JP5842366B2 - スイッチング電源制御回路 - Google Patents
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Description
Vac = V1 * sinθ (1)
で表せる。ここで、V1は定数であり、θは0〜180°の位相変数を表す。
Idrp = Vac * Ton / Lp (4)
になる。ここで、Ton はオン幅、Lp はトランスTra一次側のインダクタンスを表す。この場合、トランスTra一次側のインダクタンスL1と、スイッチング素子Q1(11)による電圧ドロップを無視する。またドレイン電流のピーク値Idrpは、各スイッチング周期におけるドレイン電流のピーク値を表すものとする。
Iac = 1/2 * Idrp * D (5)
になる。ここで、DはスイッチングのDuty(オン時比率、またはオン・デューティ、または単にデューティ)を表す。また、記号"*"は乗算記号を表す。
Is = N * Idrp (7) (但し、Nはトランスの巻線比)
Is = Vo * Toff / Ls (8) (但し、Lsは二次側のインダクタンス)
N * N = Lp / Ls (9)
上記式(4)を変形して、
Ton = Idrp * Lp / Vac (10)
上記式(8)及び式(7)を用いて、
Toff = Is * Ls / Vo = N *Idrp * Ls / Vo (11)
上記式(6)に上記式(10)及び式(11)を代入して、
D = Ton / (Ton+Toff) = (Lp / Vac) / (Lp / Vac + N * Ls / Vo)
= Lp * Vo / (Vo/Lp + N * Ls * Vac)
= (Lp / Ls) * Vo / ((Lp / Ls) * Vo + N * Vac) (12)
これに式(9)を代入して
D = N * N *Vo / (N * N * Vo + N * Vac) = N * Vo / (N * Vo + Vac) (13)
になる。ここで、Voは、トランスTra二次側で得られる出力電圧を表す。またトランスTra一次側におけるインダクタL1とコンデンサC4(12)による共振周期とトランスTra二次側におけるダイオードD1(1)による電圧ドロップを無視する。
Iac = 1/2 * Vac *Ton / Lp * Vo * N / (Vo * N + Vac) (14)
になる。オン幅固定制御であるため、図10に示すようにライン電流Iacはライン電圧Vacの関数として表わされ、サイン波に近い波形になる。いまはオン幅固定制御と仮定したので、式(14)においてIac = K *Vac(但し、Kは定数)と表すことができ、これを上記した式(2)及び式(3)に代入して力率(PF)を計算すると、力率(PF)はほぼ1になり、ライン電圧依存性を考慮して計算すると、力率(PF)は一般的には0.95〜0.99になる。因みに、上記した式(14)で(Vo * N + Vac)のVacの項がないとすれば、力率(PF)は1.0になる。
Iac = 1/2 *Idrp * Vo * N / (Vo * N + Vac) (15)
になり、図12の波形図に示すように、スイッチング電源装置の入力部に入力されるライン電圧Vacとほぼ反比例になり、逆サイン波になる。図11のピーク電流固定制御方式では、ライン電力の振動が大きく抑えられ、出力電解コンデンサC3(2)の容量をほぼ半減させることができるが、力率は悪くなり、約0.6になる。最大オン幅制御を導入することによって、力率(PF)を0.9程度になるよう設計することもできるが、入力電圧の依存性が大きいという問題がある。例えば、100Vac入力で、最大オン幅制限による調整で力率(PF)が0.87になる設計が、230Vac入力の場合には力率(PF)が0.67になってしまうという問題がある。
[実施形態1]
図1は、ライン電流固定制御機能を有する擬似共振スイッチング制御の一段方式を採る本発明の第1の実施形態に係る力率改善型のコンバータ(スイッチング電源装置)の構成を示す図である。図1を用い、本発明の第1の実施形態に係るコンバータの動作を項目に分けて説明する。図1に示すスイッチング電源装置は、交流電源ACからの交流出力をダイオード・ブリッジDbで整流して得たライン電圧Vac,ライン電流IacをトランスTraの一次巻線Lpに印加し、トランスTraの二次巻線Lsに誘起される二次側電流IsをダイオードD1(1)及び出力コンデンサC3(2)で整流して得た直流出力電圧Voを負荷(LED)に印加するものである。
トランスTraの二次巻線Lsと抵抗Rsの直列回路からZCD(ゼロ電流検出:Zero Current Detection)端子に入力される電圧により、ボトム検出回路(Valley Detection Circuit)301は、トランスTraのエネルギー放出終了後に開始される共振の共振電流のボトムを検出する。ボトム検出回路301がボトムを検出すると、ボトム検出回路301はHレベルのボトム検出信号(bot信号)をオア(OR)回路303を介してワンショット回路304に出力する。一方、ボトム検出回路301で前記共振電流のボトムが検出できない場合には、Restart回路302からHレベルのターンオン指令を上記の場合に代わりオア回路303を介してワンショット回路304に出力する。
図1に示したスイッチング電源装置におけるトランスTraの一次巻線Lpに接続されたスイッチング素子Q1(11)のドレイン電流Idrを抵抗R2(14)によって変換した電圧Vis(電流センス電圧、Vis = Idr * R2)は、図1に示したスイッチング電源装置の制御回路(300)のIS端子を介して、制御回路(300)のVis * Vdの乗算回路310に入力される。一方、Duty検出回路309は、フリップフロップ305のQ出力を基にDuty(=D)を検出して、Dに比例する信号であるVd電圧を生成する。生成されたVd電圧は、Vd = D * K1と表される。ただし、K1は定数である。そして、乗算回路310は、ドレイン電流Idrと比例するVis電圧(Vis)とDに比例する信号であるVd電圧との乗算を実施する。
負荷であるLEDに流れている電流Io、すなわちLED電流Io、が抵抗R1(3)でフィードバック電圧Vfbに変換され、図1に示したスイッチング電源装置における制御回路(300)内のFB端子を介してLED電流Ioに比例するフィードバック電圧Vfbがオペアンプ312に入力される。フィードバック電圧Vfbと基準電圧Vref(313)との差をオペアンプ312が増幅して、誤差信号Vcompを生成する。乗算回路310により生成されたドレイン電流Idrに比例するVisdが誤差信号Vcompに等しくなるとスイッチング素子Q1(11)をターンオフするよう構成することにより、フィードバック電圧Vfbが基準電圧Vref(313)より大きいと誤差信号Vcompが小さくなってオン幅が小さくなることによりドレイン電流Idrが減少し、フィードバック電圧Vfbが基準電圧Vref(313)より小さいと誤差信号Vcompが大きくなってオン幅が大きくなることによりドレイン電流Idrが増大する。これによって、フィードバック電圧Vfbが基準電圧Vref(313)と等しくなるところで誤差信号Vcompが安定し、LED電流Ioが一定になるようにライン電力を制御することが可能となる。誤差信号Vcompがフィードバック電圧Vfbのリップルからの影響を受けないようにコンデンサC5(13)を設ける(一般的にC5(13)の容量値は1μF程度である)。
ドレイン電流を決めるスイッチングサイクルを本サイクルと定義する。互いに隣になるサイクルを近隣サイクルと定義する。本サイクルの前の近隣サイクルを前サイクルと定義する。本実施形態で説明するコンバータ(スイッチング電源装置)のスイッチング周期は一般的に10μsec台程度である。そして、ライン電圧Vacの周期が10msec台であるため、近隣サイクルのライン電圧が本サイクルのライン電圧と等しいと近似することができる。上記した式(13)より、デューティDも近隣サイクルのものから変わらないと近似することができる。その結果、Duty検出回路309は、前サイクルにおいて求められたデューティDに比例する信号である電圧Vdを、本サイクルで保持して利用することができる。
図5は、ライン電流固定制御機能を有する固定スイッチング周波数制御の一段方式を採る本発明の第2の実施形態に係る力率改善型のコンバータ(スイッチング電源装置)の構成を示す図である。図5に示すスイッチング電源装置は、図1に示すのと同様に、交流電源ACからの交流出力をダイオード・ブリッジDbで整流して得たライン電圧Vac,ライン電流IacをトランスTraの一次巻線Lpに印加し、トランスTraの二次巻線Lsに誘起される二次側電流IsをダイオードD1(1)及び出力コンデンサC3(2)で整流して得た直流出力電圧Voを負荷(LED)に印加するものである。
図7は、ライン電流固定制御機能を有する固定スイッチング周波数制御の一段方式を採る本発明の第3の実施形態に係る力率改善型のコンバータ(スイッチング電源装置)の構成を示す図である。図7におけるコンバータ動作で図5に示した本発明の第2の実施形態に係るコンバータの動作と異なる点について説明すると、図7に示したスイッチング電源装置における制御回路(500)内におけるコンバータ動作では、図5のDuty検出回路407に変えてオン幅検出回路507を使用するため、前サイクルの情報(デューティDに比例する信号である電圧Vd)を保持しなくて済むようにしている。
Iac = 1/2 * Idrp * D = 1/(2*T) * Idrp * Ton (16)
になる。ここで、Tはスイッチング周期、Ton は、オン幅を表す。Tが一定である(OSC回路501が一定の周波数で発振する)ため、上記式(16)に示したようにライン電流IacはIdrpとTonの乗算に比例するものとなる。
(a)オン幅固定制御における力率(PF)の算出方法
ライン電流Iacが近似的に式(17)
(b)ライン電流固定制御における力率(PF)の算出方法
ライン電流Iacが式(18)
2 出力コンデンサ(電解コンデンサ)(C3)
3 抵抗(R1)
11 スイッチング素子(Q1)
12 コンデンサ(C4)
13 コンデンサ(C5)
14 抵抗(R2)
300 制御回路(IC:集積回路)
301 ボトム検出回路(valley detection circuit)
302 リスタート回路(restart circuit)
303 オア回路(OR logic circuit)
304 ワンショット回路(one shot circuit)
305 フリップフロップ(Flip Flop)
306 ドライブ回路(Driving Circuit)
307 最大オン幅制限回路(Max-On Period Limitation Circuit)
308 オア回路(OR logic circuit)
309 Duty検出回路(Duty Detection Circuit)
310 Vis * Vd 乗算回路
311 コンパレータ(Comparator)
312 オペアンプ(Op Amp.)
313 基準電圧源(Reference Voltage Resource)
Iac ライン電流
Idr ドレイン電流
Idrp ドレイン電流のピーク値
Io LED電流
Is トランス二次側電流
Lp トランス一次巻線
Ls トランス二次巻線
Tra トランス
Vac ライン電圧
Vcomp 誤差信号
Vfb フィードバック電圧
Vo 出力電圧
Claims (6)
- スイッチング素子がトランス一次巻線に接続され、トランス二次巻線から負荷に所定の出力電力を供給するライン電流固定制御機能を有する力率改善型スイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御回路において、
交流電源の整流により得たライン電流を前記トランス一次巻線に供給する手段と、
前記一次巻線に接続された前記スイッチング素子をターンオンさせるスイッチング指令信号を生成する手段と、
前記ライン電流がグランドに流れる途上で前記スイッチング素子に流れるドレイン電流の電流値を検出する手段と、
前記スイッチング指令信号に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を検出しデューティを算出する手段と、
前記検出したドレイン電流の電流値と前記算出したデューティとの乗算値を算出する手段と、
前記負荷からのフィードバック信号と基準電圧の差を増幅して誤差信号を生成する手段と、
前記算出した乗算値が前記誤差信号に一致すると前記スイッチング素子をオフさせる手段と、
前記スイッチング素子の最大オン幅を制限する手段と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源制御回路。 - 前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、前記トランス一次巻線に流れる電流が極小となるタイミングで前記スイッチング素子がターンオンするように制御する擬似共振制御に基づいて生成されることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、一定の周波数で発振する発振回路の発振周波数に基づいて生成されることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源制御回路。
- スイッチング素子がトランス一次巻線に接続され、トランス二次巻線から負荷に所定の出力電力を供給するライン電流固定制御機能を有する力率改善型スイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御回路において、
交流電源の整流により得たライン電流を前記トランス一次巻線に供給する手段と、
前記一次巻線に接続された前記スイッチング素子をターンオンさせるスイッチング指令信号を生成する手段と、
前記ライン電流がグランドに流れる途上で前記スイッチング素子に流れるドレイン電流の電流値を検出する手段と、
前記スイッチング指令信号に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を検出する手段と、
前記検出したドレイン電流の電流値と検出した前記スイッチング素子のオン幅との乗算値を算出する手段と、
前記負荷からのフィードバック信号と基準電圧の差を増幅して誤差信号を生成する手段と、
前記算出した乗算値が前記誤差信号に一致すると前記スイッチング素子をオフさせる手段と、
前記スイッチング素子の最大オン幅を制限する手段と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源制御回路。 - 前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、一定の周波数で発振する発振回路の発振周波数に基づいて生成されることを特徴とする請求項4記載のスイッチング電源制御回路。
- 請求項1ないし5のいずれか一項に記載のスイッチング電源制御回路を備えて構成されたスイッチング電源装置。
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