JP2002027751A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 力率の向上 【解決手段】 複合共振形コンバータに対して力率改善
回路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振
回路に得られるスイッチング出力が三次巻線及び直列共
振コンデンサを介して帰還されるようにし、さらに力率
改善動作のためのスイッチングを行う一方の高速リカバ
リ型ダイオードとは並列の電流経路として、ブリッジ整
流ダイオードのカソード電極側から他方の高速リカバリ
型ダイオードを介して平滑コンデンサの正極側が接続さ
れることにより、交流入力電圧のピーク近辺で、上記一
方の高速リカバリ型ダイオードに流れる充電電流が減少
されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図７は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電圧共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとア
クロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流
電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えら
れている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流
出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られることになる。

【０００５】力率改善回路２０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。図示
していないが、スイッチング素子Ｑ1 のベースには、起
動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には自励発振駆動用の共振回路（自励発振
駆動回路）が接続される。これによりスイッチング素子
Ｑ1は、図示しない自励発振駆動回路の共振周波数によ
り決定されるスイッチング周波数ｆｓでスイッチング動
作を行うことになる。また制御回路１は、例えば二次側
の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、図示しない自励発振駆動回路に供給
することにより共振周波数を制御し、定電圧制御を行う
ことになる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入さ
れるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子
Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよ
うにされている。

【０００７】スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ、エミッ
タ間には、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンス
と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側の
リーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成する。

【０００８】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平
滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【０００９】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合、上記ようにして形成される二次
側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及び
平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半波
整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。な
お、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して
入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1
を検出電圧として利用して、上記のようにスイッチング
素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御する
ことで、定電圧制御を行う。

【００１２】力率改善回路２０においては、ブリッジ整
流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極
端子間に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョ
ークコイルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタ
コンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノ
ード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入
されることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。

【００１３】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接続
されているが、これにより、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰
還されるようにしている。即ち、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの１次巻線Ｎ１を巻き上げた三次巻線Ｎ３を形
成して、負パルスの電圧共振パルス電圧を発生し、直列
共振コンデンサＣ３を介して磁気結合形の力率改善回路
２０に電圧帰還する。

【００１４】この方式では三次巻線Ｎ３に発生するパル
ス電圧は、直列共振コンデンサＣ３とチョークコイルＬ
ｓの直列共振回路によって電圧共振が生じる。この電圧
共振によって交流入力電圧ＶACが高い時に高速リカバリ
型ダイオードＤ１はスイッチング動作し、高速リカバリ
型ダイオードＤ１がオンの時にコンデンサＣNから平滑
コンデンサＣｉへの充電電流が流れ、交流入力電流ＩAC
の導通角が拡大して力率改善が図られる。交流入力電圧
ＶACが低い時は電圧Ｖ１＜Ｖ２であり、高速リカバリ型
ダイオードＤ１はオフ状態となって、平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流は流れない．

【００１５】この回路において、コンデンサＣN＝１μ
F、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共振コン
デンサＣｒ＝８２００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ３＝
０．３３μＦ（又は０．２２μＦ）、インダクタンスＬ
ｓ＝１３μＨとして力率改善回路２０を設計した場合の
実験結果を図８、図９に示す。図８は負荷電力Ｐｏ＝２
００Ｗ〜４０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０Ｈ
ｚ時の、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性であ
り、図９は 交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６０Ｖ、負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ時の力率ＰＦと整流平
滑電圧Ｅｉの変化特性である。なお、図８、図９では、
直列共振コンデンサＣ３を０．３３μＦとした場合と
０．２２μＦとした場合についてそれぞれ示している。
また、図９には力率改善回路２０を設けなかった場合も
破線で示している。また図１０（ａ）〜（ｈ）は５０Ｈ
ｚ時の各部の動作波形を示し、図１１（ａ）（ｂ）はス
イッチング周波数ｆｓ＝１２５ＫＨｚの場合の動作波形
を示している。

【００１６】図８，図９からわかるように、力率ＰＦ
は、負荷電力Ｐｏや交流入力電圧ＶＡＣの変動に対して
ほぼ一定となり、直列共振コンデンサＣ３＝０．２２μ
Ｆの場合、Ｃ３＝０．３３μＦの場合に比較して、負荷
電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜６０Ｗに対し、力率ＰＦは０．０
２低下する程度である。さらに、交流入力電圧ＶＡＣの
変動に対しては交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６０Ｖに
対して力率ＰＦ＝０．７２と一定に保持されるため、日
本国内の交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖと、欧州の交流入
力電圧ＶAC＝２３０Vの高周波歪規制を同時に満足す
る。また、直列共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦの場
合、平滑電圧Ｅｉの電圧変動△Ｅｉは１２．７Ｖであ
り、力率改善前より３．４Ｖ上昇するのみであるので、
平滑コンデンサＣｉの耐圧上昇は不要である。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような先行技術としての力率改善回路を備えたスイッチ
ング電源回路には次のような問題があった。

【００１８】まず、最大負荷電力の状態において力率改
善回路２０への電圧帰還量を増加して力率を０．８以上
に向上させようとすると、一次側電圧共振コンバータの
安定動作条件である零電圧スイッチング動作しない領域
が拡大するために、力率を０．８以上に向上させること
が不可能であった。即ち図１０の動作波形に示すよう
に、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺では、交流
電源ＡＣから高速リカバリ型ダイオードＤ１とインダク
タンスＬｓを介して平滑コンデンサＣｉへの過大な充電
電流が流れるために、電流ＩLS、ＩD1が図８（ｆ）
（ｄ）に示すような動作波形となり、直列共振コンデン
サＣ３に流れる電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値
付近で影響を受けて、零電圧スイッチング動作が制約さ
れる。そして力率ＰＦ＝０．８以上にするために、直列
共振コンデンサＣ３の静電容量を低減して電圧帰還量を
増加させると、零電圧スイッチング動作の条件が外れて
スイッチング素子Ｑ１が破壊されるおそれがある。従っ
て、力率を０．８以上に向上させることは不可能とされ
ていた。

【００１９】また、力率改善前と、力率を０．８程度に
向上させた場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を比較する
と、力率改善前より０．９％低下しており、最大負荷電
力が２００Ｗ時では、入力電力が２．２Ｗも増加するこ
ととなってしまう。

【００２０】また直流出力電圧Ｅｉの商用電源周期のリ
ップル電圧は力率改善前と比較してほぼ同等であるた
め、直流入力電圧平滑用の平滑コンデンサＣｉ、或いは
直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ01の静電容量の
低下は不可能であり、小型化ができない。また、力率改
善回路２０の高速リカバリ型ダイオードＤ１は、交流入
力電圧ＶACのピーク値近辺の期間には大電流が流れるた
め発熱する。このため電流容量が大きい高速リカバリ型
ダイオードを選定しなければならず、高価となる。

【００２１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、商用交流電源をブリッジ整流ダイオードで
整流し、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側
から高速リカバリ型ダイオードを介して正極側が接続さ
れる平滑コンデンサにより、直流入力電圧を出力する整
流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られ
るようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝
送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、上
記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記
絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにさ
れたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分
と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによっ
て形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振
形とする一次側共振回路と、上記整流平滑手段の整流電
流経路に挿入されるとともに、上記一次側共振回路で得
られるスイッチング出力電圧が、上記絶縁コンバータト
ランスの一次巻線を巻き上げて形成された三次巻線と直
列共振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたス
イッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続すること
により力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、
二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次
側において形成される二次側共振回路と、上記二次側共
振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランス
の二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を
行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された
直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレ
ベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御
を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えてス
イッチング電源回路を構成する。

【００２２】また上記力率改善手段には、上記高速リカ
バリ型ダイオードと並列に、高速リカバリ型ダイオード
とインダクタンスの直列回路が配されているとともに、
上記直列共振コンデンサは、上記三次巻線と、上記直列
回路における高速リカバリ型ダイオードとインダクタン
スの接続点との間に配されるようにする。

【００２３】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対して
は、一次側共振回路に得られるスイッチング出力電圧が
三次巻線及び直列共振コンデンサを介して帰還されるこ
とになる。そして力率改善動作のためのスイッチングを
行う一方の高速リカバリ型ダイオードとは並列の電流経
路として、ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側か
ら他方の高速リカバリ型ダイオードを介して平滑コンデ
ンサの正極側が接続されることにより、交流入力電圧の
ピーク近辺で、上記一方の高速リカバリ型ダイオードに
流れる充電電流が減少される。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイ
ッチングコンバータ（電圧共振型コンバータ）が設けら
れる。そして、この電圧共振型コンバータに対して力率
改善回路１０が備えられるものである。

【００２５】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとア
クロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流
電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えら
れている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流
出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られることになる。

【００２６】力率改善回路１０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この
場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００２７】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS 及びベース電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデ
ンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、
起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるよう
にしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一
次側アース間には駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB，ベ
ース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振
駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に
流れるクランプ電流の経路を形成するようにされてい
る。スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、一次巻線Ｎ1
−検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接
地される。

【００２８】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ・エミッタ間には、並列共振コンデンサＣｒが接続さ
れている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャ
パシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とによ
り電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成す
る。そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この
並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端
電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共
振形の動作が得られるようになっている。

【００２９】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、４本の磁脚を有する２つのダブ
ルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにし
て立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所
定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線Ｎ
D，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検
出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装し
て構成される。

【００３０】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続され
ていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路
（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００３１】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1（及び三次巻線Ｎ３）と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割
した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては
図のようにギャップＧを形成するようにしている。これ
によって、所要の結合係数による疎結合が得られるよう
にしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の
中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形
成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例え
ばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００３２】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は検出巻線ＮDの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。また、さらに一次巻線が巻き上げられて形成
された三次巻線Ｎ3は帰還巻線として機能し、直列共振
コンデンサＣ３を介して、力率改善回路１０における高
速リカバリ形ダイオードＤ１のカソードに接続されてい
る。

【００３３】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００３４】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。つまり本明細書でいう、複合共
振形スイッチングコンバータとして構成される。

【００３５】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及
び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半
波整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。
なお、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐し
て入力される。制御回路１においては、直流出力電圧Ｅ
O1を検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のス
イッチングのための共振周波数を制御することで、定電
圧制御を行う。つまり制御回路１は、例えば二次側の直
流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変され
る直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴ
の制御巻線ＮC に供給することにより、後述のように定
電圧制御を行う。

【００３６】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1）の接続との関係によ
って、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2
のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭにつ
いて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例え
ば、図３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダ
クタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）となり、図
３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタン
スは−Ｍ（減極性：フライバック方式）となる。これ
を、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応させてみ
ると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性
のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作
は、＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることが
できる。

【００３７】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。

【００３８】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００３９】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。この図に示す力率改善回路１０においては、
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極端子間に対して、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1 −チョークコイルＬS が直列接続されて挿入され
る。フィルタコンデンサＣN は高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 のアノード側と平滑コンデンサＣｉの正極端子間
に対して挿入されることで、チョークコイルＬｓと共に
ノーマルモードのローパスフィルタを形成している。

【００４０】また、力率改善回路１０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介して接続
されているが、これにより、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力電圧（電圧共振パルス電圧）が帰
還されるようにしている。

【００４１】さらにこの場合、力率改善回路１０におけ
る高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョークコイルＬｓ
の直列接続回路に対して並列に、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ21が接続されている。この高速リカバリ型ダイオ
ードＤ21により、高速リカバリ型ダイオードＤ１−チョ
ークコイルＬｓの直列接続回路に加えて、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子から平滑コンデンサＣｉの正極
端子の間に、もう１つの電流経路が形成されることにな
る。

【００４２】このような力率改善回路１０による力率改
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１０の構成では、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力が上記のように帰還されるが、帰
還されたスイッチング出力により、整流電流経路にはス
イッチング周期の交番電圧が重畳されることになる。こ
のスイッチング周期の交番電圧の重畳分によって、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 では整流電流をスイッチング
周期で断続する動作が得られることになり、この断続作
用により見掛け上のチョークコイルＬS のインダクタン
スも上昇することになる。これにより、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされ
る期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるよ
うにされる。この結果、交流入力電流ＩACの平均的な波
形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力
電流ＩACの導通角が拡大される結果、力率改善が図られ
ることになる。

【００４３】特に上述したように絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの三次巻線Ｎ3が直列共振コンデンサＣ３を介
して高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソードに接続さ
れていることで、一次側並列共振回路に得られるスイッ
チング出力である電圧共振パルス電圧が、高速リカバリ
型ダイオードＤ1とチョークコイルＬSの接続点に帰還さ
れる電圧帰還方式としての回路系が形成されているもの
となる。つまり、三次巻線Ｎ３の両端の電圧は、例えば
６０Ｖｐ−ｐの負のパルス電圧であるが、このパルス電
圧によって、直列共振コンデンサＣ３の静電容量とイン
ダクタンスＬｓによる電流共振による電圧がチョークコ
イルＬｓに生じ、平滑コンデンサＣｉへ電圧帰還される
ものとなる。

【００４４】そして、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間
に生じる電圧共振パルス電圧は、平滑コンデンサＣｉ側
が正になるため、交流入力電圧ＶACが平滑コンデンサＣ
ｉの電圧Ｅｉより低い時でも、交流入力電圧ＶACに三次
巻線Ｎ3のパルス電圧を加えた値が電圧Ｅｉよりも高け
れば、交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッ
ジ整流回路Ｄｉ→高速リカバリ型ダイオードＤ1→チョ
ークコイルＬSを介して平滑コンデンサＣｉに充電され
る。その結果、図６（ｂ）に示すように、交流入力電流
ＩACの導通角が拡大し、力率ＰＦが向上する。なお、図
６（ａ）〜（ｆ）は、交流入力電圧ＶAC、交流入力電流
ＩAC、電圧Ｖ１、帰還電圧Ｖ２、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ21に流れる電流ＩD21、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1に流れる電流ＩD1の各動作波形を示している。

【００４５】三次巻線Ｎ３によって放出される励磁エネ
ルギーは、平滑コンデンサＣｉの充電エネルギーが形を
変えたものであるが、これが充電電流（電流ＩLS）とな
って平滑コンデンサＣｉを充電して再び充電エネルギー
に戻っている。また、この電圧帰還方式では、交流入力
電圧ＶACが低い期間では、高速リカバリ型ダイオードＤ
1はオフ状態となり、電流ＩD1は流れない。

【００４６】また本例では、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ21が配されていることにより、交流入力電圧ＶACの正
負のピーク値近辺では、交流電源ＡＣから高速リカバリ
型ダイオードＤ21を介して平滑コンデンサＣｉへの充電
電流が流れる。これは、交流入力電圧ＶACの正負のピー
ク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ１とイン
ダクタンスＬｓに過大な充電電流が流れることを防止す
るものとなる。これは、直列共振コンデンサＣ３に流れ
る電流ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を
受けて零電圧スイッチング動作が制約されることを防止
できることを意味する。そしてこのため、直列共振コン
デンサＣ３の静電容量を低減して電圧帰還量を増加さ
せ、力率を例えば０．８以上に向上させることが可能と
なる。

【００４７】図４，図５，図６に図１のスイッチング電
源回路による実験結果を示す。実験では、コンデンサＣ
N＝１μF、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共
振コンデンサＣｒ＝７５００ＰＦ、直列共振コンデンサ
Ｃ３＝０．２２μＦ、インダクタンスＬｓ＝３３μＨ、
三次巻線Ｎ３＝４Ｔとし、また高速リカバリ型ダイオー
ドＤ１及びＤ21は５Ａ／４００Ｖのものを使用した。な
お、上記図７で示した先行技術での図８〜図１０の実験
結果は、並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ＰＦ、直列
共振コンデンサＣ３＝０．３３μＦ、インダクタンスＬ
ｓ＝１３μＨ、三次巻線Ｎ３＝３Ｔとし、また高速リカ
バリ型ダイオードＤ１は１０Ａ／４００Ｖのものを使用
していたことを付記しておく。

【００４８】図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０
Ｈｚ時における、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗの変
動に対する、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性で
ある。また図５は 負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ
時における、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの変
動に対する力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性であ
る。これらの図からわかるように、力率ＰＦは０．９以
上にまで向上されること、及び力率ＰＦは負荷電力Ｐｏ
や交流入力電圧ＶACの変動に対して広範囲に維持できる
ことがわかる。

【００４９】また上述した各波形を示す図６（ａ）〜
（ｆ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｖ、力率ＰＦ＝０．９０の時の各部の動作波形
であり、図６（ｅ）に高速リカバリ型ダイオードＤ21に
流れる電流ＩD21を示しているが、電流ＩD21は、交流入
力電圧ＶACの正負のピーク値近辺の４ｍｓｅｃの期間
に、平滑コンデンサＣｉへの１２Ａｐの高周波充電電流
として流れ、このとき高速リカバリ型ダイオードＤ１に
は図６（ｆ）のように、５Ａｐの高周波電流ＩD1が流れ
ることとなっている。つまり、ブリッジ整流ダイオード
Ｄｉのカソード電極側から高速リカバリ型ダイオードＤ
21を介して平滑コンデンサＣｉの正極側が接続されるこ
とにより、交流入力電圧ＶACのピーク近辺での高速リカ
バリ型ダイオードＤ１に流れる充電電流ＩD1が減少され
る。これによって直列共振コンデンサＣ３に流れる電流
ＩC3が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて
零電圧スイッチング動作が制約されることがなくなる。
従って並列共振コンデンサＣｒや直列共振コンデンサＣ
３の静電容量を変えて電圧帰還量を増加させ、力率を向
上させることが可能となる。もちろん、高速リカバリ型
ダイオードＤ１としても大電流による発熱が抑えられ、
上記の５Ａ／４００Ｖのように電流容量が小さい高速リ
カバリ型ダイオードを選定できる。

【００５０】また力率ＰＦの向上によって、交流入力電
流ＩACは力率改善前の２５ＡP-Pから１６ＡP-Pに低減さ
れ、ラインフィルタトランスＬＦＴの電力損失の低減と
整流平滑電圧Ｅｉの上昇によって、複合共振形コンバー
タの効率が向上する。これによりＡＣ／ＤＣの電力変換
効率が９２．０％になり、力率改善前よりも０．５％向
上する。

【００５１】また平滑コンデンサＣｉの両端の整流平滑
電圧Ｅｉのリップル電圧は７Ｖであって、先行技術にお
ける１４Ｖの１／２となり、直流出力電圧Ｅｏのリップ
ル電圧も先行技術における１００ｍＶから本例の５０ｍ
Ｖに低減する。このため平滑コンデンサＣｉ、Ｃ01の静
電容量の低減が可能となり、回路の小型化が可能とな
る。例えば平滑コンデンサＣｉを１０００μＦから６８
０μＦに変え、また平滑コンデンサＣ01を２２０μＦか
ら１００μＦに変えても、直流出力電圧Ｅｏのリップル
電圧は９０ｍＶであり、先行技術より低減できる。

【００５２】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍
電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既
に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変
形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては
二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定さ
れるものではない。

【００５３】また、一次側の電圧共振コンバータとして
自励式の例を挙げたが、他励発振形であってもよい。さ
らに一次側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイ
ッチング素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構
成を述べたが、２石のスイッチング素子を交互にスイッ
チングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適
用できるものである。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、複合共
振形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチ
ング電源回路として、一次側共振回路に得られるスイッ
チング出力が三次巻線及び直列共振コンデンサを介して
帰還される。そして力率改善動作のためのスイッチング
を行う一方の高速リカバリ型ダイオードとは並列の電流
経路として、ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側
から他方の高速リカバリ型ダイオードを介して平滑コン
デンサの正極側が接続されることにより、交流入力電圧
のピーク近辺で、上記一方の高速リカバリ型ダイオード
に流れる充電電流が減少される。このため、電圧帰還量
を増加して力率を０．９０以上に向上させても、一次側
電圧共振コンバータの零電圧スイッチング動作領域は確
保される。つまり力率の向上が実現できる。

【００５５】またＡＣ／ＤＣの電力変換効率が向上さ
れ、入力電力の低減による省エネルギーが図られる。ま
た整流平滑電圧及び直流出力電圧の商用電源周期のリッ
プル電圧を低下させることができ、各平滑コンデンサ
（電解コンデンサ）の静電容量の低下が可能であり、各
平滑コンデンサの小型が可能となる。さらに高速リカバ
リ型ダイオードと低速リカバリ型ダイオードで電流が分
流するため、発熱が低下し、従って各ダイオードは電流
容量の小さいものを選定できる。これらのことより回路
の小型化やコストダウンが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源回路の
回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平
滑電圧の特性の説明図である。

【図５】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平
滑電圧の特性の説明図である。

【図６】実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。

【図７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図８】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平滑
電圧の特性の説明図である。

【図９】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平滑
電圧の特性の説明図である。

【図１０】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。

【図１１】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、１０ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整
流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型
ダイオード、Ｄ21 高速リカバリ型ダイオードＤ20、Ｃ
ｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ３ 直列共振コンデンサ、
Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御
トランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 ス
イッチング素子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源をブリッジ整流ダイオード
   で整流し、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極
   側から高速リカバリ型ダイオードを介して正極側が接続
   される平滑コンデンサにより、直流入力電圧を出力する
   整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
   記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
   されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデン
   サのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッ
   チング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路
   と、 上記整流平滑手段の整流電流経路に挿入されるととも
   に、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電
   圧が、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を巻き上
   げて形成された三次巻線と直列共振コンデンサを介して
   帰還され、この帰還されたスイッチング出力電圧に基づ
   いて整流電流を断続することにより力率を改善する力率
   改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記力率改善手段には、上記高速リカバ
   リ型ダイオードと並列に、高速リカバリ型ダイオードと
   インダクタンスの直列回路が配されているとともに、 上記直列共振コンデンサは、上記三次巻線と、上記直列
   回路における高速リカバリ型ダイオードとインダクタン
   スの接続点との間に配されることを特徴とする請求項１
   に記載のスイッチング電源回路。