JP2002034250A

JP2002034250A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002034250A
Application number: JP2000215888A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-07-12
Filing date: 2000-07-12
Publication date: 2002-01-31

Abstract

(57)【要約】【課題】力率及びＡＣ／ＤＣ変換効率の向上【解決手段】複合共振形コンバータに対して力率改善
回路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振
回路に得られるスイッチング出力が、インダクタンス
と、三次巻線と、高速リカバリ型ダイオードの直列回路
により、ダイオード結合方式により帰還されるようにす
る。また上記直列回路と並列に、上記整流ダイオードか
ら上記平滑コンデンサへの電流経路を形成する高速リカ
バリ型ダイオードが配されているようにし、交流入力電
圧のピーク近辺での各高速リカバリ型ダイオードに流れ
る充電電流が分流されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図８〜図１１は、先に本出願人により出願
された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路
における力率改善回路の各種の例を示す回路図である。
なお、図９、図１０、図１１は、力率改善回路の部分の
みを示し、他の部分は図８と同様としている。図８はコ
ンデンサ分圧方式の静電結合形の力率改善回路２０ａの
回路例、図９はコンデンサ分圧方式の磁気結合形の力率
改善回路２０ｂの回路例、図１０は三次巻線方式の磁気
結合形の力率改善回路２０ｃの回路例、図１１は三次巻
線方式のダイオード結合形の力率改善回路２０ｄの回路
例を、それぞれ示している。

【０００４】まず図８によりスイッチング電源回路の全
体の回路例を説明する。この電源回路は自励式による電
圧共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善の
ための力率改善回路２０ａが設けられた構成とされてい
る。

【０００５】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとア
クロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流
電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えら
れている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流
出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られることになる。

【０００６】力率改善回路２０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。

【０００７】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS 及びベース電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデ
ンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、
起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるよう
にしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一
次側アース間には駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB，ベ
ース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振
駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に
流れるクランプ電流の経路を形成するようにされてい
る。スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、一次巻線Ｎ1
−検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接
地される。

【０００８】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タに対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されてい
る。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタ
ンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧
共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そ
して、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共
振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧
は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形
の動作が得られるようになっている。

【０００９】直交型制御トランスＰＲＴは、検出巻線Ｎ
D，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和
リアクトルである。この直交型トランスＰＲＴは、スイ
ッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のため
に設けられる。この直交型制御トランスＰＲＴの構造と
しては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コア
の互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを
形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚
に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを
巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻
線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００１０】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続され
ていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路
（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００１１】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧
Ｅｉ）と接続されている。

【００１２】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１４】この場合、上記ようにして形成される二次
側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及び
平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半波
整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。な
お、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して
入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1
を検出電圧として利用して、スイッチング素子Ｑ１のス
イッチングのための共振周波数を制御することで、定電
圧制御を行う。

【００１５】すなわち制御回路１では、二次側直流出力
電圧レベル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流
す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交
型制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチン
グ素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路
の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周波数を可変する動作となるが、この動
作によって二次側直流出力電圧を安定化する作用を有す
る。

【００１６】力率改善回路２０ａにおいては、ブリッジ
整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正
極端子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ
型ダイオードＤ１が直列接続されて挿入される。フィル
タコンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高速リカバリ
型ダイオードＤ１の直列接続回路に対して並列に設けら
れることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモード
のローパスフィルタを形成している。

【００１７】また、並列共振コンデンサＣ10は、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。こ
こでは詳しい説明は省略するが、例えば並列共振コン
デンサＣ10は例えばチョークコイルＬｓ等と共に直列共
振回路を形成するようにされる。これにより、負荷が軽
くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用
を有するものである。また、力率改善回路２０ａに対し
ては、チョークコイルＬｓと、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1のアノードと、並列共振コンデンサＣ10との接続
点に対して、上述した並列共振コンデンサＣｒが接続さ
れて、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力
（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
即ちこの図に示す力率改善回路２０ａの構成では、一次
側並列共振回路に得られるスイッチング出力を並列共振
コンデンサＣｒの静電容量結合を介して、整流電流経路
に帰還している。そして、上述したように一次側の電圧
共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する並列
共振コンデンサＣｒは、力率改善回路２０ａの高速リカ
バリ型ダイオードＤ1のアノードに接続されているた
め、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサＣ10
が直列接続された状態となり、つまり並列共振コンデン
サＣｒの両端電圧としてあらわれる電圧共振パルス電圧
が、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサＣ10
の静電容量比によって分圧される。そして高速リカバリ
型ダイオードＤ1と並列接続されている並列共振コンデ
ンサＣ10を介して、平滑コンデンサＣｉに電圧帰還され
る電圧帰還方式としての回路系が形成されている。

【００１８】この回路構成により、例えば１次側電圧共
振パルス電圧Ｖcp＝６００Ｖを一次側並列共振コンデン
サＣｒ、Ｃ10で３：１程度に分圧して１５０Ｖの高周波
の正弦波形のパルス電圧を電圧帰還している。交流入力
電圧ＶACの正負のピーク近辺の時間では高速リカバリ型
ダイオードＤ１は導通し、急峻なパルス充電電流が交流
入力電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉを充電する。交流
入力電圧ＶACの正負のピーク近辺以外の時間では高速リ
カバリ型ダイオードＤ１は電圧帰還されているパルス電
圧によってスイッチング動作を繰り返し、高速リカバリ
型ダイオードＤ１のオフ時は並列共振コンデンサＣｒと
インダクタンスＬSとコンデンサＣNによる並列共振電流
が流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１のオン時には、
交流入力電源ＡＣからインダクタンスＬSを介して高周
波の充電電流が平滑コンデンサＣｉに流れる。この動作
によって交流入力電流ＩACの導通角が拡大し力率改善が
可能となる。

【００１９】図９は、図８と同じくコンデンサ分圧方式
であるが、磁気結合形の力率改善回路２０ｂを示してい
る。力率改善回路２０ｂにおいては、ブリッジ整流回路
Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間
に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョークコ
イルＬｓが直列接続されて挿入される。フィルタコンデ
ンサＣNは高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョークコ
イルＬｓの直列接続回路に対して並列に設けられること
で、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。

【００２０】また、並列共振コンデンサＣ10は、チョー
クコイルＬｓに対して並列に設けられ、チョークコイル
Ｌｓと共に並列共振回路を形成する。これにより、負荷
が軽くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する
作用を有する。また、力率改善回路２０ｂに対しては、
高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードと、チョーク
コイルＬｓと、並列共振コンデンサＣ10との接続点に対
して、並列共振コンデンサＣｒが接続されて、一次側並
列共振回路に得られるスイッチング出力（電圧共振パル
ス電圧）が帰還されるようにしている。

【００２１】即ちこの図に示す力率改善回路２０ｂの構
成では、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出
力を、チョークコイルＬｓ自体が有するとされる誘導性
リアクタンス（磁気結合）を介して整流電流経路に帰還
している。そして、図８の場合と同様に、並列共振コン
デンサＣｒと並列共振コンデンサＣ10が直列接続される
ことで、電圧共振パルス電圧が、並列共振コンデンサＣ
ｒ、Ｃ10の静電容量比によって分圧されて電圧帰還され
る電圧帰還方式としての回路系が形成されている。

【００２２】この場合、交流入力電圧ＶACの正負のピー
ク近辺の時間では高速リカバリ型ダイオードＤ１は導通
し、急峻なパルス充電電流が交流入力電源ＡＣから平滑
コンデンサＣｉを充電する。交流入力電圧ＶACが低くな
ると高速リカバリ型ダイオードＤ１はオフとなり、並列
共振コンデンサＣｒ、Ｃ10によって分圧された１次側電
圧共振パルス電圧はチョークコイルＬｓと並列共振コン
デンサＣ10の並列共振回路によって電圧共振が生じる。
この電圧共振によって高速リカバリ型ダイオードＤ１の
カソードの電位Ｖ２には正弦波状のパルス電圧が重畳
し、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード電位Ｖ１
との電位差によって、高速リカバリ型ダイオードＤ１は
スイッチング動作を繰り返す。そして高速リカバリ型ダ
イオードＤ１のオン時にコンデンサＣNから平滑コンデ
ンサＣｉへの充電電流が流れる。この動作によって交流
入力電流ＩACの導通角が拡大し、力率改善が図られる。

【００２３】図１０は三次巻線方式の磁気結合形の力率
改善回路２０ｃの回路例である。力率改善回路２０ｃに
おいては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑
コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高速リカバリ型
ダイオードＤ1 −チョークコイルＬS が直列接続されて
挿入される。フィルタコンデンサＣN は高速リカバリ型
ダイオードＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正
極端子間に対して挿入されることで、チョークコイルＬ
ｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成して
いる。

【００２４】また、力率改善回路２０ｃに対しては、高
速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイ
ルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接
続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得
られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が
帰還されるようにしている。即ち、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの１次巻線Ｎ１を巻き上げた三次巻線Ｎ３を
形成して、負パルスの電圧共振パルス電圧を発生し、直
列共振コンデンサＣ３を介して磁気結合形の力率改善回
路２０ｃに電圧帰還する。

【００２５】この方式では三次巻線Ｎ３に発生するパル
ス電圧は、直列共振コンデンサＣ３とチョークコイルＬ
ｓの直列共振回路によって電圧共振が生じる。この電圧
共振によって交流入力電圧ＶACが高い時に高速リカバリ
型ダイオードＤ１はスイッチング動作し、高速リカバリ
型ダイオードＤ１がオンの時にコンデンサＣNから平滑
コンデンサＣｉへの充電電流が流れ、交流入力電流ＩAC
の導通角が拡大して力率改善が図られる。交流入力電圧
ＶACが低い時は電圧Ｖ１＜Ｖ２であり、高速リカバリ型
ダイオードＤ１はオフ状態となって、平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流は流れない。

【００２６】図１１は三次巻線方式のダイオード結合形
の力率改善回路２０ｄの回路例である。力率改善回路２
０ｄにおいては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、チョー
クコイルＬS −ショットキーダイオードＤ1ｓが直列接
続されて挿入される。フィルタコンデンサＣN はチョー
クコイルＬS −ショットキーダイオードＤ1ｓの直列接
続に対して並列に挿入されることで、チョークコイルＬ
ｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成して
いる。

【００２７】また、力率改善回路２０ｄに対しては、シ
ョットキーダイオードＤ1ｓのアノードとチョークコイ
ルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接
続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得
られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が
帰還されるようにしている。

【００２８】この場合、交流入力電圧ＶACの絶対値がピ
ーク時近辺でショットキーダイオードＤ1ｓが導通し、
交流入力電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉへの充電流流
Ｉ１がチョークコイルＬｓ、ショットキーダイオードＤ
1ｓを介して流れるが、同時に３次巻線Ｎ３の電圧共振
パルス電圧は直列共振コンデンサＣ３とショットキーダ
イオードＤ1ｓの直列回路に帰還され、ショットキーダ
イオードＤ1ｓをスイッチング動作することによって交
流入力電流ＩACの導通角が拡大して力率改善機能が実現
する。交流入力電圧ＶACの絶対値が低くなるとショット
キーダイオードＤ1ｓは非導通となり３次巻線Ｎ３の電
圧共振パルス電圧は直列共振コンデンサＣ３とチョーク
コイルＬｓとフィルタコンデンサＣNの直列回路で直列
共振回路を構成する。

【００２９】以上のように４つの回路例を示したが、こ
れらの中でＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_AC/DC）が最も
高いのは図１１の構成であり、この場合のＡＣ／ＤＣ電
力変換効率（η_AC/DC）及び力率ＰＦの特性を図１２，
図１３に示す。図１２は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０
Ｗ時の、力率ＰＦとＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）の変化特性であり、図１３は交流入力電
圧ＶAC＝８０Ｖ〜２６０Ｖ時の力率ＰＦとＡＣ／ＤＣ電
力変換効率（η_AC/DC）の変化特性である。

【００３０】これらの図からわかるように、力率ＰＦは
０．７以上を維持でき、また９０％以上のＡＣ／ＤＣ電
力変換効率（η_AC/DC）を広範囲で実現できる。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような先行技術としての力率改善回路２０ｄを備えた図
１１のスイッチング電源回路には次のような問題があっ
た。

【００３２】まず、最大負荷電力の状態において力率改
善回路２０ｄへの電圧帰還量を増加して力率を０．８以
上に向上させようとすると、一次側電圧共振コンバータ
の安定動作条件である零電圧スイッチング動作しない領
域が拡大するために、力率を０．８以上に向上させるこ
とが不可能であった。例えば上記図１１の回路例の場合
の各部の動作波形を図１４に示すが、交流入力電圧ＶAC
の正負のピーク値近辺では、インダクタンスＬｓとショ
ットキーダイオードＤ１ｓからの電流と、３次巻線Ｎ３
と直列共振コンデンサＣ３の直列共振電流が重畳して流
れるため、平滑コンデンサＣｉへの電流Ｉ１として過大
な充電電流が流れていた。即ち電流ＩD1、ＩLS、ＩC3、
Ｉ１は図１４（ｄ）（ｆ）（ｈ）（ｉ）に示すような動
作波形となる。このため、３次巻線Ｎ３の巻線数を増加
して電圧帰還量を増やし、力率ＰＦを向上させようとす
ると、一次側電圧共振コンバータのスイッチング素子Ｑ
１の安定動作条件である零電圧スイッチングの動作範囲
が狭くなり、交流入力電圧ＶACや付加電力Ｐｏの変動に
対して不安定な動作モードとなる。従って力率を０．８
以上に向上させることができないとされていた。

【００３３】また、力率改善前と、力率を０．８程度に
向上させた場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を比較する
と、力率改善前より０．３％程度向上しているが、高価
な大容量ショットキーダイオードＤ１ｓが必要となる。
また３次巻線Ｎ３と直列のコンデンサＣ３（フィルムコ
ンデンサ）が必要である。またショットキーダイオード
Ｄ１ｓは、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺の期間には
大電流が流れるため発熱する。このため放熱板が必要と
なる。また直流出力電圧Ｅｉの商用電源周期のリップル
電圧は力率改善前と比較してほぼ同等であるため、直流
入力電圧平滑用の平滑コンデンサＣｉ、或いは直流出力
電圧平滑用の平滑コンデンサＣ01の静電容量の低下は不
可能であり、小型化ができない。これらのことから、コ
ストダウンや小型化に不利である。

【００３４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、商用交流電源をブリッジ整流ダイオードで
整流し、平滑コンデンサにより直流入力電圧を出力する
整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得ら
れるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に
伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
されたスイッチング手段と、少なくとも上記絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分
と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによっ
て形成されて上記スイッチング手段の動作を電圧共振形
とする一次側共振回路と、上記整流平滑手段の整流電流
経路に挿入されるとともに上記一次側共振回路で得られ
るスイッチング出力電圧が帰還され、この帰還されたス
イッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続すること
により力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二
次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側
において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振
回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの
二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行
って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直
流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベ
ルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を
行うように構成された定電圧制御手段と、を備えるよう
にする。そしてインダクタンスと、上記絶縁コンバータ
トランスの一次側に形成された三次巻線と、高速リカバ
リ型ダイオードとによる直列回路が、上記ブリッジ整流
ダイオードから上記平滑コンデンサへの電流経路として
形成されているようにしてスイッチング電源回路を構成
する。

【００３５】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対して
は、一次側共振回路に得られるスイッチング出力が、イ
ンダクタンスと、三次巻線と、高速リカバリ型ダイオー
ドの直列回路により、ダイオード結合方式により電圧帰
還される。

【００３６】また上記構成において、上記インダクタン
スと、上記絶縁コンバータトランスの三次巻線と、上記
高速リカバリ型ダイオードとによる直列回路と並列に、
上記整流ダイオードから上記平滑コンデンサへの電流経
路を形成する高速リカバリ型ダイオードが配されている
ようにもする。これにより、交流入力電圧のピーク近辺
での各高速リカバリ型ダイオードに流れる充電電流が分
流される。

【００３７】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイ
ッチングコンバータ（電圧共振型コンバータ）が設けら
れる。そして、この電圧共振型コンバータに対して力率
改善回路１０が備えられるものである。

【００３８】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとア
クロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流
電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えら
れている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流
出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られることになる。

【００３９】力率改善回路１０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この
場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００４０】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS 及びベース電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデ
ンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、
起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるよう
にしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一
次側アース間には駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB，ベ
ース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振
駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に
流れるクランプ電流の経路を形成するようにされてい
る。スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、一次巻線Ｎ1
−検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接
地される。

【００４１】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タに対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されてい
る。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタ
ンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧
共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そ
してスイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振
回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、
実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動
作が得られるようになっている。

【００４２】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、４本の磁脚を有する２つのダブ
ルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにし
て立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所
定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線Ｎ
D，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検
出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装し
て構成される。

【００４３】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続され
ていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路
（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００４４】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1（及び三次巻線Ｎ３）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割
した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては
図のようにギャップＧを形成するようにしている。これ
によって、所要の結合係数による疎結合が得られるよう
にしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の
中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形
成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例え
ばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００４５】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は検出巻線ＮDの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。また一次巻線Ｎ１とは独立して三次巻線Ｎ３
が巻装されている。

【００４６】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４７】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。つまり本明細書でいう、複合共
振形スイッチングコンバータとして構成される。

【００４８】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及
び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半
波整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。
なお、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐し
て入力される。制御回路１においては、直流出力電圧Ｅ
O1を検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のス
イッチングのための共振周波数を制御することで、定電
圧制御を行う。つまり制御回路１は、例えば二次側の直
流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変され
る直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴ
の制御巻線ＮC に供給することにより、後述のように定
電圧制御を行う。

【００４９】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1）の接続との関係によ
って、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2
のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭにつ
いて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例え
ば、図３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダ
クタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）となり、図
３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタン
スは−Ｍ（減極性：フライバック方式）となる。これ
を、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応させてみ
ると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性
のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作
は、＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることが
できる。

【００５０】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。

【００５１】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００５２】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。力率改善回路１０においては、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端
子間に対して、チョークコイルＬｓ−三次巻線Ｎ３−高
速リカバリ型ダイオードＤ1Aが直列接続されて挿入され
る。フィルタコンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−三
次巻線Ｎ３−高速リカバリ型ダイオードＤ1Aの直列接続
回路に対して並列に設けられることで、チョークコイル
Ｌｓ等と共にノーマルモードのローパスフィルタを形成
している。また、チョークコイルＬｓ−三次巻線Ｎ３−
高速リカバリ型ダイオードＤ１の直列接続回路に対して
並列に、高速リカバリ型ダイオードＤ1Bが配されてい
る。

【００５３】この高速リカバリ型ダイオードＤ1Bによ
り、チョークコイルＬｓ−三次巻線Ｎ３−高速リカバリ
型ダイオードＤ1Aの直列接続回路に加えて、ブリッジ整
流回路Ｄｉの正極出力端子から平滑コンデンサＣｉの正
極端子の間に、もう１つの電流経路が形成されることに
なる。

【００５４】このような力率改善回路１０は、図１１の
例と同様にダイオード結合形の構成となるが、図１１の
回路例と異なることは、３次巻線と直列に接続される直
列共振コンデンサＣ３が存在しないことと、チョークコ
イルＬｓ−三次巻線Ｎ３−高速リカバリ型ダイオードＤ
1Aの直列接続回路が構成されること、及びそれと並列に
高速リカバリ型ダイオードＤ1Bが配されていることであ
る。

【００５５】この図に示す力率改善回路１０の構成で
は、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力に
伴って３次巻線Ｎ３に発生するスイッチング周期の交番
電圧が整流電流経路に重畳される。この交番電圧の重畳
分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ1Aでは整流電
流をスイッチング周期で断続する動作が得られることに
なり、この断続作用により交流入力電流ＩACの導通角が
拡大される結果、力率改善が図られることになる。

【００５６】また、高速リカバリ型ダイオードＤ1Bが配
されていることにより、交流入力電圧ＶACの正負のピー
ク値近辺では、交流電源ＡＣから高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1Bを介して平滑コンデンサＣｉへの充電電流ＩDB
が流れる。これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値
近辺においてインダクタンスＬｓと高速リカバリ型ダイ
オードＤ1Aに過大な充電電流ＩDAが流れることを防止す
るものとなる。そしてこのように交流入力電圧ＶACの正
負のピーク値近辺で充電電流が分流されることにより、
三次巻線Ｎ３の巻数を増加して電圧帰還量を増加させ、
力率を例えば０．９程度に向上させても、零電圧スイッ
チングの動作範囲は狭くならない。つまり力率を例えば
０．９程度に向上させることが可能となる。

【００５７】図４，図５，図６に図１のスイッチング電
源回路による実験結果及び動作波形を示す。実験では、
一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ、三次巻線Ｎ３＝５Ｔ、インダク
タンスＬｓ＝１３μＨとし、また高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1A、Ｄ1Bは３Ａ／２００Ｖのものを使用した。な
お、上記図１１で示した先行技術での図１２〜図１４の
実験結果は、一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ、三次巻線Ｎ３＝２
Ｔ、インダクタンスＬｓ＝１３μＨ、直列共振コンデン
サＣ３＝０．３３μＦ、ショットキーダイオードＤ１ｓ
は１０Ａ／６０Ｖのものを使用していたことを付記して
おく。

【００５８】図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にお
ける、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗの変動に対す
る、力率ＰＦとＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_AC/DC）の
変化特性であり、図５は交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜
１４０Ｖ時の力率ＰＦとＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η
_AC/DC）の変化特性である。

【００５９】これらの図４，図５を、上述した図１２，
図１３と比較してわかるように、力率ＰＦは０．９以上
に向上させることができ、またＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）も向上させることができる。例えばＡＣ／
ＤＣ電力変換効率（η_AC/DC）は、図１２の回路例にお
ける９１．８％から、本例の９２．５％に向上される。
またこれによって入力電力は約１．７Ｗ低減することが
できる。もちろん、力率ＰＦやＡＣ／ＤＣ電力変換効率
（η_AC/DC）は負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの変動
に対して広範囲に維持できる。

【００６０】また図６（ａ）〜（ｇ）は、負荷電力Ｐｏ
＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の各部の動
作波形を示している。図６（ｃ）（ｄ）に高速リカバリ
型ダイオードＤ1B、Ｄ1Aに流れる電流ＩDB、ＩDAを示し
ているが、電流ＩDB、ＩDAとしてのピーク電流は、それ
ぞれ１０Ａｐ、１５Ａｐである。例えば図１４（ｄ）に
示した、ショットキーダイオードＤ１ｓに流れる電流Ｉ
D1のピーク電流は２０Ａｐであったが、本例では１０Ａ
ｐ、１５Ａｐに分流することで、１つのダイオードに過
大な電流が流れることがなくなるものとなる。

【００６１】これによって本例では、交流入力電圧ＶAC
のピーク値付近で零電圧スイッチング動作が制約される
ことがなくなる。従って上記のように例えば三次巻線Ｎ
３を５Ｔに増加して電圧帰還量を増加させ、力率を０．
９以上に向上させることが問題ないものとなる。

【００６２】また、高速リカバリ型ダイオードＤ1Aとし
ても大電流による発熱が抑えられるため、上記の３Ａ／
４００Ｖのように電流容量が小さい高速リカバリ型ダイ
オードを選定できる。また発熱が抑えられることから放
熱板も不要となる。また直流出力電圧Ｅｏのリップル電
圧は、先行技術における１００ｍＶから本例の５０ｍＶ
に低減する。このため平滑コンデンサＣｉ、Ｃ01の静電
容量の低減が可能となる。これらのことから回路の小型
化や低コスト化が可能となる。

【００６３】図７に上記図１の回路の変形例を示す。こ
の図７のスイッチング電源回路の力率改善回路１０は、
図１の力率改善回路の構成から高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1Bを削除したものとなっている。一次側の他の部位
は図１と同様であり説明を省略する。即ちこの図７の回
路の場合は、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺であって
も、平滑コンデンサＣｉへの充電電流が分流されないた
め、図１のように力率を向上させることについては不適
当である。ところが、力率が０．８以下でよい場合に
は、ＡＣ／ＤＣ変換効率の向上やリップル電圧の低減な
どから、実用的な回路として利用できるものとなる。

【００６４】なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２
次側に構成は、図１と同様であってもよいが、この図７
には他の例を示しておいた。即ちこの図に示す電源回路
の二次側としては、二次側直列共振コンデンサＣ２、整
流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1を図
のように接続して成る整流回路系を備えるものである。
つまり、二次側直列共振コンデンサＣ２と二次巻線Ｎ2
から成る二次側直列共振回路を含む倍電圧半波整流回路
を形成しているものである。

【００６５】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍
電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既
に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変
形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては
二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定さ
れるものではない。

【００６６】また、一次側の電圧共振形コンバータとし
て、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシングル
エンド方式の構成を述べたが、２石のスイッチング素子
を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル方式
にも本発明が適用できるものである。

【００６７】

【発明の効果】以上の説明からわかるように本発明で
は、力率改善回路に対する電圧帰還量を増加させて力率
を０．９０以上に向上させても、一次側電圧共振コンバ
ータの零電圧スイッチング動作領域は確保されるため、
力率の向上が実現できる。

【００６８】またＡＣ／ＤＣの電力変換効率が向上さ
れ、入力電力の低減による省エネルギーが図られる。ま
た整流平滑電圧及び直流出力電圧の商用電源周期のリッ
プル電圧を低下させることができ、各平滑コンデンサ
（電解コンデンサ）の静電容量の低下が可能であり、各
平滑コンデンサの小型が可能となる。さらにショットキ
ーダイオードや直列共振コンデンサを不要とすること、
二つの充電電流経路を構成する２つの高速リカバリ型ダ
イオードで電流が分流するため、発熱が低下し、従って
各ダイオードは電流容量の小さいものを選定できるこ
と、及び放熱板が不要となることなどにより、回路の小
型化やコストダウンが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源回路の
回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡ
Ｃ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。

【図５】実施の形態のスイッチング電源回路の力率とＡ
Ｃ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。

【図６】実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。

【図７】図１の実施の形態の変形例の電源回路の回路図
である。

【図８】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１１】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１２】先行技術のスイッチング電源回路の力率とＡ
Ｃ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。

【図１３】先行技術のスイッチング電源回路の力率とＡ
Ｃ／ＤＣ変換効率の特性の説明図である。

【図１４】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。

【符号の説明】

１制御回路、１０、１０Ａ力率改善回路、Ｄｉブ
リッジ整流回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｄ1A，Ｄ1B 高
速リカバリ型ダイオード、Ｃｒ並列共振コンデンサ、
Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＲＴ直交型制御
トランス、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、Ｑ1，Ｑ1
0 スイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源をブリッジ整流ダイオード
で整流し、平滑コンデンサにより直流入力電圧を出力す
る整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
されたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
含む漏洩インダクタンス成分と、一次側並列共振コンデ
ンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイ
ッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路
と、上記整流平滑手段の整流電流経路に挿入されるととも
に、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電
圧が帰還され、この帰還されたスイッチング出力電圧に
基づいて整流電流を断続することにより力率を改善する
力率改善手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
とによって二次側において形成される二次側共振回路
と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
うに構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
電圧制御手段と、を備えるとともに、インダクタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次
側に形成された三次巻線と、高速リカバリ型ダイオード
とによる直列回路が、上記ブリッジ整流ダイオードから
上記平滑コンデンサへの電流経路として形成されている
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記インダクタンスと、上記絶縁コンバ
ータトランスの三次巻線と、上記高速リカバリ型ダイオ
ードとによる直列回路と並列に、上記整流ダイオードか
ら上記平滑コンデンサへの電流経路を形成する高速リカ
バリ型ダイオードが配されていることを特徴とする請求
項１に記載のスイッチング電源回路。