JP4525617B2

JP4525617B2 - スイッチング電源回路

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Inventors: 昌之安村
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Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。

ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図２４にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図２４においては、商用の交流電源ＡＣにブリッジ整流器として構成される１次側整流素子Ｄｉを接続している。この１次側整流素子Ｄｉの正極／負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ、スイッチング素子Ｑからなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ、高速スイッチングダイオードＤは、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（１次側アース）と平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑは、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬと高速スイッチングダイオードＤの接続点と、１次側アース間に挿入される。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬＩおよび波形入力ラインＬＷが接続され、さらに電圧検出ラインＬＶが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬＷから入力される、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧ＶＡＣの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬＶから入力される、平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分（所定の基準電圧と直流電圧Ｖｏｕｔとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる）を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１（ステップアップ型のコンバータの制御部）、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインＬＩから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬＷから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑを制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから１次側整流素子Ｄｉに印加される交流電圧と、１次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

図２５（ａ）は、図２４に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Ｖｉｎと整流電流Ｉｉｎとを示すものである。また、図２５（ｂ）は、平滑コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）変化Ｐｃｈｇを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー（電力）平均値Ｐｉｎを示すものである。すなわち、平滑コンデンサＣｏｕｔは、整流電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図２５（ｃ）は、上記平滑コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。また、図２５（ｄ）には、平滑コンデンサＣｏｕｔの両端の電圧である直流電圧Ｖｏｕｔを示す。直流電圧Ｖｏｕｔは整流電圧Ｖｉｎの周期の第２高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧（例えば、３７５Ｖの直流電圧）に重畳している。

図２６は、図２４に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲において、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

この図２６に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。２個のラインフィルタトランスＬＦＴと３個のアクロスコンデンサＣＬによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段に１次側整流素子Ｄｉが接続される。また、１次側整流素子Ｄｉの整流出力ラインには、インダクタＬＮと、フィルタコンデンサ（フィルタコンデンサ）ＣNとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。

１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子は、上記インダクタＬＮとチョークコイルＰＣＣ（インダクタＬｐｃとして機能する）と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０の直列接続とを介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図２４における平滑コンデンサＣｏｕｔと同様の機能を有するものである。また、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速スイッチングダイオードＤ２０は、それぞれ、図２４に示したインダクタＬと高速スイッチングダイオードＤと同様の機能を有するものである。また、この図における高速スイッチングダイオードＤ２０には、コンデンサＣｓｎ、抵抗Ｒｓｎの直列接続から成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１０３は、図２４におけるスイッチング素子Ｑに相当する。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、およびスイッチング素子Ｑ１０３を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（直流入力電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５、分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ１に入力するようにして直流入力電圧Ｅｉを所定の値とする第１のフィードバック制御回路が形成される。

また、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と１次側アース間に対して、分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２の直列接続を設け、この分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２との接続点を端子Ｔ５と接続するようにしている。これにより、端子Ｔ５には、１次側整流素子Ｄｉの整流電圧が分圧されて入力されることになる。また、端子Ｔ２には抵抗１０３の電圧、すなわち、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流は、チョークコイルＰＣＣに流れる電流Ｉ１０１のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ５に入力される整流電圧に応じた信号と端子Ｔ２に入力される電圧の包絡線（すなわち電流Ｉ１０１の包絡線）に応じた信号とを相似形とする第２のフィードバック制御回路が形成される。

また、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、チョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードＤ１１および直列共振コンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。また、端子Ｔ４は、起動抵抗Ｒｓを介して、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と接続される。商用の交流電源ＡＣが投入された後、巻線Ｎ５に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Ｒｓを介して端子Ｔ４に供給される。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。

また、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号（ゲート電圧）がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗Ｒ５および分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧値を所定の値とする第１のフィードバック制御回路と、直流入力電圧Ｅｉに対して電流Ｉ１０１の包絡線を相似形とする第２のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。これによって、商用の交流電源ＡＣから流入する交流入力電流ＩＡＣの波形が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。

ここで、図２６に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図２７および図２８により示す。先ず、図２７においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング動作（オン：導通と、オフ：切断の動作）、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃに流れる電流Ｉ１０１が示される。図２７（ａ）は、軽負荷時の動作を示し、図２７（ｂ）は中間負荷時の動作を示し、図２７（ｃ）は重負荷時の動作を示す。図２７（ａ）、図２７（ｂ）、図２７（ｃ）を比較して分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタＬｐｃを介して平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ１０１を調整することで、交流入力電圧ＶＡＣの電圧変動と負荷変動とに対する直流入力電圧Ｅｉの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲に対して、直流入力電圧Ｅｉの値は３８０Ｖで定電圧化するようにされる。直流入力電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。

また、図２８に、交流入力電流ＩＡＣおよび直流入力電圧Ｅｉの波形を、交流入力電圧ＶＡＣとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣの波形と交流入力電流ＩＡＣの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。また、このような力率の改善と共に、直流入力電圧Ｅｉは、３８０Ｖの平均値で安定化されることが示されている。また、図示するように、３８０Ｖに対して１０Ｖｐ−ｐのリップル変動を有している。

再び図２６に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、直流入力電圧Ｅｉを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらのＭＯＳ−ＦＥＴには、それぞれ並列にボディダイオードＤＤ１０１、ボディダイオードＤＤ１０２が接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２は、発振・ドライブ回路１０２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路１０２は、制御回路１０１からの信号で制御され、制御回路１０１は、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、２次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。

コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２のスイッチング出力を１次側から２次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２の接続点（スイッチング出力点）に１次側直列共振コンデンサＣ１０１を介して接続され、１次巻線Ｎ１の他方の端部は接地される。ここで、１次側直列共振コンデンサＣ１０１と１次側の漏れインダクタンスＬ１とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。

コンバータトランスＰＩＴの２次側には２次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の２次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを施した２次巻線部Ｎ２Ａと２次巻線部Ｎ２Ｂとを有し、このセンタータップを２次側アースに接続した上で、２次巻線部Ｎ２Ａと２次巻線部Ｎ２Ｂの各々を整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のアノードに接続し、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のカソードを平滑コンデンサＣｏに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として２次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この２次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路１０１に入力される。

図２９は、負荷変動に対するＡＣ電力からＤＣ電力への電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、および直流入力電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗから０Ｗの変動に対する特性が示されている。また、図３０は、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、および直流入力電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの変動に対する特性が示される。

先ず、電力変換効率（総合効率）は、図２９に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。また、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図３０に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には、電力変換効率（総合効率）は、８３．０％程度となり、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８９．０％程度となり、さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８０．０％程度となる結果が得られている。

また、力率ＰＦについては、図２９に示すように、負荷電力Ｐｏの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。また、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する力率ＰＦの変動特性も、図３０に示すように、交流入力電圧ＶＡＣの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９６程度、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９４程度が得られる。

また、直流入力電圧Ｅｉについては、図２９、図３０に示されるように、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平６−３２７２４６号公報

これまでの説明から分かるように、図２６に示した電源回路は、従来から知られている図２４に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。

しかしながら、図２６に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図２６に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図２６に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図２６に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、２個のラインフィルタトランスと、３個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。また、整流出力ラインに対しては、１個のインダクタＬＮと、２個のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング周波数は６０ｋＨｚで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。

また、図２６に示した構成による電源回路では、電流共振形コンバータの部分は、スイッチング素子として、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２をハーフブリッジ接続しているために、高価なスイッチング素子を２個、用いる必要があり装置全体の価格を高くするものである。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサから前記１次側直流電力が供給されるチョークコイルと、
前記チョークコイルからの電力が供給される１次巻線と前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線とを有するコンバータトランスと、前記１次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、前記チョークコイルの有するインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、前記１次巻線に発生する漏れインダクタンスと前記１次側直列共振コンデンサとによって１次側第２直列共振周波数が支配され、前記１次側第１直列共振周波数が前記１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、前記１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側並列共振コンデンサとによって１次側並列共振周波数が支配される１次側並列共振回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記１次側整流素子を介して前記１次側直列共振コンデンサに流れる共振電流の一部を前記交流電源から流す。

このスイッチング電源回路は、整流平滑部と、コンバータ部と、力率改善部と、を備える。整流平滑部は交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する。コンバータ部は、平滑コンデンサから１次側直流電力が供給されるチョークコイルと、チョークコイルからの電力が供給される１次巻線と１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線とを有するコンバータトランスと、１次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、チョークコイルの有するインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第２直列共振周波数が支配され１次側第１直列共振周波数が１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側並列共振コンデンサとによって１次側並列共振周波数が支配される１次側並列共振回路と、を具備して、整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換する。力率改善部は、１次側整流素子を介して１次側直列共振コンデンサに流れる共振電流の一部を交流電源から流して、交流電源に対する負荷となるこのスイッチング電源回路の力率を改善する。

本発明の別のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサから前記１次側直流電力が供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルからの電力が供給される１次巻線と前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線とを有するコンバータトランスと、前記１次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、前記チョークコイルの有するインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、前記１次巻線に発生する漏れインダクタンスと前記１次側直列共振コンデンサとによって１次側第２直列共振周波数が支配され、前記１次側第１直列共振周波数が前記１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、前記１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側並列共振コンデンサとによって１次側並列共振周波数が支配される１次側並列共振回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記１次側整流素子を介して前記１次側直列共振コンデンサに発生する電圧に応じた電流を前記交流電源から流す。

このスイッチング電源回路は、整流平滑部と、コンバータ部と、力率改善部と、を備える。整流平滑部は交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する。コンバータ部は、平滑コンデンサから１次側直流電力が供給されるチョークコイルと、チョークコイルからの電力が供給される１次巻線と１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線とを有するコンバータトランスと、１次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、チョークコイルの有するインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第２直列共振周波数が支配され、１次側第１直列共振周波数が１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側並列共振コンデンサとによって１次側並列共振周波数が支配される１次側並列共振回路と、を具備して、整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換する。力率改善部は、１次側整流素子を介して１次側直列共振コンデンサに発生する電圧に応じた電流を交流電源から流して、交流電源に対する負荷となるこのスイッチング電源回路の力率を改善する。

本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。また、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、さらに、大電力を扱うスイッチング素子は１個しか使用しないので、回路の小型軽量化、および低コスト化が図られる。また、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化および低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、また、回路基板のパターン設計なども容易となる。さらに、スイッチング素子の耐圧も低いものとできる。

本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、まず、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図２２および図２３を参照して説明しておく。

図２２は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するＤＣ−ＡＣインバータとしての構成を採る。

この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｑ１を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ１は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴである。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１には、ボディダイオードＤＤが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。また、同じくスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に対しては、１次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１のドレインは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のドレインに対しては、チョークコイルＬ１１の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ１１が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ１１と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺは、２次側の負荷を１次側に換算したものである。

このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ１０のインダクタンスと１次側並列共振コンデンサＣｒの容量（キャパシタンス）とにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ１１のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ１１の容量とにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を１つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。

図２３は、図２２に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。

スイッチング電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるオン期間ＴＯＮにおいて０レベルで、オフとなるオフ期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（およびボディダイオードＤＤ）に流れる電流であり、オフ期間ＴＯＦＦでは０レベルで、オン期間ＴＯＮにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤＤを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れる。

また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ２は、スイッチング素子Ｑ１（およびボディダイオードＤＤ）に流れるスイッチング電流ＩＱ１と、１次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。

また、上記スイッチング電流ＩＱ１とスイッチング電圧Ｖ１との関係によっては、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳおよびＺＣＳ動作が得られていることも示される。

また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ１０を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ１は、チョークコイルＬ１０，Ｌ１１のインダクタンスについて、Ｌ１０＞Ｌ１１の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。

ここで、上述したように、Ｌ１０＞Ｌ１１の関係を設定することで、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が安定して得られ、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳおよびＺＣＳ動作が安定して得られる事実を、出発点としながらも、本出願の願書に記載の発明者（本願発明者と省略する）は、装置を小型化にし、低価格にするために、Ｌ１０を小さくしたＥ級スイッチングコンバータの変形回路を創作し、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングおよびターンオンタイミングにおいてＺＶＳ動作が安定におこなえる回路構成を得た。

すなわち、本願発明者の創作に係るコンバータ部（スイッチングコンバータ）は、１次側に電圧共振回路と２つの電流共振回路とを設ける。この電流共振回路の一方は、チョークコイルのインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路であり、他の一方は、コンバータトランスの１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第２直列共振周波数が支配される１次側第２直列共振回路である。そして、１次側第１直列共振周波数を１次側第２直列共振周波数の略２倍となるようにすることによって、チョークコイルのインダクタンスの値が小さいものであっても良好なるＺＶＳ動作が安定して得られるものである。ここで。略２倍とは、中心の２倍に対して２割の範囲を含むものである。

さらに、本願発明者は、このコンバータ部に力率改善部を組み合わせ、良好なる力率改善特性も併せて得ることができるスイッチング電源回路を実現した。すなわち、力率改善部は、１次側整流素子を介して１次側第１直列共振回路に流れる共振電流の一部および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流の一部を交流電源から流すような構成としても良く、また、１次側整流素子を介して１次側直列共振コンデンサに発生する電圧に応じた電流を交流電源から流すようにしても良いものである。以下、これらの具体的な回路構成を実施形態として説明する。

（第１実施形態）
本実施の形態としては、上述したＥ級スイッチングコンバータを変形して、電源回路に適用する。図１の回路図に示す、第１実施形態のスイッチング電源回路の概要を以下に述べる。すなわち、第１実施形態のスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する整流平滑部と、整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路である。そして、整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備し、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉから１次側直流電力が供給されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣからの電力が供給される１次巻線Ｎ１とこの１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２とを有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流回路を形成する２次側整流素子Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとによって出力される２次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、チョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と１次側直列共振コンデンサＣ２とによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、１次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ２とによって１次側第２直列共振周波数が支配され、１次側第１直列共振周波数が１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、を具備し、力率改善部は、１次側整流素子Ｄｉを介して１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流である電流Ｉ３が交流電源から流れるようになされている。このように電流Ｉ３を交流電源から流すために、上述の１次側整流素子Ｄｉは高速整流素子で形成されるとともに力率改善用インダクタＬｏを具備するものである。以下、順に、整流平滑部の概要、コンバータ部の概要、さらに、力率改善部の概要、２次側整流回路の概要を説明する。

整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを有して形成されている。交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側整流素子Ｄｉの入力側に入力して、１次側整流素子Ｄｉの出力側の一端と平滑コンデンサＣｉとが接続されて、１次側直流電力を生成する。

１次側は、Ｅ級スイッチング動作の電圧・電流共振コンバータとしての構成を有するが、図２２に示すＥ級スイッチングコンバータとは、異なる接続を有している。すなわち、図２２に示すＥ級スイッチングコンバータにおいては、チョークコイルＬ１０とチョークコイルＬ１１との接続点からスイッチング素子Ｑ１に直流電力が供給されていたが、本実施形態のコンバータでは、チョークコイルＬ１０に対応するチョークコイルＰＣＣとチョークコイルＬ１１に対応する１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１との直列接続回路からスイッチング素子Ｑ１に直流電力が供給されている。このように、Ｅ級コンバータとは異なる構成を有しながら、Ｅ級コンバータが有する、コンバータ回路への入力電流が直流電流にちかいものとなる効果と、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングおよびターンオンタイミングにおいてＺＶＳ動作とする効果と、を得ることができる。本実施形態の回路構成を変形Ｅ級コンバータと称するものである。このようにして、１次側は、電流・電圧共振回路を有し、また、２次側は、後述する電流共振回路を有し、多重共振形のコンバータ部を構成している。

より具体的には、この多重共振形のコンバータ部は、共振コンバータとして見た場合には、平滑コンデンサＣｉの一端に一端が接続されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端に１次巻線Ｎ１の一端が接続される、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスＰＩＴとを具備している。また、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１（単に１次巻線Ｎ１との省略も以下では用いる）の他端がスイッチング素子Ｑ１の一端に接続され、これによってコンバータトランスＰＩＴに交流電力を供給する。そして、チョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３とチョークコイルＰＣＣの他端および１次巻線Ｎ１の一端に接続される１次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって共振周波数である１次側第１直列共振周波数が支配を受ける１次側第１直列共振回路と、１次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって共振周波数である１次側第２直列共振周波数が支配を受ける１次側第２直列共振回路と、１次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される１次側並列共振コンデンサＣｒとによって共振周波数が支配を受ける１次側並列共振回路と、を具備する。

ここで、１次側第１直列共振周波数と１次側第２直列共振周波数との比は略２：１に設定される。すなわち、１次側第２直列共振周波数を基準とすれば、１次側第１直列共振周波数は略２倍、１次側第１直列共振周波数を基準とすれば、１次側第２直列共振周波数は略１／２倍に設定されている。この値は、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングおよびターンオンタイミングにおいてＺＶＳ動作とする効果との関係において重要であり、上述の値から異なる値となるに従い、ＺＶＳ動作が得られる負荷電力の可変範囲は狭くなることを本願発明者は見出した。ここで、略２倍、略１／２倍とは、２倍または１／２倍を中心として２割の範囲を含むものである。なお、１次側並列共振回路の周波数は、１次側第１直列共振周波数の略２倍としている。

また、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２（単に２次巻線Ｎ２との省略も以下では用いる）に接続される２次側整流回路によって出力される２次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を上記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備しており、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流回路は、２次側直列共振コンデンサＣ４を有して２次側直列共振回路を形成している。

ここで、制御回路１は、入力された２次側直流出力電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における１次側、２次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、２次側直流出力電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、２次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られるようになされている。

さらに、本実施形態のスイッチング電源回路は、力率改善部を備えている。力率改善部は、交流電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉに対して、１次側第１直列共振回路および前記１次側第２直列共振回路に流れる共振電流を加算した電流である電流Ｉ３を一方向に流すための整流素子と機能する１次側整流素子Ｄｉおよび力率改善用インダクタＬｏを具備している。

ここで、力率改善用インダクタＬｏの一端は、１次側整流素子Ｄｉの出力側の一端および１次側直列共振コンデンサＣ２に接続され、力率改善用インダクタＬｏの他端は、平滑コンデンサＣｉに接続されている。

また、フィルタコンデンサＣＮが、１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続されている。このフィルタコンデンサＣＮはノーマルモードノイズを抑制するためのものであり、これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチングに応じて発生する輻射成分が交流電源ＡＣ側に流出するのを防ぐことができる。

また、本実施形態のスイッチング電源回路の２次側整流回路は、２次側直列共振コンデンサＣ４が直列接続された２次巻線Ｎ２に対して、高速で働く、２次側整流素子Ｄｏおよび平滑コンデンサＣｏを接続することで、全波整流回路として形成される。すなわち、２次側直列共振コンデンサＣ４には正負の電流がスイッチング周期で流れ、どちらの極性に電荷がチャージされることもなく、共振回路の一部として機能する。すなわち、２次側整流回路は、２次巻線Ｎ２の有する漏れインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ４とで直列共振周波数が支配される２次側直列共振回路を構成する。なお、２次側の整流回路は、２次巻線Ｎ２に生じる電圧の等倍となる整流回路のみならず、その２倍の電圧を発生させる倍電圧整流回路とするものであっても良く、さらには、２次側の共振回路については、直列共振回路を形成して多重形のコンバータとするのみではなく、部分電圧共振回路または並列共振回路を形成して多重形のコンバータとするものであっても良く、さらには、２次側に共振回路を形成せず２次側整流回路のみを設けるものであっても良い。これらの２次側整流回路の種々の変形例については後述する。

次に、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路について、商用の交流電源ＡＣ側から、順に、以下において、その作用を中心として、より詳細に説明する。商用の交流電源ＡＣの２相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣＬおよびフィルタコンデンサＣＮとからなるコモンモードノイズフィルタを介して１次側整流素子Ｄｉに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用の交流電源ＡＣのラインとスイッチング電源回路の２次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。なお、フィルタコンデンサＣＮはコモンモードノイズフィルタとして機能するのみではなく、上述したように、ノーマルモードフィルタとしても本実施形態においては機能するものである。

コモンモードノイズフィルタを通過した交流電力は、４本の高速型の整流素子（ダイオード）をブリッジ接続して形成した１次側整流素子Ｄｉの入力側に加えられて、１次側整流素子Ｄｉによって整流され、脈流電圧を発生させる。脈流電圧は、力率改善用インダクタＬｏを介して平滑コンデンサＣｉに印加され、平滑コンデンサＣｉの両端は脈流電圧のピーク値付近の電圧値の直流電圧である直流入力電圧Ｅｉを維持する。ここで、１次側整流素子Ｄｉを高速型の整流素子（ダイオード）をブリッジ接続して形成した理由は、１次側整流素子Ｄｉを１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流を一方向に流すための整流素子として機能させ力率改善部の一部を構成し回路の簡略化を図るためである。すなわち、力率改善部は両方向に流れる共振電流の一部である一方向の成分を、１次側整流素子Ｄｉを介して交流電源ＡＣから流して力率を改善するものである。

ここで、直流入力電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。この直流入力電圧Ｅｉが、後段のＥ級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

多重共振形のコンバータ部は、変形Ｅ級スイッチングコンバータとして、Ｅ級スイッチングコンバータと略同様に機能するものである。チョークコイルＰＣＣ、コンバータトランスＰＩＴ、１次側直列共振コンデンサＣ２、１次側並列共振コンデンサＣｒおよびスイッチング素子Ｑ１を主要部として形成される。図２２を引用して原理説明をしたＥ級スイッチングコンバータの各部と図１における各部との対応関係を以下に示す。チョークコイルＬ１０がチョークコイルＰＣＣに、チョークコイルＬ１１がコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１に、１次側直列共振コンデンサＣ１１が１次側直列共振コンデンサＣ２に、１次側並列共振コンデンサＣｒが１次側並列共振コンデンサＣｒに、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング素子Ｑ１に、負荷となるインピーダンスＺが２次側のインピーダンスを１次側に換算したインピーダンスに、各々、相当するものである。

すなわち、図１に示す第１実施形態においては、以下のようにして変形Ｅ級スイッチングコンバータを構成する。平滑コンデンサＣｉの一端にチョークコイルＰＣＣの一方の端子（一端）が接続され、チョークコイルＰＣＣの他方の端子（他端）がコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一端および１次側直列共振コンデンサＣ２に接続される。そして、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の他端とスイッチング素子Ｑ１の一端とが接続される。また、１次側並列共振コンデンサＣｒがスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される。このような構成を採用する場合においても、電流Ｉ１が脈流となり、交流電流を平滑コンデンサＣｉから供給することがなく、平滑コンデンサＣｉの負担が軽減されるという益を享受できるものとなっている。

コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とは、結合係数が０．８２の疎結合とされているので、１次巻線Ｎ１は漏れインダクタンスＬ１を有するものとなっている。そして、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３と１次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって１次側第１直列共振周波数が支配を受ける１次側第１直列共振回路が形成される。また、漏れインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって１次側第２直列共振周波数が支配を受ける１次側第２直列共振回路が形成される。また、漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３と１次側並列共振コンデンサＣｒの容量とによって１次側並列共振周波数が支配を受ける１次側並列共振回路が形成される。

ここで、共振周波数が「支配を受ける」とは、主としてこれらの要素によって共振周波数が定まることを言うものである。例えば、１次側第１直列共振周波数、１次側第２直列共振周波数および１次側並列共振周波数は、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンス成分、平滑コンデンサＣｉ等によっても影響されるが、これらが１次側直列共振周波数、１次側並列共振周波数に与える影響は、より、少ないものである。

具体的には、１次側第１直列共振回路は、１次側整流素子Ｄｉの接地点、２個の直列接続された高速整流素子の２組の各々のアノードから各々のカソードを経て、１次側直列共振コンデンサＣ２、チョークコイルＰＣＣ、平滑コンデンサＣｉに至る経路によって一の方向の電流経路が形成され、１次側直列共振コンデンサＣ２、力率改善用インダクタ、チョークコイルＰＣＣに至る経路によって他の方向の電流経路が形成される。また、１次側第２直列共振回路は、１次側整流素子Ｄｉの接地点、２個の直列接続された高速整流素子の２組の各々のアノードから各々のカソードを経て、１次側直列共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに至る経路によって一の方向の電流経路が形成され、１次側直列共振コンデンサＣ２、力率改善用インダクタ、平滑コンデンサＣｉ、ボディダイオードＤＤ１、１次巻線Ｎ１に至る経路によって他の方向の電流経路が形成される。

また、上述したように、コンバータトランスの２次巻線Ｎ２が２次側直列共振コンデンサＣ４と接続され、２次側の漏れインダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬ２で表す）と２次側直列共振コンデンサＣ４の容量とによって共振周波数が支配を受ける２次側直列共振回路を形成する。なお、本実施形態においては、２次側整流回路を構成する回路としては、全波整流回路としたが、この他に回路としては、後述する倍電圧半波整流回路または倍電圧全波整流回路として構成しても良く、さらには、２次側としては、２次側直列共振回路のみならず、部分共振回路を用いるものとしても良いものである。なお、２次側の各種の整流回路に用いられるダイオードは、２次側巻線Ｎ２に流れる高周波電流に対応して、高周波のスイッチング特性が良好なる高速のダイオードが採用される。

そして、１次側直列共振回路および１次側並列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１が１次巻線Ｎ１の他端に接続される。ここで、発振・ドライブ回路２がスイッチング素子Ｑ１を駆動するようになされている。このようにして、１次側は、変形Ｅ級スイッチング動作のコンバータとして動作するとともに、電圧・電流共振コンバータとしての構成を有し、また、２次側は、電流共振回路を有して、全体として、２次側直流出力電圧Ｅｏの値を一定とする多重共振形コンバータを構成する。すなわち、本実施形態のスイッチング電源回路は、交流的な観点から見ると１次側直列共振回路、１次側並列共振回路および２次側直列共振回路を備えてなる多重共振形のコンバータ部を具備するものとして構成されている。

次に、力率改善部について、その作用を説明する。力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉが１次側直列共振コンデンサＣ２に接続されることによって、力率改善の効果を生じる。１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流は１次側直列共振コンデンサＣ２に流れるが、１次側直列共振コンデンサＣ２に流れる共振電流である電流Ｉ３の一方向の電流は、１次側整流素子Ｄｉを構成する２個の整流素子のカソードを介して交流電源ＡＣから流れ込み、整流電流に加算されて電流Ｉ１として流れる。この場合において、この共振電流に対して高いインピーダンスを有する力率改善用インダクタＬｏが平滑コンデンサＣｉから１次側直列共振コンデンサＣ２に共振電流が流れることを阻止する。

一方、電流Ｉ３の他の方向の電流は、１次側整流素子Ｄｉを構成する２個の整流素子のカソードを介して流れることはできず、平滑コンデンサＣｉに流れ込む電流Ｉ２として１次側整流素子Ｄｉからの電流に加算されるものとなる。上述したように、電流Ｉ３の通過経路を電流の流れる方向に応じて切り替える作用を有するためには、１次側整流素子Ｄｉは、１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流である電流Ｉ３の周期の成分およびこの整数倍の高調波に対して十分にスイッチング能力を有する高速型の整流素子によって形成されるものでなければならない。そのようなものではない場合にはスイッチング損失が増加して、スイッチング電源回路の効率が低下するのみならず、熱損失によって１次側整流素子Ｄｉの破壊を招く場合もあるからである。

このようにして、電流Ｉ３に含まれる共振電流の一部である一の方向の電流が１次側整流素子Ｄｉを流れることによって、交流入力電流ＩＡＣは流通角が拡大されたものとなり、力率の改善が図られる、すなわち、１次側直列共振コンデンサＣ２が１次側整流素子Ｄｉに接続されない場合には、電流Ｉ１は、電圧Ｖ２のピーク付近でのみ流れるパルス状の波形となるものであるが、電流Ｉ３に含まれる一の方向の共振電流が電圧Ｖ２のピーク付近以外でも流れることによって導通角を拡大している。このようにして、本実施形態では、１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流を平滑コンデンサＣｉに帰還して電力回生方式力率改善部を構成する。

さらに、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の重要部分の細部の具体的構成および後述する図３ないし図５の結果を得た各部の諸定数について説明をする。

まず、コンバータトランスＰＩＴの詳細について説明する。コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、多重共振方式の変形Ｅ級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタンスＬ１としても機能する。ここで、インダクタンスＬ１は、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンス成分である。図２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図に沿って、具体的な構造を説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２が異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．２ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．８２を得ている。このようにして、大きなインダクタンス値の漏れインダクタンスＬ１を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、１次巻線Ｎ１の巻数は４５Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は３０Ｔ（ターン）、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。

また、１次側並列共振コンデンサＣｒの値は６８００ｐＦとし、１次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．１μＦとし、２次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０５６μＦとした。また、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦとした。

また、チョークコイルＰＣＣおよび力率改善用インダクタＬｏのいずれもコンバータトランスＰＩＴと略同様の構成を採用することができる。チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３の値は８２μＨ、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスの値は４７μＨとした。

また、１次側整流素子Ｄｉは３Ａ／６００Ｖの仕様のものを用い、２次側整流素子Ｄｏは５Ａ／２００Ｖの仕様のものを用いた。いずれも高速整流素子で構成されるものである。

コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対しては、２次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続している。これにより、２次巻線Ｎ２側から見た漏れインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ４とによって２次側直列共振回路を形成する。この２次側直列共振回路の共振周波数は、上述した１次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３とによって支配を受ける１次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように本実施形態では設定されているが、２次側直列共振回路の共振周波数は、１次側直列共振周波数との関係では適宜、定め得るものである。また、２次側直列共振回路を設けることなく、部分電圧共振回路を２次側に設けるものとしても良いものである。

スイッチング素子Ｑ１は、上述したようにＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。

制御回路１は、入力された２次側直流出力電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における１次側、２次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、２次側直流出力電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、２次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、２次側直流出力電圧Ｅｏの値は１７５Ｖとしている。

（第１実施形態の要部の動作波形と測定データ）
以上、本実施形態のスイッチング電源回路の構成および作用の説明をおこなって来たが、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図３および図４に示し、測定データを図５に示す。

図３は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の３００Ｗにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧である電圧Ｖ１（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流である電流ＩＱ１（図１を参照）、１次側整流素子Ｄｉの出力側の電圧である電圧Ｖ２（図１を参照）、１次側直列共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図１を参照）、チョークコイルＰＣＣに流れる電流である電流Ｉ４（図１を参照）、２次側直列共振コンデンサＣ４に流れる電流である電流Ｉ５（図１を参照）の各々を示す。

また、図４は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の３００Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１を参照）、電圧Ｖ３（図１を参照）、電圧Ｖ２（図１を参照）、電流Ｉ１（図１を参照）、電流Ｉ２（図１を参照）、電流Ｉ３（図１を参照）の各々を示す。図４の電圧Ｖ３、電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電流Ｉ２、および電流Ｉ３の斜線を施した部分の各々は、スイッチングしていることを示すものである。

図５は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣおよびスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。

図５から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９３３、負荷電力Ｐｏが５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．８６の高力率となっている。また、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２．１％の高効率である。また、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲で直流入力電圧Ｅｉの値は１５７Ｖないし１６９Ｖ、オン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦの値は２．０ないし１．０である。

このような実施形態のスイッチング電源回路では、図２６に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２６を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２６に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。ここで、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスの値は４７μＨ、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は８２μＨと小さなものであり、さらにスイッチング素子Ｑ１の１個のみをスイッチング素子として備えれば良いので装置の小型軽量化が図れる。

また、実施形態のスイッチング電源回路では、多重共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２６に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、Ｅ級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。

さらに加えて、実施形態のスイッチング回路においては、１次側の直列共振回路および１次側の並列共振回路とともに２次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって２次側直流出力電圧Ｅｏを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、１個のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、１個のフィルタコンデンサＣＮのみにより十分な対策が可能である。

また、２次側の整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４などもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図２６の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

（第２実施形態）
図６に示す第２実施形態のスイッチング電源回路は、第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第１実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第１実施形態と異なる点は、１次側整流素子Ｄｉとして低速整流素子を用い、高速整流素子Ｄ１を１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流を一方向に流すための整流素子と機能させるものである。そして、高速整流素子Ｄ１に流れる共振電流を一方向に流すために、高速整流素子Ｄ１のカソードおよび力率改善用インダクタＬｏの一端を１次側直列共振コンデンサＣ２に接続し、高速整流素子Ｄ１のアノードを１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続し、力率改善用インダクタＬｏの他端を平滑コンデンサＣｉに接続し、平滑コンデンサＣｉと高速整流素子Ｄ１のアノードとの間にフィルタコンデンサＣＮを接続するものである。このような構成とすることによって、力率改善の目的で使用する高速整流素子を第１実施形態における４個から１個に減らし、低価格化を図ることができるものである。これ以外の他の部分の構成は第１実施形態と異なる点はない。このような接続回路によっても、第１実施形態と略同様の作用と効果を奏することができるものである。

（第３実施形態）
図７に示す第３実施形態のスイッチング電源回路は、第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第１実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第１実施形態と異なる点は、力率改善部は、１次側整流素子を介して１次側直列共振コンデンサに発生する電圧に応じた電流を前記交流電源から流す点である。また、コンバータ部に関しての第１実施形態との差異は、１次側整流素子Ｄｉの出力側にコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１が接続されている点である。このような構成を採用することによって、第１実施形態において必要とされた力率改善用インダクタＬｏを用いないものとしている。

すなわち、第３実施形態のスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する整流平滑部と、整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路である。そして、整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備し、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉから１次側直流電力が供給されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣからの電力が供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２とを有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流回路を形成する２次側整流素子Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとによって出力される２次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、チョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と１次側直列共振コンデンサＣ２とによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、１次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ２とによって１次側第２直列共振周波数が支配され、１次側第１直列共振周波数が１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、を具備し、力率改善部は、１次側整流素子Ｄｉ（高速整流素子）を介して１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流を前記交流電源から流すために、上述の１次側整流素子Ｄｉは高速整流素子で形成されるものである。なお、１次側並列共振回路の周波数は、１次側第１直列共振周波数の略２倍としている。

以下において、第１実施形態および第２実施形態と異なる第３実施形態の特徴部についてのみ説明し、第１実施形態および第２実施形態と同様部分の説明は省略する。

まず、１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路について説明する。１次側第１直列共振回路は、チョークコイルＰＣＣ、平滑コンデンサＣｉ、接地点、１次側直列共振コンデンサＣ２に至る経路によって電流経路が形成される。また、１次側第２直列共振回路は、１次側直列共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソース、接地点に至る経路によって一の方向の電流経路が形成され、１次側直列共振コンデンサＣ２、ボディダイオードＤＤ１、１次巻線Ｎ１に至る経路によって他の方向の電流経路が形成される。

力率改善部に流れる力率改善のための電流は電流Ｉ１に重畳される１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流の一部である。すなわち、１次側直列共振コンデンサＣ２を１次側整流素子Ｄｉに接続することによって、１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する共振電圧に応じた共振電流を交流電源ＡＣから２個の高速整流素子の各々のアノードからカソードを経由して流す。この力率改善のための共振電流と交流電源ＡＣからの商用交流電力を整流した電流とが加算されたものが電流Ｉ１として流れる。

すなわち、力率改善部がない場合には、電流Ｉ１は、電圧Ｖ２のピーク付近でのみ流れるパルス状の波形となるものであるが、このようにして１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する共振電圧に応じた共振電流を電圧Ｖ２のピーク付近以外でも流すことによって導通角を拡大している。このようにして、本実施形態では、１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する共振電圧を、チョークコイルＰＣＣを介して平滑コンデンサＣｉに帰還して電圧帰還方式力率改善部を構成する。

第３実施形態における各部の具体的な定数は以下のように定めた。まず、２次側直流出力電圧Ｅｏは、１７５Ｖとされ、負荷電力Ｐｏの変動に応じてスイッチング素子Ｑ１のＴＯＦＦ期間は変化し、ＴＯＮ期間は負荷電力Ｐｏの減少と交流入力電圧ＶＡＣの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、２次側直流出力電圧Ｅｏの値は定電圧化されている。

コンバータトランスＰＩＴのフェライト材は、ＥＥＲ―３５とされ、ギャップは１．２ｍｍ、コンバータトランスＰＩＴの結合係数は０．８２、１次巻線Ｎ１は４８Ｔ、２次巻線Ｎ２は３０Ｔ、１次側並列共振コンデンサＣｒの値は６８００ｐＦ、１次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．１μＦ、２次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０５６μＦ、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦ、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３の値は８２μＨ、１次側整流素子Ｄｉの仕様は３Ａ／６００Ｖ、２次側整流素子Ｄｏの仕様は５Ａ／２００Ｖとし、１次側整流素子Ｄｉおよび２次側整流素子Ｄｏのいずれも高速整流素子とした。

図８は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の３００Ｗにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧Ｖ１（図７を参照）、電流ＩＱ１（図７を参照）、電圧Ｖ２（図７を参照）、電流Ｉ２（図７を参照）、電流Ｉ５（図７を参照）の各々を示す。

また、図９は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の３００Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図７を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図７を参照）、電圧Ｖ３（図７を参照）、電圧Ｖ２（図７を参照）、電流Ｉ１（図７を参照）、電流Ｉ２（図７を参照）の各々を示す。図９の電圧Ｖ３、電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電流Ｉ２の斜線を施した部分の各々は、スイッチングしていることを示すものである。

図１０は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣおよびスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。

図１０から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９３１、負荷電力Ｐｏが５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．７６の高力率となっている。また、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０．５％の高効率である。また、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲で直流入力電圧Ｅｉの値は１５５Ｖないし１７５Ｖ、オン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦの値は２．０ないし０．８である。

このような実施形態のスイッチング電源回路では、図２６に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２６を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２６に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。ここで、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は８２μＨと小さなものであり、さらにスイッチング素子Ｑ１の１個のみをスイッチング素子として備えれば良いので装置の小型軽量化が図れる。

また、スイッチング素子Ｑ１と２次側の整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４などもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図２６の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

（第４実施形態）
図１１に示す第４実施形態のスイッチング電源回路は、第３実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第３実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第３実施形態と異なる点は、コンバータ部の１次側第１直列共振回路の電流経路はチョークコイルＰＣＣと１次側直列共振コンデンサＣ２のみで構成され、１次側第２直列共振回路の一の方向の電流経路は、平滑コンデンサＣｉから１次側直列共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに至る経路とされ、１次側第２直列共振回路の他の方向の電流経路は、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤＤ１から１次巻線Ｎ１、１次側直列共振コンデンサＣ２、平滑コンデンサＣｉに至る経路とされている。また、力率改善部は、１次側整流素子Ｄｉとして低速整流素子を用い、高速整流素子Ｄ１をこの１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続して、この高速整流素子Ｄ１を介して１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流を交流電源ＡＣから流すものである。

この第４実施形態におけるコンバータ部は、１次側第１直列共振回路の共振周波数を１次側第２直列共振回路の共振周波数の略２倍としてＺＶＳ動作とする点では第１実施形態ないし第３実施形態と同様である。

（第５実施形態）
図１２に示す第５実施形態のスイッチング電源回路は、図７に示す第３実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、第３実施形態を変形したものである。第３実施形態と異なる点は、コンバータ部については第３実施形態において用いたチョークコイルＰＣＣに替えてチョークコイル１次巻線ＮＣ１とチョークコイル２次巻線ＮＣ２とが疎結合に磁気結合されたチョークトランスＶＦＴを用いるものであり、チョークコイルＰＣＣの機能をチョークコイル１次巻線ＮＣ１に生じる漏れインダクタンスＬ３によって生じさせるものである。また、力率改善部については、力率改善部の１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流は、このチョークトランスＶＦＴのチョークコイル２次巻線ＮＣ２を流れるものとされている。

すなわち、第５実施形態のスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する整流平滑部と、整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路である。そして、整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備し、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉから１次側直流電力が供給されるチョークトランスＶＦＴのチョークコイル１次巻線ＮＣ１と、チョークコイル１次巻線ＮＣ１からの電力が供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２とを有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流回路を形成する２次側整流素子Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとによって出力される２次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、チョークコイル１次巻線ＮＣ１に生じるインダクタンスＬ３と１次側直列共振コンデンサＣ２とによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、１次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ２とによって１次側第２直列共振周波数が支配され、１次側第１直列共振周波数が１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、を具備し、力率改善部は、１次側整流素子Ｄｉ（高速整流素子）を介して１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流を交流電源から流すために、上述の１次側整流素子Ｄｉは高速整流素子で形成されるものである。ここで、１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧はチョークコイル１次巻線ＮＣ１に印加され、チョークコイル２次巻線ＮＣ２に１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧と相似の電圧が発生して１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流を交流電源から流すようになされている。なお、１次側並列共振回路の周波数は、１次側第１直列共振周波数の略２倍としている。

以下において、第１実施形態ないし第４実施形態とは異なる第５実施形態の特徴部についてのみ説明し、第１実施形態ないし第４実施形態と同様部分の説明は省略する。

まず、１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路について説明する。１次側第１直列共振回路は、チョークコイル１次巻線ＮＣ１に生じる漏れインダクタンスＬ３、平滑コンデンサＣｉ、接地点、１次側直列共振コンデンサＣ２に至る経路によって電流経路が形成される。また、１次側第２直列共振回路は、１次側直列共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソース、接地点に至る経路によって一の方向の電流経路が形成され、１次側直列共振コンデンサＣ２、ボディダイオードＤＤ１、１次巻線Ｎ１に至る経路によって他の方向の電流経路が形成される。

ここで、チョークトランスＶＦＴは、図２に示すコンバータトランスＰＩＴと略同様の構造を有して、チョークコイル１次巻線ＮＣ１とチョークコイル２次巻線ＮＣ２とが磁気的に疎結合とされている。これによって、チョークコイル１次巻線ＮＣ１に漏れインダクタンスＬ３を生じさせることができる。また、チョークコイル２次巻線ＮＣ２に漏れインダクタンスＬ３’を生じさせることとなる。そして、チョークコイル１次巻線ＮＣ１とチョークコイル２次巻線ＮＣ２との各々に生じる電圧の比は各々の巻数の比と等しいものとなる。このような、構造を有するチョークトランスＶＦＴを用い、巻線比を最適化することによって、１次側第１直列共振周波数と、力率改善部に流す電流である１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流とを、別個に調整することができ、その各々について、最適化をすることができる。

力率改善部に流れる力率改善のための電流は電流Ｉ１に重畳される１次側第１直列共振回路および１次側第２直列共振回路に流れる共振電流の一部である。すなわち、１次側直列共振コンデンサＣ２をチョークコイル１次巻線ＮＣ１に接続し、チョークコイル２次巻線ＮＣ２を１次側整流素子Ｄｉに接続することによって、１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する共振電圧に応じた共振電流を交流電源ＡＣから２個の高速整流素子の各々のアノードからカソードを経由して流すことができる。この力率改善のための共振電流と交流電源ＡＣからの商用交流電力を整流した電流とが加算されたものが電流Ｉ１として流れる。

すなわち、力率改善部がない場合には、電流Ｉ１は、電圧Ｖ２のピーク付近でのみ流れるパルス状の波形となるものであるが、このようにして１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する共振電圧に応じた共振電流を電圧Ｖ２のピーク付近以外でも流すことによって導通角を拡大している。一方、平滑コンデンサＣｉからの１次側直流電力はチョークコイル１次巻線ＮＣ１を介してコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に供給される。このようにして、本実施形態では、１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する共振電圧を、チョークトランスＶＦＴのチョークコイル２次巻線ＮＣ２を介して平滑コンデンサＣｉに帰還して電圧帰還方式力率改善部を構成する。

第５実施形態における各部の具体的な定数は以下のように定めた。まず、２次側直流出力電圧Ｅｏは、１７５Ｖとされ、負荷電力Ｐｏの変動に応じてスイッチング素子Ｑ１のＴＯＦＦ期間は変化し、ＴＯＮ期間は負荷電力Ｐｏの減少と交流入力電圧ＶＡＣの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、２次側直流出力電圧Ｅｏの値は定電圧化されている。

コンバータトランスＰＩＴのフェライト材は、ＥＥＲ―３５とされ、ギャップは１．２ｍｍ、コンバータトランスＰＩＴの結合係数は０．８２、１次巻線Ｎ１は４５Ｔ、２次巻線Ｎ２は３０Ｔ、１次側並列共振コンデンサＣｒの値は６８００ｐＦ、１次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．１μＦ、２次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０５６μＦ、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦ、チョークコイル１次巻線ＮＣ１に生じる漏れインダクタンスＬ３の値は８２μＨ、チョークコイル２次巻線ＮＣ２に生じる漏れインダクタンスＬ３’の値は８２μＨ、１次側整流素子Ｄｉの仕様は３Ａ／６００Ｖ、２次側整流素子Ｄｏの仕様は５Ａ／２００Ｖとし、１次側整流素子Ｄｉおよび２次側整流素子Ｄｏのいずれも高速整流素子とした。

図１３は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の３００Ｗにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧Ｖ１（図１２を参照）、電流ＩＱ１（図１２を参照）、電圧Ｖ２（図１２を参照）、電流Ｉ３（図１２を参照）、電流Ｉ５（図１２を参照）の各々を示す。

また、図１４は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の３００Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１２を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１２を参照）、電圧Ｖ３（図１２を参照）、電圧Ｖ２（図１２を参照）、電流Ｉ１（図１２を参照）、電流Ｉ２（図１２を参照）、電流Ｉ３（図１２を参照）の各々を示す。図１３の電圧Ｖ３、電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電流Ｉ３の斜線を施した部分の各々は、スイッチングしていることを示すものである。

図１５は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣおよびスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。

図１５から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９９１、負荷電力Ｐｏが５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．７６の高力率となっている。また、負荷電力Ｐｏが３００Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０．５％の高効率である。また、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲で直流入力電圧Ｅｉの値は１５５Ｖないし１７５Ｖ、オン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦの値は２．０ないし１．２５である。

このような実施形態のスイッチング電源回路では、図２６に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２６を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２６に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

ここで、チョークコイル１次巻線ＮＣ１に生じる漏れインダクタンスＬ３の値は８２μＨと小さなものであり、さらにスイッチング素子Ｑ１の１個のみをスイッチング素子として備えれば良いので装置の小型軽量化が図れる。さらに、チョークトランスＶＦＴのチョークコイル１次巻線ＮＣ１とチョークコイル２次巻線ＮＣ２との比を調整することによって、漏れインダクタンスＬ３の値を最適な値（１次側第１直列共振周波数を１次側第２直列共振周波数とするような漏れインダクタンスＬ３の値）としながら、力率改善部の最適化（力率を１にちかづけること）ができる。

（第６実施形態）
図１６に示す第６実施形態のスイッチング電源回路は、第５実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第５実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第５実施形態と異なる点は、コンバータ部の１次側第１直列共振回路の電流経路はチョークコイル１次巻線ＮＣ１と１次側直列共振コンデンサＣ２のみで構成され、１次側第２直列共振回路の一の方向の電流経路は、平滑コンデンサＣｉから１次側直列共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに至る経路とされ、１次側第２直列共振回路の他の方向の電流経路は、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤＤ１から１次巻線Ｎ１、１次側直列共振コンデンサＣ２、平滑コンデンサＣｉに至る経路とされている。また、力率改善部は、１次側整流素子Ｄｉとして低速整流素子を用い、高速整流素子Ｄ１をこの１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続して、この高速整流素子Ｄ１を介して１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流を交流電源ＡＣから流すものである。

この第６実施形態におけるコンバータ部は、１次側第１直列共振回路の共振周波数を１次側第２直列共振回路の共振周波数の略２倍としてＺＶＳ動作とする点では第１実施形態ないし第５実施形態と同様であり、この第６実施形態における力率改善部は、高速整流素子Ｄ１を介して１次側直列共振コンデンサＣ２に発生する電圧に応じた電流を交流電源ＡＣから流す点では第４実施形態と同様である。

（２次側回路の変形例）
第１実施形態および第６実施形態において置き換え可能な２次側回路の変形例を図１７ないし図２３に示す。

図１７に示す２次側整流回路は、倍電圧全波整流回路を構成する。すなわち、２次巻線についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして２次巻線部Ｎ２Ａ、２次巻線部Ｎ２Ｂに２分割する。２次巻線部Ｎ２Ａ、２次巻線部Ｎ２Ｂには、同じ巻数（ターン数）が設定される。２次巻線Ｎ２のセンタータップは、２次側アースに接続される。また、２次巻線Ｎ２における２次巻線部Ｎ２Ａ側の端部に対しては２次側直列共振コンデンサＣ４Ａを直列に接続し、２次巻線Ｎ２における２次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部に対しても同一容量の２次側直列共振コンデンサＣ４Ｂを直列に接続する。これにより、２次巻線部Ｎ２Ａの漏れインダクタンス成分と２次側直列共振コンデンサＣ４Ａの容量から成る第１の２次側直列共振回路と、２次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分と２次側直列共振コンデンサＣ４Ｂの容量から成る第１の２次側直列共振回路と略等しい共振周波数を有する第２の２次側直列共振回路とが形成される。

そして、２次巻線Ｎ２における２次巻線部Ｎ２Ａ側の端部を、２次側直列共振コンデンサＣ４Ａの直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点に対して接続する。また、２次巻線Ｎ２における２次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部を、２次側直列共振コンデンサＣ４Ｂの直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ３のアノードと整流ダイオードＤｏ４のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ３の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は２次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ４の各アノードの接続点は２次側アースに接続する。

このようにして、２次巻線部Ｎ２Ａ，２次側直列共振コンデンサＣ４Ａ、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏから成る、第１の２次側直列共振回路を備える第１の倍電圧半波整流回路と、２次巻線部Ｎ２Ｂ，２次側直列共振コンデンサＣ４Ｂ、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏから成る、第２の２次側直列共振回路を備える第２の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサＣｏに対しては、２次巻線Ｎ２の交番電圧の、一方の極性の半周期では、２次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧と２次側直列共振コンデンサＣ４Ｂの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、２次巻線部Ｎ２Ａの誘起電圧と２次側直列共振コンデンサＣ４Ａの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である２次側直流出力電圧Ｅｏとしては、２次巻線部Ｎ２Ａ、２次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。

図１８に示す２次側整流回路は、倍電圧半波整流回路を構成する。すなわち、２次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分と２次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る２次側直列共振回路とが形成される。そして、２次巻線Ｎ２に発生される一方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ２を介して２次側直列共振コンデンサＣ４を充電し、他方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ１を介して平滑コンデンサＣｏを充電する。２次側直列共振コンデンサＣ４に充電された電圧と平滑コンデンサＣｏに充電された電圧とは加算されるので、２次巻線Ｎ２の誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。

図１９に示す２次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１ないし整流ダイオードＤｏ４で構成される全波整流回路である。ここで、部分電圧共振コンデンサＣ３の値を大きくする場合には、この部分電圧共振コンデンサＣ３は、並列共振コンデンサとして機能して、２次側整流回路は、並列共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分で並列電圧共振回路を形成して動作することとなる。

図２０に示す２次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線部Ｎ２Ａおよび２次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２で構成されるセンタータップ両波整流回路である。ここで、部分電圧共振コンデンサＣ３の値を大きくする場合には、この部分電圧共振コンデンサＣ３は、並列共振コンデンサとして機能して、２次側整流回路は、並列共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分で並列電圧共振回路を形成して動作することとなる。

図２１に示す２次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２に発生する漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２と平滑コンデンサＣｏＡおよび平滑コンデンサＣｏＢとで構成される倍電圧整流回路である。ここで、部分電圧共振コンデンサＣ３の値を大きくする場合には、この部分電圧共振コンデンサＣ３は、並列共振コンデンサとして機能して、２次側整流回路は、並列共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分で並列電圧共振回路を形成して動作することとなる。

なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、交流入力電圧ＶＡＣは、１００Ｖの商用の交流電源が入力されることを前提としているのであるが、本発明は、交流入力電圧ＶＡＣの値として、特に限定があるものではない、例えば、２００Ｖの商用の交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。また、例えば、１次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、２次側直列共振回路を含んで形成する２次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。また、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。実施形態のコンバータトランスの構造例である。実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。実施形態の２次側回路の変形例である。実施形態の２次側回路の変形例である。実施形態の２次側回路の変形例である。実施形態の２次側回路の変形例である。実施形態の２次側回路の変形例である。Ｅ級スイッチングコンバータの基本原理を示す図である。Ｅ級スイッチングコンバータの動作原理に基づく波形図である。背景技術に示すアクティブフィルタの構成図である。背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路における交流入力電圧、交入力電流および平滑電圧を商用の交流電源周期により示す波形図である。背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。

符号の説明

１制御回路、２発振・ドライブ回路、ＡＣ商用の交流電源、Ｃｒ１次側並列共振コンデンサ、Ｃ２１次側直列共振コンデンサ、Ｃ３部分電圧共振コンデンサ（並列共振コンデンサ）、Ｃ４、Ｃ４Ａ、Ｃ４Ｂ２次側直列共振コンデンサ、ＣＬアクロスコンデンサ、ＣＭＣコモンモードチョークコイル、ＣＮフィルタコンデンサ、Ｃｉ、Ｃｏ、ＣｏＡ、ＣｏＢ平滑コンデンサ、ＣＲ１、ＣＲ２コア、Ｄ１高速整流素子、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３，Ｄｏ４整流ダイオード、ＤＤ、ＤＤ１、ＤＤ２ボディダイオード、Ｄｉ１次側整流素子、Ｄｏ２次側整流素子、Ｅｉ整流平滑電圧、Ｅｏ２次側直流出力電圧、Ｇ、ギャップ、ＩＡＣ交流入力電流、ＰＣＣチョークコイル、ＬＦＴラインフィルタトランス、Ｌｏ力率改善用インダクタ、Ｎ１１次巻線（コンバータトランス１次巻線）、Ｎ２２次巻線（コンバータトランス２次巻線）、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ２次巻線部、ＮＣ１チョークコイル１次巻線、ＮＣ２チョークコイル２次巻線、ＰＩＴコンバータトランス、ＰＣＣチョークコイル、ＶＦＴチョークトランス、Ｑ１スイッチング素子

Claims

交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
前記整流平滑部は、
交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
前記コンバータ部は、
前記平滑コンデンサから前記１次側直流電力が供給されるチョークコイルと、
前記チョークコイルからの電力が供給される１次巻線と前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線とを有するコンバータトランスと、
前記１次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
前記チョークコイルの有するインダクタンスと１次側直列共振コンデンサとによって１次側第１直列共振周波数が支配される１次側第１直列共振回路と、
前記１次巻線に発生する漏れインダクタンスと前記１次側直列共振コンデンサとによって１次側第２直列共振周波数が支配され、前記１次側第１直列共振周波数が前記１次側第２直列共振周波数の略２倍となるように設定される１次側第２直列共振回路と、
前記１次巻線に発生する漏れインダクタンスと１次側並列共振コンデンサとによって１次側並列共振周波数が支配される１次側並列共振回路と、を具備し、
前記力率改善部は、
前記１次側整流素子を介して前記１次側直列共振コンデンサに発生する電圧に応じた電流を前記交流電源から流すことを特徴とする、
スイッチング電源回路。
前記コンバータ部のチョークコイルは、
チョークコイル１次巻線とチョークコイル２次巻線とが磁気的に疎結合とされてなるチョークトランスの前記チョークコイル１次巻線に生じる漏れインダクタンスとして形成され、
前記力率改善部の前記１次側直列共振コンデンサに発生する電圧に応じた電流は、
前記チョークトランスの前記チョークコイル２次巻線を介して流れることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。