JP4470289B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
【０００３】
図７は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この電源回路は自励式による電圧共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路が設けられた構成とされている。
【０００４】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。
ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【０００５】
力率改善回路２０の構成については後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明する。
ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。
図示していないが、スイッチング素子Ｑ1 のベースには、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には自励発振駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。これによりスイッチング素子Ｑ1は、図示しない自励発振駆動回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数ｆｓでスイッチング動作を行うことになる。
また制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、図示しない自励発振駆動回路に供給することにより共振周波数を制御し、定電圧制御を行うことになる。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ、エミッタ間には、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【０００８】
上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【０００９】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１０】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１１】
この場合、上記ようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半波整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。なお、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用して、上記のようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御することで、定電圧制御を行う。
【００１２】
力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイルＬS が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
【００１３】
また、力率改善回路２０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
即ち、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１を巻き上げた三次巻線Ｎ３を形成して、負パルスの電圧共振パルス電圧を発生し、直列共振コンデンサＣ３を介して磁気結合形の力率改善回路２０に電圧帰還する。
【００１４】
この方式では三次巻線Ｎ３に発生するパルス電圧は、直列共振コンデンサＣ３とチョークコイルＬｓの直列共振回路によって電圧共振が生じる。この電圧共振によって交流入力電圧ＶACが高い時に高速リカバリ型ダイオードＤ１はスイッチング動作し、高速リカバリ型ダイオードＤ１がオンの時にコンデンサＣNから平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大して力率改善が図られる。交流入力電圧ＶACが低い時は電圧Ｖ１＜Ｖ２であり、高速リカバリ型ダイオードＤ１はオフ状態となって、平滑コンデンサＣｉへの充電電流は流れない．
【００１５】
この回路において、コンデンサＣN＝１μF、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共振コンデンサＣｒ＝８２００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦ（又は０．２２μＦ）、インダクタンスＬｓ＝１３μＨとして力率改善回路２０を設計した場合の実験結果を図８、図９に示す。
図８は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時の、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性であり、図９は 交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ時の力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性である。なお、図８、図９では、直列共振コンデンサＣ３を０．３３μＦとした場合と０．２２μＦとした場合についてそれぞれ示している。また、図９には力率改善回路２０を設けなかった場合も破線で示している。
また図１０（ａ）〜（ｈ）は５０Ｈｚ時の各部の動作波形を示し、図１１（ａ）（ｂ）はスイッチング周波数ｆｓ＝１２５ＫＨｚの場合の動作波形を示している。
【００１６】
図８，図９からわかるように、力率ＰＦは、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの変動に対してほぼ一定となり、直列共振コンデンサＣ３＝０．２２μＦの場合、Ｃ３＝０．３３μＦの場合に比較して、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜６０Ｗに対し、力率ＰＦは０．０２低下する程度である。
さらに、交流入力電圧ＶACの変動に対しては交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６０Ｖに対して力率ＰＦ＝０．７２と一定に保持されるため、日本国内の交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖと、欧州の交流入力電圧ＶAC＝２３０Vの高周波歪規制を同時に満足する。
また、直列共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦの場合、平滑電圧Ｅｉの電圧変動△Ｅｉは１２．７Ｖであり、力率改善前より３．４Ｖ上昇するのみであるので、平滑コンデンサＣｉの耐圧上昇は不要である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、以上のような先行技術としての力率改善回路を備えたスイッチング電源回路には次のような問題があった。
【００１８】
まず、最大負荷電力の状態において力率改善回路２０への電圧帰還量を増加して力率を０．８以上に向上させようとすると、一次側電圧共振コンバータの安定動作条件である零電圧スイッチング動作しない領域が拡大するために、力率を０．８以上に向上させることが不可能であった。
即ち図１０の動作波形に示すように、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺では、交流電源ＡＣから高速リカバリ型ダイオードＤ１とインダクタンスＬｓを介して平滑コンデンサＣｉへの過大な充電電流が流れるために、電流ＩLS、ＩD1が図８（ｆ）（ｄ）に示すような動作波形となり、直列共振コンデンサＣ３に流れる電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて、零電圧スイッチング動作が制約される。そして力率ＰＦ＝０．８以上にするために、直列共振コンデンサＣ３の静電容量を低減して電圧帰還量を増加させると、零電圧スイッチング動作の条件が外れてスイッチング素子Ｑ１が破壊されるおそれがある。従って、力率を０．８以上に向上させることは不可能とされていた。
【００１９】
また、力率改善前と、力率を０．８程度に向上させた場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を比較すると、力率改善前より０．９％低下しており、最大負荷電力が２００Ｗ時では、入力電力が２．２Ｗも増加することとなってしまう。
【００２０】
また直流出力電圧Ｅｉの商用電源周期のリップル電圧は力率改善前と比較してほぼ同等であるため、直流入力電圧平滑用の平滑コンデンサＣｉ、或いは直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ01の静電容量の低下は不可能であり、小型化ができない。
また、力率改善回路２０の高速リカバリ型ダイオードＤ１は、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺の期間には大電流が流れるため発熱する。このため電流容量が大きい高速リカバリ型ダイオードを選定しなければならず、高価となる。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
即ち、商用交流電源をブリッジ整流ダイオードで整流し、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から高速リカバリ型ダイオードを介して正極側が接続される平滑コンデンサにより、直流入力電圧を出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、上記整流平滑手段が整流された整流出力によって充電されるように接続されるとともに、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧が、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を巻き上げて形成された三次巻線と直列共振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたスイッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えてスイッチング電源回路を構成する。
【００２２】
さらに、上記力率改善手段は、上記高速リカバリ型ダイオードと並列に、高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの直列回路を備え、上記直列共振コンデンサは、上記三次巻線と、上記直列回路における高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの接続点との間に配されるとともに、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から上記高速リカバリ型ダイオードを介しての電流経路に加えて、上記直列回路における高速リカバリ型ダイオードにより、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から平滑整流平滑手段の正極端子の間に、もう１つの電流経路が形成されるようにする。
【００２３】
上記構成によれば、複合共振形コンバータといわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対しては、一次側共振回路に得られるスイッチング出力電圧が三次巻線及び直列共振コンデンサを介して帰還されることになる。
そして力率改善動作のためのスイッチングを行う一方の高速リカバリ型ダイオードとは並列の電流経路として、ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から他方の高速リカバリ型ダイオードを介して平滑コンデンサの正極側が接続されることにより、交流入力電圧のピーク近辺で、上記一方の高速リカバリ型ダイオードに流れる充電電流が減少される。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振型コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振型コンバータに対して力率改善回路１０が備えられるものである。
【００２５】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。
ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【００２６】
力率改善回路１０の構成については後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明する。
ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS 及びベース電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、一次巻線Ｎ1−検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接地される。
【００２８】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間には、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００２９】
この図に示す直交型制御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交型トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交型制御トランスＰＲＴの構造としては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００３０】
この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００３１】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び三次巻線Ｎ３）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００３２】
上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また、さらに一次巻線が巻き上げられて形成された三次巻線Ｎ3は帰還巻線として機能し、直列共振コンデンサＣ３を介して、力率改善回路１０における高速リカバリ形ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
【００３３】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００３４】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。つまり本明細書でいう、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。
【００３５】
この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半波整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。
なお、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御することで、定電圧制御を行う。つまり制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより、後述のように定電圧制御を行う。
【００３６】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）となり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方式）となる。
これを、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることができる。
【００３７】
制御回路１では、二次側直流出力電圧レベル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、この動作によって二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
【００３８】
そしてこの図に示す回路においては、スイッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとなる期間を可変制御するようにしている。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。
ここで、スイッチング周波数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行われるものとされる。
【００３９】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
この図に示す力率改善回路１０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイルＬS が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
【００４０】
また、力率改善回路１０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
【００４１】
さらにこの場合、力率改善回路１０における高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョークコイルＬｓの直列接続回路に対して並列に、高速リカバリ型ダイオードＤ21が接続されている。
この高速リカバリ型ダイオードＤ21により、高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョークコイルＬｓの直列接続回路に加えて、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から平滑コンデンサＣｉの正極端子の間に、もう１つの電流経路が形成されることになる。
【００４２】
このような力率改善回路１０による力率改善動作は、基本的には次のようになる。
この図に示す力率改善回路１０の構成では、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力が上記のように帰還されるが、帰還されたスイッチング出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになる。このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により見掛け上のチョークコイルＬS のインダクタンスも上昇することになる。これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００４３】
特に上述したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードに接続されていることで、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力である電圧共振パルス電圧が、高速リカバリ型ダイオードＤ1とチョークコイルＬSの接続点に帰還される電圧帰還方式としての回路系が形成されているものとなる。
つまり、三次巻線Ｎ３の両端の電圧は、例えば６０Ｖｐ−ｐの負のパルス電圧であるが、このパルス電圧によって、直列共振コンデンサＣ３の静電容量とインダクタンスＬｓによる電流共振による電圧がチョークコイルＬｓに生じ、平滑コンデンサＣｉへ電圧帰還されるものとなる。
【００４４】
そして、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に生じる電圧共振パルス電圧は、平滑コンデンサＣｉ側が正になるため、交流入力電圧ＶACが平滑コンデンサＣｉの電圧Ｅｉより低い時でも、交流入力電圧ＶACに三次巻線Ｎ3のパルス電圧を加えた値が電圧Ｅｉよりも高ければ、交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッジ整流回路Ｄｉ→高速リカバリ型ダイオードＤ1→チョークコイルＬSを介して平滑コンデンサＣｉに充電される。
その結果、図６（ｂ）に示すように、交流入力電流ＩACの導通角が拡大し、力率ＰＦが向上する。なお、図６（ａ）〜（ｆ）は、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、電圧Ｖ１、帰還電圧Ｖ２、高速リカバリ型ダイオードＤ21に流れる電流ＩD21、高速リカバリ型ダイオードＤ1に流れる電流ＩD1の各動作波形を示している。
【００４５】
三次巻線Ｎ３によって放出される励磁エネルギーは、平滑コンデンサＣｉの充電エネルギーが形を変えたものであるが、これが充電電流（電流ＩLS）となって平滑コンデンサＣｉを充電して再び充電エネルギーに戻っている。
また、この電圧帰還方式では、交流入力電圧ＶACが低い期間では、高速リカバリ型ダイオードＤ1はオフ状態となり、電流ＩD1は流れない。
【００４６】
また本例では、高速リカバリ型ダイオードＤ21が配されていることにより、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺では、交流電源ＡＣから高速リカバリ型ダイオードＤ21を介して平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れる。これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ１とインダクタンスＬｓに過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。
これは、直列共振コンデンサＣ３に流れる電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて零電圧スイッチング動作が制約されることを防止できることを意味する。
そしてこのため、直列共振コンデンサＣ３の静電容量を低減して電圧帰還量を増加させ、力率を例えば０．８以上に向上させることが可能となる。
【００４７】
図４，図５，図６に図１のスイッチング電源回路による実験結果を示す。
実験では、コンデンサＣN＝１μF、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共振コンデンサＣｒ＝７５００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ３＝０．２２μＦ、インダクタンスＬｓ＝３３μＨ、三次巻線Ｎ３＝４Ｔとし、また高速リカバリ型ダイオードＤ１及びＤ21は５Ａ／４００Ｖのものを使用した。
なお、上記図７で示した先行技術での図８〜図１０の実験結果は、並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦ、インダクタンスＬｓ＝１３μＨ、三次巻線Ｎ３＝３Ｔとし、また高速リカバリ型ダイオードＤ１は１０Ａ／４００Ｖのものを使用していたことを付記しておく。
【００４８】
図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時における、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗの変動に対する、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性である。また図５は 負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ時における、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの変動に対する力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性である。
これらの図からわかるように、力率ＰＦは０．９以上にまで向上されること、及び力率ＰＦは負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの変動に対して広範囲に維持できることがわかる。
【００４９】
また上述した各波形を示す図６（ａ）〜（ｆ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、力率ＰＦ＝０．９０の時の各部の動作波形であり、図６（ｅ）に高速リカバリ型ダイオードＤ21に流れる電流ＩD21を示しているが、電流ＩD21は、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺の４ｍｓｅｃの期間に、平滑コンデンサＣｉへの１２Ａｐの高周波充電電流として流れ、このとき高速リカバリ型ダイオードＤ１には図６（ｆ）のように、５Ａｐの高周波電流ＩD1が流れることとなっている。
つまり、ブリッジ整流ダイオードＤｉのカソード電極側から高速リカバリ型ダイオードＤ21を介して平滑コンデンサＣｉの正極側が接続されることにより、交流入力電圧ＶACのピーク近辺での高速リカバリ型ダイオードＤ１に流れる充電電流ＩD1が減少される。
これによって直列共振コンデンサＣ３に流れる電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて零電圧スイッチング動作が制約されることがなくなる。従って並列共振コンデンサＣｒや直列共振コンデンサＣ３の静電容量を変えて電圧帰還量を増加させ、力率を向上させることが可能となる。
もちろん、高速リカバリ型ダイオードＤ１としても大電流による発熱が抑えられ、上記の５Ａ／４００Ｖのように電流容量が小さい高速リカバリ型ダイオードを選定できる。
【００５０】
また力率ＰＦの向上によって、交流入力電流ＩACは力率改善前の２５ＡP-Pから１６ＡP-Pに低減され、ラインフィルタトランスＬＦＴの電力損失の低減と整流平滑電圧Ｅｉの上昇によって、複合共振形コンバータの効率が向上する。これによりＡＣ／ＤＣの電力変換効率が９２．０％になり、力率改善前よりも０．５％向上する。
【００５１】
また平滑コンデンサＣｉの両端の整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧は７Ｖであって、先行技術における１４Ｖの１／２となり、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧も先行技術における１００ｍＶから本例の５０ｍＶに低減する。このため平滑コンデンサＣｉ、Ｃ01の静電容量の低減が可能となり、回路の小型化が可能となる。例えば平滑コンデンサＣｉを１０００μＦから６８０μＦに変え、また平滑コンデンサＣ01を２２０μＦから１００μＦに変えても、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧は９０ｍＶであり、先行技術より低減できる。
【００５２】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。
例えば本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定されるものではない。
【００５３】
また、一次側の電圧共振コンバータとして自励式の例を挙げたが、他励発振形であってもよい。
さらに一次側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成を述べたが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用できるものである。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、複合共振形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振回路に得られるスイッチング出力が三次巻線及び直列共振コンデンサを介して帰還される。そして力率改善動作のためのスイッチングを行う一方の高速リカバリ型ダイオードとは並列の電流経路として、ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から他方の高速リカバリ型ダイオードを介して平滑コンデンサの正極側が接続されることにより、交流入力電圧のピーク近辺で、上記一方の高速リカバリ型ダイオードに流れる充電電流が減少される。このため、電圧帰還量を増加して力率を０．９０以上に向上させても、一次側電圧共振コンバータの零電圧スイッチング動作領域は確保される。つまり力率の向上が実現できる。
【００５５】
またＡＣ／ＤＣの電力変換効率が向上され、入力電力の低減による省エネルギーが図られる。
また整流平滑電圧及び直流出力電圧の商用電源周期のリップル電圧を低下させることができ、各平滑コンデンサ（電解コンデンサ）の静電容量の低下が可能であり、各平滑コンデンサの小型が可能となる。
さらに高速リカバリ型ダイオードと低速リカバリ型ダイオードで電流が分流するため、発熱が低下し、従って各ダイオードは電流容量の小さいものを選定できる。
これらのことより回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造を示す側断面図である。
【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図４】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図５】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図６】実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図９】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図１０】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１１】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、１０ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型ダイオード、Ｄ21 高速リカバリ型ダイオードＤ20、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ３ 直列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御トランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 スイッチング素子
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
【０００３】
図７は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この電源回路は自励式による電圧共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路が設けられた構成とされている。
【０００４】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。
ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【０００５】
力率改善回路２０の構成については後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明する。
ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。
図示していないが、スイッチング素子Ｑ1 のベースには、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には自励発振駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。これによりスイッチング素子Ｑ1は、図示しない自励発振駆動回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数ｆｓでスイッチング動作を行うことになる。
また制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、図示しない自励発振駆動回路に供給することにより共振周波数を制御し、定電圧制御を行うことになる。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ、エミッタ間には、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【０００８】
上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【０００９】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１０】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１１】
この場合、上記ようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半波整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。なお、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用して、上記のようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御することで、定電圧制御を行う。
【００１２】
力率改善回路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイルＬS が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
【００１３】
また、力率改善回路２０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
即ち、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１を巻き上げた三次巻線Ｎ３を形成して、負パルスの電圧共振パルス電圧を発生し、直列共振コンデンサＣ３を介して磁気結合形の力率改善回路２０に電圧帰還する。
【００１４】
この方式では三次巻線Ｎ３に発生するパルス電圧は、直列共振コンデンサＣ３とチョークコイルＬｓの直列共振回路によって電圧共振が生じる。この電圧共振によって交流入力電圧ＶACが高い時に高速リカバリ型ダイオードＤ１はスイッチング動作し、高速リカバリ型ダイオードＤ１がオンの時にコンデンサＣNから平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大して力率改善が図られる。交流入力電圧ＶACが低い時は電圧Ｖ１＜Ｖ２であり、高速リカバリ型ダイオードＤ１はオフ状態となって、平滑コンデンサＣｉへの充電電流は流れない．
【００１５】
この回路において、コンデンサＣN＝１μF、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共振コンデンサＣｒ＝８２００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦ（又は０．２２μＦ）、インダクタンスＬｓ＝１３μＨとして力率改善回路２０を設計した場合の実験結果を図８、図９に示す。
図８は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時の、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性であり、図９は 交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ時の力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性である。なお、図８、図９では、直列共振コンデンサＣ３を０．３３μＦとした場合と０．２２μＦとした場合についてそれぞれ示している。また、図９には力率改善回路２０を設けなかった場合も破線で示している。
また図１０（ａ）〜（ｈ）は５０Ｈｚ時の各部の動作波形を示し、図１１（ａ）（ｂ）はスイッチング周波数ｆｓ＝１２５ＫＨｚの場合の動作波形を示している。
【００１６】
図８，図９からわかるように、力率ＰＦは、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの変動に対してほぼ一定となり、直列共振コンデンサＣ３＝０．２２μＦの場合、Ｃ３＝０．３３μＦの場合に比較して、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜６０Ｗに対し、力率ＰＦは０．０２低下する程度である。
さらに、交流入力電圧ＶACの変動に対しては交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６０Ｖに対して力率ＰＦ＝０．７２と一定に保持されるため、日本国内の交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖと、欧州の交流入力電圧ＶAC＝２３０Vの高周波歪規制を同時に満足する。
また、直列共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦの場合、平滑電圧Ｅｉの電圧変動△Ｅｉは１２．７Ｖであり、力率改善前より３．４Ｖ上昇するのみであるので、平滑コンデンサＣｉの耐圧上昇は不要である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、以上のような先行技術としての力率改善回路を備えたスイッチング電源回路には次のような問題があった。
【００１８】
まず、最大負荷電力の状態において力率改善回路２０への電圧帰還量を増加して力率を０．８以上に向上させようとすると、一次側電圧共振コンバータの安定動作条件である零電圧スイッチング動作しない領域が拡大するために、力率を０．８以上に向上させることが不可能であった。
即ち図１０の動作波形に示すように、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺では、交流電源ＡＣから高速リカバリ型ダイオードＤ１とインダクタンスＬｓを介して平滑コンデンサＣｉへの過大な充電電流が流れるために、電流ＩLS、ＩD1が図８（ｆ）（ｄ）に示すような動作波形となり、直列共振コンデンサＣ３に流れる電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて、零電圧スイッチング動作が制約される。そして力率ＰＦ＝０．８以上にするために、直列共振コンデンサＣ３の静電容量を低減して電圧帰還量を増加させると、零電圧スイッチング動作の条件が外れてスイッチング素子Ｑ１が破壊されるおそれがある。従って、力率を０．８以上に向上させることは不可能とされていた。
【００１９】
また、力率改善前と、力率を０．８程度に向上させた場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を比較すると、力率改善前より０．９％低下しており、最大負荷電力が２００Ｗ時では、入力電力が２．２Ｗも増加することとなってしまう。
【００２０】
また直流出力電圧Ｅｉの商用電源周期のリップル電圧は力率改善前と比較してほぼ同等であるため、直流入力電圧平滑用の平滑コンデンサＣｉ、或いは直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ01の静電容量の低下は不可能であり、小型化ができない。
また、力率改善回路２０の高速リカバリ型ダイオードＤ１は、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺の期間には大電流が流れるため発熱する。このため電流容量が大きい高速リカバリ型ダイオードを選定しなければならず、高価となる。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
即ち、商用交流電源をブリッジ整流ダイオードで整流し、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から高速リカバリ型ダイオードを介して正極側が接続される平滑コンデンサにより、直流入力電圧を出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、上記整流平滑手段が整流された整流出力によって充電されるように接続されるとともに、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧が、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を巻き上げて形成された三次巻線と直列共振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたスイッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えてスイッチング電源回路を構成する。
【００２２】
さらに、上記力率改善手段は、上記高速リカバリ型ダイオードと並列に、高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの直列回路を備え、上記直列共振コンデンサは、上記三次巻線と、上記直列回路における高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの接続点との間に配されるとともに、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から上記高速リカバリ型ダイオードを介しての電流経路に加えて、上記直列回路における高速リカバリ型ダイオードにより、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から平滑整流平滑手段の正極端子の間に、もう１つの電流経路が形成されるようにする。
【００２３】
上記構成によれば、複合共振形コンバータといわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対しては、一次側共振回路に得られるスイッチング出力電圧が三次巻線及び直列共振コンデンサを介して帰還されることになる。
そして力率改善動作のためのスイッチングを行う一方の高速リカバリ型ダイオードとは並列の電流経路として、ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から他方の高速リカバリ型ダイオードを介して平滑コンデンサの正極側が接続されることにより、交流入力電圧のピーク近辺で、上記一方の高速リカバリ型ダイオードに流れる充電電流が減少される。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振型コンバータ）が設けられる。そして、この電圧共振型コンバータに対して力率改善回路１０が備えられるものである。
【００２５】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。
ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【００２６】
力率改善回路１０の構成については後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明する。
ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS 及びベース電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。
スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、一次巻線Ｎ1−検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接地される。
【００２８】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間には、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００２９】
この図に示す直交型制御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交型トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交型制御トランスＰＲＴの構造としては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００３０】
この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００３１】
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び三次巻線Ｎ３）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００３２】
上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また、さらに一次巻線が巻き上げられて形成された三次巻線Ｎ3は帰還巻線として機能し、直列共振コンデンサＣ３を介して、力率改善回路１０における高速リカバリ形ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
【００３３】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００３４】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。つまり本明細書でいう、複合共振形スイッチングコンバータとして構成される。
【００３５】
この場合、上記のようにして形成される二次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半波整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。
なお、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御することで、定電圧制御を行う。つまり制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給することにより、後述のように定電圧制御を行う。
【００３６】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）となり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方式）となる。
これを、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることができる。
【００３７】
制御回路１では、二次側直流出力電圧レベル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、この動作によって二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
【００３８】
そしてこの図に示す回路においては、スイッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとなる期間を可変制御するようにしている。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。
ここで、スイッチング周波数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行われるものとされる。
【００３９】
続いて、力率改善回路１０の構成について説明する。
この図に示す力率改善回路１０においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイルＬS が直列接続されて挿入される。
フィルタコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成している。
【００４０】
また、力率改善回路１０に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接続されているが、これにより、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
【００４１】
さらにこの場合、力率改善回路１０における高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョークコイルＬｓの直列接続回路に対して並列に、高速リカバリ型ダイオードＤ21が接続されている。
この高速リカバリ型ダイオードＤ21により、高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョークコイルＬｓの直列接続回路に加えて、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子から平滑コンデンサＣｉの正極端子の間に、もう１つの電流経路が形成されることになる。
【００４２】
このような力率改善回路１０による力率改善動作は、基本的には次のようになる。
この図に示す力率改善回路１０の構成では、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力が上記のように帰還されるが、帰還されたスイッチング出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電圧が重畳されることになる。このスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られることになり、この断続作用により見掛け上のチョークコイルＬS のインダクタンスも上昇することになる。これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００４３】
特に上述したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードに接続されていることで、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力である電圧共振パルス電圧が、高速リカバリ型ダイオードＤ1とチョークコイルＬSの接続点に帰還される電圧帰還方式としての回路系が形成されているものとなる。
つまり、三次巻線Ｎ３の両端の電圧は、例えば６０Ｖｐ−ｐの負のパルス電圧であるが、このパルス電圧によって、直列共振コンデンサＣ３の静電容量とインダクタンスＬｓによる電流共振による電圧がチョークコイルＬｓに生じ、平滑コンデンサＣｉへ電圧帰還されるものとなる。
【００４４】
そして、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に生じる電圧共振パルス電圧は、平滑コンデンサＣｉ側が正になるため、交流入力電圧ＶACが平滑コンデンサＣｉの電圧Ｅｉより低い時でも、交流入力電圧ＶACに三次巻線Ｎ3のパルス電圧を加えた値が電圧Ｅｉよりも高ければ、交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッジ整流回路Ｄｉ→高速リカバリ型ダイオードＤ1→チョークコイルＬSを介して平滑コンデンサＣｉに充電される。
その結果、図６（ｂ）に示すように、交流入力電流ＩACの導通角が拡大し、力率ＰＦが向上する。なお、図６（ａ）〜（ｆ）は、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩAC、電圧Ｖ１、帰還電圧Ｖ２、高速リカバリ型ダイオードＤ21に流れる電流ＩD21、高速リカバリ型ダイオードＤ1に流れる電流ＩD1の各動作波形を示している。
【００４５】
三次巻線Ｎ３によって放出される励磁エネルギーは、平滑コンデンサＣｉの充電エネルギーが形を変えたものであるが、これが充電電流（電流ＩLS）となって平滑コンデンサＣｉを充電して再び充電エネルギーに戻っている。
また、この電圧帰還方式では、交流入力電圧ＶACが低い期間では、高速リカバリ型ダイオードＤ1はオフ状態となり、電流ＩD1は流れない。
【００４６】
また本例では、高速リカバリ型ダイオードＤ21が配されていることにより、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺では、交流電源ＡＣから高速リカバリ型ダイオードＤ21を介して平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れる。これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ１とインダクタンスＬｓに過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。
これは、直列共振コンデンサＣ３に流れる電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて零電圧スイッチング動作が制約されることを防止できることを意味する。
そしてこのため、直列共振コンデンサＣ３の静電容量を低減して電圧帰還量を増加させ、力率を例えば０．８以上に向上させることが可能となる。
【００４７】
図４，図５，図６に図１のスイッチング電源回路による実験結果を示す。
実験では、コンデンサＣN＝１μF、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共振コンデンサＣｒ＝７５００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ３＝０．２２μＦ、インダクタンスＬｓ＝３３μＨ、三次巻線Ｎ３＝４Ｔとし、また高速リカバリ型ダイオードＤ１及びＤ21は５Ａ／４００Ｖのものを使用した。
なお、上記図７で示した先行技術での図８〜図１０の実験結果は、並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦ、インダクタンスＬｓ＝１３μＨ、三次巻線Ｎ３＝３Ｔとし、また高速リカバリ型ダイオードＤ１は１０Ａ／４００Ｖのものを使用していたことを付記しておく。
【００４８】
図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時における、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗの変動に対する、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性である。また図５は 負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ時における、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの変動に対する力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性である。
これらの図からわかるように、力率ＰＦは０．９以上にまで向上されること、及び力率ＰＦは負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶACの変動に対して広範囲に維持できることがわかる。
【００４９】
また上述した各波形を示す図６（ａ）〜（ｆ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、力率ＰＦ＝０．９０の時の各部の動作波形であり、図６（ｅ）に高速リカバリ型ダイオードＤ21に流れる電流ＩD21を示しているが、電流ＩD21は、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺の４ｍｓｅｃの期間に、平滑コンデンサＣｉへの１２Ａｐの高周波充電電流として流れ、このとき高速リカバリ型ダイオードＤ１には図６（ｆ）のように、５Ａｐの高周波電流ＩD1が流れることとなっている。
つまり、ブリッジ整流ダイオードＤｉのカソード電極側から高速リカバリ型ダイオードＤ21を介して平滑コンデンサＣｉの正極側が接続されることにより、交流入力電圧ＶACのピーク近辺での高速リカバリ型ダイオードＤ１に流れる充電電流ＩD1が減少される。
これによって直列共振コンデンサＣ３に流れる電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて零電圧スイッチング動作が制約されることがなくなる。従って並列共振コンデンサＣｒや直列共振コンデンサＣ３の静電容量を変えて電圧帰還量を増加させ、力率を向上させることが可能となる。
もちろん、高速リカバリ型ダイオードＤ１としても大電流による発熱が抑えられ、上記の５Ａ／４００Ｖのように電流容量が小さい高速リカバリ型ダイオードを選定できる。
【００５０】
また力率ＰＦの向上によって、交流入力電流ＩACは力率改善前の２５ＡP-Pから１６ＡP-Pに低減され、ラインフィルタトランスＬＦＴの電力損失の低減と整流平滑電圧Ｅｉの上昇によって、複合共振形コンバータの効率が向上する。これによりＡＣ／ＤＣの電力変換効率が９２．０％になり、力率改善前よりも０．５％向上する。
【００５１】
また平滑コンデンサＣｉの両端の整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧は７Ｖであって、先行技術における１４Ｖの１／２となり、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧も先行技術における１００ｍＶから本例の５０ｍＶに低減する。このため平滑コンデンサＣｉ、Ｃ01の静電容量の低減が可能となり、回路の小型化が可能となる。例えば平滑コンデンサＣｉを１０００μＦから６８０μＦに変え、また平滑コンデンサＣ01を２２０μＦから１００μＦに変えても、直流出力電圧Ｅｏのリップル電圧は９０ｍＶであり、先行技術より低減できる。
【００５２】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。
例えば本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定されるものではない。
【００５３】
また、一次側の電圧共振コンバータとして自励式の例を挙げたが、他励発振形であってもよい。
さらに一次側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成を述べたが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用できるものである。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、複合共振形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振回路に得られるスイッチング出力が三次巻線及び直列共振コンデンサを介して帰還される。そして力率改善動作のためのスイッチングを行う一方の高速リカバリ型ダイオードとは並列の電流経路として、ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から他方の高速リカバリ型ダイオードを介して平滑コンデンサの正極側が接続されることにより、交流入力電圧のピーク近辺で、上記一方の高速リカバリ型ダイオードに流れる充電電流が減少される。このため、電圧帰還量を増加して力率を０．９０以上に向上させても、一次側電圧共振コンバータの零電圧スイッチング動作領域は確保される。つまり力率の向上が実現できる。
【００５５】
またＡＣ／ＤＣの電力変換効率が向上され、入力電力の低減による省エネルギーが図られる。
また整流平滑電圧及び直流出力電圧の商用電源周期のリップル電圧を低下させることができ、各平滑コンデンサ（電解コンデンサ）の静電容量の低下が可能であり、各平滑コンデンサの小型が可能となる。
さらに高速リカバリ型ダイオードと低速リカバリ型ダイオードで電流が分流するため、発熱が低下し、従って各ダイオードは電流容量の小さいものを選定できる。
これらのことより回路の小型化やコストダウンが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造を示す側断面図である。
【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図４】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図５】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図６】実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図９】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平滑電圧の特性の説明図である。
【図１０】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１１】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、１０ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型ダイオード、Ｄ21 高速リカバリ型ダイオードＤ20、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ３ 直列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御トランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 スイッチング素子
Claims (1)
- 商用交流電源をブリッジ整流ダイオードで整流し、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から高速リカバリ型ダイオードを介して正極側が接続される平滑コンデンサにより、直流入力電圧を出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、
上記整流平滑手段が整流された整流出力によって充電されるように接続されるとともに、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧が、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を巻き上げて形成された三次巻線と直列共振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたスイッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続することにより力率を改善する力率改善手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側において形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備え、
上記力率改善手段は、上記高速リカバリ型ダイオードと並列に、高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの直列回路を備え、上記直列共振コンデンサは、上記三次巻線と、上記直列回路における高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの接続点との間に配されるとともに、
上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から上記高速リカバリ型ダイオードを介しての電流経路に加えて、上記直列回路における高速リカバリ型ダイオードにより、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側から平滑整流平滑手段の正極端子の間に、もう１つの電流経路が形成される
スイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000208241A JP4470289B2 (ja) | 2000-07-05 | 2000-07-05 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000208241A JP4470289B2 (ja) | 2000-07-05 | 2000-07-05 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002027751A JP2002027751A (ja) | 2002-01-25 |
| JP4470289B2 true JP4470289B2 (ja) | 2010-06-02 |
Family
ID=18704863
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000208241A Expired - Lifetime JP4470289B2 (ja) | 2000-07-05 | 2000-07-05 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4470289B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4595403B2 (ja) * | 2004-07-01 | 2010-12-08 | ソニー株式会社 | スイッチング電源回路 |
| CN109088556B (zh) * | 2018-10-29 | 2024-03-15 | 成都信息工程大学 | 一种谐振式整流电路及其控制方法、发电机、变压器 |
-
2000
- 2000-07-05 JP JP2000208241A patent/JP4470289B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002027751A (ja) | 2002-01-25 |
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Legal Events
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|
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