JPH09261961A

JPH09261961A - 力率改善コンバータ回路

Info

Publication number: JPH09261961A
Application number: JP8087098A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-03-18
Filing date: 1996-03-18
Publication date: 1997-10-03

Abstract

(57)【要約】【課題】特に重負荷に対応する電流共振形の力率改善
コンバータ回路の小型／軽量化、及び低コスト化を図
る。【解決手段】ハーフブリッジ結合されたスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を備えた電流共振形コンバータのスイッ
チング出力を、直列共振回路（Ｎ₁ 、Ｃ₁ ）を介して整
流出力ラインに重畳するようにして力率改善を図る、３
組の力率改善コンバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃを
商用電源ＡＣに対して並列に接続するようにして設け、
これにより交流入力電流Ｉ_ACが力率改善コンバータ回路
１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃのブリッジ整流回路Ｄｉ₁ ，Ｄ
ｉ₂ ，Ｄｉ₃ に分岐して流れるようにして、総合負荷電
力を各力率改善コンバータ回路により分担して対応する
ように構成する

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タ回路に関わり、特に重負荷の条件に対応する力率改善
コンバータ回路に適用して好適とされる

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られており、相当の重負荷にも対応することが可能と
されている。ただし、このようなアクティブフィルタ
は、高ＥＭＩ対策のための部品の増加／大型化などによ
って回路規模の拡大、高コストなど要因を多く抱えてい
ることから、電源回路の小型化及び低コスト化の観点か
らは不利となる。また、アクティブフィルタにおける電
力損失が比較的大きいことも知られている。

【０００５】そこで先に本出願人により、電流共振形コ
ンバータを用いて整流出力をスイッチングし、これによ
って交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るよ
うに構成された力率改善コンバータ回路が各種提案され
ている。このような電流共振形コンバータによる力率改
善コンバータ回路では、力率改善コンバータのスイッチ
ング動作が電流共振形とされることで低ノイズ化が実現
されると共に回路規模も小さくて済み、これに伴って低
コスト化を図ることも可能とされる。また、電力損失も
大幅に低減されて電力変換効率も向上される。

【０００６】図６は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成することのできる力率改善コンバータ
回路を備えて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図とされる。この図に示す力率改善コンバータ
回路は倍電圧整流回路を備えており、交流入力電圧レベ
ルの略２倍の整流平滑電圧を動作電源として得るように
されている。これによって、例えば交流入力電圧がＡＣ
１００Ｖ系で３００Ｗ程度の重負荷の条件に対応可能に
構成されている。

【０００７】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除去するノ
イズフィルタとして、コモンモードチョークコイルＣＭ
ＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられている。力率改
善コンバータ回路２０は、商用交流電源ＡＣと直列接続
された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B よりなる平滑回路
間に対して設けられて、平滑回路と共に倍電圧整流を行
う。そして、倍電圧整流により得られた整流平滑電圧を
動作電源として、後述するようにして力率改善を図る。

【０００８】スイッチング電源部１は、平滑コンデンサ
Ｃｉ_A −Ｃｉ_B の両端に得られる整流平滑電圧を入力し
てスイッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧Ｅ
₁ 、Ｅ₂ を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例え
ばこの場合には、ＰＷＭ方式により定電圧化制御を行う
スイッチングコンバータが備えられているものとされ
る。

【０００９】力率改善コンバータ回路２０においては商
用交流電源ＡＣの正極ラインに直列にフィルタチョーク
コイルＬ_N が挿入されており、フィルタコンデンサＣ_N
は図のように商用交流電源ＡＣの両極ラインに並列に挿
入されて、これらインピーダンス素子によりノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成する。

【００１０】整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂は倍電圧整流回
路を形成するものとされ、整流ダイオードＤ₁₁のカソー
ドは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して、フィル
タチョークコイルＬ_N を介して接続され、アノードは一
次側アースに接地される。整流ダイオードＤ₁₂のアノー
ドは整流ダイオードＤ₁₁のカソードと接続され、そのカ
ソードは平滑コンデンサＣｉ_A の正極端子と接続され
る。この場合、整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂は、スイッチ
ング周期で断続される整流電流が流れることに対応して
高速リカバリ型とされている。また、整流ダイオードＤ
₁₁，Ｄ₁₂には、それぞれ共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂が
並列に接続されているが、その作用については後述す
る。

【００１１】この場合、力率改善コンバータ回路２０に
対して設けられる平滑回路は、平滑コンデンサＣｉ_A ，
Ｃｉ_B を直列に接続し、整流平滑ラインと一次側アース
間に対して挿入されるようにして設けられる。この直列
接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の接続点は商
用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。

【００１２】この力率改善コンバータ回路２０において
は、上記のような接続形態により倍電圧整流回路が形成
されるが、その倍電圧整流動作は次のようになる。例え
ば、商用電源ＡＣに供給された交流入力電圧Ｖ_ACが正の
期間では、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→コモンモー
ドチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎａ→フィルタチョーク
コイルＬ_N →整流ダイオードＤ₁₂→平滑コンデンサＣｉ
_A →コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎｂ→商
用交流電源ＡＣ］の経路で流れ、整流ダイオードＤ₁₂の
整流出力によって平滑コンデンサＣｉ_A に充電する動作
となる。従って、平滑コンデンサＣｉ_A の両端には、図
に示すように、交流入力電圧レベルに対応するＥｉのレ
ベルの整流平滑電圧が得られる。

【００１３】一方、交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間は、整
流電流は［商用交流電源ＡＣ→巻線Ｎｂ→平滑コンデン
サＣｉ_B →整流ダイオードＤ₁₁→フィルタチョークコイ
ルＬ_N →巻線Ｎａ→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れ、
整流ダイオードＤ₁₁の整流出力を平滑コンデンサＣｉ_B
に充電する動作となり、平滑コンデンサＣｉ_B の両端に
もＥｉのレベルの整流平滑電圧が得られる。このような
平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B に対するそれぞれ正期
間、負期間の充電動作が行われる結果、直列接続された
平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端に得られる総合的
な整流平滑電圧としては２Ｅｉとなり、交流入力電圧Ｖ
_ACをＡＣ１００系とした場合、そのピークレベルのほぼ
倍の２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる倍電圧整流動
作となる。

【００１４】この力率改善コンバータ２０においては、
上記２００Ｖ系の整流平滑電圧を動作電源とする自励式
の電流共振形コンバータが備えられている。この電流共
振形コンバータとしては、図のようにハーフブリッジ結
合された２つのバイポーラトランジスタによるスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、整流平滑電圧２Ｅｉを
動作電源としてスイッチング動作を行う。この場合、ス
イッチング素子Ｑ₁ のコレクタが平滑コンデンサＣｉの
正極端子と接続され、エミッタはスイッチング素子Ｑ₂
のコレクタと接続される。スイッチング素子Ｑ₂ のエミ
ッタは一次側アースに接地される。また、スイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース間には、それぞれ
起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2が挿入され、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2により
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電
流）を調整する。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
各ベース−エミッタ間にはそれぞれスイッチングオフ時
のクランプ電流を流すためのクランプダイオードＤ_B1、
Ｄ_B2が挿入される。そして、共振コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2
は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線
Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、スイッチング素子を自励発振駆動す
るための直列共振回路を形成している。また、スイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−エミッタ間にはそれ
ぞれコンデンサＣ_C1、Ｃ_C2が並列に接続されて、矩形波
となるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング電圧
の立ち上がり／立ち下がり期間に傾きを与え、スイッチ
ングノイズを抑制するようにしている。

【００１５】コンバータトランスＣＶＴは、スイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆動するために設けられており、一
次巻線Ｎ₁ と駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2が巻装されて構成され
る。駆動巻線Ｎ_B1は、その一端が抵抗Ｒ_B1−共振コンデ
ンサＣ_B1を介してスイッチング素子Ｑ₁ のベースと接続
され、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタに接続さ
れる。また、駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに接地される
と共に、他端は抵抗Ｒ_B2−共振コンデンサＣ_B2を介して
スイッチング素子Ｑ₂ のベースと接続されており、駆動
巻線Ｎ_B1とは逆の極性の電圧が出力されるようにされて
いる。また、一次巻線Ｎ₁ の一端は、スイッチング素子
Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ₂ のコレクタの接
続点（スイッチング出力点）と接続されて、その他端は
直列共振コンデンサＣ₁ を介してフィルタチョークコイ
ルＬ_N と整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の接続点と接続され
る。上記接続形態によると、コンバータトランスＣＶＴ
の一次巻線Ｎ₁ と直列共振コンデンサＣ₁ は直列に接続
されることになるが、一次巻線Ｎ₁ のインダクタンス成
分と直列共振コンデンサＣ₁ のキャパシタンスとによっ
て、このスイッチングコンバータを電流共振形とするた
めの直列共振回路を形成するようにされている。そし
て、この直列共振回路に対してスイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ のスイッチング動作により得られるスイッチング出
力が供給されると共に、このスイッチング出力を、フィ
ルタチョークコイルＬ_N と整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の
接続点に印加するようにされる。

【００１６】力率改善コンバータ部２０は上記のように
して構成されるが、その電流共振形コンバータのスイッ
チング動作としては次のようになる。先ず商用交流電源
が投入されると、例えば起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2を介してス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給
されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先
にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフ
となるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ₁
の出力として、共振電流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →
直列共振コンデンサＣ₁ に共振電流が流れるが、この共
振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、
スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなるように制御される。
そして、スイッチング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の
共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始さ
れる。このように、整流平滑電圧を動作電源としてスイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことに
よって、コンバータトランスＣＶＴの一次側巻線Ｎ₁に
共振電流波形に近いドライブ電流を供給する。

【００１７】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部２０における力率改善動作としては次のようにな
る。上述のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ動作が行われると、そのスイッチング出力はコンバー
タトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ に供給される。そし
て、コンバータトランスＣＶＴにおいては一次巻線Ｎ₁
に供給されたスイッチング出力により発生するスイッチ
ング周期の交番電圧（スイッチング電圧）を、直列共振
コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介して、フィルタチョ
ークコイルＬ_Nと整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の接続点に
印加する。ここで、整流ダイオードＤ₁₂は交流入力電圧
が正の期間の整流電流経路に挿入され、整流ダイオード
Ｄ₁₁は交流入力電圧が負の期間における整流電流経路に
挿入されることになるが、これによって、直列共振回路
を介して印加されたスイッチング電圧により、交流入力
電圧が正／負の各期間で整流電圧に対してスイッチング
電圧が重畳されることになる。そして、このスイッチン
グ電圧の重畳分によって、交流入力電圧が正／負の各期
間で整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂の整流電流経路に対して
スイッチング電圧が重畳されることになり、このスイッ
チング電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドである整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂が整流電流をスイッ
チング周期で断続する動作が得られることになる。

【００１８】この動作によって、力率改善コンバータ回
路２０においては、整流出力電圧にスイッチング出力が
重畳された状態で、平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B に充
電を行うようにされ、交流入力電圧が正／負の各期間
で、スイッチング電圧の重畳分によって平滑コンデンサ
Ｃｉ_A 、Ｃｉ_B の両端電圧をスイッチング周期で引き下
げるようにされる。このため、整流出力電圧レベルが平
滑コンデンサの両端電圧よりも低いとされる期間にも平
滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B へ充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧Ｖ_ACの波形に近付くようにされ、交流入力電流
の導通角が拡大されることになって力率改善が図られる
ことになる。

【００１９】また、整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂に対して
並列に接続される共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ は、例え
ばフィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサ
Ｃ_Nと共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路
は負荷変動に対応してその共振インピーダンスが変化す
るようにされており、この電源回路の負荷が軽くなった
時に、整流経路に帰還されるスイッチング電圧を抑圧す
るようにしている。この結果、軽負荷時の平滑コンデン
サＣｉ_A 及びＣｉ_B の端子電圧の上昇を抑制することに
なる。

【００２０】また、図７の回路図に、先に本出願人によ
り出願された発明に基づいて構成することのできる力率
改善コンバータ回路の他の例を示す。この力率改善コン
バータ回路は４倍電圧整流回路を備えることにより、交
流入力電圧レベルの略４倍の整流平滑電圧を動作電源と
して得るようにされている。これによって、例えば交流
入力電圧がＡＣ１００Ｖ系で６００Ｗ程度の重負荷の条
件に対応することができる。なお、図６と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。

【００２１】４倍電圧整流回路は、この図に示される力
率改善コンバータ回路２１の整流ダイオードＤ₂₁，
Ｄ₂₂，Ｄ₂₃，Ｄ₂₄と、平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，
Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ からなる整流回路系が商用交流電源ＡＣ
に対して設けられ、次に説明する接続形態によって形成
される。

【００２２】この場合、平滑コンデンサＣｉ₁ の負極
は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続され、正極は
整流ダイオードＤ₂₁のアノード及び整流ダイオードＤ₂₂
のカソードと接続される。上記整流ダイオードＤ₂₂のア
ノードは商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続されてい
る。また、平滑コンデンサＣｉ₂ の正極は、商用交流電
源ＡＣの正極ラインと接続され、負極は整流ダイオード
Ｄ₂₄のカソードと整流ダイオードＤ₂₃のアノードに対し
て接続される。上記整流ダイオードＤ₂₄のアノードは一
次側アースに接続され、また、整流ダイオードＤ₂₃のカ
ソードは商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。

【００２３】平滑コンデンサＣｉ₃ 及びＣｉ₄ は直列接
続されて、図のように整流ダイオードＤ₂₁のカソードと
一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ₃ ，
Ｃｉ₄ の接続点は商用交流電源ＡＣの負極ラインに接続
される。そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉ
₃ 、Ｃｉ₄ の両端電圧がこの電源回路の整流平滑電圧と
されて、後段の電流共振形コンバータに対して動作電源
として供給される。

【００２４】上記のようにして構成される力率改善コン
バータ回路２１では、電流共振形コンバータのスイッチ
ング動作は図６と同様となることから説明を省略し、こ
こでは４倍電圧整流回路の整流動作及び力率改善動作に
ついて説明することとする。

【００２５】先ず、図８により４倍電圧整流回路の整流
動作について説明する。この図は、力率改善コンバータ
回路２１から４倍電圧整流回路に相当する回路系を抽出
して示す回路図とされる。このため、整流電流経路に挿
入されるコモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロス
コンデンサＣ_L 、及びフィルタチョークコイルＬ_N 及び
フィルタコンデンサＣ_N などの図示は省略している。

【００２６】例えば商用交流電源ＡＣにＡＣ１００Ｖ系
の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、この交流入
力電圧Ｖ_ACが負の期間の整流電流経路は、図８の破線に
示すようになり、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサ
Ｃｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₂₄→平滑コン
デンサＣｉ₂ （負極→正極）→商用交流電源ＡＣ］の経
路で流れ、平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を充
電するようにされる。また、整流電流は分岐されて［商
用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₂₂→平滑コンデンサ
Ｃｉ₁ （正極→負極）→商用交流電源ＡＣ］の経路によ
って平滑コンデンサＣｉ₁ に対する充電を行うようにも
され、平滑コンデンサＣｉ₁ の両端に交流入力電圧レベ
ルに対応するＥｉのレベルの電圧を生成する。

【００２７】そして、交流入力電圧が正の期間では、整
流電流は、図８の実線に示すように［商用交流電源ＡＣ
→整流ダイオードＤ₂₁→平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→
負極）→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れて、平滑コン
デンサＣｉ₃ に対して整流電流を充電するようにされる
が、このとき前の交流入力電圧が負の期間で平滑コンデ
ンサＣｉ₁ の両端に発生したＥｉのレベルの電圧を介し
て、整流ダイオードＤ₂₁により整流した商用交流電源Ａ
Ｃを平滑コンデンサＣｉ₃ に充電するようにされること
から、平滑コンデンサＣｉ₃ の両端には、交流入力電圧
レベルの２倍に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が得られ
ることになる。この場合には交流入力電圧Ｖ_ACはＡＣ１
００Ｖ系であることから、２Ｅｉの整流平滑電圧は２０
０Ｖ系となる。

【００２８】また、上記交流入力電圧が正の期間では、
整流電流は、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ
₂ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₂₃→商用交流電源
ＡＣ］の経路によっても流れ、平滑コンデンサＣｉ₂ の
両端に交流入力電圧レベルに対応するＥｉのレベルの電
圧を生成する。そして次の交流入力電圧が負の期間とな
ると、整流電流経路は前述のように図８の破線に示す経
路とされて、平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を
充電するが、この際、先の交流入力電圧が正の期間で充
電された平滑コンデンサＣｉ₂の両端電圧Ｅｉを介し
て、平滑コンデンサＣｉ₄ に対する充電が行われる。こ
れにより、平滑コンデンサＣｉ₄ の両端には、交流入力
電圧レベルの２倍に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が得
られることになる。

【００２９】このような交流入力電圧の正／負の各期間
の動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサＣ
ｉ₃ と平滑コンデンサＣｉ₄ の各両端に２Ｅｉの整流平
滑電圧が得られる結果、直列接続された平滑コンデンサ
Ｃｉ₃ −Ｃｉ₄ の両端に得られる整流平滑電圧レベルと
しては、２Ｅｉ＋２Ｅｉ＝４Ｅｉとなり、４Ｅｉの整流平滑電圧が得られる４倍電圧整流
回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧
はＡＣ１００Ｖ系とされることから４Ｅｉの整流平滑電
圧としては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段の電
流共振形コンバータに供給されることになる。なお、こ
のような構成の４倍電圧整流回路は一般にミッチェル回
路ともいわれる。

【００３０】次に、力率改善コンバータ回路２１におけ
る力率改善動作であるが、力率改善コンバータ回路２１
においては、整流ダイオードＤ₂₃、Ｄ₂₄の接続点に対し
て直列共振回路（Ｃ₁ 、Ｎ₁ ）が接続されている。これ
により、一次側巻線Ｎ₁ に供給されたスイッチングコン
バータのスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ₁
の静電容量結合を介して整流ダイオードＤ₂₃、Ｄ₂₄の接
続点に対して印加されることになる。この場合、整流ダ
イオードＤ₂₃は交流入力電圧が正の期間で整流経路に挿
入され、整流ダイオードＤ₂₄は交流入力電圧が負の期間
で整流経路に挿入されることから、スイッチング出力は
交流入力電圧が正／負の各期間において、整流ダイオー
ドＤ₂₃又はＤ₂₄を介するようにして整流電流経路に対し
て帰還されることになる。そして、この帰還されたスイ
ッチング出力によって整流電流経路に重畳されるスイッ
チング周期の交番電圧によって、力率改善コンバータ回
路２１においては交流入力電圧が正の期間では整流ダイ
オードＤ₂₁及びＤ₂₃に整流電流をスイッチング周期で断
続する動作を促し、交流入力電圧が負の期間では整流ダ
イオードＤ₂₂及びＤ₂₄に整流電流をスイッチング周期で
断続する動作を促すようにされる。上記の動作により、
力率改善コンバータ回路２１では交流入力電圧が正／負
の各期間において、整流出力電圧にスイッチング出力が
重畳された状態で、前述のように平滑コンデンサＣｉ
₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ に対して充電を行うことに
なるが、このスイッチング電圧の重畳分によって、上記
各平滑コンデンサの両端電圧をスイッチング周期で引き
下げることになる。このため、整流出力電圧レベルが、
平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ を合成
する両端電圧よりも低いとされる期間にも各平滑コンデ
ンサに対して充電電流が流れるようにされる。この結
果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形
に近付くようにされ、交流入力電流の導通角が拡大され
ることによって力率が改善されることになる。

【００３１】また、整流ダイオードＤ₂₂、Ｄ₂₃に対して
それぞれ並列に設けられる共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂
は、先に説明した図６の場合と同様の作用を有するもの
とされて、軽負荷時における整流平滑電圧の上昇を抑制
する。なお、この場合には共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂
が整流ダイオードＤ₂₁、Ｄ₂₂に対して並列に設けられて
も同様の作用効果を有する。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、電流共振形
コンバータ回路及びこれを備えたスイッチング電源回路
としては、前述したように回路規模も比較的小さいため
に、小型／軽量化及び低コスト化に有利な電源回路とさ
れており、従って、このようなメリットはできるできる
だけ促進されることが好ましい。ただし上述のようにし
て倍電圧整流回路、若しくは４倍電圧整流回路を備える
ことによって重負荷に対応する力率改善コンバータ回路
を構成する場合、スイッチング素子、平滑コンデンサ、
及びノイズフィルタを形成するインピーダンス素子等に
ついて、相当の高耐圧品を採用する必要があり、また、
高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードの各々
について放熱板を設ける必要もあることから、それだけ
回路基板サイズの小型及び低コスト化を妨げる要因とな
る。また、スイッチング周波数が高いほうが、コンバー
タトランスＣＶＴや各種コンデンサ（Ｃ₁ 、Ｃ₂ 、Ｃ_B1
〜Ｃ_B4など）などが小容量化されて小型化を図ることが
可能であるが、スイッチング素子が高耐圧化するのに応
じて、例えばバイポーラトランジスタの場合には、電流
増幅率ｈ_FEが低下し、蓄積時間Ｔｓと下降時間Ｔｆが増
加するため、これによりスイッチング周波数を高く設定
することは困難となる。

【００３３】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は小型／
軽量化及び低コスト化の促進された電流共振形力率改善
コンバータ回路を得ることを目的とする。このため、商
用電源を整流する整流回路と、この整流回路の整流出力
を平滑化して得られる整流平滑電圧を動作電源としてス
イッチング動作を行うするスイッチング回路と、直列共
振コンデンサ及び直列共振巻線により形成されてスイッ
チング手段のスイッチング出力が供給される直列共振回
路とを備えた電流共振形コンバータと、直列共振回路か
ら整流電流経路に対して帰還されたスイッチング出力に
基づいて力率改善を図るようにされた力率改善回路系と
を備えた力率改善コンバータ部を複数設けた上で、これ
ら複数の力率改善コンバータ部を、商用電源に対して並
列に接続して力率改善コンバータ回路を構成することと
した。

【００３４】上記構成によれば、１つの電源回路におい
て力率改善コンバータ回路系が複数個並列に設けられる
ことになるが、これにより、交流入力電流は各力率改善
コンバータ回路系に分岐して流れるようにされ、従って
各力率改善コンバータ回路系が総合負荷電力に対して分
担して対応する。このため、各力率改善コンバータ回路
は、総合負荷電力よりも軽い負荷に対応する回路構成及
び構造をとることが可能となる。

【００３５】

【発明の実施の形態】

第１の実施の形態図１は、本発明の実施の形態としての力率改善改善コン
バータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成例を示
す回路図とされ、図６及び図７と同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。

【００３６】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣとスイッチング電源部１間に対して、３組の
力率改善コンバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃが設け
られている。例えば力率改善コンバータ回路１０Ａにお
いては、商用交流電源ＡＣに対して４本の低速型ダイオ
ードにより形成されるブリッジ整流回路Ｄｉ₁ が接続さ
れて、商用交流電源ＡＣを全波整流する。そして、平滑
コンデンサＣｉと共に全波整流出力を整流平滑化する平
滑コンデンサＣｉと共に全波整流平滑回路を形成する。
従って、本実施の形態では平滑コンデンサＣｉは１つと
される。そして、他の力率改善コンバータ回路１０Ｂ、
１０Ｃにより、同様の整流平滑動作がブリッジ整流回路
Ｄｉ₂ 、Ｄｉ₃ により行われることで、本実施の形態と
しては入力された交流入力電圧のピークレベルに対応す
る整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。

【００３７】力率改善コンバータ回路１０Ａの整流出力
ラインには、フィルタチョークコイルＬ_N1及び高速リカ
バリ型ダイオードＤ₂ が直列に挿入される。高速リカバ
リ型ダイオードＤ₂ は、アノードがフィルタチョークコ
イルＬ_N1側と接続され、カソードが平滑コンデンサＣｉ
側に接続されている。この場合、共振用コンデンサＣ₂
は高速リカバリ型ダイオードＤ₂ に対して並列に設けら
れ、ノーマルモードのローパスフィルタを形成するフィ
ルタチョークコイルＬ_N1及びフィルタコンデンサＣ_N と
共に共振回路を形成するようにされているが、その作用
は、先に図６及び図７にて説明した共振用コンデンサＣ
₂ と同様とされ、例えば軽負荷時の整流平滑電圧Ｅｉの
上昇を抑制するようにされる。また、力率改善コンバー
タ回路１０Ａにおけるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆
動するための駆動回路系の構成は、先の図６、図７の構
成と同様とされることから説明を省略する。

【００３８】この場合、コンバータトランスＣＶＴに巻
装されて、直列共振コンデンサＣ₁と共に直列共振回路
を形成する一次巻線Ｎ₁ の一端は、上記直列共振コンデ
ンサＣ₁ を介して、フィルタチョークコイルＬ_N1と高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に対して接続され
る。この場合、一次巻線Ｎ₁ に得られたスイッチング出
力は直列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介して、
上記フィルタチョークコイルＬ_N1と高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ の接続点に印加されることになり、整流電流
経路に対してスイッチング電圧が重畳されることにな
る。このスイッチング電圧の重畳分により、本実施の形
態では高速リカバリ型ダイオードＤ₂ により整流電流を
スイッチング周期で断続する動作が得られることにな
り、このようにして断続された整流電流により平滑コン
デンサＣｉに対して充電が行われることで、以降は先に
図６及び図７で説明したと同様の作用によって、交流入
力電流Ｉ_ACの導通角が拡大されて力率改善が図られるこ
とになる。本実施の形態では、上述した力率改善コンバ
ータ回路１０Ａと同様の構成が、力率改善コンバータ回
路１０Ｂ、１０Ｃについて採られていることから、力率
改善コンバータ回路１０Ｂ、１０Ｃによっても上記と同
様のスイッチング動作及びこれに伴う力率改善動作が行
われる。

【００３９】図２は、上記図１に示した回路構成をとる
スイッチング電源回路の、交流入力電流の動作を示す波
形図とされ、この場合には交流入力電圧Ｖ_AC＝１００
Ｖ、負荷電力４５０Ｗの条件で、力率ＰＦ＝０．９５が
得られている場合の動作波形が示されている。例えば、
図２（ａ）に示す周期でＡＣ１００Ｖ（そのピークレベ
ルは１４０Ｖとされる）の交流入力電圧Ｖ_ACが入力され
ている場合、力率改善コンバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、
１０Ｃの各ブリッジ整流回路Ｄｉ₁ ，Ｄｉ₂ ，Ｄｉ₃ に
流れる交流入力電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ はそれぞれ、図２
（ｂ）〜（ｄ）に示す波形が得られることになる。この
場合、交流入力電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ は、５Ａのピーク
レベルとされていると共に、前述した力率改善コンバー
タ回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃの各々の力率改善作用に
よって、実際にはＰＦ＝０．９５程度の力率に対応して
その導通角が拡大されているものとされる。また、、交
流入力電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ を合成して得られることに
なる交流入力電流Ｉ_ACは、図２（ｅ）に示すように、１
５Ａのピークレベルとなる波形が得られていると共に、
その導通角は交流入力電流Ｉ₁ 、Ｉ₂ 、Ｉ₃ と同程度と
される。

【００４０】図２の波形図から分かるように、本実施の
形態では交流入力電流Ｉ_ACは、商用電源ＡＣに対して並
列に設けられた力率改善コンバータ回路１０Ａ、１０
Ｂ、１０Ｃに分岐して流れるようにされるが、これによ
り、本実施の形態では３つの力率改善コンバータ回路１
０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃにより電源回路の総合負荷電力を
３分割するように分担して負荷に対応するようにされ
る。

【００４１】具体的に、本実施の形態の電源回路が４５
０Ｗの総合負荷電力に対応するものとされる場合には、
力率改善コンバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃはそれ
ぞれ１５０Ｗの負荷電力に対応可能なように構成されれ
ばよいことになる。そして、力率改善コンバータ回路１
０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃについてそれぞれ負荷電力１５０
Ｗ対応として構成するとした場合には、例えばブリッジ
整流回路Ｄｉ₁ ，Ｄｉ₂ ，Ｄｉ₃ を形成する低速ダイオ
ードについては５Ａ／２００Ｖのものを用い、高速リカ
バリ型ダイオードＤ₂ には５Ａ／２００Ｖ、スイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ には８Ａ／２００Ｖ、平滑コンデンサ
Ｃｉには１０００μＦ／２００Ｖのものを用いることが
可能とされ、このように上記各部品素子について全て２
００Ｖの耐圧品を用いることができる。

【００４２】また、ノーマルモードのローパスフィルタ
を形成するフィルタチョークコイルＬ_N1には、図３に示
すようにフェライトビーズによる小型の円柱形状のコア
Ｃｒに対して、所要のインダクタンスに応じて折り曲げ
回数が設定されたリード線Ｒｄを挿入したものとして形
成され、図６及び図７に示したフィルタチョークコイル
Ｌ_N よりも更に小型なものとされる。また、本実施の形
態のフィルタコンデンサＣ_N としては０．４７μＦ／Ａ
Ｃ１５０Ｖの小型品を用いることができる。

【００４３】これに対して、先に図６に示した力率改善
コンバータ回路２０においては、高速リカバリ型の整流
ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂については１０Ａ／４００Ｖ、２
本の平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B については１０００
μＦ／２００Ｖ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ には４０
０Ｖ耐圧品が用いられる。また、フィルタチョークコイ
ルＬ_N にはＥＥ−２３のサイズのＥＥ型フェライトコア
により２００μＨのインダクタンスを得るように構成さ
れ、フィルタコンデンサＣ_N については２．２μＦ／Ａ
Ｃ１５０Ｖのものが用いられるようにされている。ま
た、図７の力率改善コンバータ回路２１においては、平
滑コンデンサＣｉ₁，Ｃｉ₂ については１０００μＦ／
２００Ｖ、平滑コンデンサＣｉ₃ ，Ｃｉ₄ については１
０００μＦ／４００Ｖのものが用いられ、整流ダイオー
ドＤ₂₁〜Ｄ₂₄については、それぞれ１０Ａ／４００Ｖの
高速リカバリ型が用いられる。また、スイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ は８００Ｖ耐圧品とされ、ノーマルモードの
フィルタとしては、フィルタチョークコイルＬ_N はＥＥ
−２８サイズのＥＥ型フェライトコアにより２００μＨ
のインダクタンスを得て、フィルタコンデンサＣ_N につ
いては４．７μＦ／ＡＣ１５０Ｖのものが用いられる。

【００４４】このように、本実施の形態と図６又は図７
に示した回路とを比較すると、上記各部品素子としては
本実施の形態のほうが、その耐圧特性、容量等が小さく
て済むことから、より小型で安価な部品素子を用いるこ
とができる。

【００４５】また、図６及び図７に示した回路では、高
速リカバリ型である２本又は４本の整流ダイオード（Ｄ
₁₁、Ｄ₁₂又はＤ₂₁〜Ｄ₂₄）の発熱が無視できないため
に、放熱板を設けていたが、本実施の形態では各力率改
善コンバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃに交流入力電
流が分岐して流れることで、ブリッジ整流回路Ｄｉ₁ ，
Ｄｉ₂ ，Ｄｉ₃ における損失による発熱も無視できる程
度に低減され、これらブリッジ整流回路に設けるべき放
熱板は不要となり、また、高速リカバリ型ダイオードＤ
₂ 及びスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の発熱量もそれだけ
抑えられることから、これらの各素子に対してはより小
サイズの放熱板で済ませることができる。

【００４６】本実施の形態の力率改善コンバータとして
は、これまで説明して来たように３組の力率改善改善コ
ンバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃが設けられるが、
上述のように各力率改善改善コンバータ回路１０Ａ、１
０Ｂ、１０Ｃにおいて、部品数の削減、小型化及び、安
価な部品の使用が可能となることにより、総合的にみた
場合には、力率改善コンバータ回路及び、これを備える
スイッチング電源回路の小型／軽量化及び低コスト化を
促進することが可能となる。

【００４７】また、本実施の形態ではスイッチング素子
についてより低耐圧品を選定することが可能とされるこ
とにより、蓄積時間Ｔｓ及び下降時間Ｔｆが短くなるた
めに、図６及び図７の場合よりもスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のスイッチング周波数を高く設定することが可
能とされるが、これによっても、例えばフィルムコンデ
ンサよりなる直列共振コンデンサＣ₁ 、共振用コンデン
サＣ₂ 、及び共振コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2などの容量も小
さくて済むために、より小型のものを選定することが可
能となる。また、コンバータトランスＣＶＴのサイズも
より小型とすることができる。なお、図１においては３
組の力率改善コンバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃが
備えられているが、実際に設けられるべき力率改善コン
バータ回路の組数は任意であり、実際の使用条件等に応
じて変更されてもよく、各部品の定数も実際に対応すべ
き負荷電力に応じて変更されて構わない。

【００４８】第２の実施の形態図４は、本発明の第２の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えた電源回路の構成例を示す回路図と
され、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す電源回路においては、２組の力率改
善整流回路１１Ａ、１１Ｂが設けられている。本実施の
形態では２組の力率改善整流回路１１Ａ、１１Ｂのブリ
ッジ整流回路Ｄｉ₁ ，Ｄｉ₂ の整流出力ラインに対し
て、共通にフィルタチョークコイルＬ_Nとフィルタコン
デンサＣ_N よりなるノーマルモードのローパスフィルタ
部ＬＰＦが１組設けられている。そして、力率改善整流
回路１１Ａにおいては、ブリッジ整流回路Ｄｉ₁ の出力
ラインと平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対してフィ
ルタチョークコイルＬ_N→高速リカバリ型ダイオードＤ₂
→磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ₂ が直列に挿
入される。また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ
₂ に対して共振用コンデンサＣ₂ が並列に設けられて、
上記二次巻線Ｎ₂ と共に並列共振回路を形成している。

【００４９】磁気結合トランスＭＣＴは、上記二次巻線
Ｎ₂ と一次巻線Ｎ₁ を、フェライトコア等によって磁気
的に密結合するように巻装して構成される。なお、力率
改善整流回路１１Ａにおいては、一次巻線Ｎ₁ を巻き上
げるようにして三次巻線Ｎ₃が巻装されている。この場
合、一次巻線Ｎ₁ の一端は、直列共振コンデンサＣ₁ 及
びドライブトランスＰＲＴの共振電流検出巻線Ｎ_D を介
してスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング出力点
と接続されると共に、他端は一次側アースに接地され
て、スイッチング出力が得られるようにされている。

【００５０】ドライブトランスＰＲＴは、スイッチング
素子を駆動すると共にスイッチング周波数を可変するた
めに設けられるものであり、この場合には駆動巻線
Ｎ_B1、Ｎ_B2、共振電流検出巻線Ｎ_D に対して、その巻回
方向が直交するように巻回された制御巻線Ｎ_C を備えた
可飽和リアクトルとして構成される。

【００５１】トランジスタＱ₁₀は、制御巻線Ｎ_C に対し
て制御電流を供給するための増幅器として設けられる。
この場合、トランジスタＱ₁₀のベースは、整流平滑電圧
Ｅｉのラインと一次側アース間に対して直列に挿入され
た分圧抵抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂の分圧点と接続されて、整流平滑
電圧Ｅｉのレベルに応じた直流電流が供給される。ま
た、コンバータトランスＣＶＴの三次巻線Ｎ₂ は、スイ
ッチングコンバータのスイッチング動作により交番電圧
が発生するが、上記三次巻線Ｎ₃ に対しては接続された
整流ダイオードＤ₃ 、平滑コンデンサＣ₃ からなる半波
整流回路及び抵抗Ｒ₃ 及びツェナーダイオードＺＤ₁ か
らなる定電圧回路によって所定レベルの直流電圧が生成
される。この直流電圧は、トランジスタＱ₁₀の動作電源
として、力率改善コンバータ回路１１Ａ、１２Ａの制御
巻線Ｎ_C 、Ｎ_C の直列接続を介してトランジスタＱ₁₀の
コレクタに供給される。トランジスタＱ₁₀のエミッタは
抵抗Ｒ₁₃を介して一次側アースに接地される。なお、ド
ライブトランスＰＲＴによる制御動作については後述す
る。

【００５２】このように、本実施の形態は電源回路に対
して２組の力率改善コンバータ回路１１Ａ、１１Ｂが設
けられており、これら力率改善コンバータ回路１１Ａ、
１１Ｂを構成する回路部位のうち、ノーマルモードのロ
ーパスフィルタ（Ｌ_N 、Ｃ_N）、及び制御巻線Ｎ_C に制
御電流を供給するための、トランジスタＱ₁₀を備えてな
る制御回路系は１組とされて、共通に設けられた構成が
採られている。

【００５３】本実施の形態のように磁気結合トランスＭ
ＣＴを備えてなるが力率改善回路系の動作は次のように
なる。この場合には、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｎ₁ に対してスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチ
ング出力が供給されてスイッチング周期の電圧（スイッ
チング電圧）が発生される。この一次巻線Ｎ₁ に得られ
たスイッチング電圧は磁気結合トランスＭＣＴの磁気結
合を介して二次巻線Ｎ₂ に伝送される。二次巻線Ｎ₂ は
ブリッジ整流回路Ｄｉ₁ の整流出力ラインに直列に挿入
されており、これによって、例えば力率改善コンバータ
回路１１Ａであれば、ブリッジ整流回路Ｄｉ₁ の整流電
流経路にスイッチング電圧が重畳されることになる。こ
のようにして整流出力電圧に重畳されたスイッチング電
圧の重畳分によって高速リカバリ型ダイオードＤ₂ は整
流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られるこ
とになり、以降は図１の実施の形態の場合と同様の作用
によって力率改善が図られることになる。また、磁気結
合トランスの二次巻線Ｎ₂ と並列接続される共振用コン
デンサＣ₂ は、二次巻線Ｎ₂ と共に並列共振回路を形成
することによって、先の実施の形態にて説明した共振用
コンデンサＣ₂ と同様の作用を有するようにされる。

【００５４】また、これまで説明して来た力率改善コン
バータ回路のように、電流共振形コンバータのスイッチ
ング出力を整流経路に帰還するように構成された力率改
善コンバータにおいては、仮にスイッチング周波数が固
定されていると、入力される交流入力電圧が上昇するの
に従って、力率特性が低下することが分かっている。そ
こで、ドライブトランスＰＲＴにより電流共振形コンバ
ータのスイッチング周波数を可変することによって、入
力される交流入力電圧レベルに対して力率がほぼ一定と
なるように制御可能に構成されている。

【００５５】例えば、この図に示す電源回路の商用交流
電源に入力される交流入力電圧Ｖ_ACが上昇したように変
化したとすると、これに対応して整流平滑電圧Ｅｉも上
昇することから、整流平滑電圧Ｅｉから分圧抵抗Ｒ₁₁を
介してトランジスタＱ₁₀のベースに供給されるベース電
流が増加する。これによりトランジスタＱ₁₀は、コレク
タ電流レベルを大きくするように動作することから、コ
レクタに接続された制御巻線Ｎ_C には、上記コレクタ電
流が制御電流として流れることになる。つまり、交流入
力電圧レベルが上昇するのに応じて制御巻線Ｎ_C に流れ
る制御電流のレベルが大きくなるように制御される。ド
ライブトランスＰＲＴでは、上記のように制御電流Ｉ_S
のレベルが大きくなることにより、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2
のインダクタンスを小さくする。これにより、駆動巻線
Ｎ_B1と共振コンデンサＣ_B1、及び駆動巻線Ｎ_B2と共振コ
ンデンサＣ_B2により形成される２組の自励発振駆動回路
の共振周波数を低下させ、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂
のスイッチング周波数を高くするように制御することに
なる。この場合、直列共振回路の共振周波数に対してス
イッチング周波数が変化することになるが、これによっ
て直列共振回路に供給されるスイッチング出力の帰還量
が変化して、この場合には力率改善を高めるように制御
されることになる。本実施の形態においては、上述した
磁気結合トランスの磁気結合による力率改善動作と、ド
ライブトランスＰＲＴによる力率制御が、力率改善コン
バータ回路１１Ａ、１１Ｂの両者において行われるもの
である。

【００５６】そして、このように構成された場合にも、
先の実施の形態と同様に、複数組の力率改善コンバータ
回路（１１Ａ、１１Ｂ）によって総合負荷電力に対応す
るようにされるために、先の実施の形態と同様に力率改
善コンバータ回路を備えた電源回路の小型／軽量化及び
低コストかの促進を実現することができる。なお、この
場合にはノーマルモードのローパスフィルタＬＰＦは、
力率改善コンバータ回路１１Ａ、１１Ｂに共通に設けら
れているが、図６及び図７の場合と異なり、ブリッジ整
流回路の出力側に設けられていると共に、平滑コンデン
サＣｉを介して接地された接続形態とされていることか
ら、この場合にもフィルタチョークコイルＬ_N 及びフィ
ルタコンデンサＣ_N の両者について小型で安価なものを
選定することができる。また、本実施の形態においても
実際に設けられるべき力率改善コンバータ回路の組み数
は実際の使用条件に応じて設定されればよい。

【００５７】第３の実施の形態図５は、本発明の第３に実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図とされ、この場合には２組の力率改善コンバー
タ回路１２Ａ、１２Ｂが設けられている。なお、本実施
の形態においても実際に設けられるべき力率改善コンバ
ータ回路の組み数は実際の使用条件に応じて設定され
る。この図に示すスイッチング電源回路においては１組
のブリッジ整流回路Ｄｉ₁が、力率改善コンバータ回路
１２Ａ、１２Ｂに対して共通に設けられている。また、
フィルタチョークコイルＬ_N1及びフィルタコンデンサＣ
_N よりなるノーマルモードのローパスフィルタは、図１
の場合と同様に力率改善コンバータ回路１１Ａ、１１Ｂ
ごとに設けられており、この場合には、例えばフィルタ
チョークコイルＬ_N1については、図３に示したリードイ
ンダクタを用いることができる。

【００５８】本実施の形態の力率改善コンバータ回路１
２Ａ、１２Ｂにおいては、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチン
グ素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂がハーフブリッジ結合されて備えられ
ている。この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子
Ｑ₁₁のドレインが平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続
され、ソースはスイッチング素子Ｑ₁₂のドレインと接続
される。スイッチング素子Ｑ₁₂のソースは一次側アース
に接地される。

【００５９】ここで、力率改善コンバータ回路１２Ａ、
１２Ｂにおいては、発振ドライブ回路３が設けられてお
り、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂にスイッチング駆動用
のゲート電圧を印加し、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を
他励式により駆動する。力率改善コンバータ回路１２Ａ
側に設けられるスタート回路４は、電源投入時において
整流平滑電圧Ｅｉのラインに得られた電圧又は電流を入
力して起動電力として、力率改善コンバータ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給する。また起動後の通常動作時には、
力率改善コンバータ回路１２ＡのコンバータトランスＣ
ＶＴの三次巻線Ｎ₃ 、整流ダイオードＤ₃ 、平滑コンデ
ンサＣ₃ よりなる半波整流回路と抵抗Ｒ₃ 及びツェナー
ダイオードＺＤ₁ よりなる定電圧回路から供給される低
圧直流電圧が動作電源として、スタート回路４を介して
発振ドライブ回路３、３に供給される。また、力率改善
コンバータ回路１２Ａに設けられる制御回路２は、抵抗
Ｒ₁₁、Ｒ₁₂により分圧された整流平滑電圧Ｅｉを入力
し、内部の基準電圧と比較した誤差に基づいて制御信号
を力率改善コンバータ回路１２Ａ、１２Ｂの発振ドライ
ブ回路３、３に供給する。発振ドライブ回路３、３で
は、上記制御信号に基づいてスイッチング周波数を可変
制御するように構成されており、これによって、図４に
て説明したドライブトランスＰＲＴの作用と同様に、交
流入力電圧及び負荷変動等に対して力率をほぼ一定に保
つように制御することになる。

【００６０】このように、本実施の形態の力率改善コン
バータ回路１２Ａ、１２Ｂでは、他励式によりＭＯＳ−
ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を駆動する構成が
採られており、また、スタート回路４及び制御回路２な
どの回路系は１組とされて、複数の力率改善コンバータ
回路（１２Ａ、１２Ｂ）に対して共通に利用可能なよう
に、力率改善コンバータ回路１２Ａに対して設けられ
る。そして、本実施の形態に示すような構成とされて
も、上記各実施の形態にて説明したのと同様の効果が得
られ、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に
ついても低耐圧品を使用することが可能とされること
で、オン抵抗と下降時間Ｔｆが小さくなるために、スイ
ッチング周波数をより高く設定することが可能とされ
る。

【００６１】なお、本発明の力率改善コンバータ回路と
しては、電源回路に対して備えられる力率改善コンバー
タ回路の組数はこれまで述べてきたように、実際の使用
条件に応じて変更されるものである。例えば上記各実施
の形態として示した力率改善コンバータ回路の場合、１
組の力率改善コンバータ回路の対応負荷電力は、例えば
ＡＣ１００Ｖ系の場合には１００Ｗ〜１５０Ｗとされ、
ＡＣ２００Ｖの場合には２００〜３００Ｗ程度に対応す
る構成とすることが適当とされる。そして、商用電源に
対して並列に接続する力率改善コンバータ回路の組数を
増加することにより、例えば数キロＷオーダーの大電力
対応の力率改善コンバータを構築することも容易に可能
となり、この場合にも例えば従来から知られているアク
ティブフィルタと比較して、高性能で低ノイズ、低コス
トが実現される。

【００６２】また、本発明はこれまで説明してきた上記
各実施の形態の回路構成に限定されるものではなく、例
えば上記各実施の形態として示した以外の、力率改善コ
ンバータとしてのハーフブリッジ／フルブリッジ結合方
式、整流方式、及び力率改善方式の組み合わせによっ
て、本発明としての力率改善コンバータ回路を構成する
ことが可能である。また、上記各実施の形態に示すスイ
ッチング電源部１としては、ＰＷＭ方式によるフライバ
ックコンバータあるいはフォワードコンバータ等のほ
か、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）をはじめ
とする他の方式による各種タイプのスイッチングコンバ
ータが用いられても構わないことはいうまでもないが、
スイッチング動作の電流波形もしくは電圧波形が矩形波
となるスイッチングコンバータが接続される場合に適用
して好適とされる。また、先に本出願人により上記各実
施の形態に示す回路構成以外で、電流共振形コンバータ
のスイッチング出力を整流電流経路に帰還することによ
り力率改善を図るスイッチング電源回路が各種提案され
ているが、これらの発明の構成を本発明の力率改善コン
バータ回路の構成として適用することも可能とされる。

【００６３】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、商用電源
に対して力率改善コンバータ回路系を複数並列に接続し
て設けて、総合負荷電力に対応するように構成したた
め、１組ごとの力率改善コンバータ回路系の対応可能な
負荷電力は、総合負荷電力よりもはるかに少なくて済む
ことになる。従って、１組ごとの力率改善コンバータ回
路系には、より小型で安価な部品を選定して形成するこ
とが可能となり、また、部品素子数の削減、放熱板の省
略及び小サイズ化に加え、スイッチング周波数の高周波
化が図られる。これによって、力率改善コンバータ回路
及び本発明の力率改善コンバータ回路を備えた電源回路
の小型／軽量化及び低コスト化を促進することが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図である。

【図２】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の交流
入力電流を示す動作波形である。

【図３】本実施の形態の力率改善コンバータ回路に備え
られるフィルタチョークコイルの一例を示す斜視図とさ
れる。

【図４】第２の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図５】第３の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図６】先行技術としての力率改善コンバータ回路を備
えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。

【図７】先行技術としての力率改善コンバータ回路を備
えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。

【図８】図７に示す力率改善コンバータ回路の４倍電圧
整流回路の動作を説明するための回路図とされる。

【符号の説明】

１スイッチング電源部、２制御回路、３発振ドラ
イブ回路、４スタート回路、１０Ａ，１０Ｂ，１０
Ｃ，１１Ａ，１１Ｂ，１２Ａ，１２Ｂ力率改善コンバ
ータ回路、Ｄｉ₁ ，Ｄｉ₂ ，Ｄｉ₃ ブリッジ整流回
路、Ｃｉ平滑コンデンサ、ＣＶＴコンバータトラン
ス、ＰＲＴドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂，Ｑ₁₁，Ｑ
₁₂ スイッチング素子、Ｃ₁ 直列共振コンデンサ、Ｎ
₁ 一次巻線、ＭＣＴ磁気結合トランス、Ｌ_N フィ
ルタチョークコイル、Ｃ_N フィルタコンデンサ、Ｃ₂
共振用コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、上記整流手段の整流出力を平滑化して得られる整流平滑
電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うするスイ
ッチング手段と、直列共振コンデンサ及び直列共振巻線
により形成され、上記スイッチング手段のスイッチング
出力が供給される直列共振回路とを備えた電流共振形コ
ンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段とを備えた力率改善コンバータ手段が複
数設けられ、上記複数の力率改善コンバータ手段は、商用電源に対し
て並列に接続されていることを特徴とする力率改善コン
バータ回路。
【請求項２】上記力率改善手段は、上記整流手段の出力に対して設けられるフィルタチョー
ク及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのロ
ーパスフィルタと、整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子と、少なくとも上記直列共振巻線が巻装されるコンバータト
ランスとを備え、上記直列共振回路は、上記直列共振巻線に得られたスイ
ッチング出力を上記直列共振コンデンサの静電容量結合
を介して整流電流経路に対して印加するようにして設け
られていることを特徴とする請求項１に記載の力率改善
コンバータ回路。
【請求項３】上記力率改善手段は、整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョーク及
びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
スフィルタと、整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子と、少なくとも、上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列
に挿入される重畳巻線とを互いに磁気的に密結合して形
成される磁気結合トランスを備えて構成されていること
を特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項４】入力される交流入力電圧レベルの変化に
対して、力率がほぼ一定となるように制御を行う力率制
御手段を備えて構成されていることを特徴とする請求項
１に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項５】上記整流手段は１組とされて、上記複数
の力率改善コンバータ手段に対して共通に設けられるこ
とを特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項６】上記スイッチング手段は、スイッチング
素子を自励式により駆動する自励発振回路を備えて構成
されていることを特徴とする請求項１に記載の力率改善
コンバータ回路。
【請求項７】上記スイッチング手段は、電圧制御型に
よるスイッチング素子と、該スイッチング素子を他励式
により駆動する駆動制御手段を備えて構成されているこ
とを特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
路。