JPH09261961A - 力率改善コンバータ回路 - Google Patents
力率改善コンバータ回路Info
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- JPH09261961A JPH09261961A JP8087098A JP8709896A JPH09261961A JP H09261961 A JPH09261961 A JP H09261961A JP 8087098 A JP8087098 A JP 8087098A JP 8709896 A JP8709896 A JP 8709896A JP H09261961 A JPH09261961 A JP H09261961A
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- circuit
- switching
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 特に重負荷に対応する電流共振形の力率改善
コンバータ回路の小型/軽量化、及び低コスト化を図
る。 【解決手段】 ハーフブリッジ結合されたスイッチング
素子Q1 、Q2 を備えた電流共振形コンバータのスイッ
チング出力を、直列共振回路(N1 、C1 )を介して整
流出力ラインに重畳するようにして力率改善を図る、3
組の力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cを
商用電源ACに対して並列に接続するようにして設け、
これにより交流入力電流IACが力率改善コンバータ回路
10A、10B、10Cのブリッジ整流回路Di1 ,D
i2 ,Di3 に分岐して流れるようにして、総合負荷電
力を各力率改善コンバータ回路により分担して対応する
ように構成する
コンバータ回路の小型/軽量化、及び低コスト化を図
る。 【解決手段】 ハーフブリッジ結合されたスイッチング
素子Q1 、Q2 を備えた電流共振形コンバータのスイッ
チング出力を、直列共振回路(N1 、C1 )を介して整
流出力ラインに重畳するようにして力率改善を図る、3
組の力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cを
商用電源ACに対して並列に接続するようにして設け、
これにより交流入力電流IACが力率改善コンバータ回路
10A、10B、10Cのブリッジ整流回路Di1 ,D
i2 ,Di3 に分岐して流れるようにして、総合負荷電
力を各力率改善コンバータ回路により分担して対応する
ように構成する
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タ回路に関わり、特に重負荷の条件に対応する力率改善
コンバータ回路に適用して好適とされる
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タ回路に関わり、特に重負荷の条件に対応する力率改善
コンバータ回路に適用して好適とされる
【0002】
【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。
【0003】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。
【0004】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
PWM制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を1に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られており、相当の重負荷にも対応することが可能と
されている。ただし、このようなアクティブフィルタ
は、高EMI対策のための部品の増加/大型化などによ
って回路規模の拡大、高コストなど要因を多く抱えてい
ることから、電源回路の小型化及び低コスト化の観点か
らは不利となる。また、アクティブフィルタにおける電
力損失が比較的大きいことも知られている。
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
PWM制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を1に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られており、相当の重負荷にも対応することが可能と
されている。ただし、このようなアクティブフィルタ
は、高EMI対策のための部品の増加/大型化などによ
って回路規模の拡大、高コストなど要因を多く抱えてい
ることから、電源回路の小型化及び低コスト化の観点か
らは不利となる。また、アクティブフィルタにおける電
力損失が比較的大きいことも知られている。
【0005】そこで先に本出願人により、電流共振形コ
ンバータを用いて整流出力をスイッチングし、これによ
って交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るよ
うに構成された力率改善コンバータ回路が各種提案され
ている。このような電流共振形コンバータによる力率改
善コンバータ回路では、力率改善コンバータのスイッチ
ング動作が電流共振形とされることで低ノイズ化が実現
されると共に回路規模も小さくて済み、これに伴って低
コスト化を図ることも可能とされる。また、電力損失も
大幅に低減されて電力変換効率も向上される。
ンバータを用いて整流出力をスイッチングし、これによ
って交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るよ
うに構成された力率改善コンバータ回路が各種提案され
ている。このような電流共振形コンバータによる力率改
善コンバータ回路では、力率改善コンバータのスイッチ
ング動作が電流共振形とされることで低ノイズ化が実現
されると共に回路規模も小さくて済み、これに伴って低
コスト化を図ることも可能とされる。また、電力損失も
大幅に低減されて電力変換効率も向上される。
【0006】図6は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成することのできる力率改善コンバータ
回路を備えて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図とされる。この図に示す力率改善コンバータ
回路は倍電圧整流回路を備えており、交流入力電圧レベ
ルの略2倍の整流平滑電圧を動作電源として得るように
されている。これによって、例えば交流入力電圧がAC
100V系で300W程度の重負荷の条件に対応可能に
構成されている。
明に基づいて構成することのできる力率改善コンバータ
回路を備えて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図とされる。この図に示す力率改善コンバータ
回路は倍電圧整流回路を備えており、交流入力電圧レベ
ルの略2倍の整流平滑電圧を動作電源として得るように
されている。これによって、例えば交流入力電圧がAC
100V系で300W程度の重負荷の条件に対応可能に
構成されている。
【0007】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ACに対してコモンモードのノイズを除去するノ
イズフィルタとして、コモンモードチョークコイルCM
CとアクロスコンデンサCL が設けられている。力率改
善コンバータ回路20は、商用交流電源ACと直列接続
された平滑コンデンサCiA −CiB よりなる平滑回路
間に対して設けられて、平滑回路と共に倍電圧整流を行
う。そして、倍電圧整流により得られた整流平滑電圧を
動作電源として、後述するようにして力率改善を図る。
流電源ACに対してコモンモードのノイズを除去するノ
イズフィルタとして、コモンモードチョークコイルCM
CとアクロスコンデンサCL が設けられている。力率改
善コンバータ回路20は、商用交流電源ACと直列接続
された平滑コンデンサCiA −CiB よりなる平滑回路
間に対して設けられて、平滑回路と共に倍電圧整流を行
う。そして、倍電圧整流により得られた整流平滑電圧を
動作電源として、後述するようにして力率改善を図る。
【0008】スイッチング電源部1は、平滑コンデンサ
CiA −CiB の両端に得られる整流平滑電圧を入力し
てスイッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧E
1 、E2 を出力するDC−DCコンバータとされ、例え
ばこの場合には、PWM方式により定電圧化制御を行う
スイッチングコンバータが備えられているものとされ
る。
CiA −CiB の両端に得られる整流平滑電圧を入力し
てスイッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧E
1 、E2 を出力するDC−DCコンバータとされ、例え
ばこの場合には、PWM方式により定電圧化制御を行う
スイッチングコンバータが備えられているものとされ
る。
【0009】力率改善コンバータ回路20においては商
用交流電源ACの正極ラインに直列にフィルタチョーク
コイルLN が挿入されており、フィルタコンデンサCN
は図のように商用交流電源ACの両極ラインに並列に挿
入されて、これらインピーダンス素子によりノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成する。
用交流電源ACの正極ラインに直列にフィルタチョーク
コイルLN が挿入されており、フィルタコンデンサCN
は図のように商用交流電源ACの両極ラインに並列に挿
入されて、これらインピーダンス素子によりノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成する。
【0010】整流ダイオードD11,D12は倍電圧整流回
路を形成するものとされ、整流ダイオードD11のカソー
ドは、商用交流電源ACの正極ラインに対して、フィル
タチョークコイルLN を介して接続され、アノードは一
次側アースに接地される。整流ダイオードD12のアノー
ドは整流ダイオードD11のカソードと接続され、そのカ
ソードは平滑コンデンサCiA の正極端子と接続され
る。この場合、整流ダイオードD11,D12は、スイッチ
ング周期で断続される整流電流が流れることに対応して
高速リカバリ型とされている。また、整流ダイオードD
11,D12には、それぞれ共振用コンデンサC2 、C2が
並列に接続されているが、その作用については後述す
る。
路を形成するものとされ、整流ダイオードD11のカソー
ドは、商用交流電源ACの正極ラインに対して、フィル
タチョークコイルLN を介して接続され、アノードは一
次側アースに接地される。整流ダイオードD12のアノー
ドは整流ダイオードD11のカソードと接続され、そのカ
ソードは平滑コンデンサCiA の正極端子と接続され
る。この場合、整流ダイオードD11,D12は、スイッチ
ング周期で断続される整流電流が流れることに対応して
高速リカバリ型とされている。また、整流ダイオードD
11,D12には、それぞれ共振用コンデンサC2 、C2が
並列に接続されているが、その作用については後述す
る。
【0011】この場合、力率改善コンバータ回路20に
対して設けられる平滑回路は、平滑コンデンサCiA ,
CiB を直列に接続し、整流平滑ラインと一次側アース
間に対して挿入されるようにして設けられる。この直列
接続された平滑コンデンサCiA −CiB の接続点は商
用交流電源ACの負極ラインに対して接続される。
対して設けられる平滑回路は、平滑コンデンサCiA ,
CiB を直列に接続し、整流平滑ラインと一次側アース
間に対して挿入されるようにして設けられる。この直列
接続された平滑コンデンサCiA −CiB の接続点は商
用交流電源ACの負極ラインに対して接続される。
【0012】この力率改善コンバータ回路20において
は、上記のような接続形態により倍電圧整流回路が形成
されるが、その倍電圧整流動作は次のようになる。例え
ば、商用電源ACに供給された交流入力電圧VACが正の
期間では、整流電流は[商用交流電源AC→コモンモー
ドチョークコイルCMCの巻線Na→フィルタチョーク
コイルLN →整流ダイオードD12→平滑コンデンサCi
A →コモンモードチョークコイルCMCの巻線Nb→商
用交流電源AC]の経路で流れ、整流ダイオードD12の
整流出力によって平滑コンデンサCiA に充電する動作
となる。従って、平滑コンデンサCiA の両端には、図
に示すように、交流入力電圧レベルに対応するEiのレ
ベルの整流平滑電圧が得られる。
は、上記のような接続形態により倍電圧整流回路が形成
されるが、その倍電圧整流動作は次のようになる。例え
ば、商用電源ACに供給された交流入力電圧VACが正の
期間では、整流電流は[商用交流電源AC→コモンモー
ドチョークコイルCMCの巻線Na→フィルタチョーク
コイルLN →整流ダイオードD12→平滑コンデンサCi
A →コモンモードチョークコイルCMCの巻線Nb→商
用交流電源AC]の経路で流れ、整流ダイオードD12の
整流出力によって平滑コンデンサCiA に充電する動作
となる。従って、平滑コンデンサCiA の両端には、図
に示すように、交流入力電圧レベルに対応するEiのレ
ベルの整流平滑電圧が得られる。
【0013】一方、交流入力電圧VACが負の期間は、整
流電流は[商用交流電源AC→巻線Nb→平滑コンデン
サCiB →整流ダイオードD11→フィルタチョークコイ
ルLN →巻線Na→商用交流電源AC]の経路で流れ、
整流ダイオードD11の整流出力を平滑コンデンサCiB
に充電する動作となり、平滑コンデンサCiB の両端に
もEiのレベルの整流平滑電圧が得られる。このような
平滑コンデンサCiA ,CiB に対するそれぞれ正期
間、負期間の充電動作が行われる結果、直列接続された
平滑コンデンサCiA −CiB の両端に得られる総合的
な整流平滑電圧としては2Eiとなり、交流入力電圧V
ACをAC100系とした場合、そのピークレベルのほぼ
倍の200V系の整流平滑電圧が得られる倍電圧整流動
作となる。
流電流は[商用交流電源AC→巻線Nb→平滑コンデン
サCiB →整流ダイオードD11→フィルタチョークコイ
ルLN →巻線Na→商用交流電源AC]の経路で流れ、
整流ダイオードD11の整流出力を平滑コンデンサCiB
に充電する動作となり、平滑コンデンサCiB の両端に
もEiのレベルの整流平滑電圧が得られる。このような
平滑コンデンサCiA ,CiB に対するそれぞれ正期
間、負期間の充電動作が行われる結果、直列接続された
平滑コンデンサCiA −CiB の両端に得られる総合的
な整流平滑電圧としては2Eiとなり、交流入力電圧V
ACをAC100系とした場合、そのピークレベルのほぼ
倍の200V系の整流平滑電圧が得られる倍電圧整流動
作となる。
【0014】この力率改善コンバータ20においては、
上記200V系の整流平滑電圧を動作電源とする自励式
の電流共振形コンバータが備えられている。この電流共
振形コンバータとしては、図のようにハーフブリッジ結
合された2つのバイポーラトランジスタによるスイッチ
ング素子Q1 、Q2 が備えられ、整流平滑電圧2Eiを
動作電源としてスイッチング動作を行う。この場合、ス
イッチング素子Q1 のコレクタが平滑コンデンサCiの
正極端子と接続され、エミッタはスイッチング素子Q2
のコレクタと接続される。スイッチング素子Q2 のエミ
ッタは一次側アースに接地される。また、スイッチング
素子Q1 、Q2 の各コレクタ−ベース間には、それぞれ
起動抵抗RS1、RS2が挿入され、抵抗RB1、RB2により
スイッチング素子Q1 、Q2 のベース電流(ドライブ電
流)を調整する。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の
各ベース−エミッタ間にはそれぞれスイッチングオフ時
のクランプ電流を流すためのクランプダイオードDB1、
DB2が挿入される。そして、共振コンデンサCB1、CB2
は次に説明するドライブトランスPRTの駆動巻線
NB1、NB2と共に、スイッチング素子を自励発振駆動す
るための直列共振回路を形成している。また、スイッチ
ング素子Q1 、Q2 の各コレクタ−エミッタ間にはそれ
ぞれコンデンサCC1、CC2が並列に接続されて、矩形波
となるスイッチング素子Q1 、Q2 のスイッチング電圧
の立ち上がり/立ち下がり期間に傾きを与え、スイッチ
ングノイズを抑制するようにしている。
上記200V系の整流平滑電圧を動作電源とする自励式
の電流共振形コンバータが備えられている。この電流共
振形コンバータとしては、図のようにハーフブリッジ結
合された2つのバイポーラトランジスタによるスイッチ
ング素子Q1 、Q2 が備えられ、整流平滑電圧2Eiを
動作電源としてスイッチング動作を行う。この場合、ス
イッチング素子Q1 のコレクタが平滑コンデンサCiの
正極端子と接続され、エミッタはスイッチング素子Q2
のコレクタと接続される。スイッチング素子Q2 のエミ
ッタは一次側アースに接地される。また、スイッチング
素子Q1 、Q2 の各コレクタ−ベース間には、それぞれ
起動抵抗RS1、RS2が挿入され、抵抗RB1、RB2により
スイッチング素子Q1 、Q2 のベース電流(ドライブ電
流)を調整する。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の
各ベース−エミッタ間にはそれぞれスイッチングオフ時
のクランプ電流を流すためのクランプダイオードDB1、
DB2が挿入される。そして、共振コンデンサCB1、CB2
は次に説明するドライブトランスPRTの駆動巻線
NB1、NB2と共に、スイッチング素子を自励発振駆動す
るための直列共振回路を形成している。また、スイッチ
ング素子Q1 、Q2 の各コレクタ−エミッタ間にはそれ
ぞれコンデンサCC1、CC2が並列に接続されて、矩形波
となるスイッチング素子Q1 、Q2 のスイッチング電圧
の立ち上がり/立ち下がり期間に傾きを与え、スイッチ
ングノイズを抑制するようにしている。
【0015】コンバータトランスCVTは、スイッチン
グ素子Q1 、Q2 を駆動するために設けられており、一
次巻線N1 と駆動巻線NB1、NB2が巻装されて構成され
る。駆動巻線NB1は、その一端が抵抗RB1−共振コンデ
ンサCB1を介してスイッチング素子Q1 のベースと接続
され、他端はスイッチング素子Q1 のエミッタに接続さ
れる。また、駆動巻線NB2の一端はアースに接地される
と共に、他端は抵抗RB2−共振コンデンサCB2を介して
スイッチング素子Q2 のベースと接続されており、駆動
巻線NB1とは逆の極性の電圧が出力されるようにされて
いる。また、一次巻線N1 の一端は、スイッチング素子
Q1 のエミッタとスイッチング素子Q2 のコレクタの接
続点(スイッチング出力点)と接続されて、その他端は
直列共振コンデンサC1 を介してフィルタチョークコイ
ルLN と整流ダイオードD11、D12の接続点と接続され
る。上記接続形態によると、コンバータトランスCVT
の一次巻線N1 と直列共振コンデンサC1 は直列に接続
されることになるが、一次巻線N1 のインダクタンス成
分と直列共振コンデンサC1 のキャパシタンスとによっ
て、このスイッチングコンバータを電流共振形とするた
めの直列共振回路を形成するようにされている。そし
て、この直列共振回路に対してスイッチング素子Q1 、
Q2 のスイッチング動作により得られるスイッチング出
力が供給されると共に、このスイッチング出力を、フィ
ルタチョークコイルLN と整流ダイオードD11、D12の
接続点に印加するようにされる。
グ素子Q1 、Q2 を駆動するために設けられており、一
次巻線N1 と駆動巻線NB1、NB2が巻装されて構成され
る。駆動巻線NB1は、その一端が抵抗RB1−共振コンデ
ンサCB1を介してスイッチング素子Q1 のベースと接続
され、他端はスイッチング素子Q1 のエミッタに接続さ
れる。また、駆動巻線NB2の一端はアースに接地される
と共に、他端は抵抗RB2−共振コンデンサCB2を介して
スイッチング素子Q2 のベースと接続されており、駆動
巻線NB1とは逆の極性の電圧が出力されるようにされて
いる。また、一次巻線N1 の一端は、スイッチング素子
Q1 のエミッタとスイッチング素子Q2 のコレクタの接
続点(スイッチング出力点)と接続されて、その他端は
直列共振コンデンサC1 を介してフィルタチョークコイ
ルLN と整流ダイオードD11、D12の接続点と接続され
る。上記接続形態によると、コンバータトランスCVT
の一次巻線N1 と直列共振コンデンサC1 は直列に接続
されることになるが、一次巻線N1 のインダクタンス成
分と直列共振コンデンサC1 のキャパシタンスとによっ
て、このスイッチングコンバータを電流共振形とするた
めの直列共振回路を形成するようにされている。そし
て、この直列共振回路に対してスイッチング素子Q1 、
Q2 のスイッチング動作により得られるスイッチング出
力が供給されると共に、このスイッチング出力を、フィ
ルタチョークコイルLN と整流ダイオードD11、D12の
接続点に印加するようにされる。
【0016】力率改善コンバータ部20は上記のように
して構成されるが、その電流共振形コンバータのスイッ
チング動作としては次のようになる。先ず商用交流電源
が投入されると、例えば起動抵抗RS1、RS2を介してス
イッチング素子Q1 、Q2 のベースにベース電流が供給
されることになるが、例えばスイッチング素子Q1 が先
にオンとなったとすれば、スイッチング素子Q2 はオフ
となるように制御される。そしてスイッチング素子Q1
の出力として、共振電流検出巻線ND →一次巻線N1 →
直列共振コンデンサC1 に共振電流が流れるが、この共
振電流が0となる近傍でスイッチング素子Q2 がオン、
スイッチング素子Q1 がオフとなるように制御される。
そして、スイッチング素子Q2 を介して先とは逆方向の
共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Q1 、Q2
が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始さ
れる。このように、整流平滑電圧を動作電源としてスイ
ッチング素子Q1 、Q2 が交互に開閉を繰り返すことに
よって、コンバータトランスCVTの一次側巻線N1に
共振電流波形に近いドライブ電流を供給する。
して構成されるが、その電流共振形コンバータのスイッ
チング動作としては次のようになる。先ず商用交流電源
が投入されると、例えば起動抵抗RS1、RS2を介してス
イッチング素子Q1 、Q2 のベースにベース電流が供給
されることになるが、例えばスイッチング素子Q1 が先
にオンとなったとすれば、スイッチング素子Q2 はオフ
となるように制御される。そしてスイッチング素子Q1
の出力として、共振電流検出巻線ND →一次巻線N1 →
直列共振コンデンサC1 に共振電流が流れるが、この共
振電流が0となる近傍でスイッチング素子Q2 がオン、
スイッチング素子Q1 がオフとなるように制御される。
そして、スイッチング素子Q2 を介して先とは逆方向の
共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Q1 、Q2
が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始さ
れる。このように、整流平滑電圧を動作電源としてスイ
ッチング素子Q1 、Q2 が交互に開閉を繰り返すことに
よって、コンバータトランスCVTの一次側巻線N1に
共振電流波形に近いドライブ電流を供給する。
【0017】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部20における力率改善動作としては次のようにな
る。上述のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ動作が行われると、そのスイッチング出力はコンバー
タトランスCVTの一次巻線N1 に供給される。そし
て、コンバータトランスCVTにおいては一次巻線N1
に供給されたスイッチング出力により発生するスイッチ
ング周期の交番電圧(スイッチング電圧)を、直列共振
コンデンサC1 の静電容量結合を介して、フィルタチョ
ークコイルLNと整流ダイオードD11、D12の接続点に
印加する。ここで、整流ダイオードD12は交流入力電圧
が正の期間の整流電流経路に挿入され、整流ダイオード
D11は交流入力電圧が負の期間における整流電流経路に
挿入されることになるが、これによって、直列共振回路
を介して印加されたスイッチング電圧により、交流入力
電圧が正/負の各期間で整流電圧に対してスイッチング
電圧が重畳されることになる。そして、このスイッチン
グ電圧の重畳分によって、交流入力電圧が正/負の各期
間で整流ダイオードD11,D12の整流電流経路に対して
スイッチング電圧が重畳されることになり、このスイッ
チング電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドである整流ダイオードD11,D12が整流電流をスイッ
チング周期で断続する動作が得られることになる。
タ部20における力率改善動作としては次のようにな
る。上述のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ動作が行われると、そのスイッチング出力はコンバー
タトランスCVTの一次巻線N1 に供給される。そし
て、コンバータトランスCVTにおいては一次巻線N1
に供給されたスイッチング出力により発生するスイッチ
ング周期の交番電圧(スイッチング電圧)を、直列共振
コンデンサC1 の静電容量結合を介して、フィルタチョ
ークコイルLNと整流ダイオードD11、D12の接続点に
印加する。ここで、整流ダイオードD12は交流入力電圧
が正の期間の整流電流経路に挿入され、整流ダイオード
D11は交流入力電圧が負の期間における整流電流経路に
挿入されることになるが、これによって、直列共振回路
を介して印加されたスイッチング電圧により、交流入力
電圧が正/負の各期間で整流電圧に対してスイッチング
電圧が重畳されることになる。そして、このスイッチン
グ電圧の重畳分によって、交流入力電圧が正/負の各期
間で整流ダイオードD11,D12の整流電流経路に対して
スイッチング電圧が重畳されることになり、このスイッ
チング電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドである整流ダイオードD11,D12が整流電流をスイッ
チング周期で断続する動作が得られることになる。
【0018】この動作によって、力率改善コンバータ回
路20においては、整流出力電圧にスイッチング出力が
重畳された状態で、平滑コンデンサCiA 、CiB に充
電を行うようにされ、交流入力電圧が正/負の各期間
で、スイッチング電圧の重畳分によって平滑コンデンサ
CiA 、CiB の両端電圧をスイッチング周期で引き下
げるようにされる。このため、整流出力電圧レベルが平
滑コンデンサの両端電圧よりも低いとされる期間にも平
滑コンデンサCiA 、CiB へ充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧VACの波形に近付くようにされ、交流入力電流
の導通角が拡大されることになって力率改善が図られる
ことになる。
路20においては、整流出力電圧にスイッチング出力が
重畳された状態で、平滑コンデンサCiA 、CiB に充
電を行うようにされ、交流入力電圧が正/負の各期間
で、スイッチング電圧の重畳分によって平滑コンデンサ
CiA 、CiB の両端電圧をスイッチング周期で引き下
げるようにされる。このため、整流出力電圧レベルが平
滑コンデンサの両端電圧よりも低いとされる期間にも平
滑コンデンサCiA 、CiB へ充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧VACの波形に近付くようにされ、交流入力電流
の導通角が拡大されることになって力率改善が図られる
ことになる。
【0019】また、整流ダイオードD11,D12に対して
並列に接続される共振用コンデンサC2 、C2 は、例え
ばフィルタチョークコイルLN 及びフィルタコンデンサ
CNと共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路
は負荷変動に対応してその共振インピーダンスが変化す
るようにされており、この電源回路の負荷が軽くなった
時に、整流経路に帰還されるスイッチング電圧を抑圧す
るようにしている。この結果、軽負荷時の平滑コンデン
サCiA 及びCiB の端子電圧の上昇を抑制することに
なる。
並列に接続される共振用コンデンサC2 、C2 は、例え
ばフィルタチョークコイルLN 及びフィルタコンデンサ
CNと共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路
は負荷変動に対応してその共振インピーダンスが変化す
るようにされており、この電源回路の負荷が軽くなった
時に、整流経路に帰還されるスイッチング電圧を抑圧す
るようにしている。この結果、軽負荷時の平滑コンデン
サCiA 及びCiB の端子電圧の上昇を抑制することに
なる。
【0020】また、図7の回路図に、先に本出願人によ
り出願された発明に基づいて構成することのできる力率
改善コンバータ回路の他の例を示す。この力率改善コン
バータ回路は4倍電圧整流回路を備えることにより、交
流入力電圧レベルの略4倍の整流平滑電圧を動作電源と
して得るようにされている。これによって、例えば交流
入力電圧がAC100V系で600W程度の重負荷の条
件に対応することができる。なお、図6と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。
り出願された発明に基づいて構成することのできる力率
改善コンバータ回路の他の例を示す。この力率改善コン
バータ回路は4倍電圧整流回路を備えることにより、交
流入力電圧レベルの略4倍の整流平滑電圧を動作電源と
して得るようにされている。これによって、例えば交流
入力電圧がAC100V系で600W程度の重負荷の条
件に対応することができる。なお、図6と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。
【0021】4倍電圧整流回路は、この図に示される力
率改善コンバータ回路21の整流ダイオードD21,
D22,D23,D24と、平滑コンデンサCi1 ,Ci2 ,
Ci3 ,Ci4 からなる整流回路系が商用交流電源AC
に対して設けられ、次に説明する接続形態によって形成
される。
率改善コンバータ回路21の整流ダイオードD21,
D22,D23,D24と、平滑コンデンサCi1 ,Ci2 ,
Ci3 ,Ci4 からなる整流回路系が商用交流電源AC
に対して設けられ、次に説明する接続形態によって形成
される。
【0022】この場合、平滑コンデンサCi1 の負極
は、商用交流電源ACの正極ラインと接続され、正極は
整流ダイオードD21のアノード及び整流ダイオードD22
のカソードと接続される。上記整流ダイオードD22のア
ノードは商用交流電源ACの負極ラインと接続されてい
る。また、平滑コンデンサCi2 の正極は、商用交流電
源ACの正極ラインと接続され、負極は整流ダイオード
D24のカソードと整流ダイオードD23のアノードに対し
て接続される。上記整流ダイオードD24のアノードは一
次側アースに接続され、また、整流ダイオードD23のカ
ソードは商用交流電源ACの負極ラインと接続される。
は、商用交流電源ACの正極ラインと接続され、正極は
整流ダイオードD21のアノード及び整流ダイオードD22
のカソードと接続される。上記整流ダイオードD22のア
ノードは商用交流電源ACの負極ラインと接続されてい
る。また、平滑コンデンサCi2 の正極は、商用交流電
源ACの正極ラインと接続され、負極は整流ダイオード
D24のカソードと整流ダイオードD23のアノードに対し
て接続される。上記整流ダイオードD24のアノードは一
次側アースに接続され、また、整流ダイオードD23のカ
ソードは商用交流電源ACの負極ラインと接続される。
【0023】平滑コンデンサCi3 及びCi4 は直列接
続されて、図のように整流ダイオードD21のカソードと
一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサCi3 ,
Ci4 の接続点は商用交流電源ACの負極ラインに接続
される。そして、直列接続された平滑コンデンサCi
3 、Ci4 の両端電圧がこの電源回路の整流平滑電圧と
されて、後段の電流共振形コンバータに対して動作電源
として供給される。
続されて、図のように整流ダイオードD21のカソードと
一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサCi3 ,
Ci4 の接続点は商用交流電源ACの負極ラインに接続
される。そして、直列接続された平滑コンデンサCi
3 、Ci4 の両端電圧がこの電源回路の整流平滑電圧と
されて、後段の電流共振形コンバータに対して動作電源
として供給される。
【0024】上記のようにして構成される力率改善コン
バータ回路21では、電流共振形コンバータのスイッチ
ング動作は図6と同様となることから説明を省略し、こ
こでは4倍電圧整流回路の整流動作及び力率改善動作に
ついて説明することとする。
バータ回路21では、電流共振形コンバータのスイッチ
ング動作は図6と同様となることから説明を省略し、こ
こでは4倍電圧整流回路の整流動作及び力率改善動作に
ついて説明することとする。
【0025】先ず、図8により4倍電圧整流回路の整流
動作について説明する。この図は、力率改善コンバータ
回路21から4倍電圧整流回路に相当する回路系を抽出
して示す回路図とされる。このため、整流電流経路に挿
入されるコモンモードチョークコイルCMC、アクロス
コンデンサCL 、及びフィルタチョークコイルLN 及び
フィルタコンデンサCN などの図示は省略している。
動作について説明する。この図は、力率改善コンバータ
回路21から4倍電圧整流回路に相当する回路系を抽出
して示す回路図とされる。このため、整流電流経路に挿
入されるコモンモードチョークコイルCMC、アクロス
コンデンサCL 、及びフィルタチョークコイルLN 及び
フィルタコンデンサCN などの図示は省略している。
【0026】例えば商用交流電源ACにAC100V系
の交流入力電圧VACが供給されている場合、この交流入
力電圧VACが負の期間の整流電流経路は、図8の破線に
示すようになり、[商用交流電源AC→平滑コンデンサ
Ci4 (正極→負極)→整流ダイオードD24→平滑コン
デンサCi2 (負極→正極)→商用交流電源AC]の経
路で流れ、平滑コンデンサCi4 に対して整流電流を充
電するようにされる。また、整流電流は分岐されて[商
用交流電源AC→整流ダイオードD22→平滑コンデンサ
Ci1 (正極→負極)→商用交流電源AC]の経路によ
って平滑コンデンサCi1 に対する充電を行うようにも
され、平滑コンデンサCi1 の両端に交流入力電圧レベ
ルに対応するEiのレベルの電圧を生成する。
の交流入力電圧VACが供給されている場合、この交流入
力電圧VACが負の期間の整流電流経路は、図8の破線に
示すようになり、[商用交流電源AC→平滑コンデンサ
Ci4 (正極→負極)→整流ダイオードD24→平滑コン
デンサCi2 (負極→正極)→商用交流電源AC]の経
路で流れ、平滑コンデンサCi4 に対して整流電流を充
電するようにされる。また、整流電流は分岐されて[商
用交流電源AC→整流ダイオードD22→平滑コンデンサ
Ci1 (正極→負極)→商用交流電源AC]の経路によ
って平滑コンデンサCi1 に対する充電を行うようにも
され、平滑コンデンサCi1 の両端に交流入力電圧レベ
ルに対応するEiのレベルの電圧を生成する。
【0027】そして、交流入力電圧が正の期間では、整
流電流は、図8の実線に示すように[商用交流電源AC
→整流ダイオードD21→平滑コンデンサCi3 (正極→
負極)→商用交流電源AC]の経路で流れて、平滑コン
デンサCi3 に対して整流電流を充電するようにされる
が、このとき前の交流入力電圧が負の期間で平滑コンデ
ンサCi1 の両端に発生したEiのレベルの電圧を介し
て、整流ダイオードD21により整流した商用交流電源A
Cを平滑コンデンサCi3 に充電するようにされること
から、平滑コンデンサCi3 の両端には、交流入力電圧
レベルの2倍に対応する2Eiの整流平滑電圧が得られ
ることになる。この場合には交流入力電圧VACはAC1
00V系であることから、2Eiの整流平滑電圧は20
0V系となる。
流電流は、図8の実線に示すように[商用交流電源AC
→整流ダイオードD21→平滑コンデンサCi3 (正極→
負極)→商用交流電源AC]の経路で流れて、平滑コン
デンサCi3 に対して整流電流を充電するようにされる
が、このとき前の交流入力電圧が負の期間で平滑コンデ
ンサCi1 の両端に発生したEiのレベルの電圧を介し
て、整流ダイオードD21により整流した商用交流電源A
Cを平滑コンデンサCi3 に充電するようにされること
から、平滑コンデンサCi3 の両端には、交流入力電圧
レベルの2倍に対応する2Eiの整流平滑電圧が得られ
ることになる。この場合には交流入力電圧VACはAC1
00V系であることから、2Eiの整流平滑電圧は20
0V系となる。
【0028】また、上記交流入力電圧が正の期間では、
整流電流は、[商用交流電源AC→平滑コンデンサCi
2 (正極→負極)→整流ダイオードD23→商用交流電源
AC]の経路によっても流れ、平滑コンデンサCi2 の
両端に交流入力電圧レベルに対応するEiのレベルの電
圧を生成する。そして次の交流入力電圧が負の期間とな
ると、整流電流経路は前述のように図8の破線に示す経
路とされて、平滑コンデンサCi4 に対して整流電流を
充電するが、この際、先の交流入力電圧が正の期間で充
電された平滑コンデンサCi2の両端電圧Eiを介し
て、平滑コンデンサCi4 に対する充電が行われる。こ
れにより、平滑コンデンサCi4 の両端には、交流入力
電圧レベルの2倍に対応する2Eiの整流平滑電圧が得
られることになる。
整流電流は、[商用交流電源AC→平滑コンデンサCi
2 (正極→負極)→整流ダイオードD23→商用交流電源
AC]の経路によっても流れ、平滑コンデンサCi2 の
両端に交流入力電圧レベルに対応するEiのレベルの電
圧を生成する。そして次の交流入力電圧が負の期間とな
ると、整流電流経路は前述のように図8の破線に示す経
路とされて、平滑コンデンサCi4 に対して整流電流を
充電するが、この際、先の交流入力電圧が正の期間で充
電された平滑コンデンサCi2の両端電圧Eiを介し
て、平滑コンデンサCi4 に対する充電が行われる。こ
れにより、平滑コンデンサCi4 の両端には、交流入力
電圧レベルの2倍に対応する2Eiの整流平滑電圧が得
られることになる。
【0029】このような交流入力電圧の正/負の各期間
の動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサC
i3 と平滑コンデンサCi4 の各両端に2Eiの整流平
滑電圧が得られる結果、直列接続された平滑コンデンサ
Ci3 −Ci4 の両端に得られる整流平滑電圧レベルと
しては、 2Ei+2Ei=4Ei となり、4Eiの整流平滑電圧が得られる4倍電圧整流
回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧
はAC100V系とされることから4Eiの整流平滑電
圧としては400V系の直流電圧が得られて、後段の電
流共振形コンバータに供給されることになる。なお、こ
のような構成の4倍電圧整流回路は一般にミッチェル回
路ともいわれる。
の動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサC
i3 と平滑コンデンサCi4 の各両端に2Eiの整流平
滑電圧が得られる結果、直列接続された平滑コンデンサ
Ci3 −Ci4 の両端に得られる整流平滑電圧レベルと
しては、 2Ei+2Ei=4Ei となり、4Eiの整流平滑電圧が得られる4倍電圧整流
回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧
はAC100V系とされることから4Eiの整流平滑電
圧としては400V系の直流電圧が得られて、後段の電
流共振形コンバータに供給されることになる。なお、こ
のような構成の4倍電圧整流回路は一般にミッチェル回
路ともいわれる。
【0030】次に、力率改善コンバータ回路21におけ
る力率改善動作であるが、力率改善コンバータ回路21
においては、整流ダイオードD23、D24の接続点に対し
て直列共振回路(C1 、N1 )が接続されている。これ
により、一次側巻線N1 に供給されたスイッチングコン
バータのスイッチング出力は、直列共振コンデンサC1
の静電容量結合を介して整流ダイオードD23、D24の接
続点に対して印加されることになる。この場合、整流ダ
イオードD23は交流入力電圧が正の期間で整流経路に挿
入され、整流ダイオードD24は交流入力電圧が負の期間
で整流経路に挿入されることから、スイッチング出力は
交流入力電圧が正/負の各期間において、整流ダイオー
ドD23又はD24を介するようにして整流電流経路に対し
て帰還されることになる。そして、この帰還されたスイ
ッチング出力によって整流電流経路に重畳されるスイッ
チング周期の交番電圧によって、力率改善コンバータ回
路21においては交流入力電圧が正の期間では整流ダイ
オードD21及びD23に整流電流をスイッチング周期で断
続する動作を促し、交流入力電圧が負の期間では整流ダ
イオードD22及びD24に整流電流をスイッチング周期で
断続する動作を促すようにされる。上記の動作により、
力率改善コンバータ回路21では交流入力電圧が正/負
の各期間において、整流出力電圧にスイッチング出力が
重畳された状態で、前述のように平滑コンデンサCi
1 ,Ci2 ,Ci3 ,Ci4 に対して充電を行うことに
なるが、このスイッチング電圧の重畳分によって、上記
各平滑コンデンサの両端電圧をスイッチング周期で引き
下げることになる。このため、整流出力電圧レベルが、
平滑コンデンサCi1 ,Ci2 ,Ci3 ,Ci4 を合成
する両端電圧よりも低いとされる期間にも各平滑コンデ
ンサに対して充電電流が流れるようにされる。この結
果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形
に近付くようにされ、交流入力電流の導通角が拡大され
ることによって力率が改善されることになる。
る力率改善動作であるが、力率改善コンバータ回路21
においては、整流ダイオードD23、D24の接続点に対し
て直列共振回路(C1 、N1 )が接続されている。これ
により、一次側巻線N1 に供給されたスイッチングコン
バータのスイッチング出力は、直列共振コンデンサC1
の静電容量結合を介して整流ダイオードD23、D24の接
続点に対して印加されることになる。この場合、整流ダ
イオードD23は交流入力電圧が正の期間で整流経路に挿
入され、整流ダイオードD24は交流入力電圧が負の期間
で整流経路に挿入されることから、スイッチング出力は
交流入力電圧が正/負の各期間において、整流ダイオー
ドD23又はD24を介するようにして整流電流経路に対し
て帰還されることになる。そして、この帰還されたスイ
ッチング出力によって整流電流経路に重畳されるスイッ
チング周期の交番電圧によって、力率改善コンバータ回
路21においては交流入力電圧が正の期間では整流ダイ
オードD21及びD23に整流電流をスイッチング周期で断
続する動作を促し、交流入力電圧が負の期間では整流ダ
イオードD22及びD24に整流電流をスイッチング周期で
断続する動作を促すようにされる。上記の動作により、
力率改善コンバータ回路21では交流入力電圧が正/負
の各期間において、整流出力電圧にスイッチング出力が
重畳された状態で、前述のように平滑コンデンサCi
1 ,Ci2 ,Ci3 ,Ci4 に対して充電を行うことに
なるが、このスイッチング電圧の重畳分によって、上記
各平滑コンデンサの両端電圧をスイッチング周期で引き
下げることになる。このため、整流出力電圧レベルが、
平滑コンデンサCi1 ,Ci2 ,Ci3 ,Ci4 を合成
する両端電圧よりも低いとされる期間にも各平滑コンデ
ンサに対して充電電流が流れるようにされる。この結
果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形
に近付くようにされ、交流入力電流の導通角が拡大され
ることによって力率が改善されることになる。
【0031】また、整流ダイオードD22、D23に対して
それぞれ並列に設けられる共振用コンデンサC2 、C2
は、先に説明した図6の場合と同様の作用を有するもの
とされて、軽負荷時における整流平滑電圧の上昇を抑制
する。なお、この場合には共振用コンデンサC2 、C2
が整流ダイオードD21、D22に対して並列に設けられて
も同様の作用効果を有する。
それぞれ並列に設けられる共振用コンデンサC2 、C2
は、先に説明した図6の場合と同様の作用を有するもの
とされて、軽負荷時における整流平滑電圧の上昇を抑制
する。なお、この場合には共振用コンデンサC2 、C2
が整流ダイオードD21、D22に対して並列に設けられて
も同様の作用効果を有する。
【0032】
【発明が解決しようとする課題】ところで、電流共振形
コンバータ回路及びこれを備えたスイッチング電源回路
としては、前述したように回路規模も比較的小さいため
に、小型/軽量化及び低コスト化に有利な電源回路とさ
れており、従って、このようなメリットはできるできる
だけ促進されることが好ましい。ただし上述のようにし
て倍電圧整流回路、若しくは4倍電圧整流回路を備える
ことによって重負荷に対応する力率改善コンバータ回路
を構成する場合、スイッチング素子、平滑コンデンサ、
及びノイズフィルタを形成するインピーダンス素子等に
ついて、相当の高耐圧品を採用する必要があり、また、
高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードの各々
について放熱板を設ける必要もあることから、それだけ
回路基板サイズの小型及び低コスト化を妨げる要因とな
る。また、スイッチング周波数が高いほうが、コンバー
タトランスCVTや各種コンデンサ(C1 、C2 、CB1
〜CB4など)などが小容量化されて小型化を図ることが
可能であるが、スイッチング素子が高耐圧化するのに応
じて、例えばバイポーラトランジスタの場合には、電流
増幅率hFEが低下し、蓄積時間Tsと下降時間Tfが増
加するため、これによりスイッチング周波数を高く設定
することは困難となる。
コンバータ回路及びこれを備えたスイッチング電源回路
としては、前述したように回路規模も比較的小さいため
に、小型/軽量化及び低コスト化に有利な電源回路とさ
れており、従って、このようなメリットはできるできる
だけ促進されることが好ましい。ただし上述のようにし
て倍電圧整流回路、若しくは4倍電圧整流回路を備える
ことによって重負荷に対応する力率改善コンバータ回路
を構成する場合、スイッチング素子、平滑コンデンサ、
及びノイズフィルタを形成するインピーダンス素子等に
ついて、相当の高耐圧品を採用する必要があり、また、
高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードの各々
について放熱板を設ける必要もあることから、それだけ
回路基板サイズの小型及び低コスト化を妨げる要因とな
る。また、スイッチング周波数が高いほうが、コンバー
タトランスCVTや各種コンデンサ(C1 、C2 、CB1
〜CB4など)などが小容量化されて小型化を図ることが
可能であるが、スイッチング素子が高耐圧化するのに応
じて、例えばバイポーラトランジスタの場合には、電流
増幅率hFEが低下し、蓄積時間Tsと下降時間Tfが増
加するため、これによりスイッチング周波数を高く設定
することは困難となる。
【0033】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は小型/
軽量化及び低コスト化の促進された電流共振形力率改善
コンバータ回路を得ることを目的とする。このため、商
用電源を整流する整流回路と、この整流回路の整流出力
を平滑化して得られる整流平滑電圧を動作電源としてス
イッチング動作を行うするスイッチング回路と、直列共
振コンデンサ及び直列共振巻線により形成されてスイッ
チング手段のスイッチング出力が供給される直列共振回
路とを備えた電流共振形コンバータと、直列共振回路か
ら整流電流経路に対して帰還されたスイッチング出力に
基づいて力率改善を図るようにされた力率改善回路系と
を備えた力率改善コンバータ部を複数設けた上で、これ
ら複数の力率改善コンバータ部を、商用電源に対して並
列に接続して力率改善コンバータ回路を構成することと
した。
軽量化及び低コスト化の促進された電流共振形力率改善
コンバータ回路を得ることを目的とする。このため、商
用電源を整流する整流回路と、この整流回路の整流出力
を平滑化して得られる整流平滑電圧を動作電源としてス
イッチング動作を行うするスイッチング回路と、直列共
振コンデンサ及び直列共振巻線により形成されてスイッ
チング手段のスイッチング出力が供給される直列共振回
路とを備えた電流共振形コンバータと、直列共振回路か
ら整流電流経路に対して帰還されたスイッチング出力に
基づいて力率改善を図るようにされた力率改善回路系と
を備えた力率改善コンバータ部を複数設けた上で、これ
ら複数の力率改善コンバータ部を、商用電源に対して並
列に接続して力率改善コンバータ回路を構成することと
した。
【0034】上記構成によれば、1つの電源回路におい
て力率改善コンバータ回路系が複数個並列に設けられる
ことになるが、これにより、交流入力電流は各力率改善
コンバータ回路系に分岐して流れるようにされ、従って
各力率改善コンバータ回路系が総合負荷電力に対して分
担して対応する。このため、各力率改善コンバータ回路
は、総合負荷電力よりも軽い負荷に対応する回路構成及
び構造をとることが可能となる。
て力率改善コンバータ回路系が複数個並列に設けられる
ことになるが、これにより、交流入力電流は各力率改善
コンバータ回路系に分岐して流れるようにされ、従って
各力率改善コンバータ回路系が総合負荷電力に対して分
担して対応する。このため、各力率改善コンバータ回路
は、総合負荷電力よりも軽い負荷に対応する回路構成及
び構造をとることが可能となる。
【0035】
第1の実施の形態 図1は、本発明の実施の形態としての力率改善改善コン
バータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成例を示
す回路図とされ、図6及び図7と同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。
バータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成例を示
す回路図とされ、図6及び図7と同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。
【0036】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ACとスイッチング電源部1間に対して、3組の
力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cが設け
られている。例えば力率改善コンバータ回路10Aにお
いては、商用交流電源ACに対して4本の低速型ダイオ
ードにより形成されるブリッジ整流回路Di1 が接続さ
れて、商用交流電源ACを全波整流する。そして、平滑
コンデンサCiと共に全波整流出力を整流平滑化する平
滑コンデンサCiと共に全波整流平滑回路を形成する。
従って、本実施の形態では平滑コンデンサCiは1つと
される。そして、他の力率改善コンバータ回路10B、
10Cにより、同様の整流平滑動作がブリッジ整流回路
Di2 、Di3 により行われることで、本実施の形態と
しては入力された交流入力電圧のピークレベルに対応す
る整流平滑電圧Eiが得られることになる。
流電源ACとスイッチング電源部1間に対して、3組の
力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cが設け
られている。例えば力率改善コンバータ回路10Aにお
いては、商用交流電源ACに対して4本の低速型ダイオ
ードにより形成されるブリッジ整流回路Di1 が接続さ
れて、商用交流電源ACを全波整流する。そして、平滑
コンデンサCiと共に全波整流出力を整流平滑化する平
滑コンデンサCiと共に全波整流平滑回路を形成する。
従って、本実施の形態では平滑コンデンサCiは1つと
される。そして、他の力率改善コンバータ回路10B、
10Cにより、同様の整流平滑動作がブリッジ整流回路
Di2 、Di3 により行われることで、本実施の形態と
しては入力された交流入力電圧のピークレベルに対応す
る整流平滑電圧Eiが得られることになる。
【0037】力率改善コンバータ回路10Aの整流出力
ラインには、フィルタチョークコイルLN1及び高速リカ
バリ型ダイオードD2 が直列に挿入される。高速リカバ
リ型ダイオードD2 は、アノードがフィルタチョークコ
イルLN1側と接続され、カソードが平滑コンデンサCi
側に接続されている。この場合、共振用コンデンサC2
は高速リカバリ型ダイオードD2 に対して並列に設けら
れ、ノーマルモードのローパスフィルタを形成するフィ
ルタチョークコイルLN1及びフィルタコンデンサCN と
共に共振回路を形成するようにされているが、その作用
は、先に図6及び図7にて説明した共振用コンデンサC
2 と同様とされ、例えば軽負荷時の整流平滑電圧Eiの
上昇を抑制するようにされる。また、力率改善コンバー
タ回路10Aにおけるスイッチング素子Q1 、Q2 を駆
動するための駆動回路系の構成は、先の図6、図7の構
成と同様とされることから説明を省略する。
ラインには、フィルタチョークコイルLN1及び高速リカ
バリ型ダイオードD2 が直列に挿入される。高速リカバ
リ型ダイオードD2 は、アノードがフィルタチョークコ
イルLN1側と接続され、カソードが平滑コンデンサCi
側に接続されている。この場合、共振用コンデンサC2
は高速リカバリ型ダイオードD2 に対して並列に設けら
れ、ノーマルモードのローパスフィルタを形成するフィ
ルタチョークコイルLN1及びフィルタコンデンサCN と
共に共振回路を形成するようにされているが、その作用
は、先に図6及び図7にて説明した共振用コンデンサC
2 と同様とされ、例えば軽負荷時の整流平滑電圧Eiの
上昇を抑制するようにされる。また、力率改善コンバー
タ回路10Aにおけるスイッチング素子Q1 、Q2 を駆
動するための駆動回路系の構成は、先の図6、図7の構
成と同様とされることから説明を省略する。
【0038】この場合、コンバータトランスCVTに巻
装されて、直列共振コンデンサC1と共に直列共振回路
を形成する一次巻線N1 の一端は、上記直列共振コンデ
ンサC1 を介して、フィルタチョークコイルLN1と高速
リカバリ型ダイオードD2 の接続点に対して接続され
る。この場合、一次巻線N1 に得られたスイッチング出
力は直列共振コンデンサC1 の静電容量結合を介して、
上記フィルタチョークコイルLN1と高速リカバリ型ダイ
オードD2 の接続点に印加されることになり、整流電流
経路に対してスイッチング電圧が重畳されることにな
る。このスイッチング電圧の重畳分により、本実施の形
態では高速リカバリ型ダイオードD2 により整流電流を
スイッチング周期で断続する動作が得られることにな
り、このようにして断続された整流電流により平滑コン
デンサCiに対して充電が行われることで、以降は先に
図6及び図7で説明したと同様の作用によって、交流入
力電流IACの導通角が拡大されて力率改善が図られるこ
とになる。本実施の形態では、上述した力率改善コンバ
ータ回路10Aと同様の構成が、力率改善コンバータ回
路10B、10Cについて採られていることから、力率
改善コンバータ回路10B、10Cによっても上記と同
様のスイッチング動作及びこれに伴う力率改善動作が行
われる。
装されて、直列共振コンデンサC1と共に直列共振回路
を形成する一次巻線N1 の一端は、上記直列共振コンデ
ンサC1 を介して、フィルタチョークコイルLN1と高速
リカバリ型ダイオードD2 の接続点に対して接続され
る。この場合、一次巻線N1 に得られたスイッチング出
力は直列共振コンデンサC1 の静電容量結合を介して、
上記フィルタチョークコイルLN1と高速リカバリ型ダイ
オードD2 の接続点に印加されることになり、整流電流
経路に対してスイッチング電圧が重畳されることにな
る。このスイッチング電圧の重畳分により、本実施の形
態では高速リカバリ型ダイオードD2 により整流電流を
スイッチング周期で断続する動作が得られることにな
り、このようにして断続された整流電流により平滑コン
デンサCiに対して充電が行われることで、以降は先に
図6及び図7で説明したと同様の作用によって、交流入
力電流IACの導通角が拡大されて力率改善が図られるこ
とになる。本実施の形態では、上述した力率改善コンバ
ータ回路10Aと同様の構成が、力率改善コンバータ回
路10B、10Cについて採られていることから、力率
改善コンバータ回路10B、10Cによっても上記と同
様のスイッチング動作及びこれに伴う力率改善動作が行
われる。
【0039】図2は、上記図1に示した回路構成をとる
スイッチング電源回路の、交流入力電流の動作を示す波
形図とされ、この場合には交流入力電圧VAC=100
V、負荷電力450Wの条件で、力率PF=0.95が
得られている場合の動作波形が示されている。例えば、
図2(a)に示す周期でAC100V(そのピークレベ
ルは140Vとされる)の交流入力電圧VACが入力され
ている場合、力率改善コンバータ回路10A、10B、
10Cの各ブリッジ整流回路Di1 ,Di2 ,Di3 に
流れる交流入力電流I1 、I2 、I3 はそれぞれ、図2
(b)〜(d)に示す波形が得られることになる。この
場合、交流入力電流I1 、I2 、I3 は、5Aのピーク
レベルとされていると共に、前述した力率改善コンバー
タ回路10A、10B、10Cの各々の力率改善作用に
よって、実際にはPF=0.95程度の力率に対応して
その導通角が拡大されているものとされる。また、、交
流入力電流I1 、I2 、I3 を合成して得られることに
なる交流入力電流IACは、図2(e)に示すように、1
5Aのピークレベルとなる波形が得られていると共に、
その導通角は交流入力電流I1 、I2 、I3 と同程度と
される。
スイッチング電源回路の、交流入力電流の動作を示す波
形図とされ、この場合には交流入力電圧VAC=100
V、負荷電力450Wの条件で、力率PF=0.95が
得られている場合の動作波形が示されている。例えば、
図2(a)に示す周期でAC100V(そのピークレベ
ルは140Vとされる)の交流入力電圧VACが入力され
ている場合、力率改善コンバータ回路10A、10B、
10Cの各ブリッジ整流回路Di1 ,Di2 ,Di3 に
流れる交流入力電流I1 、I2 、I3 はそれぞれ、図2
(b)〜(d)に示す波形が得られることになる。この
場合、交流入力電流I1 、I2 、I3 は、5Aのピーク
レベルとされていると共に、前述した力率改善コンバー
タ回路10A、10B、10Cの各々の力率改善作用に
よって、実際にはPF=0.95程度の力率に対応して
その導通角が拡大されているものとされる。また、、交
流入力電流I1 、I2 、I3 を合成して得られることに
なる交流入力電流IACは、図2(e)に示すように、1
5Aのピークレベルとなる波形が得られていると共に、
その導通角は交流入力電流I1 、I2 、I3 と同程度と
される。
【0040】図2の波形図から分かるように、本実施の
形態では交流入力電流IACは、商用電源ACに対して並
列に設けられた力率改善コンバータ回路10A、10
B、10Cに分岐して流れるようにされるが、これによ
り、本実施の形態では3つの力率改善コンバータ回路1
0A、10B、10Cにより電源回路の総合負荷電力を
3分割するように分担して負荷に対応するようにされ
る。
形態では交流入力電流IACは、商用電源ACに対して並
列に設けられた力率改善コンバータ回路10A、10
B、10Cに分岐して流れるようにされるが、これによ
り、本実施の形態では3つの力率改善コンバータ回路1
0A、10B、10Cにより電源回路の総合負荷電力を
3分割するように分担して負荷に対応するようにされ
る。
【0041】具体的に、本実施の形態の電源回路が45
0Wの総合負荷電力に対応するものとされる場合には、
力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cはそれ
ぞれ150Wの負荷電力に対応可能なように構成されれ
ばよいことになる。そして、力率改善コンバータ回路1
0A、10B、10Cについてそれぞれ負荷電力150
W対応として構成するとした場合には、例えばブリッジ
整流回路Di1 ,Di2 ,Di3 を形成する低速ダイオ
ードについては5A/200Vのものを用い、高速リカ
バリ型ダイオードD2 には5A/200V、スイッチン
グ素子Q1 、Q2 には8A/200V、平滑コンデンサ
Ciには1000μF/200Vのものを用いることが
可能とされ、このように上記各部品素子について全て2
00Vの耐圧品を用いることができる。
0Wの総合負荷電力に対応するものとされる場合には、
力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cはそれ
ぞれ150Wの負荷電力に対応可能なように構成されれ
ばよいことになる。そして、力率改善コンバータ回路1
0A、10B、10Cについてそれぞれ負荷電力150
W対応として構成するとした場合には、例えばブリッジ
整流回路Di1 ,Di2 ,Di3 を形成する低速ダイオ
ードについては5A/200Vのものを用い、高速リカ
バリ型ダイオードD2 には5A/200V、スイッチン
グ素子Q1 、Q2 には8A/200V、平滑コンデンサ
Ciには1000μF/200Vのものを用いることが
可能とされ、このように上記各部品素子について全て2
00Vの耐圧品を用いることができる。
【0042】また、ノーマルモードのローパスフィルタ
を形成するフィルタチョークコイルLN1には、図3に示
すようにフェライトビーズによる小型の円柱形状のコア
Crに対して、所要のインダクタンスに応じて折り曲げ
回数が設定されたリード線Rdを挿入したものとして形
成され、図6及び図7に示したフィルタチョークコイル
LN よりも更に小型なものとされる。また、本実施の形
態のフィルタコンデンサCN としては0.47μF/A
C150Vの小型品を用いることができる。
を形成するフィルタチョークコイルLN1には、図3に示
すようにフェライトビーズによる小型の円柱形状のコア
Crに対して、所要のインダクタンスに応じて折り曲げ
回数が設定されたリード線Rdを挿入したものとして形
成され、図6及び図7に示したフィルタチョークコイル
LN よりも更に小型なものとされる。また、本実施の形
態のフィルタコンデンサCN としては0.47μF/A
C150Vの小型品を用いることができる。
【0043】これに対して、先に図6に示した力率改善
コンバータ回路20においては、高速リカバリ型の整流
ダイオードD11、D12については10A/400V、2
本の平滑コンデンサCiA ,CiB については1000
μF/200V、スイッチング素子Q1 、Q2 には40
0V耐圧品が用いられる。また、フィルタチョークコイ
ルLN にはEE−23のサイズのEE型フェライトコア
により200μHのインダクタンスを得るように構成さ
れ、フィルタコンデンサCN については2.2μF/A
C150Vのものが用いられるようにされている。ま
た、図7の力率改善コンバータ回路21においては、平
滑コンデンサCi1,Ci2 については1000μF/
200V、平滑コンデンサCi3 ,Ci4 については1
000μF/400Vのものが用いられ、整流ダイオー
ドD21〜D24については、それぞれ10A/400Vの
高速リカバリ型が用いられる。また、スイッチング素子
Q1 、Q2 は800V耐圧品とされ、ノーマルモードの
フィルタとしては、フィルタチョークコイルLN はEE
−28サイズのEE型フェライトコアにより200μH
のインダクタンスを得て、フィルタコンデンサCN につ
いては4.7μF/AC150Vのものが用いられる。
コンバータ回路20においては、高速リカバリ型の整流
ダイオードD11、D12については10A/400V、2
本の平滑コンデンサCiA ,CiB については1000
μF/200V、スイッチング素子Q1 、Q2 には40
0V耐圧品が用いられる。また、フィルタチョークコイ
ルLN にはEE−23のサイズのEE型フェライトコア
により200μHのインダクタンスを得るように構成さ
れ、フィルタコンデンサCN については2.2μF/A
C150Vのものが用いられるようにされている。ま
た、図7の力率改善コンバータ回路21においては、平
滑コンデンサCi1,Ci2 については1000μF/
200V、平滑コンデンサCi3 ,Ci4 については1
000μF/400Vのものが用いられ、整流ダイオー
ドD21〜D24については、それぞれ10A/400Vの
高速リカバリ型が用いられる。また、スイッチング素子
Q1 、Q2 は800V耐圧品とされ、ノーマルモードの
フィルタとしては、フィルタチョークコイルLN はEE
−28サイズのEE型フェライトコアにより200μH
のインダクタンスを得て、フィルタコンデンサCN につ
いては4.7μF/AC150Vのものが用いられる。
【0044】このように、本実施の形態と図6又は図7
に示した回路とを比較すると、上記各部品素子としては
本実施の形態のほうが、その耐圧特性、容量等が小さく
て済むことから、より小型で安価な部品素子を用いるこ
とができる。
に示した回路とを比較すると、上記各部品素子としては
本実施の形態のほうが、その耐圧特性、容量等が小さく
て済むことから、より小型で安価な部品素子を用いるこ
とができる。
【0045】また、図6及び図7に示した回路では、高
速リカバリ型である2本又は4本の整流ダイオード(D
11、D12又はD21〜D24)の発熱が無視できないため
に、放熱板を設けていたが、本実施の形態では各力率改
善コンバータ回路10A、10B、10Cに交流入力電
流が分岐して流れることで、ブリッジ整流回路Di1 ,
Di2 ,Di3 における損失による発熱も無視できる程
度に低減され、これらブリッジ整流回路に設けるべき放
熱板は不要となり、また、高速リカバリ型ダイオードD
2 及びスイッチング素子Q1 、Q2 の発熱量もそれだけ
抑えられることから、これらの各素子に対してはより小
サイズの放熱板で済ませることができる。
速リカバリ型である2本又は4本の整流ダイオード(D
11、D12又はD21〜D24)の発熱が無視できないため
に、放熱板を設けていたが、本実施の形態では各力率改
善コンバータ回路10A、10B、10Cに交流入力電
流が分岐して流れることで、ブリッジ整流回路Di1 ,
Di2 ,Di3 における損失による発熱も無視できる程
度に低減され、これらブリッジ整流回路に設けるべき放
熱板は不要となり、また、高速リカバリ型ダイオードD
2 及びスイッチング素子Q1 、Q2 の発熱量もそれだけ
抑えられることから、これらの各素子に対してはより小
サイズの放熱板で済ませることができる。
【0046】本実施の形態の力率改善コンバータとして
は、これまで説明して来たように3組の力率改善改善コ
ンバータ回路10A、10B、10Cが設けられるが、
上述のように各力率改善改善コンバータ回路10A、1
0B、10Cにおいて、部品数の削減、小型化及び、安
価な部品の使用が可能となることにより、総合的にみた
場合には、力率改善コンバータ回路及び、これを備える
スイッチング電源回路の小型/軽量化及び低コスト化を
促進することが可能となる。
は、これまで説明して来たように3組の力率改善改善コ
ンバータ回路10A、10B、10Cが設けられるが、
上述のように各力率改善改善コンバータ回路10A、1
0B、10Cにおいて、部品数の削減、小型化及び、安
価な部品の使用が可能となることにより、総合的にみた
場合には、力率改善コンバータ回路及び、これを備える
スイッチング電源回路の小型/軽量化及び低コスト化を
促進することが可能となる。
【0047】また、本実施の形態ではスイッチング素子
についてより低耐圧品を選定することが可能とされるこ
とにより、蓄積時間Ts及び下降時間Tfが短くなるた
めに、図6及び図7の場合よりもスイッチング素子Q
1 、Q2 のスイッチング周波数を高く設定することが可
能とされるが、これによっても、例えばフィルムコンデ
ンサよりなる直列共振コンデンサC1 、共振用コンデン
サC2 、及び共振コンデンサCB1、CB2などの容量も小
さくて済むために、より小型のものを選定することが可
能となる。また、コンバータトランスCVTのサイズも
より小型とすることができる。なお、図1においては3
組の力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cが
備えられているが、実際に設けられるべき力率改善コン
バータ回路の組数は任意であり、実際の使用条件等に応
じて変更されてもよく、各部品の定数も実際に対応すべ
き負荷電力に応じて変更されて構わない。
についてより低耐圧品を選定することが可能とされるこ
とにより、蓄積時間Ts及び下降時間Tfが短くなるた
めに、図6及び図7の場合よりもスイッチング素子Q
1 、Q2 のスイッチング周波数を高く設定することが可
能とされるが、これによっても、例えばフィルムコンデ
ンサよりなる直列共振コンデンサC1 、共振用コンデン
サC2 、及び共振コンデンサCB1、CB2などの容量も小
さくて済むために、より小型のものを選定することが可
能となる。また、コンバータトランスCVTのサイズも
より小型とすることができる。なお、図1においては3
組の力率改善コンバータ回路10A、10B、10Cが
備えられているが、実際に設けられるべき力率改善コン
バータ回路の組数は任意であり、実際の使用条件等に応
じて変更されてもよく、各部品の定数も実際に対応すべ
き負荷電力に応じて変更されて構わない。
【0048】第2の実施の形態 図4は、本発明の第2の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えた電源回路の構成例を示す回路図と
され、図1と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す電源回路においては、2組の力率改
善整流回路11A、11Bが設けられている。本実施の
形態では2組の力率改善整流回路11A、11Bのブリ
ッジ整流回路Di1 ,Di2 の整流出力ラインに対し
て、共通にフィルタチョークコイルLNとフィルタコン
デンサCN よりなるノーマルモードのローパスフィルタ
部LPFが1組設けられている。そして、力率改善整流
回路11Aにおいては、ブリッジ整流回路Di1 の出力
ラインと平滑コンデンサCiの正極端子間に対してフィ
ルタチョークコイルLN→高速リカバリ型ダイオードD2
→磁気結合トランスMCTの二次巻線N2 が直列に挿
入される。また、磁気結合トランスMCTの二次巻線N
2 に対して共振用コンデンサC2 が並列に設けられて、
上記二次巻線N2 と共に並列共振回路を形成している。
ンバータ回路を備えた電源回路の構成例を示す回路図と
され、図1と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す電源回路においては、2組の力率改
善整流回路11A、11Bが設けられている。本実施の
形態では2組の力率改善整流回路11A、11Bのブリ
ッジ整流回路Di1 ,Di2 の整流出力ラインに対し
て、共通にフィルタチョークコイルLNとフィルタコン
デンサCN よりなるノーマルモードのローパスフィルタ
部LPFが1組設けられている。そして、力率改善整流
回路11Aにおいては、ブリッジ整流回路Di1 の出力
ラインと平滑コンデンサCiの正極端子間に対してフィ
ルタチョークコイルLN→高速リカバリ型ダイオードD2
→磁気結合トランスMCTの二次巻線N2 が直列に挿
入される。また、磁気結合トランスMCTの二次巻線N
2 に対して共振用コンデンサC2 が並列に設けられて、
上記二次巻線N2 と共に並列共振回路を形成している。
【0049】磁気結合トランスMCTは、上記二次巻線
N2 と一次巻線N1 を、フェライトコア等によって磁気
的に密結合するように巻装して構成される。なお、力率
改善整流回路11Aにおいては、一次巻線N1 を巻き上
げるようにして三次巻線N3が巻装されている。この場
合、一次巻線N1 の一端は、直列共振コンデンサC1 及
びドライブトランスPRTの共振電流検出巻線ND を介
してスイッチング素子Q1 、Q2 のスイッチング出力点
と接続されると共に、他端は一次側アースに接地され
て、スイッチング出力が得られるようにされている。
N2 と一次巻線N1 を、フェライトコア等によって磁気
的に密結合するように巻装して構成される。なお、力率
改善整流回路11Aにおいては、一次巻線N1 を巻き上
げるようにして三次巻線N3が巻装されている。この場
合、一次巻線N1 の一端は、直列共振コンデンサC1 及
びドライブトランスPRTの共振電流検出巻線ND を介
してスイッチング素子Q1 、Q2 のスイッチング出力点
と接続されると共に、他端は一次側アースに接地され
て、スイッチング出力が得られるようにされている。
【0050】ドライブトランスPRTは、スイッチング
素子を駆動すると共にスイッチング周波数を可変するた
めに設けられるものであり、この場合には駆動巻線
NB1、NB2、共振電流検出巻線ND に対して、その巻回
方向が直交するように巻回された制御巻線NC を備えた
可飽和リアクトルとして構成される。
素子を駆動すると共にスイッチング周波数を可変するた
めに設けられるものであり、この場合には駆動巻線
NB1、NB2、共振電流検出巻線ND に対して、その巻回
方向が直交するように巻回された制御巻線NC を備えた
可飽和リアクトルとして構成される。
【0051】トランジスタQ10は、制御巻線NC に対し
て制御電流を供給するための増幅器として設けられる。
この場合、トランジスタQ10のベースは、整流平滑電圧
Eiのラインと一次側アース間に対して直列に挿入され
た分圧抵抗R11、R12の分圧点と接続されて、整流平滑
電圧Eiのレベルに応じた直流電流が供給される。ま
た、コンバータトランスCVTの三次巻線N2 は、スイ
ッチングコンバータのスイッチング動作により交番電圧
が発生するが、上記三次巻線N3 に対しては接続された
整流ダイオードD3 、平滑コンデンサC3 からなる半波
整流回路及び抵抗R3 及びツェナーダイオードZD1 か
らなる定電圧回路によって所定レベルの直流電圧が生成
される。この直流電圧は、トランジスタQ10の動作電源
として、力率改善コンバータ回路11A、12Aの制御
巻線NC 、NC の直列接続を介してトランジスタQ10の
コレクタに供給される。トランジスタQ10のエミッタは
抵抗R13を介して一次側アースに接地される。なお、ド
ライブトランスPRTによる制御動作については後述す
る。
て制御電流を供給するための増幅器として設けられる。
この場合、トランジスタQ10のベースは、整流平滑電圧
Eiのラインと一次側アース間に対して直列に挿入され
た分圧抵抗R11、R12の分圧点と接続されて、整流平滑
電圧Eiのレベルに応じた直流電流が供給される。ま
た、コンバータトランスCVTの三次巻線N2 は、スイ
ッチングコンバータのスイッチング動作により交番電圧
が発生するが、上記三次巻線N3 に対しては接続された
整流ダイオードD3 、平滑コンデンサC3 からなる半波
整流回路及び抵抗R3 及びツェナーダイオードZD1 か
らなる定電圧回路によって所定レベルの直流電圧が生成
される。この直流電圧は、トランジスタQ10の動作電源
として、力率改善コンバータ回路11A、12Aの制御
巻線NC 、NC の直列接続を介してトランジスタQ10の
コレクタに供給される。トランジスタQ10のエミッタは
抵抗R13を介して一次側アースに接地される。なお、ド
ライブトランスPRTによる制御動作については後述す
る。
【0052】このように、本実施の形態は電源回路に対
して2組の力率改善コンバータ回路11A、11Bが設
けられており、これら力率改善コンバータ回路11A、
11Bを構成する回路部位のうち、ノーマルモードのロ
ーパスフィルタ(LN 、CN)、及び制御巻線NC に制
御電流を供給するための、トランジスタQ10を備えてな
る制御回路系は1組とされて、共通に設けられた構成が
採られている。
して2組の力率改善コンバータ回路11A、11Bが設
けられており、これら力率改善コンバータ回路11A、
11Bを構成する回路部位のうち、ノーマルモードのロ
ーパスフィルタ(LN 、CN)、及び制御巻線NC に制
御電流を供給するための、トランジスタQ10を備えてな
る制御回路系は1組とされて、共通に設けられた構成が
採られている。
【0053】本実施の形態のように磁気結合トランスM
CTを備えてなるが力率改善回路系の動作は次のように
なる。この場合には、磁気結合トランスMCTの一次巻
線N1 に対してスイッチング素子Q1 、Q2 のスイッチ
ング出力が供給されてスイッチング周期の電圧(スイッ
チング電圧)が発生される。この一次巻線N1 に得られ
たスイッチング電圧は磁気結合トランスMCTの磁気結
合を介して二次巻線N2 に伝送される。二次巻線N2 は
ブリッジ整流回路Di1 の整流出力ラインに直列に挿入
されており、これによって、例えば力率改善コンバータ
回路11Aであれば、ブリッジ整流回路Di1 の整流電
流経路にスイッチング電圧が重畳されることになる。こ
のようにして整流出力電圧に重畳されたスイッチング電
圧の重畳分によって高速リカバリ型ダイオードD2 は整
流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られるこ
とになり、以降は図1の実施の形態の場合と同様の作用
によって力率改善が図られることになる。また、磁気結
合トランスの二次巻線N2 と並列接続される共振用コン
デンサC2 は、二次巻線N2 と共に並列共振回路を形成
することによって、先の実施の形態にて説明した共振用
コンデンサC2 と同様の作用を有するようにされる。
CTを備えてなるが力率改善回路系の動作は次のように
なる。この場合には、磁気結合トランスMCTの一次巻
線N1 に対してスイッチング素子Q1 、Q2 のスイッチ
ング出力が供給されてスイッチング周期の電圧(スイッ
チング電圧)が発生される。この一次巻線N1 に得られ
たスイッチング電圧は磁気結合トランスMCTの磁気結
合を介して二次巻線N2 に伝送される。二次巻線N2 は
ブリッジ整流回路Di1 の整流出力ラインに直列に挿入
されており、これによって、例えば力率改善コンバータ
回路11Aであれば、ブリッジ整流回路Di1 の整流電
流経路にスイッチング電圧が重畳されることになる。こ
のようにして整流出力電圧に重畳されたスイッチング電
圧の重畳分によって高速リカバリ型ダイオードD2 は整
流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られるこ
とになり、以降は図1の実施の形態の場合と同様の作用
によって力率改善が図られることになる。また、磁気結
合トランスの二次巻線N2 と並列接続される共振用コン
デンサC2 は、二次巻線N2 と共に並列共振回路を形成
することによって、先の実施の形態にて説明した共振用
コンデンサC2 と同様の作用を有するようにされる。
【0054】また、これまで説明して来た力率改善コン
バータ回路のように、電流共振形コンバータのスイッチ
ング出力を整流経路に帰還するように構成された力率改
善コンバータにおいては、仮にスイッチング周波数が固
定されていると、入力される交流入力電圧が上昇するの
に従って、力率特性が低下することが分かっている。そ
こで、ドライブトランスPRTにより電流共振形コンバ
ータのスイッチング周波数を可変することによって、入
力される交流入力電圧レベルに対して力率がほぼ一定と
なるように制御可能に構成されている。
バータ回路のように、電流共振形コンバータのスイッチ
ング出力を整流経路に帰還するように構成された力率改
善コンバータにおいては、仮にスイッチング周波数が固
定されていると、入力される交流入力電圧が上昇するの
に従って、力率特性が低下することが分かっている。そ
こで、ドライブトランスPRTにより電流共振形コンバ
ータのスイッチング周波数を可変することによって、入
力される交流入力電圧レベルに対して力率がほぼ一定と
なるように制御可能に構成されている。
【0055】例えば、この図に示す電源回路の商用交流
電源に入力される交流入力電圧VACが上昇したように変
化したとすると、これに対応して整流平滑電圧Eiも上
昇することから、整流平滑電圧Eiから分圧抵抗R11を
介してトランジスタQ10のベースに供給されるベース電
流が増加する。これによりトランジスタQ10は、コレク
タ電流レベルを大きくするように動作することから、コ
レクタに接続された制御巻線NC には、上記コレクタ電
流が制御電流として流れることになる。つまり、交流入
力電圧レベルが上昇するのに応じて制御巻線NC に流れ
る制御電流のレベルが大きくなるように制御される。ド
ライブトランスPRTでは、上記のように制御電流IS
のレベルが大きくなることにより、駆動巻線NB1、NB2
のインダクタンスを小さくする。これにより、駆動巻線
NB1と共振コンデンサCB1、及び駆動巻線NB2と共振コ
ンデンサCB2により形成される2組の自励発振駆動回路
の共振周波数を低下させ、スイッチング素子Q11、Q12
のスイッチング周波数を高くするように制御することに
なる。この場合、直列共振回路の共振周波数に対してス
イッチング周波数が変化することになるが、これによっ
て直列共振回路に供給されるスイッチング出力の帰還量
が変化して、この場合には力率改善を高めるように制御
されることになる。本実施の形態においては、上述した
磁気結合トランスの磁気結合による力率改善動作と、ド
ライブトランスPRTによる力率制御が、力率改善コン
バータ回路11A、11Bの両者において行われるもの
である。
電源に入力される交流入力電圧VACが上昇したように変
化したとすると、これに対応して整流平滑電圧Eiも上
昇することから、整流平滑電圧Eiから分圧抵抗R11を
介してトランジスタQ10のベースに供給されるベース電
流が増加する。これによりトランジスタQ10は、コレク
タ電流レベルを大きくするように動作することから、コ
レクタに接続された制御巻線NC には、上記コレクタ電
流が制御電流として流れることになる。つまり、交流入
力電圧レベルが上昇するのに応じて制御巻線NC に流れ
る制御電流のレベルが大きくなるように制御される。ド
ライブトランスPRTでは、上記のように制御電流IS
のレベルが大きくなることにより、駆動巻線NB1、NB2
のインダクタンスを小さくする。これにより、駆動巻線
NB1と共振コンデンサCB1、及び駆動巻線NB2と共振コ
ンデンサCB2により形成される2組の自励発振駆動回路
の共振周波数を低下させ、スイッチング素子Q11、Q12
のスイッチング周波数を高くするように制御することに
なる。この場合、直列共振回路の共振周波数に対してス
イッチング周波数が変化することになるが、これによっ
て直列共振回路に供給されるスイッチング出力の帰還量
が変化して、この場合には力率改善を高めるように制御
されることになる。本実施の形態においては、上述した
磁気結合トランスの磁気結合による力率改善動作と、ド
ライブトランスPRTによる力率制御が、力率改善コン
バータ回路11A、11Bの両者において行われるもの
である。
【0056】そして、このように構成された場合にも、
先の実施の形態と同様に、複数組の力率改善コンバータ
回路(11A、11B)によって総合負荷電力に対応す
るようにされるために、先の実施の形態と同様に力率改
善コンバータ回路を備えた電源回路の小型/軽量化及び
低コストかの促進を実現することができる。なお、この
場合にはノーマルモードのローパスフィルタLPFは、
力率改善コンバータ回路11A、11Bに共通に設けら
れているが、図6及び図7の場合と異なり、ブリッジ整
流回路の出力側に設けられていると共に、平滑コンデン
サCiを介して接地された接続形態とされていることか
ら、この場合にもフィルタチョークコイルLN 及びフィ
ルタコンデンサCN の両者について小型で安価なものを
選定することができる。また、本実施の形態においても
実際に設けられるべき力率改善コンバータ回路の組み数
は実際の使用条件に応じて設定されればよい。
先の実施の形態と同様に、複数組の力率改善コンバータ
回路(11A、11B)によって総合負荷電力に対応す
るようにされるために、先の実施の形態と同様に力率改
善コンバータ回路を備えた電源回路の小型/軽量化及び
低コストかの促進を実現することができる。なお、この
場合にはノーマルモードのローパスフィルタLPFは、
力率改善コンバータ回路11A、11Bに共通に設けら
れているが、図6及び図7の場合と異なり、ブリッジ整
流回路の出力側に設けられていると共に、平滑コンデン
サCiを介して接地された接続形態とされていることか
ら、この場合にもフィルタチョークコイルLN 及びフィ
ルタコンデンサCN の両者について小型で安価なものを
選定することができる。また、本実施の形態においても
実際に設けられるべき力率改善コンバータ回路の組み数
は実際の使用条件に応じて設定されればよい。
【0057】第3の実施の形態 図5は、本発明の第3に実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図とされ、この場合には2組の力率改善コンバー
タ回路12A、12Bが設けられている。なお、本実施
の形態においても実際に設けられるべき力率改善コンバ
ータ回路の組み数は実際の使用条件に応じて設定され
る。この図に示すスイッチング電源回路においては1組
のブリッジ整流回路Di1が、力率改善コンバータ回路
12A、12Bに対して共通に設けられている。また、
フィルタチョークコイルLN1及びフィルタコンデンサC
N よりなるノーマルモードのローパスフィルタは、図1
の場合と同様に力率改善コンバータ回路11A、11B
ごとに設けられており、この場合には、例えばフィルタ
チョークコイルLN1については、図3に示したリードイ
ンダクタを用いることができる。
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図とされ、この場合には2組の力率改善コンバー
タ回路12A、12Bが設けられている。なお、本実施
の形態においても実際に設けられるべき力率改善コンバ
ータ回路の組み数は実際の使用条件に応じて設定され
る。この図に示すスイッチング電源回路においては1組
のブリッジ整流回路Di1が、力率改善コンバータ回路
12A、12Bに対して共通に設けられている。また、
フィルタチョークコイルLN1及びフィルタコンデンサC
N よりなるノーマルモードのローパスフィルタは、図1
の場合と同様に力率改善コンバータ回路11A、11B
ごとに設けられており、この場合には、例えばフィルタ
チョークコイルLN1については、図3に示したリードイ
ンダクタを用いることができる。
【0058】本実施の形態の力率改善コンバータ回路1
2A、12Bにおいては、MOS−FETのスイッチン
グ素子Q11、Q12がハーフブリッジ結合されて備えられ
ている。この場合、MOS−FETのスイッチング素子
Q11のドレインが平滑コンデンサCiの正極端子に接続
され、ソースはスイッチング素子Q12のドレインと接続
される。スイッチング素子Q12のソースは一次側アース
に接地される。
2A、12Bにおいては、MOS−FETのスイッチン
グ素子Q11、Q12がハーフブリッジ結合されて備えられ
ている。この場合、MOS−FETのスイッチング素子
Q11のドレインが平滑コンデンサCiの正極端子に接続
され、ソースはスイッチング素子Q12のドレインと接続
される。スイッチング素子Q12のソースは一次側アース
に接地される。
【0059】ここで、力率改善コンバータ回路12A、
12Bにおいては、発振ドライブ回路3が設けられてお
り、スイッチング素子Q11、Q12にスイッチング駆動用
のゲート電圧を印加し、スイッチング素子Q11、Q12を
他励式により駆動する。力率改善コンバータ回路12A
側に設けられるスタート回路4は、電源投入時において
整流平滑電圧Eiのラインに得られた電圧又は電流を入
力して起動電力として、力率改善コンバータ回路12
A、12Bに供給する。また起動後の通常動作時には、
力率改善コンバータ回路12AのコンバータトランスC
VTの三次巻線N3 、整流ダイオードD3 、平滑コンデ
ンサC3 よりなる半波整流回路と抵抗R3 及びツェナー
ダイオードZD1 よりなる定電圧回路から供給される低
圧直流電圧が動作電源として、スタート回路4を介して
発振ドライブ回路3、3に供給される。また、力率改善
コンバータ回路12Aに設けられる制御回路2は、抵抗
R11、R12により分圧された整流平滑電圧Eiを入力
し、内部の基準電圧と比較した誤差に基づいて制御信号
を力率改善コンバータ回路12A、12Bの発振ドライ
ブ回路3、3に供給する。発振ドライブ回路3、3で
は、上記制御信号に基づいてスイッチング周波数を可変
制御するように構成されており、これによって、図4に
て説明したドライブトランスPRTの作用と同様に、交
流入力電圧及び負荷変動等に対して力率をほぼ一定に保
つように制御することになる。
12Bにおいては、発振ドライブ回路3が設けられてお
り、スイッチング素子Q11、Q12にスイッチング駆動用
のゲート電圧を印加し、スイッチング素子Q11、Q12を
他励式により駆動する。力率改善コンバータ回路12A
側に設けられるスタート回路4は、電源投入時において
整流平滑電圧Eiのラインに得られた電圧又は電流を入
力して起動電力として、力率改善コンバータ回路12
A、12Bに供給する。また起動後の通常動作時には、
力率改善コンバータ回路12AのコンバータトランスC
VTの三次巻線N3 、整流ダイオードD3 、平滑コンデ
ンサC3 よりなる半波整流回路と抵抗R3 及びツェナー
ダイオードZD1 よりなる定電圧回路から供給される低
圧直流電圧が動作電源として、スタート回路4を介して
発振ドライブ回路3、3に供給される。また、力率改善
コンバータ回路12Aに設けられる制御回路2は、抵抗
R11、R12により分圧された整流平滑電圧Eiを入力
し、内部の基準電圧と比較した誤差に基づいて制御信号
を力率改善コンバータ回路12A、12Bの発振ドライ
ブ回路3、3に供給する。発振ドライブ回路3、3で
は、上記制御信号に基づいてスイッチング周波数を可変
制御するように構成されており、これによって、図4に
て説明したドライブトランスPRTの作用と同様に、交
流入力電圧及び負荷変動等に対して力率をほぼ一定に保
つように制御することになる。
【0060】このように、本実施の形態の力率改善コン
バータ回路12A、12Bでは、他励式によりMOS−
FETのスイッチング素子Q11、Q12を駆動する構成が
採られており、また、スタート回路4及び制御回路2な
どの回路系は1組とされて、複数の力率改善コンバータ
回路(12A、12B)に対して共通に利用可能なよう
に、力率改善コンバータ回路12Aに対して設けられ
る。そして、本実施の形態に示すような構成とされて
も、上記各実施の形態にて説明したのと同様の効果が得
られ、MOS−FETのスイッチング素子Q11、Q12に
ついても低耐圧品を使用することが可能とされること
で、オン抵抗と下降時間Tfが小さくなるために、スイ
ッチング周波数をより高く設定することが可能とされ
る。
バータ回路12A、12Bでは、他励式によりMOS−
FETのスイッチング素子Q11、Q12を駆動する構成が
採られており、また、スタート回路4及び制御回路2な
どの回路系は1組とされて、複数の力率改善コンバータ
回路(12A、12B)に対して共通に利用可能なよう
に、力率改善コンバータ回路12Aに対して設けられ
る。そして、本実施の形態に示すような構成とされて
も、上記各実施の形態にて説明したのと同様の効果が得
られ、MOS−FETのスイッチング素子Q11、Q12に
ついても低耐圧品を使用することが可能とされること
で、オン抵抗と下降時間Tfが小さくなるために、スイ
ッチング周波数をより高く設定することが可能とされ
る。
【0061】なお、本発明の力率改善コンバータ回路と
しては、電源回路に対して備えられる力率改善コンバー
タ回路の組数はこれまで述べてきたように、実際の使用
条件に応じて変更されるものである。例えば上記各実施
の形態として示した力率改善コンバータ回路の場合、1
組の力率改善コンバータ回路の対応負荷電力は、例えば
AC100V系の場合には100W〜150Wとされ、
AC200Vの場合には200〜300W程度に対応す
る構成とすることが適当とされる。そして、商用電源に
対して並列に接続する力率改善コンバータ回路の組数を
増加することにより、例えば数キロWオーダーの大電力
対応の力率改善コンバータを構築することも容易に可能
となり、この場合にも例えば従来から知られているアク
ティブフィルタと比較して、高性能で低ノイズ、低コス
トが実現される。
しては、電源回路に対して備えられる力率改善コンバー
タ回路の組数はこれまで述べてきたように、実際の使用
条件に応じて変更されるものである。例えば上記各実施
の形態として示した力率改善コンバータ回路の場合、1
組の力率改善コンバータ回路の対応負荷電力は、例えば
AC100V系の場合には100W〜150Wとされ、
AC200Vの場合には200〜300W程度に対応す
る構成とすることが適当とされる。そして、商用電源に
対して並列に接続する力率改善コンバータ回路の組数を
増加することにより、例えば数キロWオーダーの大電力
対応の力率改善コンバータを構築することも容易に可能
となり、この場合にも例えば従来から知られているアク
ティブフィルタと比較して、高性能で低ノイズ、低コス
トが実現される。
【0062】また、本発明はこれまで説明してきた上記
各実施の形態の回路構成に限定されるものではなく、例
えば上記各実施の形態として示した以外の、力率改善コ
ンバータとしてのハーフブリッジ/フルブリッジ結合方
式、整流方式、及び力率改善方式の組み合わせによっ
て、本発明としての力率改善コンバータ回路を構成する
ことが可能である。また、上記各実施の形態に示すスイ
ッチング電源部1としては、PWM方式によるフライバ
ックコンバータあるいはフォワードコンバータ等のほ
か、RCC(リンギングチョークコンバータ)をはじめ
とする他の方式による各種タイプのスイッチングコンバ
ータが用いられても構わないことはいうまでもないが、
スイッチング動作の電流波形もしくは電圧波形が矩形波
となるスイッチングコンバータが接続される場合に適用
して好適とされる。また、先に本出願人により上記各実
施の形態に示す回路構成以外で、電流共振形コンバータ
のスイッチング出力を整流電流経路に帰還することによ
り力率改善を図るスイッチング電源回路が各種提案され
ているが、これらの発明の構成を本発明の力率改善コン
バータ回路の構成として適用することも可能とされる。
各実施の形態の回路構成に限定されるものではなく、例
えば上記各実施の形態として示した以外の、力率改善コ
ンバータとしてのハーフブリッジ/フルブリッジ結合方
式、整流方式、及び力率改善方式の組み合わせによっ
て、本発明としての力率改善コンバータ回路を構成する
ことが可能である。また、上記各実施の形態に示すスイ
ッチング電源部1としては、PWM方式によるフライバ
ックコンバータあるいはフォワードコンバータ等のほ
か、RCC(リンギングチョークコンバータ)をはじめ
とする他の方式による各種タイプのスイッチングコンバ
ータが用いられても構わないことはいうまでもないが、
スイッチング動作の電流波形もしくは電圧波形が矩形波
となるスイッチングコンバータが接続される場合に適用
して好適とされる。また、先に本出願人により上記各実
施の形態に示す回路構成以外で、電流共振形コンバータ
のスイッチング出力を整流電流経路に帰還することによ
り力率改善を図るスイッチング電源回路が各種提案され
ているが、これらの発明の構成を本発明の力率改善コン
バータ回路の構成として適用することも可能とされる。
【0063】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、商用電源
に対して力率改善コンバータ回路系を複数並列に接続し
て設けて、総合負荷電力に対応するように構成したた
め、1組ごとの力率改善コンバータ回路系の対応可能な
負荷電力は、総合負荷電力よりもはるかに少なくて済む
ことになる。従って、1組ごとの力率改善コンバータ回
路系には、より小型で安価な部品を選定して形成するこ
とが可能となり、また、部品素子数の削減、放熱板の省
略及び小サイズ化に加え、スイッチング周波数の高周波
化が図られる。これによって、力率改善コンバータ回路
及び本発明の力率改善コンバータ回路を備えた電源回路
の小型/軽量化及び低コスト化を促進することが可能と
なる。
に対して力率改善コンバータ回路系を複数並列に接続し
て設けて、総合負荷電力に対応するように構成したた
め、1組ごとの力率改善コンバータ回路系の対応可能な
負荷電力は、総合負荷電力よりもはるかに少なくて済む
ことになる。従って、1組ごとの力率改善コンバータ回
路系には、より小型で安価な部品を選定して形成するこ
とが可能となり、また、部品素子数の削減、放熱板の省
略及び小サイズ化に加え、スイッチング周波数の高周波
化が図られる。これによって、力率改善コンバータ回路
及び本発明の力率改善コンバータ回路を備えた電源回路
の小型/軽量化及び低コスト化を促進することが可能と
なる。
【図1】本発明の第1の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図である。
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図である。
【図2】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の交流
入力電流を示す動作波形である。
入力電流を示す動作波形である。
【図3】本実施の形態の力率改善コンバータ回路に備え
られるフィルタチョークコイルの一例を示す斜視図とさ
れる。
られるフィルタチョークコイルの一例を示す斜視図とさ
れる。
【図4】第2の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。
【図5】第3の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。
【図6】先行技術としての力率改善コンバータ回路を備
えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図7】先行技術としての力率改善コンバータ回路を備
えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図8】図7に示す力率改善コンバータ回路の4倍電圧
整流回路の動作を説明するための回路図とされる。
整流回路の動作を説明するための回路図とされる。
1 スイッチング電源部、2 制御回路、3 発振ドラ
イブ回路、4 スタート回路、10A,10B,10
C,11A,11B,12A,12B 力率改善コンバ
ータ回路、Di1 ,Di2 ,Di3 ブリッジ整流回
路、Ci 平滑コンデンサ、CVT コンバータトラン
ス、PRT ドライブトランス Q1 ,Q2,Q11,Q
12 スイッチング素子、C1 直列共振コンデンサ、N
1 一次巻線、MCT 磁気結合トランス、LN フィ
ルタチョークコイル、CN フィルタコンデンサ、C2
共振用コンデンサ
イブ回路、4 スタート回路、10A,10B,10
C,11A,11B,12A,12B 力率改善コンバ
ータ回路、Di1 ,Di2 ,Di3 ブリッジ整流回
路、Ci 平滑コンデンサ、CVT コンバータトラン
ス、PRT ドライブトランス Q1 ,Q2,Q11,Q
12 スイッチング素子、C1 直列共振コンデンサ、N
1 一次巻線、MCT 磁気結合トランス、LN フィ
ルタチョークコイル、CN フィルタコンデンサ、C2
共振用コンデンサ
Claims (7)
- 【請求項1】 商用電源を整流する整流手段と、 上記整流手段の整流出力を平滑化して得られる整流平滑
電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うするスイ
ッチング手段と、直列共振コンデンサ及び直列共振巻線
により形成され、上記スイッチング手段のスイッチング
出力が供給される直列共振回路とを備えた電流共振形コ
ンバータと、 上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段とを備えた力率改善コンバータ手段が複
数設けられ、 上記複数の力率改善コンバータ手段は、商用電源に対し
て並列に接続されていることを特徴とする力率改善コン
バータ回路。 - 【請求項2】 上記力率改善手段は、 上記整流手段の出力に対して設けられるフィルタチョー
ク及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのロ
ーパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子と、 少なくとも上記直列共振巻線が巻装されるコンバータト
ランスとを備え、 上記直列共振回路は、上記直列共振巻線に得られたスイ
ッチング出力を上記直列共振コンデンサの静電容量結合
を介して整流電流経路に対して印加するようにして設け
られていることを特徴とする請求項1に記載の力率改善
コンバータ回路。 - 【請求項3】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョーク及
びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
スフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
リ型整流素子と、 少なくとも、上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列
に挿入される重畳巻線とを互いに磁気的に密結合して形
成される磁気結合トランスを備えて構成されていること
を特徴とする請求項1に記載の力率改善コンバータ回
路。 - 【請求項4】 入力される交流入力電圧レベルの変化に
対して、力率がほぼ一定となるように制御を行う力率制
御手段を備えて構成されていることを特徴とする請求項
1に記載の力率改善コンバータ回路。 - 【請求項5】 上記整流手段は1組とされて、上記複数
の力率改善コンバータ手段に対して共通に設けられるこ
とを特徴とする請求項1に記載の力率改善コンバータ回
路。 - 【請求項6】 上記スイッチング手段は、スイッチング
素子を自励式により駆動する自励発振回路を備えて構成
されていることを特徴とする請求項1に記載の力率改善
コンバータ回路。 - 【請求項7】 上記スイッチング手段は、電圧制御型に
よるスイッチング素子と、該スイッチング素子を他励式
により駆動する駆動制御手段を備えて構成されているこ
とを特徴とする請求項1に記載の力率改善コンバータ回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8087098A JPH09261961A (ja) | 1996-03-18 | 1996-03-18 | 力率改善コンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8087098A JPH09261961A (ja) | 1996-03-18 | 1996-03-18 | 力率改善コンバータ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09261961A true JPH09261961A (ja) | 1997-10-03 |
Family
ID=13905483
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8087098A Withdrawn JPH09261961A (ja) | 1996-03-18 | 1996-03-18 | 力率改善コンバータ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09261961A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
JP2017148105A (ja) * | 2016-02-22 | 2017-08-31 | 株式会社大一商会 | 遊技機 |
-
1996
- 1996-03-18 JP JP8087098A patent/JPH09261961A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
JP2017148105A (ja) * | 2016-02-22 | 2017-08-31 | 株式会社大一商会 | 遊技機 |
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