JP2003224974A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ワールドワイド対応可能な力率改善複合共振
形コンバータを実現する。 【解決手段】 スイッチング周波数制御方式複合共振形
コンバータにおいて、一次側電圧共振コンバータに発生
する電圧共振パルス電圧を、三次巻線又はトランスを介
して力率改善回路に帰還させる。この場合に一次側にア
クティブクランプ回路を設けて帰還電圧をクランプす
る。帰還経路に直列共振コンデンサは設けない。又はア
クティブクランプ回路に発生するクランプパルス電圧を
力率改善回路に帰還させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善機能を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備え二次側にも共振回路を備えた複合共振形コン
バータとしての電源回路を各種提案しており、また、複
合共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率
改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案してい
る。力率改善回路としては、一次側に発生する電圧共振
パルス電圧を平滑コンデンサに電圧帰還することで交流
入力電流の導通角を拡大して力率を向上させる電圧帰還
方式の力率改善回路を提案しているが、このような力率
改善回路として、コンデンサ分圧方式の静電容量結合
形、コンデンサ分圧方式の磁気結合形、三次巻線方式の
磁気結合形、三次巻線方式のダイオード結合形などの各
種回路を提案している。

【０００３】これらにおいては、電力変換効率、コス
ト、直流入力電圧の変動特性、スイッチング素子のゼロ
ボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作領域などの面から、
三次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路が最も
有用であるとされている。ここでは先行技術として、三
次巻線方式のダイオード結合形の力率改善回路を備えた
スイッチング電源回路例を図１７で説明する。

【０００４】図１７の電源回路は電圧共振形のスイッチ
ングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路
２０が設けられた構成とされている。この図に示す電源
回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、例えばラ
インフィルタトランスやアクロスコンデンサ等から成る
ラインフィルタ２１が設けられている。また商用交流電
源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられ
ている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出
力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに
充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧
Ｅｉが得られることになる。

【０００５】ここでの電圧共振形コンバータは、例えば
ＭＯＳ−ＦＥＴによる１石のスイッチング素子Ｑ1 を備
える。スイッチング素子Ｑ1 のドレイン−ソース間には
クランプダイオードＤD が挿入され、スイッチング素子
Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよ
うにされている。スイッチング素子Ｑ1 のドレインは、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して
平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。ソースは
一次側アースに接地される。スイッチング素子Ｑ１のゲ
ートには、図示しないスイッチング駆動回路によって、
スイッチング駆動信号が印加され、スイッチング素子Ｑ
１は、スイッチング駆動信号に基づいてスイッチング動
作を行う。この場合、スイッチング駆動信号は、例えば
二次側の直流出力電圧のレベルに応じて周波数が可変さ
れるようになされ、このスイッチング周波数制御によっ
て二次側直流出力電圧の安定化が図られる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン・
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続さ
れている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャ
パシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧
共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そ
してスイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振
回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、
実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動
作が得られるようになっている。

【０００７】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続さ
れ、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧
Ｅｉ）と接続されている。また、一次巻線Ｎ１と同じ場
所、つまり一次側には、別巻線として三次巻線Ｎ３が形
成される。三次巻線Ｎ３は帰還巻線として機能するもの
であり、三次巻線Ｎ３の巻終り端は、直列共振コンデン
サＣ１０を介して力率改善回路２０における高速リカバ
リ型ダイオードＤ３のアノード点に接続されている。

【０００８】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二
次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即
ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備え
られる。つまり本明細書でいう、複合共振形スイッチン
グコンバータとして構成される。

【０００９】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤ01及
び平滑コンデンサＣ01を図のように接続することで、半
波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅ01を生成す
る。

【００１０】続いて、力率改善回路２０の構成について
説明する。力率改善回路２０においては、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端
子間に対して、 チョークコイルＬS −高速リカバリ型
ダイオードＤ３が直列接続されて挿入される。フィルタ
コンデンサＣN はチョークコイルＬS −高速リカバリ型
ダイオードＤ３の直列接続に対して並列に挿入されるこ
とで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのロー
パスフィルタを形成している。

【００１１】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ３のアノードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ１０を介して接
続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得
られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が
帰還されるようにしている。

【００１２】この場合、交流入力電圧ＶACの絶対値がピ
ーク時近辺で高速リカバリ型ダイオードＤ３が導通し、
交流入力電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉへの充電電流
がチョークコイルＬｓ、高速リカバリ型ダイオードＤ３
を介して流れるが、同時に３次巻線Ｎ３の電圧共振パル
ス電圧は直列共振コンデンサＣ１０と高速リカバリ型ダ
イオードＤ３の直列回路に帰還され、高速リカバリ型ダ
イオードＤ３をスイッチング動作することによって交流
入力電流ＩACの導通角が拡大して力率改善機能が実現す
る。交流入力電圧ＶACの絶対値が低くなると高速リカバ
リ型ダイオードＤ３は非導通となり３次巻線Ｎ３の電圧
共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ１０とチョーク
コイルＬｓとフィルタコンデンサＣNの直列回路で直列
共振回路を構成する。

【００１３】図１８、図１９は、上記回路における各部
の動作波形を示しており、図１８は交流入力電圧ＶACが
ゼロ電圧付近の際の動作波形、図１９は交流入力電圧Ｖ
ACがピーク電圧付近の際の動作波形である。図１８にお
いて、スイッチング素子Ｑ１の電流ｉQと電圧ｖdsの波
形から、ＺＶＳ動作となっており、スイッチング損失の
低減が可能であることがわかる。また三次巻線電圧Ｖ３
としてはスイッチング素子Ｑ１の電圧ｖds波形と相似の
電圧が発生する。この電圧Ｖ３が直列共振コンデンサＣ
１０、チョークコイルＬｓ、フィルタコンデンサＣNに
印加されて共振電流が流れることで、高速リカバリ型ダ
イオードＤ３のアノード端子電圧がスイッチング周期で
振動する。交流入力電圧ＶACが０付近においては、入力
整流電圧Ｖ１が低いため、その電圧Ｖ１にチョークコイ
ルＬｓで発生する電圧が重畳した高速リカバリ型ダイオ
ードＤ３のアノード電圧が、平滑コンデンサＣｉの端子
間電圧Ｅｉであるカソード電圧よりも常に低く、高速リ
カバリ型ダイオードＤ３はオフしたままとなる。従って
交流入力電流は流れない。

【００１４】交流入力電圧ＶACが上昇し、入力整流電圧
Ｖ１以上になると、そこに重畳された電圧により高速リ
カバリ型ダイオードＤ３のアノード電圧が入力平滑電圧
Ｅｉ以上となるため、高速リカバリ型ダイオードＤ３が
導通し、交流入力電流ＩACが高速リカバリ型ダイオード
Ｄ３を介して流れ出す。従って、入力平滑電圧Ｅｉに対
し、チョークコイルＬｓで発生する電圧分だけ低い交流
入力電圧ＶACのタイミングから交流入力電流ＩACが流れ
出すため、交流入力電流ＩACの導通角が広がり、力率の
改善が可能となる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ電源回路においては、ワールドワイドに対応可能とす
るために、交流入力電圧ＶACとして１００Ｖ系の場合と
２００Ｖ系の場合に対応できるようにしたいという要望
がある。ここで１００Ｖ系と２００Ｖ系の入力変動に対
して、負荷電力の変化２００Ｗ〜０Ｗを満足するために
は、複合共振形コンバータの一次側にアクティブ電圧ク
ランプ回路を付加して、スイッチング動作の制御範囲の
拡大を図らなければならない。すると、図１７のような
三次巻線方式ダイオード結合形の力率改善回路２０を備
えた回路に対して、一次側にアクティブ電圧クランプ回
路を配することが考えられるが、その場合、以下のよう
な問題がある。

【００１６】交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合に、
力率を０．８５程度に向上し、高調波歪規制値を満足し
ても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは、力率が０．７
程度に低下し、高調波歪規制を満足せず、ワールドワイ
ド対応の力率改善電源回路を実現できない。

【００１７】また、負荷電力の低下に伴って力率の低下
が大きい回路となってしまい、付加変動に対応した安定
した力率改善電源とはならない。例えば図２０は上記図
１７の回路において、負荷電流に対する力率の変化特性
を示しているが、負荷電力の減少に伴って力率が低下す
る特性となる。

【００１８】また、ＺＶＳ動作領域の確保のためには、
力率改善回路２０の直列共振周波数を、スイッチング周
波数よりも低く設定する必要がある。力率改善回路２０
では、交流入力電圧ＶACが低いときには高速リカバリ型
ダイオードＤ３はオフであるため、これを無視すると、
三次巻線Ｎ３を電圧源としたＬＣ直列共振回路となる。
この直列共振周波数に対してスイッチング周波数が低い
と、その周波数においてＬＣ直列共振回路は容量性とし
て作用するので、そこに流れる電流は三次巻線Ｎ３に発
生する電圧Ｖ３に対して進み位相となる。電圧Ｖ３はス
イッチング素子Ｑ１の端子間電圧ｖdsと相似の波形が誘
起するため、スイッチング素子Ｑ１の共振電圧が減少し
０付近に達する時点では直列共振コンデンサＣ１０から
三次巻線Ｎ３に向けて電流が流れることになる。スイッ
チング素子Ｑ１の端子間電圧ｖdsは、インダクタンスＬ
１，Ｌ２により並列共振コンデンサＣｒが充放電され、
ゼロ電圧まで達することで、スイッチング素子Ｑ１のＺ
ＶＳ動作を実現するものであるが、上記の場合、インダ
クタンスＬ１，Ｌ２により並列共振コンデンサＣｒを放
電するはずの電流が、三次巻線Ｎ３から一次巻線Ｎ１へ
供給される電流により弱められてしまうため、並列共振
コンデンサＣｒを完全に放電できずＺＶＳ動作が不可能
となり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング
損失が発生し、効率低下を招いてしまう。従って上記の
ように、力率改善回路２０の直列共振周波数を、スイッ
チング周波数よりも低く設定する必要があるが、このた
め力率改善回路２０のインダクタンスＬｓの値や、直列
共振コンデンサＣ１０の静電容量値として制約を受ける
ため、最適設計が困難となる。

【００１９】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。

【００２０】即ち本発明のスイッチング電源回路は、商
用交流電源をブリッジ整流回路で整流し、平滑コンデン
サにより直流入力電圧を出力する整流平滑手段と、一次
側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに一
次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が得
られるようにギャップが形成された絶縁コンバータトラ
ンスと、上記直流入力電圧をスイッチング素子により断
続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力す
るようにされたスイッチング手段と、少なくとも上記絶
縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタ
ンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンス
とによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を
電圧共振形とする一次側共振回路とを設ける。また、低
速リカバリ型ダイオード、高速リカバリ型ダイオード、
インダクタンス、電圧帰還回路を有し、上記低速リカバ
リ型ダイオードは上記ブリッジ整流回路と上記平滑コン
デンサの間に接続され、少なくとも上記高速リカバリ型
ダイオードと上記インダクタンスとが直列接続されて上
記低速リカバリ型ダイオードに並列接続されて成り、上
記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧に応
じて上記電圧帰還回路で帰還される電圧を上記平滑コン
デンサに帰還する力率改善手段と、クランプコンデンサ
と補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えて
形成され上記一次側共振回路に基づく電圧をクランプす
るアクティブクランプ手段とを設ける。また、上記絶縁
コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
分と二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって
二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次
側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動
作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成さ
れた直流出力電圧生成手段とを備えるようにする。ま
た、更に、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、
二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構
成された定電圧制御手段とを備えるようにもする。

【００２１】またこの構成において、さらに上記絶縁コ
ンバータトランスの一次側には三次巻線が設けられ、上
記電圧帰還回路は、上記高速リカバリ型ダイオードと上
記インダクタンスと上記絶縁コンバータトランスの三次
巻線とが直列接続されて成るようにし、上記アクティブ
クランプ手段は上記一次側共振回路で得られるスイッチ
ング出力電圧をクランプする構成とする。そして上記ア
クティブクランプ手段によってクランプされた、上記一
次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧が、上記
三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還されるように
する。

【００２２】又は、上記力率改善手段における上記イン
ダクタンスとなる二次巻線を有するトランスが設けら
れ、上記電圧帰還回路は、上記トランスの一次巻線が上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデ
ンサの間に接続されて成り、上記アクティブクランプ手
段は、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力
電圧をクランプする構成とする。そして上記アクティブ
クランプ手段によってクランプされた、上記一次側共振
回路で得られるスイッチング出力電圧が、上記トランス
を介して上記力率改善手段に帰還されるようにする。

【００２３】又は、上記力率改善手段における上記イン
ダクタンスと並列回路を構成するコンデンサが設けら
れ、上記電圧帰還回路は、上記アクティブクランプ手段
における上記クランプコンデンサが、上記高速リカバリ
型ダイオードと上記並列回路の接続点に接続されて成る
ようにする。そして、上記一次側共振回路で得られるス
イッチング出力電圧に応じて、上記クランプコンデンサ
と上記補助スイッチング素子とによる直列接続回路に発
生するパルス電圧が、上記力率改善手段に電圧帰還され
るようにする。

【００２４】また本発明のスイッチング電源回路は、整
流電流を直列接続された２つの平滑コンデンサにより平
滑して倍電圧直流入力電圧を出力する平滑手段と、一次
側出力を二次側に伝送するために設けられるとともに、
一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係数が
得られるようにギャップが形成された絶縁コンバータト
ランスと、上記倍電圧直流入力電圧をスイッチング素子
により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線
に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくと
も、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩
インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャ
パシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路とを備え
る。また、直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオ
ードによる第１の整流回路と、直列接続された２つの低
速リカバリ型ダイオードによる第２の整流回路とを備え
て交流電源を整流し、整流電流を上記平滑手段に供給す
るとともに、上記２つの高速リカバリ型ダイオードの一
方が直列接続された第１のインダクタンスと、上記２つ
の高速リカバリ型ダイオードの他方が直列接続された第
２のインダクタンスと、電圧帰還回路とを有し、上記一
次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧に応じて
上記電圧帰還回路で帰還される電圧に基づいて上記２つ
の高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断続すること
により力率を改善する力率改善整流手段と、クランプコ
ンデンサと補助スイッチング素子とによる直列接続回路
を備えて形成され、上記一次側共振回路に基づく電圧を
クランプするアクティブクランプ手段とを備える。さら
に、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩イン
ダクタンス成分と二次側共振コンデンサのキャパシタン
スとによって二次側において形成される二次側共振回路
と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コ
ンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力
して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成する
ように構成された直流出力電圧生成手段とを備えるよう
にする。また更に、上記二次側直流出力電圧のレベルに
応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行う
ように構成された定電圧制御手段を備えるようにもす
る。

【００２５】また上記構成において、上記絶縁コンバー
タトランスの一次側には三次巻線が設けられ、上記力率
改善整流手段には、上記第１のインダクタンスとなる一
次巻線と、上記第２のインダクタンスとなる二次巻線を
備えたトランスが設けられ、上記電圧帰還回路は、上記
絶縁コンバータトランスの上記三次巻線が、上記２つの
高速リカバリ型ダイオードの接続点に接続されて成り、
上記アクティブクランプ手段は、上記一次側共振回路で
得られるスイッチング出力電圧をクランプするように構
成する。そして上記アクティブクランプ手段によってク
ランプされた、上記一次側共振回路で得られるスイッチ
ング出力電圧が、上記三次巻線を介して上記力率改善手
段に帰還され、この帰還されたスイッチング出力電圧に
基づいて上記２つの高速リカバリ型ダイオードが整流電
流を断続することにより力率を改善するようにする。

【００２６】又は、上記力率改善整流手段には、一次巻
線と、上記第１のインダクタンスとなる二次巻線と、上
記第２のインダクタンスとなる三次巻線とを備えたトラ
ンスが設けられ、上記電圧帰還回路は、上記トランスの
一次巻線が上記絶縁コンバータトランスの上記一次巻線
と直列接続されて成り、上記アクティブクランプ手段
は、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電
圧をクランプするようにする。そして、上記アクティブ
クランプ手段によってクランプされた、上記一次側共振
回路で得られるスイッチング出力電圧が、上記トランス
を介して上記力率改善手段に帰還され、この帰還された
スイッチング出力電圧に基づいて上記２つの高速リカバ
リ型ダイオードが整流電流を断続することにより力率を
改善するようにする。

【００２７】又は、上記力率改善整流手段には、上記第
１のインダクタンスとなる一次巻線と、上記第２のイン
ダクタンスとなる二次巻線とを備えたトランスと、上記
トランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサと
が設けられ、上記電圧帰還回路は、上記アクティブクラ
ンプ手段における上記クランプコンデンサが、上記一方
の高速リカバリ型ダイオードと上記並列回路の接続点に
接続されて成るようにする。そして、上記一次側共振回
路で得られるスイッチング出力電圧に応じて、上記クラ
ンプコンデンサと上記補助スイッチング素子とによる直
列接続回路に発生するパルス電圧が、上記力率改善手段
に帰還され、この帰還されたスイッチング出力電圧に基
づいて上記２つの高速リカバリ型ダイオードが整流電流
を断続することにより力率を改善するように構成する。

【００２８】上記各構成によれば、スイッチング周波数
制御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路にお
いて、一次側電圧共振コンバータに発生するスイッチン
グ出力電圧（電圧共振パルス電圧）に基づく電圧を、力
率改善手段（又は力率改善整流手段）を介して平滑コン
デンサに電圧帰還することで交流入力電流の導通角を拡
大し力率を向上する回路が実現される。このとき、一次
側に形成されたアクティブクランプ手段によりクランプ
された電圧共振パルス電圧が力率改善手段に帰還される
ことでスイッチング制御範囲が拡大されると共に、安定
した力率特性を得ることができる。又は、電圧共振パル
ス電圧に基づいて力率改善手段に帰還される電圧は、一
次側に形成されたアクティブクランプ手段に発生するパ
ルス電圧となる。これによりスイッチング制御範囲が拡
大されると共に、安定した力率特性を得ることができ
る。また力率改善手段において直列共振コンデンサを不
要とすることができる。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態として
の第１〜第６の実施の形態のスイッチング電源回路を説
明していく。なお各実施の形態は、それぞれ以下のよう
に本発明請求項に対応したものである。 第１の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項３ 第２の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項８ 第３の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項４ 第４の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項９ 第５の実施の形態：請求項１，請求項２，請求項５ 第６の実施の形態：請求項６，請求項７，請求項１０

【００３０】＜第１の実施の形態＞図１は、本発明の第
１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を
示す回路図である。この図に示す電源回路の一次側に
は、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形
コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コ
ンバータに対して力率改善回路１０が備えられるもので
ある。

【００３１】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対して、ラインフィルタトランスＬＦＴ、
アクロスコンデンサＣLが設けられ、いわゆるラインフ
ィルタを構成する。また商用交流電源ＡＣを全波整流す
るブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。ブリッジ整
流回路Ｄｉにより全波整流された整流出力は、力率改善
回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑
コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られる
ことになる。

【００３２】力率改善回路１０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備える。このスイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コン
デンサＣｉの負極（１次側アース）間にはクランプダイ
オードＤD1が挿入され、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時
に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされてい
る。スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデン
サＣｉの正極端子と接続される。エミッタは一次側アー
スに接地される。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１
からの制御電流がベースに印加され、その制御電流によ
ってスイッチング周波数が可変されるスイッチング動作
を行う。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続
されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキ
ャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電
圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
そしてスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共
振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電
圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振
形の動作が得られる。

【００３５】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に
示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ
１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせた
ＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対
して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び三次
巻線Ｎ３）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で
巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のように
ギャップＧを形成するようにしている。これによって、
所要の結合係数による疎結合が得られるようにしてい
る。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚
を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成するこ
とが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒
０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、そ
の分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００３６】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧
Ｅｉ）と接続されている。また絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側には三次巻線Ｎ３が形成される。この場
合絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側に中間タッ
プを設けて一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３を形成するこ
と、また後述するドライブ巻線Ｎｇについても中間タッ
プ接続とすることで、製造を容易化できる。

【００３７】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ２と二
次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。即
ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備え
られた、複合共振形スイッチングコンバータとして構成
される。

【００３８】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤｏ及
び平滑コンデンサＣｏを図のように接続することで、半
波整流平滑回路が形成され、直流出力電圧Ｅｏを生成す
る。

【００３９】また、ＰＦＭ（パルス周波数変調回路）と
しての制御回路１が設けられ、直流出力電圧Ｅｏは制御
回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１にお
いては、直流出力電圧Ｅｏを検出電圧として利用してス
イッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数
を制御することで、定電圧制御を行う。つまり制御回路
１は、例えば二次側の直流電圧出力Ｅｏのレベルに応じ
て、周波数が可変される電流信号をスイッチング素子Ｑ
１のベースに供給する。つまり二次側の直流出力電圧Ｅ
ｏのレベルに応じて一次側のスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数を可変する動作が行われることにな
り、これによって二次側直流出力電圧Ｅｏを安定化する
作用が得られる。スイッチング周波数制御としては、例
えば軽負荷の傾向になるなどして二次側出力電圧が上昇
したときに、スイッチング周波数を高くすることで、二
次側出力を抑制するように制御が行われるものとされ
る。

【００４０】また、この電源回路においては、一次側に
アクティブクランプ回路１５が備えられる。即ちアクテ
ィブクランプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助ス
イッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディ
ダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、
補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系
として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ
ｇ、Ｒ１を備えて成る。

【００４１】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉの正極側に接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイ
ッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。従って、
アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチン
グ素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に
対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対
して、更に並列に接続して構成されるものである。

【００４２】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ド
ライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列
接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆
動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号
電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッ
チング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ
は、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻
数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これによ
りドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番
電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、そ
の巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇ
とは逆極性の電圧が得られる。従ってスイッチング素子
Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフす
ることになり、アクティブクランプ回路１５によって電
圧共振パルス電圧がクランプされる。そして絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３は、力率改善回路１
０に対しての帰還巻線として機能するが、このアクティ
ブクランプ回路１５のクランプ作用により、三次巻線Ｎ
３を介して帰還される高周波のパルス電圧波形（電圧Ｖ
３）は図３のようになる。

【００４３】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。この力率改善回路１０は、ノーマルモードフ
ィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオード
Ｄ１，高速リカバリ型ダイオードＤ２、及びインダクタ
ンスＬｓによって構成される。即ち力率改善回路１０に
おいては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサ
Ｃｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が
接続される。また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対
して並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣN
が配される。

【００４４】さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２の
カソードはインダクタンスＬｓと直列接続され、インダ
クタンスＬｓはさらに絶縁コンバータトランスＰＩＴの
三次巻線Ｎ３に接続される。絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの三次巻線Ｎ３の他端（つまり一次巻線Ｎ１との中
間タップ点）は平滑コンデンサＣｉの正極側に接続され
る。即ち高速リカバリ型ダイオードＤ２とインダクタン
スＬｓと三次巻線Ｎ３の直列接続が、低速リカバリ型ダ
イオードＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデン
サＣNのそれぞれに対して並列に接続されている状態と
なる。

【００４５】力率改善回路１０による力率改善機能は次
のようになる。この力率改善回路１０の場合、ブリッジ
整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉへの
充電電流として流れる経路としては２系統となる。つま
り低速リカバリ型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流
れる経路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダ
クタンスＬｓを介して高周波スイッチング電流として電
流Ｉ２が流れる経路の２つである。そして力率改善回路
１０に対しては、一次側並列共振回路によって得られる
スイッチング出力（アクティブクランプ回路１５によっ
てクランプされた電圧共振パルス電圧）が三次巻線Ｎ３
が帰還巻線として機能して帰還される。つまり一次巻線
Ｎ１に得られるクランプされた電圧共振パルス電圧が、
三次巻線Ｎ３を介して直列接続されている高速リカバリ
型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。

【００４６】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダク
タンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチン
グ周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイ
ッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバ
リ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で
断続する動作が得られることになる。つまり、高速リカ
バリ型ダイオードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電
圧（つまり整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバ
リ型ダイオードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用
により整流出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、
力率改善が図られることになる。

【００４７】また、上述したように平滑コンデンサＣｉ
への充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経
路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタン
スＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイ
オードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺の
みで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１
が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値
近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充
電電流が流れることを防止するものとなる。このため高
速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効
率化が可能となる。また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ
２として電流容量の小さいものを選定できること、及び
発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回
路の小型化やコストダウンが可能となる。

【００４８】また、この力率改善回路１０では、図１７
のような直列共振コンデンサＣ１０を介さないで電圧共
振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、
回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電
力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるもの
となる。

【００４９】また上記したように一次側にアクティブク
ランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング
制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応
したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現して
いるとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジ
スタの耐圧の低下を図ることができる。さらにアクティ
ブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇
に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パル
ス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することにな
るため、図３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少な
くなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減
少するという効果も生ずる。

【００５０】図４、図５は、力率ＰＦ及び直流入力電圧
Ｅｉの変化特性を示している。図４は交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３０
Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ＝
０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。また
図５は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入力電
圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特性で
ある。これらの各図において実線は力率改善機能（ＰＦ
Ｉ）を有する場合、つまり上記図１の回路の場合の特性
であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない場
合の特性である。

【００５１】また図６は図１の回路の各部の動作波形を
示している。これは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、或い
は２３０Ｖの場合の動作波形となる。交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｖの場合と２３０Ｖの場合では、動作波形はほ
ぼ相似であり、絶対値が異なるのみであるため、説明
上、図６は共通の図面として示している。この図６で
は、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、整流電圧Ｖ
１、カソード電圧Ｖ２、低速リカバリ型ダイオードＤ１
に流れる電流Ｉ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流
れる電流Ｉ２、直流入力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥ
ｉ、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧ΔＥｏについて示
している。なお、この場合図１の回路としての各種定数
は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝５３Ｔ 絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１８Ｔ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ インダクタンスＬｓ＝６８μＨ

【００５２】図４からわかるように、交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、
負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率
ＰＦは０．４６〜０．５７、直流入力電圧Ｅｉは１３８
Ｖ〜１３１Ｖとなるが、力率改善回路１０を備えた図１
の回路の場合、力率ＰＦは０．９１〜０．８３、直流入
力電圧Ｅｉは１４０Ｖ〜１３３Ｖとなる。また、交流入
力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０を設け
ない場合、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲にお
いて、力率ＰＦは０．３９〜０．４７、直流入力電圧Ｅ
ｉは３２０Ｖ〜３１９Ｖとなるが、力率改善回路１０を
備えた図１の回路の場合、力率ＰＦは０．７１〜０．８
４、直流入力電圧Ｅｉは３４６Ｖ〜３２８Ｖとなる。さ
らに図５からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの
場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに対して、
力率改善回路１０を設けない場合は、力率ＰＦは０．５
８〜０．４５となるが、力率改善回路１０を備えた図１
の回路の場合、力率ＰＦは０．８７〜０．８１となる。
つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧
ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少ない特性を実現
できる。

【００５３】また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの範囲において、力率
改善回路１０を設けない場合、８８．８％〜９０．８％
となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回路の場
合、８６．１％〜９０．５％となった。交流入力電圧Ｖ
AC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗ
の範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_AC/DC）
は、力率改善回路１０を設けない場合、８７．１％〜９
２．０％となるが、力率改善回路１０を備えた図１の回
路の場合、８４．３％〜９１．０％となった。

【００５４】また、上述のように低速リカバリ型ダイオ
ードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路
で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図６に見るこ
とができる。即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では
低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の
電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ
２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。

【００５５】＜第２の実施の形態＞続いて本発明の第２
の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。この
実施の形態は、上記第１の実施の形態と同様の目的に加
えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／Ｄ
Ｃ電力変換効率（η_AC/DC）の向上を図るものである。
図７は第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路
図である。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、
詳しい説明は省略する。この場合、図１の回路と比較し
て、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるように
したことが異なるものとなっている。

【００５６】この図に示す電源回路の一次側には、電圧
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータ
に対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善
整流回路１１が備えられるものである。

【００５７】この図に示す電源回路においては、ライン
フィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣから
の交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１によって
整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ
１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式
により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るよ
うにされている。

【００５８】力率改善整流回路１１の構成については後
述するが、電圧共振形コンバータの構成については、概
略第１の実施の形態と同様となるため簡単に述べる。こ
の場合も電圧共振形コンバータは、例えば高耐圧のバイ
ポーラトランジスタによる１石のスイッチング素子Ｑ1
を備える。スイッチング素子Ｑ1 に対してクランプダイ
オードＤD1が接続されることや、並列共振コンデンサＣ
ｒが、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンス
とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を
形成すること、一次側にアクティブクランプ回路１５が
形成されることで電圧共振パルス電圧がクランプされる
ことは図１の回路と同様である。また、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振
コンデンサＣ２が配されて共振回路が形成され、複合共
振コンバータの構成を採ること、整流ダイオードＤｏ、
平滑コンデンサＣｏにより整流平滑が行われて直流出力
電圧Ｅｏを得ること、ＰＦＭによる制御回路１によりス
イッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が制御されて
二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られることも同様
である。

【００５９】なお絶縁コンバータトランスＰＩＴについ
ては、一次側に三次巻線Ｎ３が巻装されるが、この場合
は、三次巻線Ｎ３は一次巻線Ｎ１とは別巻線として巻装
される。一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇについては中
間タップ接続とされる。

【００６０】力率改善整流回路１１の構成について説明
する。この力率改善整流回路１１は、交流入力電流ＩAC
の整流作用を有するとともにその力率改善作用を有する
ものとされる。具体的には、電圧帰還方式力率改善電源
を倍電圧整流方式で構成する。

【００６１】力率改善整流回路１１においては、交流ラ
イン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣN
が配される。また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ1
1、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ1
1、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コン
デンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対
してはトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）の
巻終り端が直列接続され、この一次巻線（ＬT1）の巻始
め端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。
さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対
しては、トランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）
の巻終り端が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の巻
始め端が一次側アースに接続される。

【００６２】また、高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ
12の接続点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の三次巻線Ｎ３の巻終り端が接続され、三次巻線Ｎ３の
巻始め端は交流ラインに接続されている。これによって
一次側に発生し、アクティブクランプ回路１５によって
クランプされた電圧共振パルス電圧が、三次巻線Ｎ３を
介して力率改善整流回路１１に電圧帰還されることにな
る。

【００６３】また力率改善整流回路１１においてはさら
に、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ
14の直列回路が配される。低速リカバリ型ダイオードＤ
13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端
子と一次側アース間に配される。

【００６４】このような力率改善整流回路１１におい
て、まず整流機能を説明する。この力率改善整流回路１
１においては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12が
第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型ダ
イオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能する。

【００６５】即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交
流電源ＡＣ→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオード
Ｄ11→インダクタンスＬT1→平滑コンデンサＣｉ１→・
・・の系で、第１の整流回路による整流電流が流れて平
滑コンデンサＣｉ１へ充電され、また同時に、交流電源
ＡＣ→低速リカバリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサ
Ｃｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流
が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。また交流
入力電圧ＶACの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コン
デンサＣｉ２→一次側アース→インダクタンスＬT2→高
速リカバリ型ダイオードＤ12→・・・の系で、第１の整
流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ
充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサ
Ｃｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14
→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れ
て平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。

【００６６】つまり、第１，第２の整流回路により、整
流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ
２に供給されることになる。そして平滑コンデンサＣｉ
１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正
極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、
倍電圧整流方式となる。

【００６７】力率改善整流回路１１による力率改善機能
は次のようになる。上述のように２つの高速リカバリ型
ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの三次巻線Ｎ３を介して、一次側並列共振回
路によって得られるスイッチング出力（クランプされた
電圧共振パルス電圧）が帰還される。

【００６８】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電
圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の
交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断
続する動作が得られることになり、この断続作用により
整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ
２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデ
ンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導
通角が拡大される結果、力率改善が図られることにな
る。

【００６９】また力率改善整流回路１１では、上述した
第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣ
ｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。こ
れは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において
高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電電
流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力
電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が低
速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカバ
リ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流のみ
が流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ
12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これに
より図１の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
_AC/DC）の向上が可能となる。また各高速リカバリ型ダ
イオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定
できること、及び発熱低下により放熱板が不要となるこ
となどにより、回路の小型化やコストダウンが可能とな
る。

【００７０】そしてこの図７の電源回路によっても、力
率改善整流回路１１は図１７のような直列共振コンデン
サＣ１０を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還される
構成となっている。これにより、回路設計の容易化とと
もに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても変
動の少ない力率を実現できるものとなる。また一次側に
アクティブクランプ回路１５が形成され、これによって
スイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２０
０Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源回
路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１とし
てのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。さ
らにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力電
圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の
電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大
することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少な
くなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減
少するという効果も生ずる。

【００７１】＜第３の実施の形態＞図８は、本発明の第
３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を
示す回路図である。図８に示す電源回路の一次側には、
電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コン
バータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバ
ータに対して力率改善回路１０Ａが備えられるものであ
る。なお、第１の実施の形態として図１に示した回路と
同一部分には同一符号を付す。

【００７２】この図に示す電源回路においては、図１と
同様に、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタト
ランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、い
わゆるラインフィルタを構成し、また商用交流電源ＡＣ
を全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられてい
る。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出
力は、力率改善回路１０Ａを介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られる。

【００７３】高耐圧のバイポーラトランジスタによる１
石のスイッチング素子Ｑ1 を備える電圧共振形コンバー
タも、図１とほぼ同様の構成となる。即ちスイッチング
素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側
アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入される。
エミッタは一次側アースに接地される。なおスイッチン
グ素子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1、及びトランスＴの一次巻線（インダ
クタンスＬｐ）を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子
と接続されることになる。スイッチング素子Ｑ１は、制
御回路１からの制御電流がベースに印加され、その制御
電流によってスイッチング周波数が可変されるスイッチ
ング動作を行う。

【００７４】また図１と同様に、スイッチング素子Ｑ1
のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデン
サＣｒが接続され、並列共振コンデンサＣｒは、自身の
キャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより
電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成す
る。スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振
回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧
は、正弦波状のパルス波形となる電圧共振形の動作が得
られる。

【００７５】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図
２に示した構造で、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が分割し
た状態で巻装され、また中央磁脚に対してはギャップＧ
を形成することで、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒
０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、そ
の分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００７６】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端側はトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬ
ｐ）を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧
Ｅｉ）と接続されている。また絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側にはドライブ巻線Ｎｇが中間タップ接続
で形成される。なお、図１の場合と異なり、一次側に三
次巻線Ｎ３は形成されない。

【００７７】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
も二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて
共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採る
こと、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより
整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦ
Ｍによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの
安定化が図られることは、図１と同様である。

【００７８】また、この電源回路も、一次側にアクティ
ブクランプ回路１５が備えられる。即ちアクティブクラ
ンプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチン
グ素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオー
ドのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイ
ッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、
ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を
備えて成る。

【００７９】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉの正極側に接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースはスイ
ッチング素子Ｑ１のコレクタ点に接続される。従って、
アクティブクランプ回路１５としては、補助スイッチン
グ素子Ｑ２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に
対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対
して、更に並列に接続して構成されるものである。

【００８０】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ド
ライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列
接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆
動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号
電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッ
チング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ
は、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻
数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これによ
りドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番
電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、そ
の巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇ
とは逆極性の電圧が得られる。従ってスイッチング素子
Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフす
ることになり、アクティブクランプ回路１５によって電
圧共振パルス電圧がクランプされる。そして、トランス
Ｔの一次巻線（インダクタンスＬｐ）は、力率改善回路
１０Ａに対しての帰還巻線として機能するが、このアク
ティブクランプ回路１５のクランプ作用により、トラン
スＴを介して帰還される高周波のパルス電圧波形（電圧
Ｖ３）は上述した図３と同様になる。

【００８１】続いて、力率改善回路１０Ａの構成につい
て説明する。この力率改善回路１０Ａは、ノーマルモー
ドフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオ
ードＤ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２、及びトラン
スＴによって構成される。即ち力率改善回路１０Ａにお
いては、まずブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣ
ｉの正極間に直列に低速リカバリ型ダイオードＤ１が接
続される。また、低速リカバリ型ダイオードＤ１に対し
て並列にノーマルモードフィルタ用のコンデンサＣNが
配される。

【００８２】さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ２の
カソードはトランスＴの二次巻線（インダクタンスＬ
ｓ）の巻終わり端に接続され、トランスＴの二次巻線
（Ｌｓ）の巻始め端は平滑コンデンサＣｉの正極側に接
続される。つまり高速リカバリ型ダイオードＤ２とイン
ダクタンスＬｓの直列接続が、低速リカバリ型ダイオー
ドＤ１、及びノーマルモードフィルタ用コンデンサＣN
のそれぞれに対して並列に接続されている状態となる。
トランスＴの一次巻線（インダクタンスＬｐ）は、その
巻始め端が絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
１の巻終わり端と接続され、またトランスＴの一次巻線
（インダクタンスＬｐ）の巻終わり端は、平滑コンデン
サＣｉの正極に接続される。

【００８３】なお、このような一次巻線（Ｌｐ）、二次
巻線（Ｌｓ）の接続構成とされるトランスＴについて
は、一次巻線（Ｌｐ）の巻終わり端と二次巻線（Ｌｓ）
の巻始め端が接続される構成となる。このため実際に
は、一次巻線（Ｌｐ）と二次巻線（Ｌｓ）は、いわゆる
中間タップ接続が可能となる、またこのためにもより、
トランスＴとしては小型の開磁路のドラム形フェライト
磁心により構成が可能となり、製造の容易化や回路の小
型化を実現できる。

【００８４】力率改善回路１０Ａによる力率改善機能は
次のようになる。この力率改善回路１０Ａの場合、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉ
への充電電流として流れる経路としては、低速リカバリ
型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高
速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを
介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる
経路の２つとなる。そして力率改善回路１０Ａに対して
は、一次側並列共振回路によって得られトランスＴの一
次巻線（Ｌｐ）に流れるスイッチング出力（アクティブ
クランプ回路１５によってクランプされた電圧共振パル
ス電圧）が帰還される。つまり二次巻線（Ｌｓ）には、
一次巻線（Ｌｐ）に流れる一次電流によって誘起電圧が
発生し、これによってクランプされた電圧共振パルス電
圧が、二次巻線（Ｌｓ）に直列接続されている高速リカ
バリ型ダイオードＤ２に電圧帰還されることになる。

【００８５】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダク
タンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチン
グ周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイ
ッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバ
リ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で
断続する動作が得られる。つまり、高速リカバリ型ダイ
オードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり
整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流
出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よ
りも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電
電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の
平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされ
て交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が
図られることになる。

【００８６】また、上述したように平滑コンデンサＣｉ
への充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経
路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタン
スＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイ
オードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺の
みで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１
が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値
近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充
電電流が流れることを防止するものとなる。このため高
速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効
率化が可能となる。また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ
２として電流容量の小さいものを選定できること、及び
発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回
路の小型化やコストダウンが可能となる。

【００８７】また、この力率改善回路１０Ａでは、図１
７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共
振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、
回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電
力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるもの
となる。

【００８８】また上記したように一次側にアクティブク
ランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング
制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応
したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現して
いるとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジ
スタの耐圧の低下を図ることができる。さらにアクティ
ブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇
に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パル
ス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することにな
るため、図３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少な
くなるという作用も生じ、これによって力率の変化が減
少するという効果も生ずる。

【００８９】図９、図１０は、力率ＰＦ及び直流入力電
圧Ｅｉの変化特性を示している。図９は交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝２３
０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力Ｐｏ
＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性である。ま
た図１０は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、交流入
力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記の各特
性である。これらの各図において実線は力率改善機能
（ＰＦＩ）を有する場合、つまり図８の回路の場合の特
性であり、点線は力率改善のための回路構成を設けない
場合の特性である。

【００９０】また図８の回路の各部の動作波形は上述し
た図１の回路の動作波形とほぼ同様になり、図６の波形
を参照できる。なお、この場合図８の回路としての各種
定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４８Ｔ インダクタンスＬｐ＝６８μＨ インダクタンスＬｓ＝３３μＨ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ

【００９１】図９からわかるように、交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０を設けない場合、
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率
ＰＦは０．５７〜０．４６、直流入力電圧Ｅｉは１３１
Ｖ〜１３８Ｖとなるが、力率改善回路１０Ａを備えた図
８の回路の場合、力率ＰＦは０．８０〜０．８２、直流
入力電圧Ｅｉは１３３Ｖ〜１４２Ｖとなる。また、交流
入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路１０Ａを
設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲
において、力率ＰＦは０．４７〜０．３９、直流入力電
圧Ｅｉは３１７Ｖ〜３２０Ｖとなるが、力率改善回路１
０Ａを備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８１〜
０．７０、直流入力電圧Ｅｉは３２９Ｖ〜３５０Ｖとな
る。さらに図１０からわかるように、負荷電力Ｐｏ＝２
００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２７０Ｖに
対して、力率改善回路１０Ａを設けない場合は、力率Ｐ
Ｆは０．５８〜０．４５となるが、力率改善回路１０Ａ
を備えた図８の回路の場合、力率ＰＦは０．８５〜０．
８０となる。つまり力率ＰＦとしては、負荷電力Ｐｏや
交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対しても、変化の少な
い特性を実現できる。

【００９２】また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率
改善回路１０Ａを設けない場合、９０．８％〜８８．８
％となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８の回路の
場合、９０．２％〜８５．８％となった。交流入力電圧
ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０
Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_AC/DC）
は、力率改善回路１０Ａを設けない場合、９２．０％〜
８７．１％となるが、力率改善回路１０Ａを備えた図８
の回路の場合、９０．８％〜８３．８％となった。

【００９３】また、この図８の回路の場合でも、低速リ
カバリ型ダイオードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオ
ードＤ２の経路で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流するが、そ
の様子は、図６に見ることができる。即ち、交流入力電
圧ＶACのピーク近辺では低速リカバリ型ダイオードＤ１
に対して図示する波形の電流Ｉ１が流れることで、高速
リカバリ型ダイオードＤ２に対する電流Ｉ２は大電流と
はなっていない。

【００９４】＜第４の実施の形態＞続いて本発明の第４
の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。この
実施の形態は、上記第３の実施の形態と同様の目的に加
えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／Ｄ
Ｃ電力変換効率（η_AC/DC）の向上を図るものである。
図１１は第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回
路図である。なお、図８と同一部分には同一符号を付
し、詳しい説明は省略する。この場合、図８の回路と比
較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備えるよ
うにしたことが異なるものとなっている。

【００９５】この図に示す電源回路の一次側には、電圧
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータ
に対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善
整流回路１１Ａが備えられるものである。

【００９６】この図に示す電源回路においては、ライン
フィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣから
の交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１によって
整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ
１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式
により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るよ
うにされている。

【００９７】電圧共振形コンバータの構成は、概略第３
の実施の形態と同様となる。この場合も電圧共振形コン
バータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによ
る１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。スイッチング
素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続される
ことや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側に
アクティブクランプ回路１５が形成されることで電圧共
振パルス電圧がクランプされることは図８の回路と同様
である。

【００９８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配
されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成
を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏ
により整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得るこ
と、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ
１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電
圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。

【００９９】なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ１はトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬ
T1）を介して平滑コンデンサＣｉ１の正極に接続され
る。トランスＴは、その一次側が、一次巻線（インダク
タンスＬT1）とされ、二次側には二次巻線（インダクタ
ンスＬT2）と三次巻線（インダクタンスＬT3）が巻装さ
れた構造となる。

【０１００】続いて、力率改善整流回路１１Ａの構成に
ついて説明する。この力率改善整流回路１１Ａは、交流
入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善
作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式
力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。

【０１０１】力率改善整流回路１１Ａにおいては、交流
ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣ
Nが配される。また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ1
1、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ1
1、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コン
デンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対
してはトランスＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）の
巻終り端が直列接続され、この二次巻線（ＬT2）の巻始
め端が平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。
さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ12のアノードに対
しては、トランスＴの三次巻線（インダクタンスＬT3）
の巻始め端が直列接続され、この三次巻線（ＬT3）の巻
終り端が一次側アースに接続される。そして、二次巻線
（ＬT2）及び三次巻線（ＬT3）は、一次巻線（ＬT1）に
流れる一次電流によって誘起電圧が発生する。つまり、
これによって、アクティブクランプ回路１５によりクラ
ンプされた電圧共振パルス電圧が、力率改善整流回路１
１Ａ（二次巻線（ＬT2）及び三次巻線（ＬT3）に直列接
続されている高速リカバリ型ダイオードＤ11，Ｄ12）に
電圧帰還されることになる。またこの場合、インダクタ
ンスＬT2、ＬT3に発生する誘起電圧は互いに逆極性とな
る。

【０１０２】また力率改善整流回路１１Ａにおいてはさ
らに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，
Ｄ14の直列回路が配される。低速リカバリ型ダイオード
Ｄ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極
端子と一次側アース間に配される。

【０１０３】このような力率改善整流回路１１Ａにおい
て、まず整流機能を説明する。この力率改善整流回路１
１Ａにおいては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12
が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型
ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能す
る。

【０１０４】即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交
流電源ＡＣ→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダク
タンスＬT2→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第
１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣ
ｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカ
バリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・
の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コ
ンデンサＣｉ１へ充電される。また交流入力電圧ＶACの
負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→
一次側アース→インダクタンスＬT3→高速リカバリ型ダ
イオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整
流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また
同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側
アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系
で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデ
ンサＣｉ２へ充電される。

【０１０５】つまり、第１，第２の整流回路により、整
流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ
２に供給されることになる。そして平滑コンデンサＣｉ
１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正
極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、
倍電圧整流方式となる。

【０１０６】力率改善整流回路１１Ａによる力率改善機
能は次のようになる。上述のように２つの高速リカバリ
型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、トランスＴの二次
巻線（インダクタンスＬT2）、三次巻線（インダクタン
スＬT3）がそれぞれ直列接続されており、これによって
力率改善整流回路１１Ａに対して、一次側並列共振回路
によって得られトランスＴの一次巻線（ＬT1）に流れる
スイッチング出力（クランプされた電圧共振パルス電
圧）が帰還される。

【０１０７】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電
圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の
交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ11（又はＤ12）では整流電流をスイッチング周期で断
続する動作が得られることになり、この断続作用により
整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ
２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデ
ンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導
通角が拡大される結果、力率改善が図られることにな
る。

【０１０８】また力率改善整流回路１１Ａでは、上述し
た第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサ
Ｃｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺におい
て高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電
電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入
力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカ
バリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流の
みが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，
Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これ
により図８の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
_AC/DC）の向上が可能となる。また各高速リカバリ型ダ
イオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを選定
できること、及び発熱低下により放熱板が不要となるこ
となどにより、回路の小型化やコストダウンが可能とな
る。

【０１０９】そしてこの図１１の電源回路によっても、
力率改善整流回路１１Ａは図１７のような直列共振コン
デンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還され
る構成となっている。これにより、回路設計の容易化と
ともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても
変動の少ない力率を実現できるものとなる。また一次側
にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによっ
てスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２
００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源
回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１と
してのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力
電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時
の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡
大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少
なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が
減少するという効果も生ずる。

【０１１０】＜第５の実施の形態＞図１２は、本発明の
第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。図１２に示す電源回路の一次側に
は、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形
コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振形コ
ンバータに対して力率改善回路１０Ｂが備えられるもの
である。なお、第１の実施の形態として図１に示した回
路と同一部分には同一符号を付す。

【０１１１】この図に示す電源回路においては、図１と
同様に、商用交流電源ＡＣに対して、ラインフィルタト
ランスＬＦＴ、アクロスコンデンサＣLが設けられ、い
わゆるラインフィルタを構成し、また商用交流電源ＡＣ
を全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられてい
る。ブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流された整流出
力は、力率改善回路１０Ｂを介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られる。

【０１１２】高耐圧のバイポーラトランジスタによる１
石のスイッチング素子Ｑ1 を備える電圧共振形コンバー
タは、図１とほぼ同様の構成となる。即ちスイッチング
素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側
アース）間にはクランプダイオードＤD1が挿入される。
エミッタは一次側アースに接地される。スイッチング素
子Ｑ1 のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と
接続される。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１から
の制御電流がベースに印加され、その制御電流によって
スイッチング周波数が可変されるスイッチング動作を行
う。

【０１１３】また図１と同様に、スイッチング素子Ｑ1
のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデン
サＣｒが接続され、並列共振コンデンサＣｒは、自身の
キャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ１とにより
電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成す
る。スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振
回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧
は、正弦波状のパルス波形となる電圧共振形の動作が得
られる。但し本例の場合は後述するアクティブクランプ
回路１５の作用によりパルス電圧がクランプされる。

【０１１４】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図
２に示した構造で、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が分割し
た状態で巻装され、また中央磁脚に対してはギャップＧ
を形成することで、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒
０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、そ
の分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【０１１５】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧
Ｅｉ）と接続されている。また絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側にはドライブ巻線Ｎｇが中間タップ接続
で形成される。なお、図１の場合と異なり、一次側に三
次巻線Ｎ３は形成されない。

【０１１６】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
も二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配されて
共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成を採る
こと、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏにより
整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得ること、ＰＦ
Ｍによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数が制御されて二次側直流出力電圧Ｅｏの
安定化が図られることは、図１と同様である。

【０１１７】また、この電源回路も、一次側にアクティ
ブクランプ回路１５が備えられる。即ちアクティブクラ
ンプ回路１５として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチン
グ素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオー
ドのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイ
ッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、
ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇ、Ｒ１を
備えて成る。

【０１１８】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３に接続され、クランプコンデンサＣ３は、後述す
る力率改善回路１０Ｂ内の高速リカバリ型ダイオードＤ
２のカソードに接続される。また、補助スイッチング素
子Ｑ2のソースはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ点に
接続される。従って、アクティブクランプ回路１５とし
ては、補助スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオード
ＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３
を直列に接続して成るものとされる。

【０１１９】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−ド
ライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列
接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆
動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号
電圧がスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッ
チング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ
は、一次巻線Ｎ１の巻始め端部側に形成されており、巻
数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これによ
りドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番
電圧に応じて電圧が発生する。また、この場合には、そ
の巻方向の関係から、一次巻線Ｎ１とドライブ巻線Ｎｇ
とは逆極性の電圧が得られる。従ってスイッチング素子
Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２は交互にオン／オフす
ることになる。そして、その動作により、スイッチング
素子Ｑ１のコレクタ側に発生する電圧共振パルス電圧Ｖ
３は図１３のような波形となる。

【０１２０】続いて、力率改善回路１０Ｂの構成につい
て説明する。この力率改善回路１０Ｂは、ノーマルモー
ドフィルタ用のコンデンサＣN、低速リカバリ型ダイオ
ードＤ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２、インダクタ
ンスＬｓ、及びコンデンサＣ４によって構成される。即
ち力率改善回路１０Ｂにおいては、まずブリッジ整流回
路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉの正極間に直列に低速リカ
バリ型ダイオードＤ１が接続される。また、低速リカバ
リ型ダイオードＤ１に対して並列にノーマルモードフィ
ルタ用のコンデンサＣNが配される。

【０１２１】さらに、インダクタンスＬｓとコンデンサ
Ｃ４は並列接続され、この並列回路の一端に対して高速
リカバリ型ダイオードＤ２のカソードが直列接続され
る。上記並列回路（インダクタンスＬｓとコンデンサＣ
４）の他端側は平滑コンデンサＣｉの正極に接続され
る。従って、高速リカバリ型ダイオードＤ２と上記並列
回路（インダクタンスＬｓとコンデンサＣ４）の直列接
続が、低速リカバリ型ダイオードＤ１、及びノーマルモ
ードフィルタ用コンデンサＣNのそれぞれに対して並列
に接続されている状態となる。

【０１２２】力率改善回路１０Ｂによる力率改善機能は
次のようになる。この力率改善回路１０Ｂの場合、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉからの整流電流が平滑コンデンサＣｉ
への充電電流として流れる経路としては、低速リカバリ
型ダイオードＤ１を介して電流Ｉ１が流れる経路と、高
速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタンスＬｓを
介して高周波スイッチング電流として電流Ｉ２が流れる
経路の２つとなる。

【０１２３】そして力率改善回路１０Ｂに対しては、一
次側並列共振回路によって得られる電圧共振パルス電圧
に応じて、アクティブクランプ回路１５に発生するパル
ス電圧即ち図１３の電圧Ｖ３が帰還される。このとき、
スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の誘起電圧による電流は、
補助スイッチング素子Ｑ２のボディダイオード（クラン
プダイオードＤD2）を介して、クランプコンデンサＣ３
→インダクタンスＬｓと流れるため、インダクタンスＬ
ｓに並列にコンデンサＣ４を設けることで、図１３に示
すようにパルス電圧Ｖ３のピーク値を低下して電圧帰還
するようにしている。

【０１２４】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダク
タンスＬｓを流れる電流Ｉ２の電流経路にはスイッチン
グ周期の交番電圧が重畳されることになるが、このスイ
ッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバ
リ型ダイオードＤ２では整流電流をスイッチング周期で
断続する動作が得られる。つまり、高速リカバリ型ダイ
オードＤ２のカソード電圧Ｖ２がアノード電圧（つまり
整流電圧Ｖ１）より低いときに、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ２がオン／オフを行う。この断続作用により整流
出力電圧レベルＶ１が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よ
りも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電
電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の
平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされ
て交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が
図られることになる。

【０１２５】また、上述したように平滑コンデンサＣｉ
への充電電流は低速リカバリ型ダイオードＤ１による経
路と、高速リカバリ型ダイオードＤ２及びインダクタン
スＬｓによる経路に分流されるが、低速リカバリ型ダイ
オードＤ１は交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺の
みで導通する。つまりピーク値近辺でのみ充電電流Ｉ１
が流れる。このため交流入力電圧ＶACの正負のピーク値
近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ２に過大な充
電電流が流れることを防止するものとなる。このため高
速リカバリ型ダイオードＤ２の電力損失が低下して高効
率化が可能となる。また従って、各ダイオードＤ１，Ｄ
２として電流容量の小さいものを選定できること、及び
発熱低下により放熱板が不要となることなどにより、回
路の小型化やコストダウンが可能となる。

【０１２６】また、この力率改善回路１０Ｂでは、図１
７のような直列共振コンデンサＣ10を介さないで電圧共
振パルス電圧が帰還される構成となっている。これは、
回路設計の容易化とともに、交流入力電圧ＶACや負荷電
力の変動に対しても変動の少ない力率を実現できるもの
となる。

【０１２７】また上記したように一次側にアクティブク
ランプ回路１５が形成され、これによってスイッチング
制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応
したワールドワイドなスイッチング電源回路を実現して
いるとともに、スイッチング素子Ｑ１としてのトランジ
スタの耐圧の低下を図ることができる。さらにアクティ
ブクランプ回路１５によって、交流入力電圧ＶACの上昇
に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時の電圧共振パル
ス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡大することにな
るため、図１３に示した電圧帰還パルス電圧の変化が少
なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が
減少するという効果も生ずる。

【０１２８】図１４、図１５は、力率ＰＦ及び直流入力
電圧Ｅｉの変化特性を示している。図１４は交流入力電
圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時と、交流入力電圧ＶAC＝
２３０Ｖ、５０Ｈｚ時とのそれぞれにおいて、負荷電力
Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変化に対する上記の各特性であ
る。また図１５は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗにおいて、
交流入力電圧ＶAC＝９０〜２８８Ｖの変化に対する上記
の各特性である。これらの各図において実線は力率改善
機能（ＰＦＩ）を有する場合、つまり図１２の回路の場
合の特性であり、点線は力率改善のための回路構成を設
けない場合の特性である。

【０１２９】また図１２の回路の各部の動作波形は上述
した図１の回路の動作波形とほぼ同様になり、図６の波
形を参照できる。なお、この場合図１２の回路としての
各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝５３Ｔ インダクタンスＬｓ＝２２μＨ 一次側並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ コンデンサＣ４＝６８００ｐＦ フィルタ用コンデンサＣN＝１μＦ

【０１３０】図１４からわかるように、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ時では、力率改善回路１０Ｂを設けない場
合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、
力率ＰＦは０．５７〜０．４６、直流入力電圧Ｅｉは１
３１Ｖ〜１３８Ｖとなるが、力率改善回路１０Ｂを備え
た図１２の回路の場合、力率ＰＦは０．８２〜０．８
０、直流入力電圧Ｅｉは１３３Ｖ〜１４３Ｖとなる。ま
た、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、力率改善回路
１０Ｂを設けない場合、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０
Ｗの範囲において、力率ＰＦは０．４７〜０．３９、直
流入力電圧Ｅｉは３１７Ｖ〜３２０Ｖとなるが、力率改
善回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは
０．８０〜０．７４、直流入力電圧Ｅｉは３２８Ｖ〜３
５０Ｖとなる。さらに図１５からわかるように、負荷電
力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
２７０Ｖに対して、力率改善回路１０Ｂを設けない場合
は、力率ＰＦは０．５８〜０．４５となるが、力率改善
回路１０Ｂを備えた図１２の回路の場合、力率ＰＦは
０．８５〜０．８０となる。つまり力率ＰＦとしては、
負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの大幅な変動に対して
も、変化の少ない特性を実現できる。

【０１３１】また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５０Ｗの範囲において、力率
改善回路１０Ｂを設けない場合、９０．８％〜８８．８
％となるが、力率改善回路１０Ｂを備えた図１２の回路
の場合、９０．７％〜８６．９％となった。交流入力電
圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜５
０Ｗの範囲においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）は、力率改善回路１０Ｂを設けない場合、
９２．０％〜８７．１％となるが、力率改善回路１０Ｂ
を備えた図１２の回路の場合、９１．４％〜８５．１％
となった。

【０１３２】また、上述のように低速リカバリ型ダイオ
ードＤ１の経路と高速リカバリ型ダイオードＤ２の経路
で充電電流Ｉ１，Ｉ２が分流する様子は、図６に見るこ
とができる。即ち、交流入力電圧ＶACのピーク近辺では
低速リカバリ型ダイオードＤ１に対して図示する波形の
電流Ｉ１が流れることで、高速リカバリ型ダイオードＤ
２に対する電流Ｉ２は大電流とはなっていない。

【０１３３】＜第６の実施の形態＞続いて本発明の第６
の実施の形態のスイッチング電源回路を説明する。この
実施の形態は、上記第５の実施の形態と同様の目的に加
えて、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系の場合にＡＣ／Ｄ
Ｃ電力変換効率（η_AC/DC）の向上を図るものである。
図１６は第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回
路図である。なお、図１２と同一部分には同一符号を付
し、詳しい説明は省略する。この場合、図１２の回路と
比較して、主に倍電圧整流回路に力率改善機能を備える
ようにしたことが異なるものとなっている。

【０１３４】この図に示す電源回路の一次側には、電圧
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振形コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振形コンバータ
に対して力率改善機能を備えた整流回路、即ち力率改善
整流回路１１Ｂが備えられるものである。

【０１３５】この図に示す電源回路においては、ライン
フィルタトランスＬＦＴを介した商用交流電源ＡＣから
の交流入力電流ＩACは、力率改善整流回路１１Ｂによっ
て整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ
１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式
により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るよ
うにされている。

【０１３６】電圧共振形コンバータの構成は、概略第５
の実施の形態と同様となる。この場合も電圧共振形コン
バータは、例えば高耐圧のバイポーラトランジスタによ
る１石のスイッチング素子Ｑ1 を備える。スイッチング
素子Ｑ1 に対してクランプダイオードＤD1が接続される
ことや、並列共振コンデンサＣｒが、自身のキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスとにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成すること、一次側に
アクティブクランプ回路１５が形成され、アクティブク
ランプ回路１５で発生するパルス電圧が力率改善整流回
路１１Ｂに帰還されることは図１２の回路と同様であ
る。

【０１３７】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にも二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣ２が配
されて共振回路が形成され、複合共振コンバータの構成
を採ること、整流ダイオードＤｏ、平滑コンデンサＣｏ
により整流平滑が行われて直流出力電圧Ｅｏを得るこ
と、ＰＦＭによる制御回路１によりスイッチング素子Ｑ
１のスイッチング周波数が制御されて二次側直流出力電
圧Ｅｏの安定化が図られることも同様である。

【０１３８】続いて、力率改善整流回路１１Ｂの構成に
ついて説明する。この力率改善整流回路１１Ｂは、交流
入力電流ＩACの整流作用を有するとともにその力率改善
作用を有するものとされる。具体的には、電圧帰還方式
力率改善電源を倍電圧整流方式で構成する。

【０１３９】力率改善整流回路１１Ｂにおいては、交流
ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣ
Nが配される。また２つの高速リカバリ型ダイオードＤ1
1、Ｄ12が設けられる。高速リカバリ型ダイオードＤ1
1、Ｄ12は直列接続され、トランスＴを介して平滑コン
デンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに対
してはトランスＴの一次巻線（インダクタンスＬT1）が
直列接続され、この一次巻線（ＬT1）の他端が平滑コン
デンサＣｉ１の正極端子に接続される。さらに、高速リ
カバリ型ダイオードＤ12のアノードに対しては、トラン
スＴの二次巻線（インダクタンスＬT2）が直列接続さ
れ、この二次巻線（ＬT2）の他端が一次側アースに接続
される。

【０１４０】また一次巻線（インダクタンスＬT1）に対
しては並列にコンデンサＣ４が接続される。従って、高
速リカバリ型ダイオードＤ12と、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ11と、インダクタンスＬT1及びコンデンサＣ４の
並列回路とが、直列接続された状態となっている。そし
て上記並列回路と高速リカバリ型ダイオードＤ11の接続
点、つまり高速リカバリ型ダイオードＤ11のカソードに
対して、アクティブクランプ回路１５のクランプコンデ
ンサＣ３が接続される。これによって、アクティブクラ
ンプ回路１５に発生するパルス電圧が、力率改善整流回
路１１Ｂに電圧帰還されることになる。

【０１４１】また力率改善整流回路１１Ｂにおいてはさ
らに、交流ラインには低速リカバリ型ダイオードＤ13，
Ｄ14の直列回路が配される。低速リカバリ型ダイオード
Ｄ13，Ｄ14の直列回路は、平滑コンデンサＣｉ１の正極
端子と一次側アース間に配される。

【０１４２】このような力率改善整流回路１１Ｂにおい
て、まず整流機能を説明する。この力率改善整流回路１
１Ｂにおいては、高速リカバリ型ダイオードＤ11、Ｄ12
が第１の整流回路として機能し、また、低速リカバリ型
ダイオードＤ13，Ｄ14が第２の整流回路として機能す
る。

【０１４３】即ち交流入力電圧ＶACの正の期間では、交
流電源ＡＣ→高速リカバリ型ダイオードＤ11→インダク
タンスＬT1→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第
１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣ
ｉ１へ充電され、また同時に、交流電源ＡＣ→低速リカ
バリ型ダイオードＤ13→平滑コンデンサＣｉ１→・・・
の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コ
ンデンサＣｉ１へ充電される。また交流入力電圧ＶACの
負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→
一次側アース→インダクタンスＬT2→高速リカバリ型ダ
イオードＤ12→・・・の系で、第１の整流回路による整
流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電され、また
同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側
アース→低速リカバリ型ダイオードＤ14→・・・の系
で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデ
ンサＣｉ２へ充電される。

【０１４４】つまり、第１，第２の整流回路により、整
流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ
２に供給されることになる。そして平滑コンデンサＣｉ
１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正
極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、
倍電圧整流方式となる。

【０１４５】力率改善整流回路１１Ｂによる力率改善機
能は次のようになる。上述のように２つの高速リカバリ
型ダイオードＤ11、Ｄ12に対しては、アクティブクラン
プ回路１５に発生するパルス電圧が帰還される。このよ
うにして帰還されたパルス電圧により、整流電流経路に
はスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになる
が、このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によっ
て、高速リカバリ型ダイオードＤ11（又はＤ12）では整
流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られるこ
とになり、この断続作用により整流出力電圧レベルが平
滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低
いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ
２）への充電電流が流れるようにされる。この結果、交
流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付
くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結
果、力率改善が図られることになる。

【０１４６】また力率改善整流回路１１Ｂでは、上述し
た第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサ
Ｃｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。
これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺におい
て高速リカバリ型ダイオードＤ11又はＤ12に過大な充電
電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入
力電圧ＶACの正負のピーク値近辺においては充電電流が
低速リカバリ型ダイオードＤ13，Ｄ14に流れ、高速リカ
バリ型ダイオードＤ11，Ｄ12に対しては高周波の電流の
みが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ11，
Ｄ12の電力損失が低下して高効率化が可能となる。これ
により図１２の回路に比べてＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）の向上が可能となる。また各高速リカバリ
型ダイオードＤ11，Ｄ12として電流容量の小さいものを
選定できること、及び発熱低下により放熱板が不要とな
ることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能
となる。

【０１４７】そしてこの図１６の電源回路によっても、
力率改善整流回路１１Ｂは図１７のような直列共振コン
デンサＣ10を介さないで電圧共振パルス電圧が帰還され
る構成となっている。これにより、回路設計の容易化と
ともに、交流入力電圧ＶACや負荷電力の変動に対しても
変動の少ない力率を実現できるものとなる。また一次側
にアクティブクランプ回路１５が形成され、これによっ
てスイッチング制御範囲を拡大し、ＡＣ１００Ｖ系、２
００Ｖ系に対応したワールドワイドなスイッチング電源
回路を実現しているとともに、スイッチング素子Ｑ１と
してのトランジスタの耐圧の低下を図ることができる。
さらにアクティブクランプ回路１５によって、交流入力
電圧ＶACの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ１のオフ時
の電圧共振パルス電圧（クランプ電圧）のパルス幅が拡
大することになるため、電圧帰還パルス電圧の変化が少
なくなるという作用も生じ、これによって力率の変化が
減少するという効果も生ずる。

【０１４８】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍
電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既
に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変
形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては
二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定さ
れるものではない。

【０１４９】また、一次側の電圧共振形コンバータとし
て、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシングル
エンド方式の構成を述べたが、２石のスイッチング素子
を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル方式
にも本発明が適用できるものである。またスイッチング
素子に対するスイッチング駆動方式は自励発振形、他励
発振形のどちらを採用しても良い。

【０１５０】

【発明の効果】以上の説明からわかるように本発明で
は、スイッチング周波数制御方式複合共振形コンバータ
として、電圧帰還方式の力率改善機能と一次側にアクテ
ィブクランプ手段を設けた回路構成において、交流入力
電圧が１００Ｖ系と２００Ｖ系の両方について高調波歪
規制を満足する力率を得ることができ、ワールドワイド
に対応可能なスイッチング電源回路を実現できるという
効果がある。また力率については、負荷電力や交流入力
電圧の変動に対しても変動の少ない特性を実現できる。
特に負荷電力の低下に伴う力率の低下を少なくできる。
また、直列共振コンデンサを介さずに一次側の電圧共振
パルス電圧が力率改善手段（又は力率改善整流手段）に
帰還される構成である。つまり力率改善の為の回路系に
おいて直列共振コンデンサを不要とすることができ、こ
れによってＺＶＳ動作領域確保を考慮した回路設計が容
易化される。

【０１５１】また、力率改善手段（力率改善整流手段）
において力率改善のための高速リカバリ型ダイオードに
対して、交流入力電圧のピーク値近辺で大電流が流れる
ことを解消でき、発熱が低下し、従って電流容量の小さ
いダイオードを選定できること、及び放熱板が不要とな
ることなどにより、回路の小型化やコストダウンが可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
回路の回路図である。

【図２】実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造の
説明図である。

【図３】第１、第３の実施の形態のクランプされた帰還
電圧波形の説明図である。

【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力
率と直流入力電圧の特性の説明図である。

【図５】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の力
率と直流入力電圧の特性の説明図である。

【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の各
部の動作の波形図である。

【図７】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
回路の回路図である。

【図８】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源
回路の回路図である。

【図９】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の力
率と直流入力電圧の特性の説明図である。

【図１０】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の
力率と直流入力電圧の特性の説明図である。

【図１１】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。

【図１２】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。

【図１３】第５の実施の形態のクランプされた帰還電圧
波形の説明図である。

【図１４】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の
力率と直流入力電圧の特性の説明図である。

【図１５】第５の実施の形態のスイッチング電源回路の
力率と直流入力電圧の特性の説明図である。

【図１６】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電
源回路の回路図である。

【図１７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成を示す回路図である。

【図１８】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動
作の波形図である。

【図１９】先行技術のスイッチング電源回路の各部の動
作の波形図である。

【図２０】先行技術のスイッチング電源回路の力率の特
性の説明図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、１０，１０Ａ，１０Ｂ 力率改善回路、
１１，１１Ａ，１１Ｂ力率改善整流回路、１５ アクテ
ィブクランプ回路、Ｃｉ，Ｃｉ１，Ｃｉ２平滑コンデン
サ、Ｄ１，Ｄ１３，Ｄ１４ 低速リカバリ型ダイオー
ド、Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２ 高速リカバリ型ダイオー
ド、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｒ 並列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ３ クランプ
コンデンサ、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1
スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｔ
トランス、Ｌｐ，Ｌｓ，ＬT1，ＬT2，ＬT3 インダクタ
ンス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA01 AA02 CA01 CA02 CA07 CA12 CA13 CB01 CB04 CC02 DA02 DA04 DB01 DC05 5H730 AA02 AA14 AA18 AS01 BB43 BB57 BB76 BB77 CC04 CC16 DD02 DD04 DD23 DD42 EE02 EE07 FD01 FF01 FG07 FG09

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源をブリッジ整流回路で整流
   し、平滑コンデンサにより直流入力電圧を出力する整流
   平滑手段と、 一次側出力を二次側に伝送するために設けられるととも
   に、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバー
   タトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
   記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
   されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデン
   サのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッ
   チング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路
   と、 低速リカバリ型ダイオードと、高速リカバリ型ダイオー
   ドと、インダクタンスと、電圧帰還回路とを有し、上記
   低速リカバリ型ダイオードは上記ブリッジ整流回路と上
   記平滑コンデンサの間に接続され、少なくとも上記高速
   リカバリ型ダイオードと上記インダクタンスとが直列接
   続されて上記低速リカバリ型ダイオードに並列接続され
   て成り、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出
   力電圧に応じて上記電圧帰還回路で帰還される電圧を上
   記平滑コンデンサに帰還する力率改善手段と、 クランプコンデンサと補助スイッチング素子とによる直
   列接続回路を備えて形成され、上記一次側共振回路に基
   づく電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じ
   て、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう
   に構成された定電圧制御手段を、更に備えたことを特徴
   とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記絶縁コンバータトランスの一次側に
   は三次巻線が設けられ、 上記電圧帰還回路は、上記高速リカバリ型ダイオードと
   上記インダクタンスと上記絶縁コンバータトランスの三
   次巻線とが直列接続されて成り、 上記アクティブクランプ手段は、上記一次側共振回路で
   得られるスイッチング出力電圧をクランプするようにさ
   れ、 上記アクティブクランプ手段によってクランプされた、
   上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧
   が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還され
   ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
   回路。
4. 【請求項４】 上記力率改善手段における上記インダク
   タンスとなる二次巻線を有するトランスが設けられ、 上記電圧帰還回路は、上記トランスの一次巻線が上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線と上記平滑コンデンサ
   の間に接続されて成り、 上記アクティブクランプ手段は、上記一次側共振回路で
   得られるスイッチング出力電圧をクランプするようにさ
   れ、 上記アクティブクランプ手段によってクランプされた、
   上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧
   が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還され
   ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
   回路。
5. 【請求項５】 上記力率改善手段における上記インダク
   タンスと並列回路を構成するコンデンサが設けられ、 上記電圧帰還回路は、上記アクティブクランプ手段にお
   ける上記クランプコンデンサが、上記高速リカバリ型ダ
   イオードと上記並列回路の接続点に接続されて成り、 上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧に
   応じて、上記クランプコンデンサと上記補助スイッチン
   グ素子とによる直列接続回路に発生するパルス電圧が、
   上記力率改善手段に電圧帰還されることを特徴とする請
   求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 【請求項６】 整流電流を直列接続された２つの平滑コ
   ンデンサにより平滑して倍電圧直流入力電圧を出力する
   平滑手段と、 一次側出力を二次側に伝送するために設けられるととも
   に、一次巻線と二次巻線が疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにギャップが形成された絶縁コンバー
   タトランスと、 上記倍電圧直流入力電圧をスイッチング素子により断続
   して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力する
   ようにされたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデン
   サのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッ
   チング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路
   と、 直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードによる
   第１の整流回路と、直列接続された２つの低速リカバリ
   型ダイオードによる第２の整流回路とを備えて交流電源
   を整流し、整流電流を上記平滑手段に供給するととも
   に、上記２つの高速リカバリ型ダイオードの一方が直列
   接続された第１のインダクタンスと、上記２つの高速リ
   カバリ型ダイオードの他方が直列接続された第２のイン
   ダクタンスと、電圧帰還回路とを有し、上記一次側共振
   回路で得られるスイッチング出力電圧に応じて上記電圧
   帰還回路で帰還される電圧に基づいて上記２つの高速リ
   カバリ型ダイオードが整流電流を断続することにより力
   率を改善する力率改善整流手段と、 クランプコンデンサと補助スイッチング素子とによる直
   列接続回路を備えて形成され、上記一次側共振回路に基
   づく電圧をクランプするアクティブクランプ手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
7. 【請求項７】 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じ
   て、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよう
   に構成された定電圧制御手段を、更に備えたことを特徴
   とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
8. 【請求項８】 上記絶縁コンバータトランスの一次側に
   は三次巻線が設けられ、 上記力率改善整流手段には、上記第１のインダクタンス
   となる一次巻線と、上記第２のインダクタンスとなる二
   次巻線を備えたトランスが設けられ、 上記電圧帰還回路は、上記絶縁コンバータトランスの上
   記三次巻線が、上記２つの高速リカバリ型ダイオードの
   接続点に接続されて成り、 上記アクティブクランプ手段は、上記一次側共振回路で
   得られるスイッチング出力電圧をクランプするようにさ
   れ、 上記アクティブクランプ手段によってクランプされた、
   上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧
   が、上記三次巻線を介して上記力率改善手段に帰還さ
   れ、この帰還されたスイッチング出力電圧に基づいて上
   記２つの高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断続す
   ることにより力率を改善するようにされることを特徴と
   する請求項６に記載のスイッチング電源回路。
9. 【請求項９】 上記力率改善整流手段には、一次巻線
   と、上記第１のインダクタンスとなる二次巻線と、上記
   第２のインダクタンスとなる三次巻線とを備えたトラン
   スが設けられ、 上記電圧帰還回路は、上記トランスの一次巻線が上記絶
   縁コンバータトランスの上記一次巻線と直列接続されて
   成り、 上記アクティブクランプ手段は、上記一次側共振回路で
   得られるスイッチング出力電圧をクランプするようにさ
   れ、 上記アクティブクランプ手段によってクランプされた、
   上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧
   が、上記トランスを介して上記力率改善手段に帰還さ
   れ、この帰還されたスイッチング出力電圧に基づいて上
   記２つの高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断続す
   ることにより力率を改善するようにされることを特徴と
   する請求項６に記載のスイッチング電源回路。
10. 【請求項１０】 上記力率改善整流手段には、上記第１
    のインダクタンスとなる一次巻線と、上記第２のインダ
    クタンスとなる二次巻線とを備えたトランスと、上記ト
    ランスの一次巻線と並列回路を構成するコンデンサとが
    設けられ、 上記電圧帰還回路は、上記アクティブクランプ手段にお
    ける上記クランプコンデンサが、上記一方の高速リカバ
    リ型ダイオードと上記並列回路の接続点に接続されて成
    り、 上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧に
    応じて、上記クランプコンデンサと上記補助スイッチン
    グ素子とによる直列接続回路に発生するパルス電圧が、
    上記力率改善手段に帰還され、この帰還されたスイッチ
    ング出力電圧に基づいて上記２つの高速リカバリ型ダイ
    オードが整流電流を断続することにより力率を改善する
    ようにされることを特徴とする請求項６に記載のスイッ
    チング電源回路。