣの経路で流れる。つまり、この場
合にはブリッジ整流回路Ｄ_B により全波整流した整流出
力を直列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ₁₁−Ｃｉ₁₂］
［Ｃｉ₁₃−Ｃｉ₁₄］の各組に充電して整流平滑電圧を得
る全波整流動作が実行されて入力電圧に対応した２００
Ｖ系の整流平滑電圧が得られる。なお、この場合には後
段のスイッチングコンバータが対応する負荷電力に対応
する充電容量が得られるように、直列接続された平滑コ
ンデンサが２組備えられている。

【００１１】このようにしてスイッチＳ₁ のオン／オフ
が切換わることで、交流電源入力が１００Ｖ系の場合は
倍電圧整流平滑動作とし、一方、交流電源入力が２００
Ｖ系の場合には通常の全波整流平滑動作とすることでワ
イドレンジの交流入力電圧に対応する電源回路が構成さ
れる。

【００１２】この図に示すスイッチング電源回路のスイ
ッチングコンバータは、例えば総合負荷電力２５０Ｗ〜
５００Ｗ程度の範囲を保証するため、４石のスイッチン
グ素子をフルブリッジ結合した自励式の電流共振形コン
バータとして構成されている。

【００１３】この図において、４石のスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃ 、Ｑ₄ は、フルブリッジ結合型のスイ
ッチングコンバータを形成する。図のようにスイッチン
グ素子Ｑ₁ 及びＱ₂ は、平滑コンデンサＣｉ₁₁、Ｃ₁₃の
正極とアース間に対して、それぞれのコレクタ−エミッ
タを介して直列に接続されている。また、スイッチング
素子Ｑ₃ 及びＱ₄ 側も上記と同様にして接続される。

【００１４】そして、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S1、Ｒ
_S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各
ベース−エミッタ間に挿入されるクランプダイオードＤ
_D1、Ｄ_D2は、それぞれスイッチングオフ時の逆方向電流
の経路を形成するために設けられる。また、抵抗Ｒ_B1、
Ｒ_B2はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース
電流（ドライブ電流）調整用のダンピング抵抗を示して
いる。そして、共振コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2は、後述する
ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、
自励発振用の直列共振回路を形成しており、これらの素
子によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の駆動回路系が形
成される。

【００１５】スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ 側において
は、それぞれ起動抵抗Ｒ_S3、Ｒ_S4、クランプダイオード
Ｄ_D3、Ｄ_D3、ダンピング抵抗Ｒ_B3、Ｒ_B4、共振コンデン
サＣ_B3、Ｃ_B4、及び駆動巻線Ｎ_B3、Ｎ_B4が、上述と同様
の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ₃ 、
Ｑ₄ の各駆動回路系を形成している。ただしダンピング
抵抗Ｒ_B3、Ｒ_B4がスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のベース
側に接続されるようにして設けられている。

【００１６】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御するドライ
ブトランスを示している。この図の場合には、駆動巻線
Ｎ_B1〜Ｎ_B4及び、駆動巻線Ｎ_B1を巻き上げて形成される
共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線
に対して制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交
型の可飽和リアクトルとされている。このドライブトラ
ンスＰＲＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B1の
一端は抵抗Ｒ_B1、共振コンデンサＣ_B1を介してスイッチ
ング素子Ｑ₁ のベースと接続され、他端はスイッチング
素子Ｑ₁ のエミッタに接続される。また、スイッチング
素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B2の一端は一次側アースに接地
されると共に、他端は抵抗Ｒ_B2、コンデンサＣ_B2を介し
てスイッチング素子Ｑ₂ のベースと接続されて、駆動巻
線Ｎ_B1と逆の極性の電圧が出力されるようにされてい
る。また、この場合の共振電流検出巻線Ｎ_D は、この場
合、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ₁ の一端に対して接続される。

【００１７】また、スイッチング素子Ｑ₃ に対応する駆
動巻線Ｎ_B3の一端は、コンデンサＣ_B3、抵抗Ｒ_B3を介し
てスイッチング素子Ｑ₃ のベースに、他端はスイッチン
グ素子Ｑ₃ のエミッタに接続される。また、スイッチン
グ素子Ｑ₄ 側の駆動巻線Ｎ_B4の一端はアースに接地され
ると共に他端はコンデンサＣ_B4、抵抗Ｒ_B4を介してスイ
ッチング素子Ｑ₄ のベースと接続されて、駆動巻線Ｎ_B3
とは逆の極性の電圧が出力されるようになされている。

【００１８】絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、直列共振
コンデンサＣ₁ を介してスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ の
エミッタ−コレクタの接続点（スイッチング出力点）と
接続され、他端は共振電流検出巻線Ｎ_D を介してスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のエミッタ−コレクタの接続点
（スイッチング出力点）と接続されている。

【００１９】この場合、上記直列共振コンデンサＣ₁ と
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ が直列に
接続されており、これにより直列共振コンデンサＣ₁ の
キャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ₁ のリーケージ・インダクタンス成分とにより、
このスイッチングコンバータを電流共振形とするための
直列共振回路を形成するようにされる。なお、本明細書
ではこの直列共振回路を一次側直列共振回路ともいうこ
とにする。

【００２０】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側では、２組の二次巻線Ｎ₂、Ｎ₂ が設けられ
て、一次巻線Ｎ₁ に供給されるスイッチング出力電圧に
よる交番電圧が励起される。この二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂ に
はそれぞれ一次側アースに接地されるセンタータップが
設けられると共に、二次巻線Ｎ₂ と整流ダイオード
Ｄ_OA、Ｄ_OB及び平滑コンデンサＣ_O により形成される両
波整流回路が設けられており、これによって、２チャン
ネルの安定化された直流出力電圧Ｅ₁ 及びＥ₂ が得られ
るようにされている。

【００２１】制御回路１は例えば二次側の直流電圧出力
Ｅ₁ と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線
Ｎ_Cに供給する誤差増幅器である。

【００２２】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、例えばスイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ
₄ ］の組とスイッチング素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］の組が交互
にオン／オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商
用交流電源が投入されると、起動抵抗Ｒ_S1〜Ｒ_S4を介し
てスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のベースにベース電流が
供給されることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ
₁ 、Ｑ₄ ］が先にオンとなったとすれば、スイッチング
素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］はオフとなるように制御される。そ
して、スイッチング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］の出力として、
スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタ−エミッタ→共振電流
検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →直列共振コンデンサＣ₁
→スイッチング素子Ｑ₄ のコレクタ−エミッタ→一次側
アースの経路で電流が流れるが、この際、一次側直列共
振回路を流れる共振電流が０となる近傍でスイッチング
素子［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］がオン、スイッチング素子［Ｑ₁ 、
Ｑ₄ ］がオフとなるように制御される。そして、スイッ
チング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向に直列共振回路に
対して共振電流が流れる。以降、スイッチング素子［Ｑ
₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が交互にオンとなる自励
式のスイッチング動作が開始される。このように、平
滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチ
ング素子［Ｑ₁ 、Ｑ₄ ］及び［Ｑ₂ 、Ｑ₃ ］が交互に開
閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスの
一次巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給
し、二次側の二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００２３】また、二次側の直流出力電圧Ｅ₁ が低下し
た時や重負荷時の場合には、制御回路１によって制御巻
線Ｎ_C に流れる電流が制御され、スイッチング周波数が
低くなるよう（共振周波数に近くなるように）に制御さ
れ、一次巻線Ｎ₁ に流すドライブ電流が増加するように
制御して、定電圧化を図っている。なお、このような定
電圧制御方式について以降は、スイッチング周波数制御
方式ともいうことにする。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコスト等の観点によれば、スイッチング電源回路に
おいてもできるだけ部品点数を削減したり、小型や安価
な部品を使用する等して、小型／軽量化及び低コスト化
を図ることが好ましい。また、電力変換効率の向上など
の電気的特性面においても向上を図って、電源回路とし
ての信頼性が高められることが好ましい。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を解決するため、商用電源に入力される交流入
力電圧レベルに基づいて、交流入力電圧のほぼ２倍に対
応する整流平滑電圧を生成する倍電圧整流回路と、交流
入力電圧のほぼ４倍に対応する整流平滑電圧を生成する
４倍電圧整流回路との切換えが可能とされた整流回路系
と、この整流回路系より出力された整流平滑電圧に基づ
いて動作し、絶縁コンバータトランスの二次側に安定化
された直流出力電圧を出力するスイッチングコンバータ
とを備えてスイッチング電源回路を構成することとし
た。

【００２６】そして上記構成によれば、ワイドレンジ対
応の電源回路において、整流回路系をＡＣ１００Ｖ系と
ＡＣ２００Ｖ系とに応じて倍電圧整流動作と全波整流動
作に切換える場合によりも、整流回路系に流れる整流電
流のピークレベルを小さくしてそれだけ、整流ダイオー
ドやスイッチング素子などにおける電力損失を軽減する
ことが可能となる。また、本発明の整流回路系の構成と
されて高レベルの整流平滑電圧が得られることによっ
て、後段のスイッチングコンバータに電流共振形を用い
た場合には、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ
結合した構成で対応可能となり、それだけ部品点数等が
削減されることにもなる。

【００２７】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態と
してのスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ
る。例えばこの図に示す電源回路は、先に従来例として
図７に示した電源回路と同様に、２５０Ｗ〜５００Ｗ程
度の範囲の総合負荷電力を保証し、また、交流入力電圧
としてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに共通して対
応するワイドレンジ対応とされる。なお、図７と同一部
分については同一符号を付して説明を省略する。

【００２８】この図に示す電源回路においては、整流ダ
イオードＤ₁ ，Ｄ₂ ，Ｄ₃ ，Ｄ₄ と平滑コンデンサＣｉ
₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ からなる整流回路部が、商
用交流電源ＡＣに対して設けられる。この場合、平滑コ
ンデンサＣｉ₁ の負極は、商用交流電源ＡＣの正極と接
続され、正極は整流ダイオードＤ₁ のアノードと整流ダ
イオードＤ₂ のカソードとの接続点と接続される。上記
整流ダイオードＤ₂ のアノードは商用交流電源ＡＣの負
極と接続されている。また、平滑コンデンサＣｉ₂ の正
極は、商用交流電源ＡＣの正極と接続され、負極は整流
ダイオードＤ₄ のカソードと整流ダイオードＤ₃ のアノ
ードに対して接続される。上記整流ダイオードＤ₄ のア
ノードは一次側アースに接続され、また、整流ダイオー
ドＤ₃ のカソードは商用交流電源ＡＣの負極と接続され
る。

【００２９】平滑コンデンサＣｉ₃ 及びＣｉ₄ は直列接
続されて、図のように整流ダイオードＤ₁ のカソードと
一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ₃ ，
Ｃｉ₄ の接続点は、電磁リレーＲＬ−１のスイッチＳ₁
を介して商用交流電源ＡＣの負極に接続される。そし
て、直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ 、Ｃｉ₄ の両
端電圧がこの電源回路の整流平滑電圧とされて、後段の
スイッチングコンバータに対して動作電源として供給さ
れる。

【００３０】この場合、スイッチングコンバータは２石
のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ をハーフブリッジ結合し
て構成される自励式による電流共振形コンバータとされ
ており、上記スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 及びこれらを
スイッチング駆動する駆動回路系を形成する部品群の接
続形態は、図７のフルブリッジ結合式による電流共振形
コンバータにおけるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の場合
と同様とされていることから、同一符号を付して説明を
省略する。このスイッチングコンバータでは、スイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオン／オフするようにして
スイッチング動作が行われ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂のエミッタ−コレクタの接続点がスイッチング出力点
とされる。この場合、スイッチング出力点は、ドライブ
トランスＰＲＴにおいて独立に巻装された共振電流検出
巻線Ｎ_D を介して、一次側直列共振回路と接続されてい
る。

【００３１】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側においては、この場合、一次巻線Ｎ₁ を巻き上げる
ようにして三次巻線Ｎ₃ が設けられており、一次巻線Ｎ
₁ と三次巻線Ｎ₃ の中点は一次側アースに接地されてい
る。そして、三次巻線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ₅ 及び平
滑コンデンサＣ₅ からなる半波整流回路によって、低圧
直流電圧が生成されて、後述する電磁リレーＲＬ−１の
駆動部Ｒ_D1に対して動作電源として供給される。

【００３２】本実施の形態の電源回路では、電磁リレー
ＲＬ−１はリレー駆動回路１０によって駆動される。こ
のリレー駆動回路１０においては、商用交流電源ＡＣの
正極と一次側アース間に分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ が直列に接
続されており、この分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ により商用交流
電源ＡＣの正極と一次側アース間に得られる整流平滑電
圧レベルを分圧する。この分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ の分圧点
とトランジスタＱ₃ のベース間にはツェナーダイオード
ＺＤが挿入されている。

【００３３】この場合、商用交流電源ＡＣに供給される
交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１５０Ｖ以上の場合に、分圧抵
抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ で分圧される電圧値によってツェナーダイ
オードＺＤが導通するように、上記各部品が選定されて
いるものとされる。つまり、分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ 及びツ
ェナーダイオードＺＤによって交流入力電圧レベルがＡ
Ｃ１５０Ｖ以上か否かを検出する電圧検出回路が形成さ
れる。

【００３４】トランジスタＱ₃ は電磁リレーＲＬ−１を
ドライブする。このトランジスタＱ₃ のベースと一次側
アース間には、抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₅ がそれぞれ接
続されている。また、トランジスタＱ₃ のコレクタは一
次側アースに接地される。またエミッタは電磁リレーＲ
Ｌ−１の駆動部Ｒ_D1を介して、前述した低圧直流電圧の
ラインと接続されている。リレー駆動部Ｒ_D1に対しては
逆方向電流を流すための保護用ダイオードＤ₆ が並列に
接続されている。

【００３５】本実施の形態の電源回路においては、上述
のリレー駆動回路１０の動作により、交流入力電圧ＡＣ
２００Ｖ系では倍電圧整流動作となって、交流入力電圧
レベルのほぼ２倍の整流平滑電圧が得られるようにさ
れ、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系では、交流入力電圧レ
ベルのほぼ４倍に対応する整流平滑電圧が生成される４
倍圧整流動作に切換わるように構成されるが、このよう
な整流回路の切換え動作について図２を参照して説明す
る。

【００３６】例えば、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０
Ｖ以上の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合では、
分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ により分圧される電圧値が所定レベ
ル以上となってリレー駆動回路１０のツェナーダイオー
ドＺＤが導通することになる。これにより、トランジス
タＱ₃ のベース電位は所定以上に引き上げられてベース
電流が流れないようにされ、トランジスタＱ₃ をオフと
する。このため、トランジスタＱ₃ のエミッタ電流はリ
レー駆動部Ｒ_D1を流れなくなり、スイッチＳ₁はオフ状
態とされることになる。

【００３７】このようにスイッチＳ₁ がオフとされる状
態において、先ず、交流入力電圧が負の期間では、整流
電流経路は図２（ａ）に示すように形成される。つま
り、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ
₂ →平滑コンデンサＣｉ₁ （正極→負極）→商用交流電
源ＡＣ］の経路によって平滑コンデンサＣｉ₁ に対して
充電をして、平滑コンデンサＣｉ₁ の両端に交流入力電
圧レベルに対応する直流電圧を発生させると共に、［商
用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₂ →整流ダイオード
Ｄ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→負極）→平滑コン
デンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₄ →平
滑コンデンサＣｉ₂ （負極→正極）→商用交流電源Ａ
Ｃ］の経路によって、整流電流を平滑コンデンサＣｉ₃
−Ｃｉ₄ の直列接続に対して充電する経路が形成され
る。

【００３８】そして、次の交流入力電圧が正の期間で
は、整流電流は図２（ｂ）に示すように［商用交流電源
ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₁ （負極→正極）→整流ダイ
オードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→負極）→平
滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオードＤ
₄ →整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源ＡＣ］の経路に
より整流電流を平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接
続に対して充電するが、この際、先の交流入力電圧が負
の期間で充電された平滑コンデンサＣｉ₁ の両端電圧を
介して充電が行われる。このため、直列接続された平滑
コンデンサＣｉ₃−Ｃｉ₄ の両端に得られる整流平滑電
圧レベルは、入力された交流入力電圧レベルに対応する
レベルの整流平滑電圧をＥｉとすると、図に示すよう
に、その２倍に対応する整流平滑電圧２Ｅｉが得られ
る。この場合には２００Ｖ系の交流入力電圧が入力され
ていることから、４００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる
ことになる。また、このときには［商用交流電源ＡＣ→
平滑コンデンサＣｉ₂ （正極→負極）→整流ダイオード
Ｄ₃ →商用交流電源ＡＣ］の整流電流経路により、平滑
コンデンサＣｉ₂ の両端に交流入力電圧レベルに対応す
る直流電圧を発生させる。

【００３９】そして、例えば次の交流入力電圧が負の期
間では、再び図２（ａ）に示す整流電流経路が形成され
るが、この際、上記交流入力電圧が正の期間に得られた
平滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を介して、平滑コンデ
ンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続に対して充電が行われる
ことから、入力された交流入力電圧レベルの２倍に対応
する整流平滑電圧２Ｅｉが得られる。

【００４０】本実施の形態の電源回路では、上述のよう
にして交流入力電圧Ｖ_ACが負と正の期間で図２（ａ）
（ｂ）に示す動作が繰り返されることで、交流入力電圧
がＡＣ２００Ｖ系とされる場合には、倍電圧整流回路が
形成されて４００Ｖ系の整流平滑電圧を生成して後段の
電流共振形スイッチングコンバータに動作電源として供
給するようにされる。

【００４１】また、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以下の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、リレー
駆動回路１０のツェナーダイオードＺＤは導通しないこ
とから、トランジスタＱ₃ ではベース電流が抵抗Ｒ₃ を
介して流れるようにされてオン状態となる。これにより
電磁リレーＲＬ−１のリレー駆動部Ｒ_D1には、エミッタ
電流が導通する。そして、リレー駆動部Ｒ_D1の励磁作用
によってスイッチＳ₁はオン状態とされることになる。

【００４２】この場合、交流入力電圧が負の期間の整流
電流経路は、図２（ｃ）の破線に示すようになり、［商
用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）
→整流ダイオードＤ₄ →平滑コンデンサＣｉ₂ （負極→
正極）→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れ、平滑コンデ
ンサＣｉ₄ に対して整流電流を充電するようにされる。
また、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオード
Ｄ₂ →平滑コンデンサＣｉ₁ （正極→負極）→商用交流
電源ＡＣ］の経路によって平滑コンデンサＣｉ₁ に対す
る充電を行うようにもされ、平滑コンデンサＣｉ₁ の両
端に交流入力電圧レベルに対応する電圧を生成する。

【００４３】そして、交流入力電圧が正の期間では整流
電流は、図２（ｃ）の実線に示すように［商用交流電源
ＡＣ→整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正
極→負極）→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れて、平滑
コンデンサＣｉ₃ に対して整流電流を充電するようにさ
れるが、このとき前の交流入力電圧が負の期間で平滑コ
ンデンサＣｉ₁ の両端に発生した電圧を介して、整流ダ
イオードＤ₁ により整流した商用交流電源ＡＣを平滑コ
ンデンサＣｉ₃ に充電するようにされることから、平滑
コンデンサＣｉ₃ の両端には、交流入力電圧レベルの２
倍に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が得られることにな
る。この場合には交流入力電圧はＡＣ１００Ｖ系である
ことから２Ｅｉの整流平滑電圧は２００Ｖ系の電圧レベ
ルとなる。

【００４４】また、上記交流入力電圧が正の期間では、
整流電流は、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ
₂ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源
ＡＣ］の経路によっても流れ、平滑コンデンサＣｉ₂ の
両端に交流入力電圧レベルに対応する電圧を生成する。
そして次の交流入力電圧が負の期間となると、整流電流
経路は前述のように図２（ｃ）の破線に示す経路とされ
て、平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を充電する
が、この際先の交流入力電圧が正の期間で充電された平
滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を介して、平滑コンデン
サＣｉ₄ に対する充電が行われる。これにより、平滑コ
ンデンサＣｉ₄ の両端には、交流入力電圧レベルの２倍
に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が得られることにな
る。

【００４５】このような交流入力電圧の正／負の各期間
の動作によって、平滑コンデンサＣｉ₃ と平滑コンデン
サＣｉ₄ の各両端に２Ｅｉの整流平滑電圧が得られる結
果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の両
端に得られる整流平滑電圧レベルとしては、２Ｅｉ＋２Ｅｉ＝４Ｅｉとなり、４Ｅｉの整流平滑電圧が得られる４倍電圧整流
回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧
はＡＣ１００Ｖ系とされることから４Ｅｉの整流平滑電
圧としては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段のス
イッチングコンバータに供給されることになる。なお、
このような回路構成による４倍電圧整流方式は一般にミ
ッチェル回路ともいわれる。

【００４６】例えば、本実施の形態のスイッチング電源
回路において、直流出力電圧Ｅ₁ ＝１１５Ｖとしてその
負荷に流れる負荷電流を２Ａとし、直流出力電圧Ｅ₂ ＝
１８０Ｖとしてその負荷電流を１．５Ａとし、直流出力
電圧Ｅ₁ 及びＥ₂ により総合負荷電力５００Ｗの条件に
対応するとした場合、整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ 、Ｄ
₃ 、Ｄ₄ はそれぞれ１０Ａ／４００Ｖのものが選定さ
れ、平滑コンデンサＣｉ₁，Ｃｉ₂ にはそれぞれ１００
０μＦ／２００Ｖのものが用いられ、平滑コンデンサＣ
ｉ₃ ，Ｃｉ₄ にはそれぞれ１０００μＦ／４００Ｖのも
のが選定される。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に
は１０Ａ／８００Ｖのものが選定されて構成される。

【００４７】これに対して、従来例として図７に示した
電源回路の場合、上記と同様の条件の下では、ＡＣ１０
０Ｖ系時の倍電圧整流時に整流電流経路に挿入される整
流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂には２０Ａ／４００Ｖのものが
選定され、平滑コンデンサＣｉ₁₁，Ｃｉ₁₂，Ｃｉ₁₃，Ｃ
ｉ₁₄にはそれぞれ１０００μＦ／２００Ｖのものが選定
され、フルブリッジ結合を形成する４石のスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃、Ｑ₄ にはそれぞれ１０Ａ／４０
０Ｖのものが選定される。

【００４８】そして、上記部品選定により構成された図
１及び図７の各電源回路における、交流入力電圧１００
Ｖ系時の整流電流の動作波形を図３に示す。例えば、図
３（ａ）に示すようにＡＣ１４１Ｖの交流入力電圧Ｖ_AC
が供給されている場合、図１の電源回路では、交流入力
電圧Ｖ_ACが正の期間において整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₃
に流れる各整流電流Ｉ_D1、Ｉ_D3のレベルは、図３（ｂ）
に示すように、Ｉ_D1＝Ｉ_D3＝８Ａｐとされる。また、交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間において
整流ダイオードＤ₂ 、Ｄ₄ に流れる各整流電流Ｉ_D2、Ｉ
_D4のレベルは、図３（ｃ）に示すように、Ｉ_D2＝Ｉ_D4＝８Ａｐとなるる。また、交流入力電流Ｉ_AC＝３２Ａｐ−ｐとな
る。

【００４９】これに対して、図７の電源回路において交
流入力電圧Ｖ_ACが正の期間に整流ダイオードＤ₁₁に流れ
る整流電流Ｉ_D11 のレベルは、図３（ｄ）に示すようにＩ_D11 ＝１６Ａｐとされ、負の期間に整流ダイオードＤ₁₂に流れる整流電
流Ｉ_D12 のレベルは図３（ｅ）に示すように、Ｉ_D12 ＝１６Ａｐとされる。また、交流入力電流Ｉ_AC＝３２Ａｐ−ｐとな
る。

【００５０】例えば、図７に示す電源回路では上記１６
Ａｐの大きなレベルの整流電流Ｉ_D1 ₁ 、Ｉ_D12 が平滑コ
ンデンサ側に流入することから、それだけ整流ダイオー
ドＤ₁₁、Ｄ₁₂の順方向電圧降下と逆回復時間における電
力損失が発生していた。このため、例えば整流ダイオー
ドＤ₁₁、Ｄ₁₂に対して放熱板等を設ける必要があった。
また、これに伴って、スイッチングコンバータのスイッ
チング素子においても電力損失が発生する。このため、
図７に示す電源回路ではスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ 、
Ｑ₃ 、Ｑ₄ をフルブリッジ結合して構成して、各スイッ
チング素子に流れるコレクタ電流について２本のスイッ
チング素子をハーフブリッジ結合した場合の１／２とな
るようにすると共に、これらスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ 、Ｑ₃、Ｑ₄ に対しても放熱板が必要とされる。

【００５１】これに対して、図１に示す本実施の形態の
電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系時において４倍電圧整流
回路が形成されることから、図３で説明したように、図
７の電源回路のほぼ１／２のレベルの整流電流Ｉ_D1、Ｉ
_D2、Ｉ_D3、Ｉ_D4が得られているる。従って、図１に示す
電源回路ではそれだけ、整流ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ とハ
ーフブリッジ結合された２本のスイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ における電力損失が低減される。

【００５２】例えば、具体的には交流入力電圧ＡＣ１０
０Ｖ系時において、図７の電源回路の電力変換効率は８
８．０％で、入力電力は５６８．２Ｗとされるのに対
し、図１の電源回路では電力変換効率は８９．５％とさ
れて１．５％向上され、入力電力は５５８．７Ｗとされ
て９．５Ｗの低減が図られている。これにより、図１に
示す電源回路では整流ダイオードとスイッチング素子等
に対して設けるべき放熱板を不要とすることが可能にな
る。

【００５３】また、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系時の特
性としては、図７の電源回路では電力変換効率は８９．
５％となり、入力電力は５５８．７Ｗとされていたのに
対して、図１の電源回路では電力変換効率は９１．０％
に向上され、入力電力は５４９．５Ｗとされて９．２Ｗ
の低減が図られるという結果が得られた。

【００５４】そして図７の電源回路では、交流入力電圧
ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに応じて、倍電圧整
流動作と全波整流動作の切換えが行われるのに対して、
本実施の形態の形態である図１の電源回路では４倍電圧
整流動作と倍電圧整流動作の切換えが行われるように構
成して、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系
のそれぞれの場合において、図７の電源回路の２倍の整
流平滑電圧が得られるようにしている。これに伴って本
実施の形態では、後段の自励式電流共振形コンバータと
して、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合し
て構成したものを採用することが可能とされる。これに
より、図７の電源回路では４組のスイッチング素子とそ
の駆動回路系の部品が必要とされたのに対し、本実施の
形態ではスイッチング素子及びその駆動回路系に要する
部品は２組で済ませることが可能となる。また、フルブ
リッジ結合方式による電流共振形コンバータの場合、例
えば、図７の電源回路ではドライブトランスＰＲＴに４
組の駆動巻線Ｎ_B が巻装され、それだけ大型化するが、
本実施の形態では駆動巻線Ｎ_B は２組とされて、図７の
電源回路よりも巻線の数が少なくなり、より小型のドラ
イブトランスＰＲＴを用いることが可能となる。このよ
うに、本実施の形態では図の場合と比較して、電源回路
の小型／軽量化及び低コスト化を図ることが可能とされ
る。

【００５５】図４の回路図は、本発明の他の実施の形態
としてのスイッチング電源回路の構成を示すものとさ
れ、この場合も２５０Ｗ〜５００Ｗ程度の負荷電力に対
応すると共に、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２０
０Ｖ系とに応じて４倍電圧整流動作と倍電圧整流動作が
切換わるようにされる。なお、図１及び図７と同一部分
は同一符号を付して説明を省略する。この図に示す電源
回路においては電磁リレーＲＬ−２が設けられる。この
電磁リレーＲＬ−２は駆動部Ｒ_D2及び２つのスイッチＳ
₁₁、Ｓ₁₂を備えてなる。この場合、スイッチＳ₁₁、Ｓ₁₂
は、端子Ｔ₁ が端子Ｔ₂ 又は端子Ｔ₃ に対して連動して
切換わるようにされ２接点の構成とされる。また、駆動
部Ｒ_D2は図示しないスタンバイ電源回路等と接続され
て、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系（ＡＣ１５０Ｖ以下）
ではスイッチＳ₁₁、Ｓ₁₂は共に端子Ｔ₃ 側に切換えら
れ、ＡＣ２００Ｖ系（ＡＣ１５０Ｖ以上）では、共に端
子Ｔ₂ 側に切換わるようにされている。

【００５６】この場合、スイッチＳ₁₁は端子Ｔ₁ が商用
交流電源ＡＣの正極と接続され、端子Ｔ₂ はスイッチＳ
₁₂の端子Ｔ₂ と接続され、端子Ｔ₃ は平滑コンデンサＣ
ｉ₁の負極と接続される。また、スイッチＳ₁₂の端子Ｔ₁
は平滑コンデンサＣｉ₃ ，Ｃｉ₄ の接続点と接続さ
れ、端子Ｔ₂ は上記のようにスイッチＳ₁₁の端子Ｔ₂ と
接続され、端子Ｔ₃は商用交流電源ＡＣの負極と接続さ
れる。

【００５７】このように電磁リレーＲＬ−２のスイッチ
Ｓ₁₁、Ｓ₁₂が整流回路系に設けられることによって、こ
の図に示す電源回路においては、図５に示すようにＡＣ
１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに応じて整流動作の切換
えが行われる。

【００５８】例えば、図４に示す電源回路対してＡＣ２
００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以上の交流入力電圧が供給
されている場合には、前述した電磁リレーＲＬ−２の動
作によってスイッチＳ₁₁、Ｓ₁₂は共に端子Ｔ₂ に切換わ
る状態とされる。この接続形態のもとで、ＫＹＮが正と
される期間においては、整流電流は図５（ａ）に示すよ
うに、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₄ （正
極→負極）→整流ダイオードＤ₄ →整流ダイオードＤ₃
→商用交流電源ＡＣ］の経路により流れる。つまり、こ
の場合には整流ダイオードＤ₄ →整流ダイオードＤ₃ に
より商用交流電源ＡＣを整流して平滑コンデンサＣｉ₄
に対する充電が行われ、平滑コンデンサＣｉ₄ の両端に
は交流入力電圧レベルに対応する直流電圧Ｅｉが得られ
ることになる。また、ＫＹＮが負とされる期間において
は、整流電流は図５（ｂ）に示すように、［商用交流電
源ＡＣ→整流ダイオードＤ₂ →整流ダイオードＤ₁ →平
滑コンデンサＣｉ₃ （正極→負極）→商用交流電源Ａ
Ｃ］の経路により流れ、整流ダイオードＤ₂ 、Ｄ₁ を介
して得られる整流電流を平滑コンデンサＣｉ₃ に対して
充電することで、平滑コンデンサＣｉ₃ の両端に交流入
力電圧レベルに対応する直流電圧Ｅｉが得られる。

【００５９】そして、交流入力電圧の正／負の期間ごと
に図５（ａ）（ｂ）の動作が繰り返されることにより、
後段のスイッチングコンバータに供給される整流平滑電
圧、即ち直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ ，Ｃｉ₄
の両端電圧としては、Ｅｉ＋Ｅｉ＝２Ｅｉとなって、２Ｅｉの整流平滑電圧が得られることにな
る。このように、ＡＣ２００Ｖ系の場合には倍電圧整流
動作が行われる。

【００６０】また、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以下の交流入力電圧が供給されている場合には、電磁リ
レーＲＬ−２ではスイッチＳ₁₁、Ｓ₁₂を共に端子Ｔ₃ に
切換えるように動作する。この接続形態における整流電
流経路は図５（ｃ）に示されるが、これは先の実施の形
態である図１の電源回路のＡＣ１００Ｖ系の場合の整流
電流経路を示した図２（ｃ）と同様とされ、ミッチェル
回路に基づく４倍電圧整流動作が得られることから説明
を省略する。このため、本実施の形態の電源回路におけ
るＡＣ１００Ｖ系時の整流電流の動作波形も図３（ｂ）
（ｃ）に示したものと同様となる。

【００６１】したがって、本実施の形態の電源回路にお
いても先の実施の形態の図１の電源回路と同様に、図７
の電源回路と比較した場合には、電力変換効率の向上及
び入力電力の低減が図られ、また、電源回路の小型軽量
化及び低コスト化が図られる。

【００６２】また、図４の電源回路におけるスイッチン
グコンバータは、図１の電源回路のスイッチングコンバ
ータと同様にスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ をハーフブリ
ッジ結合した自励式の電流共振形コンバータとされてい
るが、定電圧制御の方式が異なる。この場合、ドライブ
トランスＣＤＴは制御巻線Ｎ_C が巻装されない構成とさ
れ、従ってスイッチング周波数は固定とされる。そし
て、この場合には絶縁コンバータトランスＰＲＴにおい
て、一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ にその巻回方向が直
交するように制御巻線Ｎ_C が設けられる。この場合に
は、二次側の直流出力電圧Ｅ₁ の変動に応じて可変され
たレベルの直流電流が、制御回路１より制御巻線Ｎ_C に
対して制御電流として供給される。これにより、絶縁コ
ンバータトランスＰＲＴではその漏洩磁束が可変されて
一次巻線Ｎ₁ のインダクタンスを変化させることにな
る。このインダクタンス変化により、一次側直列共振回
路の共振周波数がスイッチング周波数に対して可変制御
され、これにより二次側直流出力電圧Ｅ₁ の定電圧化を
図ることが可能となる（直列共振周波数制御方式）。ま
た、このスイッチングコンバータの場合、共振電流検出
巻線Ｎ_D はスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B を巻
き上げるようにして形成されている。

【００６３】図６は、本発明のスイッチング電源回路の
更に他の実施の形態を示す回路図とされる。なお、図
１、図４及び図７と同一部分は同一符号を付して説明を
省略する。

【００６４】先ず、この電源回路においては、スイッチ
ングコンバータが整流平滑電圧に対して並列に２組設け
られている。この場合、図の上段に示すスイッチングコ
ンバータからは２チャンネルの直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂
が出力され、下段に示すスイッチングコンバータからは
２チャンネルの直流出力電圧Ｅ₃ 、Ｅ₄ が出力されて、
計４チャンネルの直流出力電圧が得られるようにされて
おり、例えば総合負荷電力５００Ｗ〜１０００Ｗ程度の
重負荷に対応可能とされている。

【００６５】そして、これらスイッチングコンバータの
各々は他励式による電流共振形コンバータの構成が採ら
れている。例えば図の上段側に示される電流共振形コン
バータの場合には、例えば２石のスイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を備えて、スイッチング素子Ｑ₁₁のドレイン
を整流平滑電圧のラインと接続し、スイッチング素子Ｑ
₁₁のソースとスイッチング素子Ｑ₁₂のドレインを接続
し、スイッチング素子Ｑ₁₂のソースを一次側アースに接
続する、いわゆるハーフブリッジ結合により接続されて
いる。これらスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂は、発振ドラ
イブ回路２によって交互にオン／オフ動作が繰り返され
るようにスイッチング駆動されて、整流平滑電圧を断続
してスイッチング出力とする。なお、スイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂には、例えばＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる。
また、各スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソー
ス間に対して図に示す方向に接続されるＤ_D 、Ｄ_D は、
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流
の経路を形成するクランプダイオードとされる。

【００６６】この場合にはスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂
のソース−ドレインの接続点がスイッチング出力点とさ
れ、このスイッチング出力点に対して絶縁トランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ₁ の一端が接続されて、この一次巻線Ｎ
₁ に対してスイッチング出力を供給するようにされる。

【００６７】この電源回路においては、制御回路１が直
流出力電圧Ｅ₁ の変動に基づいて発振ドライブ回路２を
制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号
を変化させる（例えば駆動信号のパルス幅可変制御を行
う）ことで、二次側直流出力電圧の定電圧制御を行うよ
うにしている。

【００６８】起動回路３は、メインスイッチＭＳがオン
とされた電源投入直後に、整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動
させるために設けられており、この起動回路３には、絶
縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と整流ダイ
オードＤ₅ により供給される低圧直流電圧が供給され
る。この実施例で用いられるような、電界効果型のスイ
ッチング素子は電圧駆動であり自励発振が困難になるた
め、この図のように発振ドライブ回路２と起動回路３を
設けることが好ましい。

【００６９】なお、下段のスイッチングコンバータにお
いては絶縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と
整流ダイオードＤ₅ 、及び平滑コンデンサＣ₅ からなる
低圧直流電圧が生成され、この低圧直流電圧は起動回路
３に対して起動電源として供給されると共に、リレー駆
動回路１０の電磁リレーＲＬ−１の駆動用電源として用
いられる。

【００７０】次に、本実施の形態の電源回路の整流回路
系について説明する。例えば、先に実施の形態として示
した図１の電源回路の場合には、整流回路系は平滑コン
デンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ 及び整流ダイオ
ードＤ₁ 、Ｄ ₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ により形成されたが、本実
施の形態においては、前述したような５００Ｗ〜１００
０Ｗ程度の相当の重負荷に有効に対応するため、上記各
素子について２つの素子を並列に接続した並列回路とし
て構成するようにされる。つまり、図１の回路における
平滑コンデンサＣｉ₁ 、Ｃｉ₂ は、本実施の形態の図６
では、それぞれ、平滑コンデンサ［Ｃｉ_1A，Ｃｉ_1B］の
並列接続、平滑コンデンサ［Ｃｉ_2A，Ｃｉ_2B］の並列接
続に置き換えられ、図１における平滑コンデンサ［Ｃｉ
₃ −Ｃｉ₄ ］の直列接続は、図６では平滑コンデンサ
［Ｃｉ_3A−Ｃｉ_4A］の直列接続と、平滑コンデンサ［Ｃ
ｉ_3B−Ｃｉ_4B］の直列接続が並列に設けられるように置
き換えられる。また、図１の整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ
₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ は、図６ではそれぞれ整流ダイオードＤ
_1A、Ｄ_1Bの並列接続、整流ダイオードＤ_2A、Ｄ_2Bの並列
接続、整流ダイオードＤ_3A、Ｄ_3Bの並列接続、整流ダイ
オードＤ_4A、Ｄ_4Bの並列接続にそれぞれ置き換えられる
ことになる。

【００７１】また、本実施の形態の場合には図６にて破
線で括って示すように、例えば整流ダイオードＤ_1A、Ｄ
_1B、Ｄ_2A、Ｄ_2Bをスタック化した１つの部品素子による
ブリッジ整流回路Ｄ_B1として構成し、同様に整流ダイオ
ードＤ_3A、Ｄ_3B、、Ｄ_4A、Ｄ_4Bをスタック化してブリッ
ジ整流回路Ｄ_B1として１つの部品素子とすることで、電
源回路を形成する部品数の削減を図るようにされてい
る。

【００７２】上述のようにして本実施の形態の整流回路
系が形成される結果、電磁リレーＲＬ−１の動作によっ
て、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに
対応して切換えられる整流回路の各動作としては、先に
図２にて説明した動作に準ずることになる。つまり、本
実施の形態では交流入力電圧がＡＣ１５０Ｖ以上のＡＣ
２００Ｖ系の場合には、図２（ａ）（ｂ）に示す等価回
路を形成する各素子が並列に接続された回路形態とされ
た上で、整流電流が同様の経路で流れるようにされ、実
際には直列接続された平滑コンデンサ［Ｃｉ_3A−Ｃ
ｉ_4A］、及び平滑コンデンサ［Ｃｉ_3B−Ｃｉ_4B］の両端
に、交流入力電圧レベルの２倍に対応する２Ｅｉ（この
場合には４００Ｖ系となる）のレベルの整流平滑電圧が
生成される。つまり、図１の電源回路と同様に倍電圧整
流動作が得られる。また、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ
系とされるＡＣ１５０Ｖ以下の場合にも、図２（ｃ）の
等価回路を形成する各素子が並列に接続された回路形態
とされた上で、同様の経路で整流電流が流れるようにさ
れる結果、交流入力電圧レベルの４倍に相当する４Ｅｉ
（４００Ｖ系）の整流平滑電圧が生成されて、４倍電圧
整流動作が得られることになる。このような整流回路系
の構成とすれば、ワイドレンジ対応で相当の重負荷時に
対応するような場合にも充分な電流容量が得られるため
に、電力変換効率や入力電力が向上される。また、本実
施の形態では８本の整流ダイオードが設けられるが、前
述のようにこれらをスタック化して２つのブリッジ整流
回路部品とすることで、電源回路の小型化も図ることが
できる。

【００７３】なお、上記各実施の形態に用いられた電磁
リレーＲＬ−１、ＲＬ−２などの代わりに、トライアッ
クなどの双方向性サイリスタなどを備えて構成されるス
イッチ回路が用いられることも考えられる。

【００７４】また、本発明は上記各実施の形態に示した
構成の限定されるものではなく各種変更が可能とされ、
例えば、本発明に基づく整流回路系は、例えばミッチェ
ル回路に基づく以外の他の方式による４倍電圧整流動
作、又は上記各実施の形態に示した以外の他の構成によ
る倍電圧整流動作への切換えを実現する整流平滑回路が
採用されることも考えられる。また、本発明に基づく整
流回路系は、後段に接続される電流共振形コンバータと
しての自励発振形／他励発振形、スイッチング周波数制
御方式／直列共振周波数制御方式等、各種方式・タイプ
の組み合わせパターンにより構成されるスイッチングコ
ンバータに対して適用が可能であって、上記各図に実施
の形態として示した組み合わせのパターンに限定される
ものではない。更には、例えば後段のスイッチングコン
バータには電流共振形コンバータ以外の他の形式のスイ
ッチングコンバータを設けることも考えられる。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、ワイドレ
ンジ対応とされてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで
ほぼ同等のレベルの整流平滑電圧を後段のスイッチング
コンバータに供給するのにあたり、ＡＣ２００Ｖ系とＡ
Ｃ１００Ｖ系とで倍電圧整流動作と４倍電圧整流動作に
切換えが可能なように整流回路系を構成することによ
り、例えば従来のように全波整流動作と倍電圧整流動作
の切換えを行う構成よりも整流電流レベルを小さくする
ことが可能となった。これにより、整流ダイオードやス
イッチング素子に於ける電力損失が低減されて、電力変
換効率及び入力電力等の特性が向上されるという効果を
有している。

【００７６】また、本発明では整流回路系が上記のよう
な構成とされて、例えば、４００Ｖ系の高レベルの整流
平滑電圧が得られるために、後段に電流共振形コンバー
タを接続する場合には、２石のスイッチング素子による
ハーフブリッジ結合の構成でも重負荷に対応することが
可能となり、例えば従来のように４石のフルブリッジ結
合による構成よりも部品点数が削減され、また、自励式
の電流共振形コンバータであれば、ドライブトランスを
より小型なものとすることが可能となり、それだけ、電
源回路の小型／軽量化及び低コスト化を図ることが可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の構成を示す回路図である。

【図２】図１に示す実施の形態の整流回路系の動作を示
す等価回路図である。

【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路における
整流電流を従来例と比較して示す波形図である。

【図４】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
を示す回路図である。

【図５】図４に示す実施の形態の整流回路系の動作を示
す等価回路図である。

【図６】更に他の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。

【図７】従来例としてのスイッチング電源回路の構成を
示す回路図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０リレー駆動回路ＲＬ−１、ＲＬ−２電磁リレーＤ₁ 、Ｄ₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ 整流ダイオードＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ ，Ｃｉ_3A，Ｃｉ_4A，Ｃ
ｉ_3B，Ｃｉ_4B 平滑コンデンサＤ_B1、Ｄ_B2 ブリッジ整流回路ＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁コンバータトランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 7/48 9181−5ＨＨ０２Ｍ 7/48 Ｔ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源に入力される交流入力電圧レベ
ルに基づいて、交流入力電圧レベルの略２倍に対応する
整流平滑電圧を生成する倍電圧整流回路と、交流入力電
圧レベルの略４倍に対応する整流平滑電圧を生成する４
倍電圧整流回路との切換えが可能とされた整流手段と、上記整流手段より出力された整流平滑電圧に基づいて動
作し、絶縁コンバータトランスの二次側に安定化された
直流出力電圧を出力するスイッチングコンバータ手段
と、を備えて構成されていることを特徴とするスイッチング
電源回路。
【請求項２】上記４倍電圧整流回路はミッチェル回路
に基づいて形成されていることを特徴とする請求項１に
記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記倍電圧整流回路は、交流入力電圧の
半周期ごとに、先の半周期における整流電流の充電によ
って重畳用コンデンサの両端に得られた電圧を介して、
整流平滑電圧ラインと一次側アース間に挿入された平滑
コンデンサに整流電流を充電する動作が行われるように
構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記倍電圧整流回路は、整流平滑電圧ラ
インと一次側アース間に対して、第１の平滑コンデンサ
と第２の平滑コンデンサの直列接続回路が備えられ、交流入力電圧の半周期ごとに、第１の平滑コンデンサに
整流電流の充電を行う動作と、第２の平滑コンデンサに
整流電流の充電を行う動作が交互に得られるように構成
されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記整流手段を形成する整流素子及び／
又は平滑コンデンサは、それぞれ、２以上の素子が並列
接続されて設けられることを特徴とする請求項１乃至請
求項４の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記整流手段を形成する整流素子は、４
本単位を１組としてスタック化されて構成されることを
特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記スイッチングコンバータ手段は、絶縁コンバータトランスの一次側巻線及び直列共振コン
デンサの直列接続により形成される一次側直列共振回路
を備え、上記整流手段より出力される整流平滑電圧を入
力してスイッチング動作を行い、上記絶縁コンバータト
ランスの二次側から直流出力電圧を出力する、電流共振
形スイッチングコンバータとされていることを特徴とす
る請求項１乃至請求項６の何れかに記載のスイッチング
電源回路。
【請求項８】上記電流共振形スイッチングコンバータ
は、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合して
構成されていることを特徴とする請求項７に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項９】上記電流共振形スイッチングコンバータ
は、上記絶縁コンバータトランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、スイッチング素子のスイッチン
グ周波数を可変することにより定電圧制御を行うように
構成されていることを特徴とする請求項７又は請求項８
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】上記電流共振形スイッチングコンバー
タは、上記絶縁コンバータトランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記絶縁コンバータトランス
の磁束を可変して定電圧制御を行うように構成されてい
ることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項１１】上記電流共振形スイッチングコンバー
タは他励式とされ、上記絶縁コンバータトランスの二次
側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆
動信号を可変させることにより定電圧制御を行うように
構成されていることを特徴とする請求項７又は請求項８
に記載のスイッチング電源回路。