JP2002027749A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 力率の向上 【解決手段】 複合共振形コンバータに対して力率改善
回路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振
回路に得られるスイッチング出力が一次側並列共振コン
デンサを介して静電結合方式により力率改善回路に帰還
されるようにし、さらにブリッジ整流ダイオードのカソ
ード電極側から低速リカバリ型ダイオードを介して平滑
コンデンサの正極側が接続されることにより、交流入力
電圧のピーク近辺で力率改善回路の高速リカバリ型ダイ
オードに流れる充電電流が減少されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図７は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電圧共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとア
クロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流
電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えら
れている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流
出力は、力率改善回路２０を介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られることになる。

【０００５】力率改善回路２０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。図示
していないが、スイッチング素子Ｑ1 のベースには、起
動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には自励発振駆動用の共振回路（自励発振
駆動回路）が接続される。これによりスイッチング素子
Ｑ1は、図示しない自励発振駆動回路の共振周波数によ
り決定されるスイッチング周波数ｆｓでスイッチング動
作を行うことになる。また制御回路１は、例えば二次側
の直流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、図示しない自励発振駆動回路に供給
することにより共振周波数を制御し、定電圧制御を行う
ことになる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ
1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされている。

【０００７】スイッチング素子Ｑ1 のコレクタに対して
は、並列共振コンデンサＣｒが接続されている。この並
列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケ
ージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータ
の一次側並列共振回路を形成する。

【０００８】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平
滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【０００９】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合、上記ようにして形成される二次
側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及び
平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半波
整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。な
お、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して
入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1
を検出電圧として利用して、上記のようにスイッチング
素子Ｑ１のスイッチングのための共振周波数を制御する
ことで、定電圧制御を行う。

【００１２】力率改善回路２０においては、ブリッジ整
流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極
端子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型
ダイオードＤ１が直列接続されて挿入される。フィルタ
コンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高速リカバリ型
ダイオードＤ１の直列接続回路に対して並列に設けられ
ることで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードの
ローパスフィルタを形成している。

【００１３】また、並列共振コンデンサＣ10は、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。こ
こでは詳しい説明は省略するが、例えば 並列共振コン
デンサＣ10は例えばチョークコイルＬｓ等と共に直列共
振回路を形成するようにされる。これにより、負荷が軽
くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用
を有するものである。また、力率改善回路２０に対して
は、チョークコイルＬｓと、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1のアノードと、並列共振コンデンサＣ10との接続点
に対して、上述した並列共振コンデンサＣｒが接続され
て、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力
（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
即ちこの図に示す力率改善回路２０の構成では、一次側
並列共振回路に得られるスイッチング出力を並列共振コ
ンデンサＣｒの静電容量結合を介して、整流電流経路に
帰還している。そして、上述したように一次側の電圧共
振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する並列共
振コンデンサＣｒは、力率改善回路２０の高速リカバリ
型ダイオードＤ1のアノードに接続されている。これ
は、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサＣ10
が直列接続された状態となり、つまり並列共振コンデン
サＣｒの両端電圧としてあらわれる、電圧共振パルス電
圧が、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサＣ
10の静電容量比によって分圧される。そして高速リカバ
リ型ダイオードＤ1と並列接続されている並列共振コン
デンサＣ10を介して、平滑コンデンサＣｉに電圧帰還さ
れる電圧帰還方式としての回路系が形成されている。

【００１４】この場合、一次側並列共振コンデンサＣ
ｒ、Ｃ10の２組を直列接続して１次側電圧共振パルス電
圧Ｖcp＝６００Ｖを３：１程度に分圧して１５０Ｖの高
周波の正弦波形のパルス電圧を電圧帰還している。交流
入力電圧ＶACの正負のピーク近辺の時間では高速リカバ
リ型ダイオードＤ１は導通し、急峻なパルス充電電流が
交流入力電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉを充電する。
交流入力電圧ＶACの正負のピーク近辺以外の時間では高
速リカバリ型ダイオードＤ１は電圧帰還されているパル
ス電圧によってスイッチング動作を繰り返し、高速リカ
バリ型ダイオードＤ１のオフ時は並列共振コンデンサＣ
ｒとインダクタンスＬSとコンデンサＣNによる並列共振
電流が流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１のオン時に
は、交流入力電源ＡＣからインダクタンスＬSを介して
高周波の充電電流が平滑コンデンサＣｉに流れる。この
動作によって交流入力電流ＩACの導通角が拡大し力率改
善が可能となる。

【００１５】この回路において、コンデンサＣN＝１μ
F、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共振コン
デンサＣｒ＝８２００ＰＦ、並列共振コンデンサＣ10＝
０．０２７μＦ、インダクタンスＬｓ＝７５μＨとして
力率改善回路２０を設計した場合の実験結果を図８、図
１０、図１１に示す。図８（ａ）〜（ｉ）は、負荷電力
Ｐｏ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の各部
の動作波形を示している。なお参考のため、図９に力率
改善回路２０を設けない場合の直流出力電圧の電圧変動
ΔＥ01と、交流入力電流ＩACを示している。また図１０
は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗ、交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｖ、５０Ｈｚ時の、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅ
ｉの変化特性であり、図１１は 交流入力電圧ＶAC＝８
５Ｖ〜１４４Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ時
の力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性である。な
お、図１０、図１１では、力率改善（ＰＦＩ）有の場合
を実線で、また力率改善（ＰＦＩ）無の場合を破線で示
している。

【００１６】これらの図からわかるように、力率ＰＦは
０．５９→０．７９に向上し、また力率ＰＦは負荷電力
Ｐｏの減少と交流入力電圧ＶACの上昇に伴なって増加す
る結果が得られることがわかり、負荷電力Ｐｏ＝２００
Ｗ〜１５Ｗの広範囲において高調波歪規制値をクリアす
る。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような先行技術としての静電容量結合型の力率改善回路
を備えたスイッチング電源回路には次のような問題があ
った。

【００１８】まず、最大負荷電力の状態において力率改
善回路２０への電圧帰還量を増加して力率を０．８以上
に向上させようとすると、一次側電圧共振コンバータの
安定動作条件である零電圧スイッチング動作しない領域
が拡大するために、力率を０．８以上に向上させること
が不可能であった。即ち図８の動作波形に示すように、
交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺では、交流電源
ＡＣからインダクタンスＬｓと高速リカバリ型ダイオー
ドＤ１を介して平滑コンデンサＣｉへの過大な充電電流
が流れるために、電流ＩLS、ＩD1が図８（ｆ）（ｄ）に
示すような動作波形となり、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ１と並列に接続されている並列共振コンデンサＣ10に
流れる電流ＩC10が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で
影響を受けて、零電圧スイッチング動作が制約される。
そして力率ＰＦ＝０．８以上にするために、並列共振コ
ンデンサＣ10の静電容量を低減して分圧比を変え、電圧
帰還量を増加させると、零電圧スイッチング動作の条件
が外れてスイッチング素子Ｑ１が破壊されるおそれがあ
る。従って、力率を０．８以上に向上させることは不可
能とされていた。

【００１９】また、力率改善前と、力率を０．８程度に
向上させた場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を比較する
と、力率改善前より０．６％低下しており、最大負荷電
力が２００Ｗ時では、入力電力が１．４Ｗも増加するこ
ととなってしまう。

【００２０】また直流出力電圧Ｅｉの商用電源周期のリ
ップル電圧は力率改善前と比較してほぼ同等であるた
め、直流入力電圧平滑用の平滑コンデンサＣｉ、或いは
直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ01の静電容量の
低下は不可能であり、小型化ができない。また、力率改
善回路２０の高速リカバリ型ダイオードＤ１は、交流入
力電圧ＶACのピーク値近辺の期間には大電流が流れるた
め発熱する。このため電流容量が大きい高速リカバリ型
ダイオードを選定しなければならず、高価となる。

【００２１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、商用交流電源をブリッジ整流ダイオードで
整流し、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極側
から低速リカバリ型ダイオードを介して正極側が接続さ
れる平滑コンデンサにより、直流入力電圧を出力する整
流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られ
るようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝
送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、上
記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上記
絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにさ
れたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分
と、２組の直列接続された一次側並列共振コンデンサの
キャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチン
グ手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、上
記整流平滑手段の整流電流経路に挿入されるとともに、
上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電圧
が、上記２組の直列接続された一次側並列共振コンデン
サに分圧されて静電結合型で帰還され、この帰還された
スイッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続するこ
とにより力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コン
バータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分
と、二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって
二次側において形成される二次側共振回路と、上記二次
側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動
作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成さ
れた直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧
のレベルに応じて、二次側直流出力電圧に対する定電圧
制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備え
てスイッチング電源回路を構成する。

【００２２】また上記力率改善手段には、上記低速リカ
バリ型ダイオードと並列に、インダクタンスと高速リカ
バリ型ダイオードの直列回路が配されているとともに、
上記高速リカバリ型ダイオードは、上記２組の直列接続
された一次側並列共振コンデンサの１組に対して並列に
接続されているようにする。或いは上記力率改善手段に
は、上記低速リカバリ型ダイオードと並列に、インダク
タンスと高速リカバリ型ダイオードの直列回路が配され
ているとともに、上記２組の直列接続された一次側並列
共振コンデンサの１組は、上記高速リカバリ型ダイオー
ドのアノード電極と一次側アース間に接続されているよ
うにする。

【００２３】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対して
は、一次側共振回路に得られるスイッチング出力が一次
側並列共振コンデンサを介することで、静電結合方式に
より帰還されることになる。そしてブリッジ整流ダイオ
ードのカソード電極側から低速リカバリ型ダイオードを
介して平滑コンデンサの正極側が接続されることによ
り、交流入力電圧のピーク近辺での高速リカバリ型ダイ
オードに流れる充電電流が減少される。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路の一次側には、電圧共振形のスイ
ッチングコンバータ（電圧共振型コンバータ）が設けら
れる。そして、この電圧共振型コンバータに対して力率
改善回路１０が備えられるものである。

【００２５】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してラインフィルタトランスＬＦＴとア
クロスコンデンサＣLが設けられている。また商用交流
電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えら
れている。ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流
出力は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉ
に充電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電
圧Ｅｉが得られることになる。

【００２６】力率改善回路１０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この
場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００２７】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS 及びベース電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデ
ンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、
起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるよう
にしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一
次側アース間には駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB，ベ
ース電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振
駆動用の共振回路（自励発振駆動回路）が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に
流れるクランプ電流の経路を形成するようにされてい
る。スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは、一次巻線Ｎ1
−検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極端子と接続される。エミッタは一次側アースに接
地される。

【００２８】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タに対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されてい
る。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタ
ンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧
共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そ
して、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング
素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によっ
て共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状
のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるよう
になっている。

【００２９】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、４本の磁脚を有する２つのダブ
ルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにし
て立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所
定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線Ｎ
D，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検
出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装し
て構成される。

【００３０】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続され
ていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路
（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００３１】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧ
を形成するようにしている。これによって、所要の結合
係数による疎結合が得られるようにしている。ギャップ
Ｇは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外
磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という
疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態
が得られにくいようにしている。

【００３２】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は検出巻線ＮDの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。

【００３３】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００３４】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。つまり本明細書でいう、複合共
振形スイッチングコンバータとして構成される。

【００３５】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、整流ダイオードＤO1及
び平滑コンデンサＣO1を図のように接続することで、半
波整流回路が設けられ、直流出力電圧ＥO1を生成する。
なお、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐し
て入力される。制御回路１においては、直流出力電圧Ｅ
O1を検出電圧として利用してスイッチング素子Ｑ１のス
イッチングのための共振周波数を制御することで、定電
圧制御を行う。つまり制御回路１は、例えば二次側の直
流電圧出力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変され
る直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴ
の制御巻線ＮC に供給することにより、後述のように定
電圧制御を行う。

【００３６】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1）の接続との関係によ
って、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2
のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭにつ
いて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例え
ば、図３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダ
クタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）となり、図
３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタン
スは−Ｍ（減極性：フライバック方式）となる。これ
を、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応させてみ
ると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性
のときに整流ダイオードＤO1に整流電流が流れる動作
は、＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることが
できる。

【００３７】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。

【００３８】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００３９】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。力率改善回路１０においては、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端
子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１が直列接続されて挿入される。フィルタコ
ンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１の直列接続回路に対して並列に設けられる
ことで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのロ
ーパスフィルタを形成している。

【００４０】また、並列共振コンデンサＣ10は、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。こ
こでは詳しい説明は避けるが、例えば 並列共振コンデ
ンサＣ10は例えばチョークコイルＬｓ等と共に直列共振
回路を形成するようにされる。これにより、負荷が軽く
なったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を
有するものである。また、力率改善回路１０に対して
は、チョークコイルＬｓと、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1のアノードと、並列共振コンデンサＣ10との接続点
に対して、上述した並列共振コンデンサＣｒが接続され
て、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力
（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。

【００４１】さらにこの場合、力率改善回路１０におけ
るチョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダイオードＤ１
の直列接続回路に対して並列に、低速リカバリ型ダイオ
ードＤ20が接続されている。この低速リカバリ型ダイオ
ードＤ20により、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型
ダイオードＤ１の直列接続回路に加えて、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子から平滑コンデンサＣｉの正極
端子の間に、もう１つの電流経路が形成されることにな
る。

【００４２】このような力率改善回路１０による力率改
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１０の構成では、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力を並列共振コンデンサＣｒの静電
容量結合を介して、整流電流経路に帰還している。

【００４３】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電
圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の
交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が
得られることになり、この断続作用により見掛け上のチ
ョークコイルＬｓのインダクタンスも上昇することにな
る。また、並列共振コンデンサＣ10にはスイッチング周
期の電流が流れることでその両端に電圧が発生するが、
整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この並列共振コンデンサ
Ｃ10の両端電圧だけ引き下げられることになる。これに
より、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端
電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへ
の充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力
電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くよう
にされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率
改善が図られることになる。

【００４４】そして、上述したように一次側の電圧共振
形コンバータの一次側並列共振回路を形成する並列共振
コンデンサＣｒは、力率改善回路１０の高速リカバリ型
ダイオードＤ1のアノードに接続されている。これは、
並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサＣ10が直
列接続された状態となり、つまり並列共振コンデンサＣ
ｒの両端電圧としてあらわれる、電圧共振パルス電圧
が、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサＣ10
の静電容量比によって分圧される。そして高速リカバリ
型ダイオードＤ1と並列接続されている並列共振コンデ
ンサＣ10を介して、平滑コンデンサＣｉに電圧帰還され
る電圧帰還方式としての回路系が形成されている。

【００４５】並列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10の静電容量
は、Ｃｒ＜Ｃ10とされており、特にコンデンサＣ10の静
電容量を増加させると力率ＰＦは向上することになる。
即ち、交流入力電圧ＶACが高い期間では、スイッチング
周波数ｆｓは高く制御され、また交流入力電圧ＶACが低
い期間では、スイッチング周波数ｆｓは低く制御される
ため、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺では、電圧共振
パルス電圧は力率改善回路１０に帰還されず、交流電源
ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッジ整流回路Ｄｉ
→チョークコイルＬｓ→高速リカバリ型ダイオードＤ1
を介して平滑コンデンサＣｉに充電される。そして交流
入力電圧ＶACが低くなるに伴って、電圧共振パルス電圧
の力率改善回路１０への帰還量が増加する。

【００４６】また、低速リカバリ型ダイオードＤ20が配
されていることにより、交流入力電圧ＶACの正負のピー
ク値近辺では、交流電源ＡＣから低速リカバリ型ダイオ
ードＤ20を介して平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流
れる。これは、交流入力電圧ＶACの正負のピーク値近辺
においてインダクタンスＬｓと高速リカバリ型ダイオー
ドＤ１に過大な充電電流が流れることを防止するものと
なる。これは、高速リカバリ型ダイオードＤ１と並列に
接続されている並列共振コンデンサＣ10に流れる電流Ｉ
C10が交流入力電圧ＶACのピーク値付近で影響を受けて
零電圧スイッチング動作が制約されることを防止できる
ことを意味する。そしてこのため、並列共振コンデンサ
Ｃ10の静電容量を低減して電圧帰還量を増加させ、力率
を例えば０．８以上に向上させることが可能となる。

【００４７】図４，図５，図６に図１のスイッチング電
源回路による実験結果を示す。実験では、コンデンサＣ
N＝１μF、平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ、並列共
振コンデンサＣｒ＝７５００ＰＦ、並列共振コンデンサ
Ｃ10＝０．０２７μＦ、インダクタンスＬｓ＝３３μＨ
とし、また高速リカバリ型ダイオードＤ１は５Ａ／４０
０Ｖのものを、また低速リカバリ型ダイオードＤ20は５
Ａ／４００Ｖのものを使用した。なお、上記図７で示し
た先行技術での図８〜図１０の実験結果は、並列共振コ
ンデンサＣｒ＝８２００ＰＦとし、また高速リカバリ型
ダイオードＤ１は１０Ａ／４００Ｖのものを使用してい
たことを付記しておく。

【００４８】図５は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、５０
Ｈｚ時における、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜４０Ｗの変
動に対する、力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性で
ある。また図６は 負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、５０Ｈｚ
時における、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの変
動に対する力率ＰＦと整流平滑電圧Ｅｉの変化特性であ
る。これらの図からわかるように、力率ＰＦは０．９程
度にまで向上されること、及び力率ＰＦは負荷電力Ｐｏ
や交流入力電圧ＶACの変動に対して広範囲に維持できる
ことがわかる。

【００４９】また図４（ａ）〜（ｅ）は、負荷電力Ｐｏ
＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、力率ＰＦ＝
０．９の時の各部の動作波形を示している。図４（ｃ）
に低速リカバリ型ダイオードＤ20に流れる電流ＩD20を
示しているが、電流ＩD20は、交流入力電圧ＶACの正負
のピーク値近辺の４ｍｓｅｃの期間に、平滑コンデンサ
Ｃｉへの６Ａｐの充電電流として流れ、このとき高速リ
カバリ型ダイオードＤ１には図４（ｄ）のように、２Ａ
ｐの電流ＩD1が流れることとなっている。つまり、ブリ
ッジ整流ダイオードＤｉのカソード電極側から低速リカ
バリ型ダイオードＤ20を介して平滑コンデンサＣｉの正
極側が接続されることにより、交流入力電圧ＶACのピー
ク近辺での高速リカバリ型ダイオードＤ１に流れる充電
電流ＩD1が減少される。これによって高速リカバリ型ダ
イオードＤ１と並列に接続されている並列共振コンデン
サＣ10に流れる電流ＩC10が交流入力電圧ＶACのピーク
値付近で影響を受けて零電圧スイッチング動作が制約さ
れることがなくなる。従って並列共振コンデンサＣｒ、
Ｃ10の分圧比を変えて電圧帰還量を増加させ、力率を向
上させることが可能となる。もちろん、高速リカバリ型
ダイオードＤ１としても大電流による発熱が抑えられ、
上記の５Ａ／４００Ｖのように電流容量が小さい高速リ
カバリ型ダイオードを選定できる。

【００５０】また、図７の先行技術の回路の場合は、ス
イッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間に発生する
電圧共振型パルス電圧Ｖｃｐは、６００Ｖｐであり、並
列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10によって分圧されて並列共
振コンデンサＣ10から平滑コンデンサＣｉへ電圧帰還さ
れる電圧は、６００×Ｃｒ／（Ｃｒ＋Ｃ10）＝１４０Ｖ
ｐであった。ところが図１の本例の場合は、スイッチン
グ素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間に発生する電圧共振
型パルス電圧Ｖｃｐは、７００Ｖｐであり、並列共振コ
ンデンサＣｒ、Ｃ10によって分圧されて並列共振コンデ
ンサＣ10から平滑コンデンサＣｉへ電圧帰還される電圧
は、７００×Ｃｒ／（Ｃｒ＋Ｃ10）＝１５２Ｖｐとな
り、増加するものとなる。

【００５１】また力率ＰＦの向上によって、交流入力電
流ＩACは力率改善前の２５ＡP-Pから１６ＡP-Pに低減さ
れ、ラインフィルタトランスＬＦＴの電力損失の低減と
整流平滑電圧Ｅｉの上昇によって、複合共振形コンバー
タの効率が向上する。これによりＡＣ／ＤＣの電力変換
効率が９２％になり、力率改善前よりも０．５％向上す
る。

【００５２】また平滑コンデンサＣｉの両端の整流平滑
電圧Ｅｉのリップル電圧は７Ｖであって、先行技術にお
ける１４Ｖの１／２となり、直流出力電圧Ｅｏのリップ
ル電圧も先行技術における１００ｍＶから本例の５０ｍ
Ｖに低減する。このため平滑コンデンサＣｉ、Ｃ01の静
電容量の低減が可能となり、インダクタンスＬｓも含め
て回路の小型化が可能となる。

【００５３】また、本例の構成によれば、直流出力電圧
Ｅ01を定電圧制御するために１次側のスイッチ素子Ｑ1
のスイッチング周波数と導通角が同時に複合制御される
ことになる。

【００５４】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した全波整流回路、２倍
電圧整流回路、４倍電圧整流回路などを備えた構成も既
に提案しているが、このような構成も本実施の形態の変
形例として成立し得る。つまり、本実施の形態としては
二次側の共振回路及び整流回路の構成として特に限定さ
れるものではない。

【００５５】また、一次側の電圧共振コンバータとして
自励式の例を挙げたが、他励発振形であってもよい。さ
らに一次側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイ
ッチング素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構
成を述べたが、２石のスイッチング素子を交互にスイッ
チングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適
用できるものである。

【００５６】また低速リカバリ型ダイオードＤ20は、イ
ンダクタンスＬｓと高速リカバリ型ダイオードＤ１の直
列回路に対して並列に配され、また高速リカバリ型ダイ
オードＤ１は、２組の直列接続された一次側並列共振コ
ンデンサＣｒ、Ｃ10のうちの１組（つまりＣ10）に対し
て並列に接続されている例を述べたが、２組の直列接続
された一次側並列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10の一方は、
高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード電極と一次側
アース間に接続されているようにしてもよい。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、複合共
振形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチ
ング電源回路として、一次側共振回路に得られるスイッ
チング出力が一次側並列共振コンデンサを介して静電結
合方式により力率改善回路に帰還されるようにしてい
る。そしてさらにブリッジ整流ダイオードのカソード電
極側から低速リカバリ型ダイオードを介して平滑コンデ
ンサの正極側が接続されることにより、交流入力電圧の
ピーク近辺で力率改善回路の高速リカバリ型ダイオード
に流れる充電電流が減少されるようにしている。このた
め、電圧帰還量を増加して力率を０．９０以上に向上さ
せても、一次側電圧共振コンバータの零電圧スイッチン
グ動作領域は確保される。つまり力率の向上が実現でき
る。

【００５８】またＡＣ／ＤＣの電力変換効率が向上さ
れ、入力電力の低減による省エネルギーが図られる。ま
た整流平滑電圧及び直流出力電圧の商用電源周期のリッ
プル電圧を低下させることができ、各平滑コンデンサ
（電解コンデンサ）の静電容量の低下が可能であり、各
平滑コンデンサの小型が可能となる。さらに高速リカバ
リ型ダイオードと低速リカバリ型ダイオードで電流が分
流するため、発熱が低下し、従って各ダイオードは電流
容量の小さいものを選定できる。これらのことより回路
の小型化やコストダウンが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源回路の
回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。

【図５】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平
滑電圧の特性の説明図である。

【図６】実施の形態のスイッチング電源回路の力率と平
滑電圧の特性の説明図である。

【図７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図８】先行技術のスイッチング電源回路の動作を示す
波形図である。

【図９】力率改善なしの場合の動作を示す波形図であ
る。

【図１０】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平
滑電圧の特性の説明図である。

【図１１】先行技術のスイッチング電源回路の力率と平
滑電圧の特性の説明図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、１０ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整
流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型
ダイオード、Ｄ20 低速リカバリ型ダイオードＤ20、Ｃ
ｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ10 並列共振コンデンサ、
Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御
トランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 ス
イッチング素子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源をブリッジ整流ダイオード
   で整流し、上記ブリッジ整流ダイオードのカソード電極
   側から低速リカバリ型ダイオードを介して正極側が接続
   される平滑コンデンサにより、直流入力電圧を出力する
   整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
   記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
   されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と、２組の直列接続された
   一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形
   とする一次側共振回路と、 上記整流平滑手段の整流電流経路に挿入されるととも
   に、上記一次側共振回路で得られるスイッチング出力電
   圧が、上記２組の直列接続された一次側並列共振コンデ
   ンサに分圧されて静電結合型で帰還され、この帰還され
   たスイッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続する
   ことにより力率を改善する力率改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記力率改善手段には、上記低速リカバ
   リ型ダイオードと並列に、インダクタンスと高速リカバ
   リ型ダイオードの直列回路が配されているとともに、上
   記高速リカバリ型ダイオードは、上記２組の直列接続さ
   れた一次側並列共振コンデンサの１組に対して並列に接
   続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
   チング電源回路。
3. 【請求項３】 上記力率改善手段には、上記低速リカバ
   リ型ダイオードと並列に、インダクタンスと高速リカバ
   リ型ダイオードの直列回路が配されているとともに、 上記２組の直列接続された一次側並列共振コンデンサの
   １組は、上記高速リカバリ型ダイオードのアノード電極
   と一次側アース間に接続されていることを特徴とする請
   求項１に記載のスイッチング電源回路。